JP3480120B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放電灯点灯装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】車両等の前照灯等に用いる放電灯を点灯
させる放電灯点灯装置は、バッテリー電圧の急変動に対
して立ち消えを防止するために、特開平５−２１１８６
号公報に示されるように、バッテリー電圧の変動を検出
して、ＰＷＭ制御回路に信号を送り、直流電源であるバ
ッテリーの直流電圧を昇圧する昇圧回路に対する制御の
応答性を可変する方法が従来あった。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来方法では、
昇圧回路の出力側に設けられた出力用のコンデンサの容
量が十分に大きければ、立ち消えを防止するには十分な
応答性が得られるが、装置自体が大型化することにな
る。またこの種の放電灯点灯装置は昇圧回路の一次側
と、二次側とが制御系により接続されているため、絶縁
されておらず、地絡時などに感電する恐れがあった。

【０００４】本発明は上述の点に鑑みて為されたもの
で、請求項１乃至請求項４の発明の目的とするところは
昇圧回路の出力用コンデンサを小容量としても直流電源
の電圧が急低下したときの立ち消えを防止しかつ急上昇
時の過出力を防止することができる放電灯点灯装置を提
供するにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流電源からの直流入力電圧
を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩
形波電圧に交番させるインバータと、該インバータの出
力端を入力端とし、インバータの出力端に接続される放
電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させるイグナ
イタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯
状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯
を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯装置にお
いて、制御部はインバータの出力電圧の極性反転時の所
定時間、少なくとも点灯維持に必要な電力が昇圧回路か
ら供給されるように上記昇圧回路を、上記昇圧回路の出
力から検出される放電灯の点灯状態に基づかず、所定値
によってデュティが決まるＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御
することを特徴とする。

【０００６】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に
応じて可変されることを特徴とする。請求項３の発明で
は、直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路
と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交番させ
るインバータと、該インバータの出力端を入力端とし、
インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パルスを
印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇圧回路
の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて昇圧回
路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制
御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部はイン
バータの出力電圧の極性反転時の所定時間、安定した電
力が昇圧回路から供給されるように、上記昇圧回路の出
力から検出される放電灯の点灯状態に基づかず、上記昇
圧回路の出力電力を別電源へ吸収させる制御を行うこと
を特徴とする。

【０００７】請求項４の発明では、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部は昇圧回路の出力直流電圧、出力
電流を検出し、出力直流電圧、出力電流を検出信号によ
る所定値でＰＷＭ制御するとともに、昇圧回路の一次電
流の上限値を放電灯の点灯状態に応じて可変させること
を特徴とする。

【０００８】

【０００９】

【００１０】

【００１１】

【００１２】

【００１３】

【００１４】

【作用】請求項１の発明によれば、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、少なくとも点灯維持に必要な電力が昇
圧回路から供給されるように上記昇圧回路を、上記昇圧
回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に基づか
ず、所定値によってデュティが決まるＰＷＭ信号により
ＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電圧が急
変化しても少なくともインバータの出力電圧の極性反転
時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給することが
でき、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの
容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止することが
でき、また過出力をも防止することができる。

【００１５】請求項２の発明によれば、請求項１の発明
において、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電
圧に応じて可変されるので、インバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給
することができる。請求項３の発明によれば、制御部は
インバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、安定し
た電力が昇圧回路から供給されるように、上記昇圧回路
の出力から検出される放電灯の点灯状態に基づかず、上
記昇圧回路の出力電力を別電源へ吸収させる制御を行う
ので、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少な
くともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は
点灯維持に必要な電力を供給することができ、そのため
昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくし
ても放電灯の立ち消えを防止することができ、また直流
入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができて、過
出力を防止できる。

【００１６】請求項４の発明によれば、制御部は昇圧回
路の出力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、
出力電流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとと
もに、昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態
に応じて可変させるので、直流電源からの直流入力電圧
が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極性
反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給するこ
とができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデン
サの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止するこ
とができ、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電
力供給ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電
流が流れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることがで
きる。

【００１７】

【００１８】

【００１９】

【００２０】

【００２１】

【００２２】

【００２３】

【００２４】

【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
本実施例の回路を示しており、この実施例回路は自動車
のような車輛の前照灯等に用いるもので、バッテリーか
らなる直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構成のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータからなる昇圧回路１と、フルブリッ
ジ型のインバータ２と、イグナイタ部３と、高圧放電灯
ＬＰと、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ₀ 及びインバ
ータ２のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を駆動制御する制
御部４とで構成される。

【００２５】昇圧回路１は、直流電源Ｅにフライバック
トランスＦＴ₁ の一次巻線を介してスイッチング素子Ｑ
₀ を接続し、フライバックトランスＦＴ₁ の二次巻線に
はダイオードＤ₁ を介して出力用コンデンサＣ₁ を接続
し、このコンデンサＣ₁ と二次巻線との接続点は出力電
流検出用の抵抗Ｒ₁ を介して直流電源Ｅの負電極に接続
している。

