CN105075104B

CN105075104B - 用于确定感应电机的励磁曲线和转子电阻的系统以及制造其的方法

Info

Publication number: CN105075104B
Application number: CN201380067376.8A
Authority: CN
Inventors: K·王; W·姚; H·李; Z·鲁
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Intelligent Power Ltd
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-12-17
Publication date: 2017-11-17
Anticipated expiration: 2033-12-17
Also published as: CN105075104A; US20140167674A1; EP2936675A1; US8988035B2; EP2936675B1; WO2014099970A1

Abstract

一种用于识别感应电机的励磁电感和转子电阻的系统，其包括具有转子和定子的感应电机，DC电压母线，以及耦接到DC电压母线和感应电机的DC到AC电压逆变器。系统还包括控制器，该控制器被配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的多个相施加方波激励，基于方波激励确定感应电机定子的定子电阻，以及基于方波激励确定感应电机转子的转子电阻。同样控制器被配置为基于定子和转子电阻计算感应电机的励磁曲线，以及基于励磁曲线控制感应电机运行。

Description

用于确定感应电机的励磁曲线和转子电阻的系统以及制造其的方法

技术领域

本发明的实施例一般涉及电动机控制，并且更特别地涉及确定感应电机的励磁曲线的装置以及方法。

背景技术

基于转子磁通取向的高性能无传感器矢量控制在很大程度上依赖于感应电机的参数估计。已经提出了包括在线方法和离线方法的许多用于感应电动机参数识别的方法。一般来说，定子和转子电阻的在线识别基于离线估计值。转子识别的传统方法包括堵转和空载测试。然而，在一些工程应用中无法实现堵转和空载测试。

已经提出了一种涉及向电动机施加不同频率的单相正弦激励来模仿堵转和空载情况的方法。这种方法的缺点是频率的选择非常重要，并且该方案对采样误差非常敏感，其可导致大的转子电阻识别误差。基于统计数据还提出了诸如使用递归最小二乘(RLS)算法的其它方法。这些方法可以是高度精确的，但通常在计算上要求过高，导致长运行循环。

许多应用使用以远超过额定速度的高速度运行的感应电机。由于可用电压被限制为低于该高速度，转子磁通基准随着速度增加而降低，因而导致在弱磁区中运行。最优励磁电感在弱磁区中更新的问题一直是近几十年来广受关注的话题。励磁电感的在线更新可依赖于离线识别的励磁曲线。通常将励磁曲线制作成存储在控制器中的表格，并且根据磁通基准通过查表在线更新励磁电感值。

用于励磁曲线识别的常用方法包括曲线拟合算法。在这些方法中，使用显函数(例如，幂函数，有理幂函数，多项式等)，并相应地设定假定函数的系数。通过选择在不同励磁电流下的一组励磁电感估计值，可解出函数的系数。然而，真实励磁曲线依赖于不确定的函数，并且电机的励磁曲线相互不同。因此，这些方法可能并不是精确矢量控制的最佳选择。

因此，期望一种克服上述缺点的用于确定感应电机的励磁曲线的装置以及方法。

发明内容

根据本发明的一方面，一种用于识别感应电机的励磁电感的系统包括包含转子和定子的感应电机，DC电压母线，以及耦接到DC电压母线及感应电机的DC到AC电压逆变器。系统还包括控制器，该控制器被配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的多个相施加方波激励，基于方波激励确定感应电机定子的定子电阻，以及基于方波激励确定感应电机转子的转子电阻。控制器同样被配置为基于定子和转子电阻计算感应电机的励磁曲线，并且基于励磁曲线控制感应电机运行。

根据本发明的另一方面，用于确定感应电机的励磁电感的系统包括，耦接到DC电压母线及感应电机的DC到AC电压逆变器。系统还包括控制器，该控制器被配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的一对相施加方波激励，并且基于方波激励确定感应电机的定子电阻R_s。控制器同样被配置为基于方波激励确定感应电机的转子电阻R_r，基于定子电阻R_s以及基于转子电阻R_r计算励磁曲线，并且根据励磁曲线控制感应电机运行。

根据本发明的又一方面，用于制造感应电机控制电路的方法包括，提供感应电机，将DC到AC电压逆变器耦接到感应电机，以及将DC电压母线耦接到DC到AC电压逆变器。方法还包括将控制器配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的一对相施加方波激励，基于方波激励确定感应电机定子的定子电阻，以及基于方波激励确定感应电机的转子电阻R_r。同样将控制器配置为基于定子电阻和转子电阻计算感应电机的励磁曲线，并且基于励磁曲线控制感应电机运行。

