JPH08321389A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH08321389A JPH08321389A JP12853195A JP12853195A JPH08321389A JP H08321389 A JPH08321389 A JP H08321389A JP 12853195 A JP12853195 A JP 12853195A JP 12853195 A JP12853195 A JP 12853195A JP H08321389 A JPH08321389 A JP H08321389A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流電源の電圧が急低下したときの立ち消えを
防止しかつ急上昇時の過出力を防止することができる放
電灯点灯装置を提供するにある。 【構成】制御部４は直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎの変動に応
じて、インバータ２の出力の極性反転時から所定時間、
昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 を駆動するＰＷＭ信
号のデューティを可変し、電圧Ｖｉｎが低いときには極
性反転時のＰＷＭ信号のオンデューティを大きくし、逆
に電圧Ｖｉｎが高くなるとオンデューティを小さくす
る。 【効果】直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低いときの極性反転
時の立ち消えを防止でき、逆に直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が高いときには過出力を防止することができることにな
る。
防止しかつ急上昇時の過出力を防止することができる放
電灯点灯装置を提供するにある。 【構成】制御部４は直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎの変動に応
じて、インバータ２の出力の極性反転時から所定時間、
昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 を駆動するＰＷＭ信
号のデューティを可変し、電圧Ｖｉｎが低いときには極
性反転時のＰＷＭ信号のオンデューティを大きくし、逆
に電圧Ｖｉｎが高くなるとオンデューティを小さくす
る。 【効果】直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低いときの極性反転
時の立ち消えを防止でき、逆に直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が高いときには過出力を防止することができることにな
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯点灯装置に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】車両等の前照灯等に用いる放電灯を点灯
させる放電灯点灯装置は、バッテリー電圧の急変動に対
して立ち消えを防止するために、特開平５−２１１８６
号公報に示されるように、バッテリー電圧の変動を検出
して、ＰＷＭ制御回路に信号を送り、直流電源であるバ
ッテリーの直流電圧を昇圧する昇圧回路に対する制御の
応答性を可変する方法が従来あった。
させる放電灯点灯装置は、バッテリー電圧の急変動に対
して立ち消えを防止するために、特開平５−２１１８６
号公報に示されるように、バッテリー電圧の変動を検出
して、ＰＷＭ制御回路に信号を送り、直流電源であるバ
ッテリーの直流電圧を昇圧する昇圧回路に対する制御の
応答性を可変する方法が従来あった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来方法では、
昇圧回路の出力側に設けられた出力用のコンデンサの容
量が十分に大きければ、立ち消えを防止するには十分な
応答性が得られるが、装置自体が大型化することにな
る。またこの種の放電灯点灯装置は昇圧回路の一次側
と、二次側とが制御系により接続されているため、絶縁
されておらず、地絡時などに感電する恐れがあった。
昇圧回路の出力側に設けられた出力用のコンデンサの容
量が十分に大きければ、立ち消えを防止するには十分な
応答性が得られるが、装置自体が大型化することにな
る。またこの種の放電灯点灯装置は昇圧回路の一次側
と、二次側とが制御系により接続されているため、絶縁
されておらず、地絡時などに感電する恐れがあった。
【０００４】本発明は上述の点に鑑みて為されたもの
で、請求項１乃至請求項９の発明の目的とするところは
昇圧回路の出力用コンデンサを小容量としても直流電源
の電圧が急低下したときの立ち消えを防止しかつ急上昇
時の過出力を防止することができる放電灯点灯装置を提
供するにある。請求項１０乃至請求項１３の発明の目的
とするところは、地絡時の安全を図った放電灯点灯装置
を提供するにある。
で、請求項１乃至請求項９の発明の目的とするところは
昇圧回路の出力用コンデンサを小容量としても直流電源
の電圧が急低下したときの立ち消えを防止しかつ急上昇
時の過出力を防止することができる放電灯点灯装置を提
供するにある。請求項１０乃至請求項１３の発明の目的
とするところは、地絡時の安全を図った放電灯点灯装置
を提供するにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流電源からの直流入力電圧
を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩
形波電圧に交番させるインバータと、該インバータの出
力端を入力端とし、インバータの出力端に接続される放
電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させるイグナ
イタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯
状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯
を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯装置にお
いて、制御部はインバータの出力電圧の極性反転時の所
定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を検出信号
によらず、それぞれが所定値となるように昇圧回路をＰ
ＷＭ制御することを特徴とする。
に、請求項１の発明では、直流電源からの直流入力電圧
を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩
形波電圧に交番させるインバータと、該インバータの出
力端を入力端とし、インバータの出力端に接続される放
電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させるイグナ
イタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯
状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯
を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯装置にお
いて、制御部はインバータの出力電圧の極性反転時の所
定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を検出信号
によらず、それぞれが所定値となるように昇圧回路をＰ
ＷＭ制御することを特徴とする。
【０００６】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に
応じて可変されることを特徴とする。請求項３の発明で
は、直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路
と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交番させ
るインバータと、該インバータの出力端を入力端とし、
インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パルスを
印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇圧回路
の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて昇圧回
路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制
御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部はイン
バータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧回路の
出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力させること
を特徴とする。
いて、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に
応じて可変されることを特徴とする。請求項３の発明で
は、直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路
と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交番させ
るインバータと、該インバータの出力端を入力端とし、
インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パルスを
印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇圧回路
の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて昇圧回
路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制
御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部はイン
バータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧回路の
出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力させること
を特徴とする。
【０００７】請求項４の発明では、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部は昇圧回路の出力直流電圧、出力
電流を検出し、出力直流電圧、出力電流を検出信号によ
る所定値でＰＷＭ制御するとともに、昇圧回路の一次電
流の上限値を放電灯の点灯状態に応じて可変させること
を特徴とする。
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部は昇圧回路の出力直流電圧、出力
電流を検出し、出力直流電圧、出力電流を検出信号によ
る所定値でＰＷＭ制御するとともに、昇圧回路の一次電
流の上限値を放電灯の点灯状態に応じて可変させること