【００２６】コンデンサＣ₁ と抵抗Ｒ₁ との直列回路に
は昇圧回路１の直流出力電圧を検出するための抵抗Ｒ₂
と抵抗Ｒ₃ とからなる分圧回路を接続している。イグナ
イタ部３はインバータ２の出力端であるスイッチング素
子Ｑ₁ とＱ₂ との接続点と、スイッチング素子Ｑ₃ とＱ
₄ との接続点とに入力端を接続し、高圧放電灯ＰＬはこ
のイグナイタ部３を介してインバータ２の出力端に接続
される。

【００２７】制御部４は上記分圧回路により分圧された
電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電圧Ｖla
と、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ₁
の両端電圧から検出された出力電流の検出電流Ｉlaに基
づいて目標値の電力になるようにスイッチング素子Ｑ₀
のスイッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成して
スイッチング素子Ｑ₀ のゲートに印加するＰＷＭ制御部
４ａと、インバータ２のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の
駆動信号を作成するとともに極性反転時を示す信号Ｓ₁
を出力する極性反転制御回路４ｂと、直流電源１の電圧
Ｖinを検出する電源電圧検出部４ｃと、この電源電圧検
出部４ｃの検出信号Ｓ₂ と上記極性反転時を示す信号Ｓ
₁ に基づいて極性反転時のＰＷＭ信号のデューティを制
御するデューティ制御部４ｄとから構成される。

【００２８】次に本実施例の動作を図２に示すタイムチ
ャートに基づいて説明する。まず通常時においては制御
部４のＰＷＭ制御部４ａは出力電圧検出回路４ｅから出
力される検出電圧Ｖlaに基づいて目標値演算部４ｆで安
定させる電力の目標値を演算し、この演算された目標値
に対応する電流値を出力し、その出力値と出力電流検出
回路４ｇから出力される検出電流Ｉlaの値の差分に応じ
て出力される演算増幅器４ｈの出力値と、キャリア発振
器４ｉの三角波信号のレベルとを比較器４ｊで比較して
演算増幅器４ｈからの出力値に応じてデューティが制御
されたＰＷＭ信号を得、このＰＷＭ信号をドライバ４ｋ
を通じて昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ₀ のゲートに
印加することにより、昇圧回路１の出力電力が目標値に
なるよう制御する。

【００２９】一方極性反転制御回路４ｂからは図２
（ｂ）に示すようにインバータ２のスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₄ を低周波数（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）でスイッチ
ングさせる駆動信号と、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₄ の
スイッチングとは逆相となるようにスイッチング素子Ｑ
₂ ，Ｑ₃ をスイッチングさせるための図２（ｃ）に示す
駆動信号とを出力するとともに、極性反転時にそれを示
す信号Ｓ₁ を図２（ｄ）に示す如く出力している。信号
Ｓ₁ を入力するデューティ制御部４ｄは図２（ａ）に示
す直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎに応じて信号レベルを可変し
た図２（ｅ）に示す信号ＤＵ₁ を所定時間出力する。

【００３０】この信号電圧は演算増幅器４ｈの出力値に
図２（ｆ）に示すように加算される形で比較器４ｊに入
力される。従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎの変動に応じ
て極性反転時から所定時間のＰＷＭ信号のデューティが
可変されることになり、電圧Ｖｉｎが低くなると信号Ｄ
Ｕ ₁ のレベルが高くなり、逆に電圧Ｖｉｎが高くなると
それに応じて低くなり、従って電圧Ｖｉｎが低いときに
は極性反転時のＰＷＭ信号のオンデューティが大きくな
り、逆に電圧Ｖｉｎが高くなるとオンデューティが小さ
くなるようにＰＷＭ信号のデューティが制御される。

【００３１】従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低いとき
の極性反転時の立ち消えを防止出来、逆に直流電源Ｅの
電圧Ｖｉｎが高くときには過出力を防止することができ
ることになる。図２（ｇ）は抵抗Ｒ₁ の両端電圧より検
出される出力電流波形を示す。尚立ち消えのみであれ
ば、極性反転時に所定レベルの信号ＤＵ₁ をデューティ
制御部４ｄより出力させれば、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低くても極性反転時の立ち消えを防止することができ
る。

【００３２】よって本実施例の構成によれば、昇圧回路
１の出力用のコンデンサＣ₁ の容量を小さくすることが
できる。 （実施例２）上記実施例１では直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低いときには昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ₀ のオ
ンデューティを大きくして立ち消えの防止を図っている
が、本実施例は図３に示すように昇圧回路１のフライバ
ックトランスＦＴ₁ の二次側に二次巻線と直列な三次巻
線を設け、この二次巻線、三次巻線の直列回路にダイオ
ードＤ₂ を介してコンデンサＣ₃ を接続するとともに、
ダイオードＤ₁ のカソードと、ダイオードＤ₂ のカーソ
ドとの間に抵抗Ｒ₄ を介してスイッチング素子Ｑ₅ を接
続した構成を設けることにより立ち消え防止を図ってい
る。