本发明的各种其它特征和优点将从以下详细描述和附图中变得显而易见。

附图说明

附图示出目前实现本发明所考虑的优选实施例。

在附图中：

图1是根据本发明实施例的感应电机的控制电路的电路图。

图2是根据本发明实施例的感应电机相的T型等效电路的电路图。

图3是根据本发明另一实施例的感应电机相的Γ型等效电路的电路图。

图4是示出根据本发明实施例的用于确定感应电机励磁曲线的技术的流程图。

图5是由本发明实施例所实现的方波脉冲序列的脉冲图。

图6是由本发明实施例所实现的方波脉冲序列的脉冲图。

具体实施方式

图1是根据本发明实施例的感应电机4的控制电路2的电路图。在一个实施例中，控制电路2包括被配置为接收来自诸如电网的AC源的AC电力的输入6。将整流器组件8耦接到输入6，以便将AC电力转换为DC电力并且将DC电力提供到DC母线10。在替代的实施例中，提供到DC母线10的DC电力可由诸如高能电池等的DC能量源12(以虚线示出)提供。耦接到DC母线10的滤波电容器14可用于为DC母线10提供平滑化功能，并且滤出DC母线10上的高频电流。

将电压逆变器16耦接到DC母线10和感应电机4。优选地，电压逆变器16是被配置为将DC母线10上的DC能量逆变为可由感应电机4使用的AC能量的双向电压修正组件。电压逆变器16包括配对形成三个相18(S₁-S₂)，20(S₃-S₄)，22(S₅-S₆)的六个开关S₁-S₆。将每个相18，20，22耦接到DC母线10以及感应电机4的相应的相(A，B，C)。

控制驱动组件24耦接到电压逆变器16，以便控制开关S₁-S₆将来自DC母线10的DC能量逆变为提供到感应电机4的AC能量。另外，当作为发电机(例如，诸如以再生制动模式)运行时，感应电机4可向电压逆变器16提供AC能量，用于向DC母线10提供的DC能量的逆变。控制器26被耦接到控制驱动组件24，并且可用于激活控制驱动组件24使得根据本发明的实施例运行开关S₁-S₆。

根据本发明的实施例，通过实验确定感应电机4的励磁曲线。感应电机4的两相(诸如相A和相B)用于确定励磁曲线。同样，还使用电压逆变器16的相18，20。为了确定励磁曲线，基于感应电机的相中的一个的动态物理模型的等效电路可用于确定电机参数。图2示出根据本发明实施例的感应电机的相的等效电路28。如以下将要说明的，在定子的任意两相(例如A和B)之间施加方波激励，并且可从定子电流响应曲线中提取有用的识别信息。在定子任意两相之间所施加的方波激励下，电路模型等效于两个T型稳态等效电路的串联。电路28示出感应电机4的两个T型等效电路中的一个(诸如相B的T型电路)。然而，感应电机4的相B所确定的参数同样用作感应电机4的相A或相C的参数。

在电路28中，电阻器R_s和L_sσ分别表示感应电机4定子的电阻和泄漏电感。电阻器R_r和L_rσ分别表示感应电机4转子的电阻和泄漏电感。参数L_m表示感应电机4的励磁电感，并且是用于由本发明的实施例所确定的励磁曲线的参数。

若需要，图2所示的T型等效电路可转换为图3所示的反Γ型等效电路30。在正常情况下，认为定子和转子的泄漏电感彼此相等。因此，在本文所描述的实施例中，通过L_sσ＝L_rσ＝L_σ指示定子和转子的泄漏电感。图2的T型等效电路与图3的反Γ型等效电路之间的参数关系如下：

L′_s＝σ(L_m+L_σ) (等式1)

(等式2)

(等式3)

图4是示出根据本发明实施例的用于确定感应电机励磁曲线的技术32的流程图。在步骤34，通过本领域中诸如例如施加适当高频脉冲的已知方法确定或识别泄漏电感值L_σ。但是同样可使用其它已知的方法。在一般情况下，认为泄漏电感不受温度，速度和饱和度效应影响，所以假设泄漏电感值一直保持恒定。

在步骤36，获得额定定子电流响应曲线C_rated。如上所述，在定子的任意两相(例如A和B)之间施加方波激励。同样参照图5和6，基于开关S₁-S₄的控制示出方波脉冲序列38、40，以便从具有在逆变器DC母线10上所施加的恒定大小的DC电压中生成用于感应电机4的相A和相B的方波脉冲。可从图1所示的线性DC源(DC能量源12)或整流器组件8中获得DC电压。如果通过线性DC源获得大小为U_DC的DC电压，则如图5所示可通过逆变器16中的开关对S_1，4和S_2，3上的互补PWM驱动信号实现的方波激励，并且方波激励的振幅也是U_DC。但是，如果通过三相整流器8获得DC电压，则利用高频斩波器减小DC母线10上的高电压U_{DC_bus}，并且图6示出逆变器16的开关S₁-S₄上的PWM驱动信号。因此，方波激励的最终振幅为U_DC＝U_{DC_bus}·D。