【００３３】つまりフライバックトランスＦＴ₁ の二次
巻線、三次巻線の直列回路より出力される交流出力をダ
イオードＤ₂ により整流してコンデンサＣ₃ を充電し、
インバータ２の出力の極性反転時に制御部４から出力さ
れる駆動信号により所定時間スイッチング素子Ｑ₅ をオ
ンさせ、このスイッチング素子Ｑ₅ と抵抗Ｒ₄ とを通じ
てコンデンサＣ₃ のエネルギを昇圧回路１の出力側に放
出させて出力電力を大きくすることにより立ち消えの防
止を図っている。

【００３４】また本実施例では出力用コンデンサＣ₁ の
両端にコンデンサＣ₂ とスイッチング素子Ｑ₆ との直列
回路を接続し、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが所定電圧以上
になったことが検出されると、制御部４よりスイッチン
グ素子Ｑ₆ をオンさせる駆動信号を出力させ、このオン
により出力用コンデンサの容量をコンデンサＣ₁ とＣ ₂
との合成容量とし、出力用コンデンサＣ₁ の電圧が急上
昇するのを防止している。

【００３５】コンデンサＣ₃ の電圧Ｖ_C3はコンデンサＣ
₁ の電圧Ｖ_C1より３０〜５０Ｖ高く充電されるように設
定され、インバータ２の極性反転時に十分な再点弧電圧
が得られるようにしてある。またコンデンサＣ₁ の容量
を１μＦとした場合、コンデンサＣ₂ の容量はコンデン
サＣ₁ の２〜３倍程度が望ましい。尚インバータ２は実
施例１と同様な構成のものを用い、そのスイッチング素
子は制御部４からの駆動信号により駆動され矩形波電圧
を出力するようになっている。制御部４は実施例１と同
様に昇圧回路１の出力電圧及び出力電流を検出し、高圧
放電灯ＰＬの状態に応じてスイッチング素子Ｑ₀ のスイ
ッチングをＰＷＭ制御し、またインバータ２のスイッチ
ング素子の駆動信号と、極性反転を示す信号とを作成
し、更に極性反転を示す信号に同期してスイッチング素
子Ｑ₅ を駆動する信号を作成し、また直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎを検出してその検出電圧が所定電圧以上になる
と、スイッチング素子Ｑ₆ を駆動する駆動信号を作成す
るようになっている。

【００３６】而して上述のように構成した本実施例にお
いても、実施例１と同様に立ち消え防止、過出力の防止
が図れるのである。 （実施例３）本実施例は図４に示すように昇圧回路１の
一次側において直流電源Ｅに逆流防止のダイオードＤ₀
を介してコンデンサＣ₀ を接続し、コンデンサＣ₀ を充
電するようにしてある。また昇圧回路１のスイッチング
素子Ｑ₀ に直列に一次電流検出用抵抗Ｒs を接続してい
る。そして本実施例の昇圧回路１の制御部４は抵抗Ｒs
の両端に発生する一次電流に比例した電圧と基準電圧Ｖ
ｒｅｆとを比較する比較器４０と、直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎを検出し、その検出値に応じて比較器４０の基準電
圧源を制御し、基準電圧Ｖｒｅｆを可変する演算部４１
とを備えるとともに、インバータ２の出力状態に基づい
て高圧放電灯ＬＰの状態に応じた電力指令値Ｓ₁₀を出力
する指令値演算部４２と、この指令値演算部４２から出
力される指令値Ｓ₁₀とキャリア発振器４３から出力され
る三角波信号のレベルとを比較してＰＷＭ信号を作成す
る比較器４４とからなるＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御部
の出力と比較器４０の出力とのうちで先に制限された方
でスイッチング素子Ｑ₀ をオフする信号を出力するロジ
ック回路４５とを備えている。尚インバータ２のスイッ
チング素子の駆動信号を作成する回路は図示していない
が、実施例１、２と同様に制御部４に設けているものと
する。

【００３７】しかして本実施例では、直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎが図５（ａ）の前半で示すように所定電圧を維持
しているときは、コンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0も図５
（ｂ）に示すように所定電圧を維持している。このとき
指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ₁₀は図５
（ｃ）に示すように一定値に保持されている。またこの
ときの比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは低いレベルに図
５（ｄ）に示すように設定されている。

【００３８】そしてこの場合図５（ｅ）に示す昇圧回路
１の一次電流Ｉ₁ の検出値は基準電圧Ｖｒｅｆを越え
ず、比較器４０からの比較出力が”Ｌ”であるため、ロ
ジック回路４５は比較器４４から出力されるＰＷＭ信号
をそのままスイッチング素子Ｑ ₀ のゲートに駆動信号と
して印加する。そして直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低下す
ると、コンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0は徐々に低下する。従
ってそれに伴ってインバータ２の出力電流及び出力電圧
が徐々に低下することになり、急激な出力電力低下が生
じず、高圧放電灯ＬＰの立ち消えは防止されることにな
る。このとき指令値演算部４２は指令値Ｓ₁₀を徐々に増
加させる。また比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは高いレ
ベルに設定されるため、一次電流Ｉ₁ が増加しても検出
値が基準電圧Ｖｒｅｆを越えず、従って比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号がロジック回路４５を通じてスイ
ッチング素子Ｑ₀のゲートに印加され、ＰＷＭ制御され
る。

【００３９】次に直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが元の電圧に
上昇すると、この電圧上昇を受けて比較器４０の基準電
圧Ｖｒｅｆは低いレベルに設定される。一方コンデンサ
Ｃ₁ の電圧が急には上昇しないため、インバータ２の出
力電流及び出力電圧は徐々に増加することになる。この
増加に応じて指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ
₁₀も徐々に低下することになる。つまり比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号のオンデューティも徐々に小さく
なるため、このままでは過出力となるが、一次電流Ｉ₁
の検出値が、比較器４０の低いレベルに設定された基準
電圧Ｖｒｅｆを越える時点で比較器４０から”Ｈ”の信
号が出力され、この信号を受けてロジック回路４５はそ
の時点でスイッチング素子Ｑ₀ をオフするオフ信号を出
力する。つまり比較器４４から出力されるＰＷＭ信号の
オフタイミングより早くスイッチング素子Ｑ₀ をオフさ
せる。従って実質的にオンデューティが小さくなり、過
出力を防止する。

【００４０】このように本実施例においても、直流電源
Ｅの電圧が急激に低下したときの高圧放電灯ＬＰの立ち
消えを防止し、また急激に上昇したときの過出力を防止
できるのである。また一次電流Ｉ₁ のピーク値を規定す
る基準電圧Ｖｒｅｆを高圧放電灯ＬＰの状態に応じて可
変することによりランプ電流が過出力になるのを防止で
きて高圧放電灯ＰＬの寿命をのばすことができる。

【００４１】次に本発明の参考例を説明する。 （参考例１） 図６は本参考例の回路を示しており、本参考例ではフラ
イバックコンバータからなる昇圧回路１と直流電源Ｅと
の間にダイオードＤ₀ と、抵抗Ｒ₀ とスイッチ要素ＳＷ
₁ との並列回路とを通じて充電されるコンデンサＣ₀ を
充電部として設け、このコンデンサＣ₀ に並列にフライ
バックトランスＦＴ₁ の一次巻線とスイッチング素子Ｑ
₀ との直列回路を接続してある。スイッチ要素ＳＷ₁ と
抵抗Ｒ₀は充電部への充電電流量を制御する充電電流抑
制手段を構成するもので、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎとコ
ンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0との差分が所定値より大きくな
ったか否かを判定する比較器５によりスイッチ要素ＳＷ
₁のオン、オフを制御するようになっており、通常時に
おいてはロスを小さくするためにスイッチ要素ＳＷ₁ を
オンして抵抗Ｒ₀ を短絡している。

【００４２】昇圧回路１はフライバックトランスＦＴ₁
の二次巻線にダイオードＤ₁ を通じて出力用コンデンサ
Ｃ₁ を接続し、スイッチング素子Ｑ₀ を制御部４からの
例えばＰＷＭ信号でスイッチングさせて電源電圧、つま
りコンデンサＣ₀ の電圧を断続させることにより、フラ
イバックトランスＦＴ₁ の二次側に昇圧された電圧を発
生させ、その電圧を整流平滑することにより昇圧された
直流電圧を得るようになっている。

【００４３】そしてコンデンサＣ₁ には例えばフルブリ
ッジ型のインバータ２を接続し、このインバータ２によ
り昇圧回路１の出力直流電圧を例えば低周波の矩形波電
圧に変換し、イグナイタ部３を介して高圧放電灯ＬＰに
印加するようになっている。制御部４はインバータ２の
スイッチング素子（図示せず）を駆動する駆動信号を出
力するとともに、昇圧回路１の出力電圧、出力電流を検
出し、その検出結果より高圧放電灯ＬＰの状態に応じて
スイッチング素子Ｑ₀ のスイッチングのデューティを制
御、つまりＰＷＭ制御で昇圧回路１からの出力電力を制
御して高圧放電灯ＬＰを安定に点灯するようにし、安定
点灯時には定電力制御する機能を備えている。