根据电动机铭牌上注明的额定电流值i_rated，施加具有适当振幅和周期的方波激励，以确保定子电流在方波改变电平之前达到额定值i_rated的稳定状态。出于这个目的，如图5和6中所示，控制开关S₁，S₄至其导通状态，并且控制开关S₂，S₃至其关断状态。因此，“方波”成为恒定的DC激励，并可采用具有PI控制的电流回路以确保稳态定子电流达到额定值i_rated。然后，如图5和6中所示，交替控制开关S₁，S₄和S₂，S₃以互补状态导通，并调整PWM驱动信号的周期T以确保定子电流在方波再次改变电平之前达到稳定状态。在半个周期内测量若干组定子电流i，并且确定其平均值从而获得称作C_rated的额定定子电流响应曲线。

返回参照图4，通过电压传感器(未示出)记录DC电压的大小U_DC。然后，从DC电压大小U_DC中减去逆变器开关上的压降V_inverter，并且得到U＝U_DC-V_inverter，其为直接施加在电动机上的实际方波振幅。因此，在步骤42可通过识别定子电阻。

在步骤44，确定磁通量识别ψ_m。由于已知R_s和L_σ，可根据以下等式通过定子电流响应曲线C_rated获得单相磁通量ψ_m：

(等式4)

其中，T_S指示采样周期，并且其中ψ_m(0)＝0，i(0)＝-i_rated，k≤T/2T_S，以及T指示方波激励的周期。

在步骤46，确定饱和电流i_sat(或者也被称为临界饱和电流)。瞬时电感可表示为：

(等式5)

由于L_σ≈0，可抵消，因此：

(等式6)

其意为瞬时电感与等效转子电阻R_r′具有线性关系。换句话说，等效转子电阻R_r′影响瞬时电感的值，但不影响励磁曲线的饱和点。在步骤48，假设R_r等于R_s，可在定子电流响应曲线C_rated下获得瞬时励磁电感L′_m。随后可绘制对应的瞬时励磁电感曲线，从中即可确定励磁电感的饱和点。在一个实施例中，当励磁电感值下降到其最大值的90％时，可辨识对应的采样点作为饱和点。记录在饱和点的定子电流值，并可由以下等式得到对应的励磁电流i_m：

(等式7)

因此，临界饱和电流i_sat是通过等式7确定的励磁电流。应注意，该临界饱和电流i_sat是通过假设推导出来的，因此存在一些与其相关联的误差。在实际的实验中，可依赖于采样准确性，尽可能小的选择临界饱和电流i_sat。

在步骤50，确定不饱和定子电流响应曲线C_Sat。伴随步骤36，可采用电流回路控制来调整方波激励的振幅，确保稳态定子电流等于i_sat。然后，在半个周期内测量若干组定子电流i，并且利用其平均值获得不饱和定子电流响应曲线C_Sat。

在步骤52，识别或确定不饱和励磁电感L′_{m_sat}。通过C_Sat，可由以下等式得到不饱和励磁电感L′_{m_sat}：

(等式8)

其中，并且T指示方波激励的周期。

在步骤54，确定转子电阻R_r。由于L′_{m_sat}已知，可通过C_Sat和以下等式获得一组转子电阻值：

(等式9)

(等式10)

(等式11)

其中，每个采样点的微分和二阶微分电流值由如下等式定义：

(等式12)

(等式13)

利用所有估计值的平均值来消除随机误差，可推导出T型等效电路中R_r的实际值。

在步骤56，计算真实的励磁电流曲线i_m。由于R_r已知，可通过C_rated和以下等式获得i_m的真实励磁电流曲线：

(等式14)

在步骤58，计算或确定真实的单相磁通量ψ_{m_real}。找到i_m的真实励磁电流曲线与ψ_m的对应单相磁通量值的零交叉点，称为ψ_{m_offset}。进一步，可由如下等式得到真实的单相磁通量：

ψ_{m_real}＝ψ_m-ψ_{m_offset} (等式15)