【００４４】次に本参考例の主要な構成である充電電流
抑制手段の動作を図７に基づいて説明する。まず図７
（ａ）に示すように直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが急激に変
動した場合、電圧Ｖｉｎが低下している期間では図７
（ｂ）に示すコンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0も低下するため
両者の差分は一定値以上とならないが、直流電源Ｅの電
圧Ｖｉｎが復帰した時には両者の差分が一定値以上にな
るため、これに対応して比較器５はスイッチ要素ＳＷ₁
をオフしてコンデンサＣ₀ への充電電流を抵抗Ｒ0によ
り抑制する。従ってコンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0が元の電
圧に戻るまでの間に時間がかかるため、コンデンサＣ₀
の電圧Ｖ_C0の急激な変動を押さえることができる。

【００４５】従って昇圧回路１の出力の変動も抑制で
き、図７（ｃ）に示すように出力電力Ｗlaの変化も緩や
かとなり、高圧放電灯ＬＰのちらつきや立ち消えを防ぐ
ことができる。 （参考例２） 上記参考例１はコンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0と直流電源Ｅ
の電圧Ｖｉｎとの差分を判定してコンデンサＣ₀の充電
電流を抑制する制御を行う充電電流抑制手段を設けたも
のであるが、本参考例は図８に示すようにトランジスタ
Ｑ₁₀、Ｑ₁₁と、可変抵抗手段ＶＲ₁とで構成されるカレ
ントミラー回路を充電電流抑制手段として設け、コンデ
ンサＣ₀の電圧Ｖ_C0を電圧検知回路６で検知し、その検
知電圧に応じて可変抵抗手段ＶＲ₁ の抵抗値を設定する
ようになっている。

【００４６】つまりコンデンサＣ₀とダイオードＤ₀との
間に挿入されるトランジスタＱ₁₀に流れる電流Ｉｑ₁ は
可変抵抗手段ＶＲ₁ によって決まるトランジスタＱ₁₁に
流れる電流Ｉｑ₂と同値若しくは比例した電流値によっ
て制限される。而して直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが図９
（ａ）に示すように急上昇してもコンデンサＣ₀に流れ
る電流Ｉｑ₁は図９（ｂ）に示すように僅かに上限値max
まで上昇するが一定電流であるためコンデンサＣ₀ の電
圧Ｖ_C0は図９（ｃ）に示すように緩やかに上昇すること
になる。そのため参考例１と同様に安定した出力電力Ｗ
laが得られることになる。

【００４７】尚上述した構成以外は参考例１に準ずる。
また可変抵抗手段ＶＲ₁の値を電圧検知回路６の検知信
号により始動時と定常時とで制御して電流値の上限を変
化させることもできる。 （参考例３） 本参考例は、充電制御抑制手段として図１０に示すよう
にスイッチ要素ＳＷ₁と限流要素Ｚとの直列回路をダイ
オードＤ₀ とコンデンサＣ₀ との間に挿入し、スイッチ
要素ＳＷ₁ のオンオフを、コンデンサＣ₀ の電圧Ｖ
_C0と、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎをそのピーク値がＶｉｎ
に比例する三角波出力ＶＡに図１２に示すように変換す
る電圧変換部７の出力とを比較する比較器８の出力によ
り制御する回路を用いている。比較器８は三角波出力Ｖ
Ａのピーク値がＶ_C0より大きい期間だけスイッチ要素Ｓ
Ｗ₁ をオフする。

【００４８】而して本参考例では、図１１に示す直流電
源Ｅの電圧Ｖｉｎが安定している定常状態（イ）では図
１２に示すようにコンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0が三角波出
力ＶＡのピーク値を常に上回っており、比較器８はスイ
ッチ要素ＳＷ₁ をオンさせている。図１１で電圧Ｖｉｎ
が急激に低下すると、その低下にともなって電圧変換部
７の三角波出力ＶＡのピーク値は図１３に示すように下
がることになる。一方コンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0は図１
１で波線で示すように徐々に低下するが、図１１の
（ロ）の期間では電圧Ｖ_C0は出力ＶＡを下回らないた
め、比較器８はスイッチ要素ＳＷ₁ のオンを継続させ
る。

【００４９】次に図１１に示すように直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎが急上昇（ハ）すると、図１４（ａ）に示すよう
に電圧変換部７の三角波のピーク値が上昇し、コンデン
サＣ ₀ の電圧Ｖ_C0を上回る期間が周期的に発生すること
になる。従って比較器８はこの上回った期間においては
図１４（ｂ）に示すようにスイッチ要素ＳＷ₁ をオフす
る。従ってスイッチ要素ＳＷ₁ は周期的にオンオフする
ことになり、コンデンサＣ₀ に流れる電流は断続されて
抑制され、コンデンサＣ ₀ の電圧は図１１に示すように
緩やかに上昇することになる。

【００５０】このように本参考例においても、コンデン
サＣ₀の電圧Ｖ_C0が急変しないため安定した出力電力Ｗl
aを得ることができる。 （参考例４） 上記参考例１〜３では昇圧回路１の一次側にコンデンサ
Ｃ₀の充電電流を抑制する充電電流抑制手段を設けたも
のであるが、本参考例は図１５に示すように昇圧回路１
の出力状態に応じて昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ₀
をＰＷＭ制御する制御部４として応答が高速なものを用
いている。従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが急激に変動
しても昇圧回路１の出力制御を高速に行うことにより、
コンデンサＣ₀ の電圧Ｖ_C0を安定させることができる。

【００５１】また応答速度を上げたことによる定常時の
出力をトランジスタＱ₂₀、Ｑ₂₁及び電流制御要素９とか
らなるカレントミラー回路をインバータ２と昇圧回路１
の出力用コンデンサＣ₁ との間に設け、高圧放電灯ＬＰ
側の状態を例えば電流検出回路１０で検出してその検出
値に応じて電流制御要素９を制御してトランジスタＱ ₂₁
に流れる電流を設定することによりトランジスタＱ₂₀を
介してインバータ２へ流れる電流Ｉq₃を所定値に安定さ
せるようになっている。

【００５２】尚電流安定要素としてカレントミラー回路
以外の安定要素を用いても勿論よい。ところで上記各実
施例及び各参考例では昇圧回路１の一次側と二次側は絶
縁型のフライバックトランスＦＴ₁を用いるものの一次
側と二次側とは制御系等により接続されるため絶縁され
ておらず、そのため車両等に搭載する場合に地絡時の安
全性を考慮する必要がある。そのような点に鑑みて為さ
れたものが以下の参考例である。

【００５３】（参考例５） 本参考例は図１６に示すように昇圧回路１としてフライ
バックコンバータを用いている。この昇圧回路１は直流
電源ＥにフライバックトランスＦＴ₁の一次巻線を介し
て接続しているスイッチング素子Ｑ₀のスイッチングを
一次側制御部１０により設定周波数、設定デューティで
制御し設定電力を出力するようになっている。つまり開
ループ制御により出力電力を制御するようになってい
る。勿論直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎを検出してスイッチン
グの設定周波数、設定デューティを設定するようにして
も良い。

【００５４】昇圧回路１の２次側にはダイオードＤ₁ を
介して接続された出力用コンデンサＣ₁ に並列に出力電
圧を検出するための抵抗Ｒ₁ とＲ₂ との分圧回路を並列
に接続するとともに、高圧放電灯ＬＰで消費させる電力
以外の余剰電力を消費するための抵抗Ｒ₁₀₁ とスイッチ
ング素子Ｑ₁₀₁ との直列回路を接続し、さらにインバー
タ２と昇圧回路１との間に出力電流検出用の抵抗Ｒ₃ を
直列に挿入してある。

【００５５】二次側制御部１２はスイッチング素子Ｑ
₁₀₁ を高速にスイッチングさせるとともにそのデューテ
ィを調整することにより抵抗Ｒ₁₀₁ で消費させる余剰電
力を調整するもので、分圧回路で検出した出力電圧の検
出値Ｖlaと抵抗Ｒ₃ で検出する出力電流の検出値Ｉlaを
取り込み、これらの検出値に基づいて上記デューティを
調整したた駆動信号をスイッチング素子Ｑ₁₀₁ に与えて
スイッチングさせ抵抗Ｒ ₁₀₁ での余剰消費電力を調整す
る。

【００５６】二次側制御部１２は例えば昇圧回路１の出
力電圧を抵抗Ｒ₄ とツェナーダイオードＺＤとコンデン
サＣ₃ とから構成される電源部１３で得られる所定電圧
の直流を電源として動作する図１７に示すＰＷＭ制御部
からなる。つまり二次側制御部１２は電流指令値演算部
１２ａで出力電圧Ｖlaに対応した電流指令値を演算し、
実際に検出される出力電流の検出値Ｉlaとともに誤差増
幅器１２ｂに入力し、両者の差分値とキャリア発振器１
２ｃから出力される三角波とを比較器１２ｄで比較して
ＰＷＭ信号を得、ドライブ回路１２ｅを通じて駆動信号
としてスイッチング素子Ｑ₁₀₁ へ出力するようになって
おり、実際の出力電流Ｉlaが指令値に近づくようにスイ
ッチング素子Ｑ₁₀₁ のデューティを調整するのである。

【００５７】このように本参考例では、フライバックト
ランスＦＴ1 の一次側は常に設定された電力を二次側に
送る動作のみを行い、フライバックトランスＦＴ₁の二
次側で抵抗Ｒ₁₀₁により電力消費させることで、高圧放
電灯ＬＰに送る電力を調整する。そして二次側制御部１
２の電源を昇圧回路１の二次側で得るため直流電源Ｅと
負荷側とはフライバックトランスＦＴ₁ で絶縁できる。

【００５８】（参考例６） 本参考例は二次側制御部１２へ電源を与える電源部１３
の構成が参考例５と異なるもので、その他の構成は参考
例５と同じようになっている。つまり参考例５では電源
として昇圧回路１の二次側より直接得ているが、この場
合、高圧放電灯ＬＰのランプ電圧とほぼ同等であるため
変動範囲が広く、一定電圧が必要な制御電源としては不
向きである。