在步骤60，在不同时间通过L_m＝ψ_{m_real}/i_m计算励磁电感L_m，并在步骤62绘制励磁曲线在一个实施例中，通过基于励磁电感L_m计算其每个点来形成励磁曲线。以这种方式，励磁曲线表示沿着其长度所捕捉的实际值，而非具有基于曲线拟合方法的多个内插点。如果在转子磁通取向控制中，实际的单相磁通基准为ψ_{m_ref}，则方波激励下的对应磁通量值ψ_{m_real}为利用替代可将励磁曲线更新为。

由于每台感应电机是独一无二的，基于一台电机的修正励磁曲线的计算并不是同一类型所有电机的最佳修正曲线。因此，本发明的实施例允许捕捉单台电机的感应磁通如何变化，并且利用该能力捕捉感应磁通如何随该电机的速度而变化。因此，特定电机的个体化修正的励磁曲线允许在额定速度以上运行时优化该电机的控制。如在本文实施例中所描述的，可对图1中的控制器26和/或控制驱动组件24进行编程，从而通过实验确定励磁曲线。即可编程控制器26和/或控制驱动组件24以执行技术32来确定励磁曲线。另外，可编程控制器26和/或控制驱动组件24以运行控制电路2，从而根据已更新的励磁曲线控制感应电机4。

因此，根据本发明的实施例，用于识别感应电机的励磁电感的系统包括具有转子和定子的感应电机，DC电压母线，以及耦接到DC电压母线和感应电机的DC到AC电压逆变器。系统还包括控制器，控制器被配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的多个相施加方波激励，基于方波激励确定感应电机定子的定子电阻，以及基于方波激励确定感应电机转子的转子电阻。控制器同样被配置为基于定子和转子电阻计算感应电机的励磁曲线，并基于励磁曲线控制感应电机运行。

根据本发明的另一实施例，用于确定感应电机励磁电感的系统包括耦接到DC电压母线及感应电机的DC到AC电压逆变器。系统还包括控制器，该控制器被配置为使DC到AC电压逆变器向感应电机的一对相施加方波激励，并且基于方波激励确定感应电机的定子电阻R_s。同样该控制器被配置为基于方波激励确定感应电机的转子电阻R_r，基于定子电阻R_s以及基于转子电阻R_r计算励磁曲线，并根据励磁曲线控制感应电机运行。

根据本发明的又一实施例，用于制造感应电机控制电路的方法包括提供感应电机，将DC到AC电压逆变器耦接到感应电机，以及将DC电压母线耦接到DC到AC电压逆变器。方法还包括配置控制器以使DC到AC电压逆变器向感应电机的一对相施加方波激励，基于方波激励确定感应电机定子的定子电阻，以及基于方波激励确定感应电机的转子电阻R_r。同样控制器被配置为基于定子电阻和转子电阻计算感应电机的励磁曲线，并基于励磁曲线控制感应电机运行。