【００５９】そこで図１８に示すように昇圧回路１のフ
ライバックトランスＦＴ₁ に三次巻線を設け、この三次
巻線出力をダイオードＤ₂₀₁ で整流し、チョークＬ₂₀₁
とコンデンサＣ₂₀₁ で平滑し、ツェナーダイオードＺＤ
₂₀₁ で所定電圧に変換する電源部１３を設け、この電源
部１３から二次側制御部１２へ電源を供給する。尚フラ
イバックトランスＦＴ₁ の二次巻線はフライバックコン
バータとして動作するように巻回し、三次巻線はフォワ
ード動作するように巻回し、これによって制御用電源に
二次巻線の出力電圧の影響が現れないようにしてある。

【００６０】尚電源部１３以外の構成は参考例５と同じ
であるから、構成及び動作の説明は省略する。 （参考例７） 本参考例は参考例５と同様な出力制御を行うものである
が、二次側制御部１２の電源部１３を、図１９に示すよ
うにインバータ２の出力端とイグナイタ３及び高圧放電
灯ＰＬとの間に電流トランスＴ₁の一次巻線を挿入し、
その二次出力をダイオードブリッジＤＢ₁で整流し、ツ
ェナーダイオードＺＤ₂₀₂で所定電圧に変換する回路に
より構成している。

【００６１】尚電源部１３以外の構成は参考例４と同じ
であるから、構成及び動作の説明は省略する。 (参考例８） 本参考例は、参考例４において二次側で地絡した際の感
電事故を防止するための回路を付加したものである。

【００６２】つまり、図２０において例えばＸ点で地絡
が発生したとしても点灯装置としての動作には何の影響
もないが、Ｘ点において絶縁不良が発生しているので、
そのまま使用を続けた場合、感電事故等の発生する恐れ
がある。そこで本参考例ではこのような地絡を検出する
ために昇圧回路１の出力端の一方をトランスＴ₂の１次
巻線とコンデンサＣ₃₀₃との直列回路を介して接地し、
トランスＴ₂の二次巻線にダイオードブリッジＤＢ₂を接
続して構成された地絡検出回路１４を設けたものであ
る。尚コンデンサＣ₃₀₃の容量を小さくすることにより
直流或いは低周波交流に対して絶縁状態としている。

【００６３】而して地絡が二次側で起きると、昇圧回路
１の動作周波数が高周波であるためコンデンサＣ₁ に現
れたリップル電圧によって高周波電流が地絡点からコン
デンサＣ₃₀₃ とトランスＴ₂ の一次巻線を通ってトラン
スＴ₂ の二次巻線に高周波電圧が発生し、ダイオードブ
リッジＤＢ₂ で全波整流されて直流に変換される。この
変換された直流が地絡検出信号となり、地絡検出回路１
４から制御部１５へ出力する。

【００６４】制御部１５は入力した地絡検出信号をアン
プ１５ａで増幅した後、比較器１５ｂで基準電圧Ｖｒｅ
ｆ₀ と比較して地絡判定を行い、その比較出力でＲＳフ
リップフロップ１５ｃをセットして地絡判定を保持し、
そのＱ出力で表示ランプ１６を点灯させるとともに、一
次側制御部１０に動作停止させるための信号を出力する
ようになっている。

【００６５】従って放電灯点灯装置の動作が止まり感電
事故を未然に防ぎ、同時に地絡事故発生を表示により使
用者に知らせることになる。尚二次側制御部１２の構
成、動作は参考例５と同じであるため説明は省略する。
また電源部１３は図２０では示していないが参考例５〜
７の適宜な構成を採用するものとする。

【００６６】（参考例９）参考例８ の地絡検出回路１４はトランスＴ₂を用いてい
るが、本参考例は図２１に示すように昇圧回路１のフラ
イバックトランスＦ₁に三次巻線を、フライバックコン
バータ動作を行う巻方向に対してフォワード動作させる
方向に巻回し、その三次巻線の加極側の端部をダイオー
ドＤ₄₀₁ 、抵抗Ｒ₄₀₂、フォトカプラＰＣの発光ダイオ
ードＬＥＤを介して接地し、減極側の端部を昇圧回路１
の負極側に接続し、フォトカプラＰＣの二次側制御部１
２の電源部（図示せず）の正極側出力と接地との間に出
力抵抗Ｒ₄₀₃を介してホトカプラＰＣのホトトランジス
タＰＴを接続した回路からなる地絡検出回路１４を設け
たものである。尚三次巻線に発生する電圧を低くして感
電の危険性を無くしている。

【００６７】而して今図２１において、Ｘ点で地絡が起
きたとすると、インバータ２がフルブリッジ型のインバ
ータで構成されている場合、Ｘ点の電圧はコンデンサＣ
₁ の電圧か、０Ｖであり、ここでコンデンサＣ₁ の電圧
がＸ点に出力されていると、地絡検出回路１４にはダイ
オードＤ₄₀₁ のために電流が流れず絶縁状態を保ったま
まである。

【００６８】そしてＸ点の電圧が０Ｖであると、三次巻
線に発生する電圧によりホトカプラＰＣの発光ダイオー
ドＬＥＤに電流が流れ、ホトトランジスタＰＴがオンす
る。このオンにより抵抗Ｒ₄₀₂の両端に電圧が発生し、
この電圧が地絡検出信号として制御部１５へ出力するこ
とになる。制御部１５は参考例５と同じ構成であり、地
絡検出信号を受けて表示ランプ１６を点灯させるととも
に一次側制御部１０に動作を停止させるための信号を出
力する。

【００６９】尚二次側制御部１２の構成、動作は参考例
５と同じであるため説明は省略する。また電源部１３は
図２１では示していないが参考例５〜７の適宜な構成を
採用するものである。

【００７０】

【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、少なくとも点灯維持に必要な電力が昇
圧回路から供給されるように上記昇圧回路を、上記昇圧
回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に基づか
ず、所定値によってデュティが決まるＰＷＭ信号により
ＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電圧が急
変化しても少なくともインバータの出力電圧の極性反転
時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給することが
でき、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの
容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止することが
でき、また過出力をも防止することができてちらつきの
防止も図れるということができるという効果がある。

【００７１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に応
じて可変されるので、インバータの出力電圧の極性反転
時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給するこ
とができるという効果がある。請求項３の発明は、制御
部はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、安
定した電力が昇圧回路から供給されるように、上記昇圧
回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に基づか
ず、上記昇圧回路の出力電力を別電源へ吸収させる制御
を行うので、直流電源からの直流入力電圧が急変化して
も少なくともインバータの出力電圧の極性反転時の所定
時間は点灯維持に必要な電力を供給することができ、そ
のため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小
さくしても放電灯の立ち消えを防止することができ、ま
た直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができ
て、過出力を防止できてちらつきの防止も図れるという
効果がある。

【００７２】請求項４の発明は、制御部は昇圧回路の出
力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、出力電
流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとともに、
昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態に応じ
て可変させるので、直流電源からの直流入力電圧が急変
化しても少なくともインバータの出力電圧の極性反転時
の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給することがで
き、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容
量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止することがで
き、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給
ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電流が流
れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることができると
いう効果がある。

【００７３】

【００７４】

【００７５】

【００７６】

【００７７】

【００７８】

【００７９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明は実施例１の回路図である。

【図２】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図３】本発明の実施例２の回路図である。

【図４】本発明は実施例３の回路図である。

【図５】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図６】本発明は参考例１の回路図である。

【図７】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図８】本発明は参考例２の回路図である。

【図９】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図１０】本発明は参考例３の回路図である。

【図１１】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図１２】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図１３】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図１４】同上の動作説明用タイムチャートである。

【図１５】本発明は参考例４の回路図である。

【図１６】本発明の参考例５の回路図である。

【図１７】同上の二次側制御部の回路図である。

【図１８】本発明は参考例６の回路図である。

【図１９】本発明は参考例７の回路図である。

【図２０】本発明は参考例８の回路図である。

【図２１】本発明の参考例９の回路図である。

【符号の説明】

１ 昇圧回路 ２ インバータ ３ イグナイタ部 ４ 制御部 ＬＰ 高圧放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神原 隆 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 多賀 義高 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 中村 俊朗 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 塩見 務 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 新堀 博市 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 濱田 英毅 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−266982（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−140067（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−327260（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−130198（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−149993（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−21186（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−220885（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−159889（ＪＰ，Ａ) 実開 平６−13098（ＪＰ，Ｕ) 実開 平３−77289（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−29900（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/282

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
   圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
   番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
   とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
   ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
   圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
   昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
   せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、 制御部はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時
   間、少なくとも点灯維持に必要な電力が昇圧回路から供
   給されるように上記昇圧回路を、上記昇圧回路の出力か
   ら検出される放電灯の点灯状態に基づかず、所定値によ
   ってデュティが決まるＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御する
   ことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 【請求項２】前記所定値が前記直流電源からの直流入力
   電圧に応じて可変されることを特徴とする請求項１記載
   の放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
   圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
   番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
   とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
   ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
   圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
   昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
   せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、 制御部はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時
   間、安定した電力が昇圧回路から供給されるように、上
   記昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に基
   づかず、上記昇圧回路の出力電力を別電源へ吸収させる
   制御を行うことを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 【請求項４】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
   圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
   番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
   とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
   ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
   圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
   昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
   せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部
   は昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を検出し、出力直
   流電圧、出力電流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御
   するとともに、昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の
   点灯状態に応じて可変させることを特徴とする放電灯点
   灯装置。