已经以优选实施例的形式描述了本发明的实施例，并且理解的是除这些明确说明之外的等效、替代和修改是可能的，并且落入所附权利要求的范围之内。

Claims

1.一种用于识别感应电机的励磁电感的系统，所述系统包括：

包括转子和定子的感应电机；

DC电压母线；

耦接到所述DC电压母线及所述感应电机的DC到AC电压逆变器；以及

控制器，其被配置为：

使所述DC到AC电压逆变器向所述感应电机的多个相施加方波激励；

基于所述方波激励确定所述感应电机的定子的定子电阻值；

基于所述方波激励确定所述感应电机的转子的转子电阻值；

基于所述定子电阻值和转子电阻值计算所述感应电机的励磁曲线；以及

基于所述励磁曲线控制所述感应电机运行。

2.如权利要求1所述的系统，其中所述DC到AC电压逆变器包括：

第一对开关，其耦接到所述感应电机的多个相中的第一相；以及

第二对开关，其耦接到所述感应电机的多个相中的第二相；以及

其中被配置为使所述DC到AC电压逆变器施加所述方波激励的所述控制器，被配置为：

控制所述第一对开关中的第一开关至导通状态；

控制所述第一对开关中的第二开关至关断状态；

控制所述第二对开关中的第一开关至导通状态；以及

控制所述第二对开关中的第二开关至关断状态。

3.如权利要求2所述的系统，其中被配置为使所述DC到AC电压逆变器施加所述方波激励的所述控制器，被配置为使所述DC到AC电压逆变器用于：

施加所述方波激励的一个脉冲一段时间，以足够允许稳态定子电流达到所述感应电机的额定电流值；

在所述稳态定子电流达到额定电流值后，测量多个定子电流值；以及

基于多个定子电流值的平均值计算额定定子电流响应曲线。

4.如权利要求3所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

基于所述额定定子电流响应曲线，计算瞬时励磁电感曲线；

确定所述瞬时励磁电感曲线的饱和点；以及

基于所述饱和点以及基于与所述转子电阻值相等的定子电阻值，确定所述感应电机的临界饱和电流值。

5.如权利要求4所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

确定所述感应电机的临界饱和电流值；

使所述DC到AC电压逆变器施加所述方波激励的一个脉冲一段时间，以足够允许稳态定子电流达到临界饱和电流值；

在所述稳态定子电流达到临界饱和电流值后，测量多个定子饱和电流值；以及

基于所述多个定子饱和电流值的平均值，计算不饱和定子电流响应曲线。

6.如权利要求5所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

基于所述不饱和定子电流响应曲线，确定所述感应电机的不饱和励磁电感；以及

基于所述不饱和定子电流响应曲线以及基于所述不饱和励磁电感，确定所述感应电机转子的转子电阻值。

7.如权利要求6所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为基于所述转子电阻值以及基于所述额定定子电流响应曲线，确定真实励磁电流曲线。

8.如权利要求7所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为基于所述真实励磁电流曲线与对应的单相磁通量的零交叉点确定单相磁通量。

9.如权利要求8所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为基于所述单相磁通量以及基于所述真实励磁电流曲线，确定所述感应电机的励磁电感。

10.如权利要求9所述的系统，其中被配置为计算励磁曲线的所述控制器，被配置为：

基于所述单相磁通量以及基于所述真实励磁电流曲线，计算励磁电感；以及

基于所述励磁电感计算励磁曲线。

11.如权利要求2所述的系统，其中被配置成使所述DC到AC电压逆变器施加所述方波激励的所述控制器，被配置为：

控制所述第一对开关中的第一开关至关断状态；

控制所述第一对开关中的第二开关至导通状态；

控制所述第二对开关中的第一开关至关断状态；以及

控制所述第二对开关中的第二开关至导通状态。

12.一种用于确定感应电机的励磁电感的系统，所述系统包括：

耦接到DC电压母线及感应电机的DC到AC电压逆变器；以及

控制器，其被配置为：

使所述DC到AC电压逆变器向所述感应电机的一对相施加方波激励；

基于所述方波激励确定所述感应电机的定子电阻值R_s；

基于所述方波激励确定所述感应电机的转子电阻值R_r；

基于所述定子电阻值R_s以及基于所述转子电阻值R_r，计算励磁曲线以及

根据所述励磁曲线控制所述感应电机运行。

13.如权利要求12所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

在所述方波激励的半个周期以及流过所述感应电机定子的感应电机额定电流值i_rated的稳态定子电流期间测量多个定子电流值；以及

基于所述多个定子电流值的平均值计算额定定子电流响应曲线C_rated。

14.如权利要求13所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

基于所述额定定子电流响应曲线C_rated，基于以下等式推导出单相磁通量ψ_m：

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其中，T_S指采样周期，L_σ指定子和转子的泄漏电感值，k为大于1的整数，ψ_m指单相磁通量值，i指定子电流，并且其中ψ_m(0)＝0，i(0)＝-i_rated,k≤T/2T_S，T指所述方波激励的周期，U指施加在所述感应电机上的方波激励的振幅。

15.如权利要求14所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为：

基于以下等式计算真实单相磁通量ψ_{m_real}:

ψ_{m_real}＝ψ_m-ψ_{m_offset},

其中，ψ_{m_offset}为真实励磁电流曲线i_m与对应的单相磁通量值ψ_m的零交叉点。

16.如权利要求15所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为基于以下等式确定所述感应电机的励磁电感L_m：

L_m＝ψ_{m_real}/i_m。

17.如权利要求15所述的系统，其中所述控制器进一步被配置为基于以下等式确定真实励磁电流曲线i_m：

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其中，R_r表示所述感应电机的转子电阻值。

18.一种用于制造感应电机控制电路的方法，所述方法包括：

提供感应电机；

将DC到AC电压逆变器耦接到所述感应电机；

将DC电压母线耦接到所述DC到AC电压逆变器；以及

将控制器配置为：

基于所述方波激励确定所述感应电机的定子的定子电阻值；

基于所述方波激励确定所述感应电机的转子的转子电阻值；

基于所述励磁曲线控制所述感应电机运行。

19.如权利要求18所述的方法，其中配置所述控制器用于计算励磁曲线包括将所述控制器配置为基于所述感应电机的单相磁通量与所述感应电机的励磁电流曲线的关系来计算励磁曲线。

20.如权利要求18所述的方法，其中配置所述控制器进一步包括将所述控制器配置为基于所述定子电阻值和转子电阻值来确定励磁电流曲线。