を特徴とする。
【０００８】請求項５の発明では、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、昇圧回路に直流入力電圧を平滑する充電
部と、この充電部と直流電源との間に設けられ、直流電
源からの直流入力電圧と充電部の充電電圧との差に応じ
て直流電源から充電部へ流れる充電電流を制御する充電
電流抑制手段とを備えたことを特徴とする。
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、昇圧回路に直流入力電圧を平滑する充電
部と、この充電部と直流電源との間に設けられ、直流電
源からの直流入力電圧と充電部の充電電圧との差に応じ
て直流電源から充電部へ流れる充電電流を制御する充電
電流抑制手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】請求項６の発明では、請求項５の発明にお
いて、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との間に
挿入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充電電
圧との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、オフ
させる制御手段とで構成したことを特徴とする。請求項
７の発明では、直流電源からの直流入力電圧を昇圧する
昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に
交番させるインバータと、該インバータの出力端を入力
端とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧
パルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、
昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じ
て昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯
させる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、昇圧
回路に直流入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と
直流電源との間に設けられ充電部への充電電流を一定電
流に抑制する定電流回路からなる充電電流抑制手段とを
備えたことを特徴とする。
いて、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との間に
挿入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充電電
圧との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、オフ
させる制御手段とで構成したことを特徴とする。請求項
７の発明では、直流電源からの直流入力電圧を昇圧する
昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に
交番させるインバータと、該インバータの出力端を入力
端とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧
パルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、
昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じ
て昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯
させる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、昇圧
回路に直流入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と
直流電源との間に設けられ充電部への充電電流を一定電
流に抑制する定電流回路からなる充電電流抑制手段とを
備えたことを特徴とする。
【００１０】請求項８の発明では、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部は昇圧回路の出力に高速に応答す
るものであって、昇圧回路に直流入力電圧を平滑する充
電部と、昇圧回路からインバータとの間に電流安定要素
とを設けたことを特徴とする。
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部は昇圧回路の出力に高速に応答す
るものであって、昇圧回路に直流入力電圧を平滑する充
電部と、昇圧回路からインバータとの間に電流安定要素
とを設けたことを特徴とする。
【００１１】請求項９の発明では、請求項８の発明にお
いて、電流安定要素は放電灯の状態に応じて出力電流を
変化させることを特徴とする。請求項１０の発明では、
直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該
昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交番させるイン
バータと、該インバータの出力端を入力端とし、インバ
ータの出力端に接続される放電灯に高圧パルスを印加し
て放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇圧回路の出力
から検出される放電灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出
力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部と
を備えた放電灯点灯装置において、昇圧回路として、絶
縁型のトランスの一次巻線にスイッチング素子を介して
直流電源を接続してスイッチング素子のスイッチングに
よりトランスの二次巻線側に昇圧した電圧を発生させ、
整流手段で整流する回路と、スイッチング素子のスイッ
チングを開ループ制御して出力電力を設定電力に制御す
る制御手段とからなる回路を用い、昇圧回路の二次側に
負荷が必要とする電力以上の余剰電力を消費させる手段
と、その消費量を制御する制御部とを設けたことを特徴
とする。
いて、電流安定要素は放電灯の状態に応じて出力電流を
変化させることを特徴とする。請求項１０の発明では、
直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該
昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交番させるイン
バータと、該インバータの出力端を入力端とし、インバ
ータの出力端に接続される放電灯に高圧パルスを印加し
て放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇圧回路の出力
から検出される放電灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出
力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部と
を備えた放電灯点灯装置において、昇圧回路として、絶
縁型のトランスの一次巻線にスイッチング素子を介して
直流電源を接続してスイッチング素子のスイッチングに
よりトランスの二次巻線側に昇圧した電圧を発生させ、
整流手段で整流する回路と、スイッチング素子のスイッ
チングを開ループ制御して出力電力を設定電力に制御す
る制御手段とからなる回路を用い、昇圧回路の二次側に
負荷が必要とする電力以上の余剰電力を消費させる手段
と、その消費量を制御する制御部とを設けたことを特徴
とする。
【００１２】請求項１１の発明では、請求項１０の発明
において、トランスに三次巻線を設け、この三次巻線の
出力により制御部の補助電源を得ることを特徴とする。
請求項１２の発明では、請求項１０の発明において、イ
ンバータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した補
助電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電源
を得ることを特徴とする。
において、トランスに三次巻線を設け、この三次巻線の
出力により制御部の補助電源を得ることを特徴とする。
請求項１２の発明では、請求項１０の発明において、イ
ンバータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した補
助電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電源
を得ることを特徴とする。
【００１３】請求項１３の発明では、請求項１０の発明
において、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地絡検
出用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の
他端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トランス
の二次出力により地絡検出を行うことを特徴とする。
において、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地絡検
出用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の
他端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トランス
の二次出力により地絡検出を行うことを特徴とする。
【００１４】
【作用】請求項１の発明によれば、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を
検出信号によらず、それぞれが所定値となるように昇圧
回路をＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電
圧が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給する
ことができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデ
ンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止する
ことができ、また過出力をも防止することができる。
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を
検出信号によらず、それぞれが所定値となるように昇圧
回路をＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電
圧が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給する
ことができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデ
ンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止する
ことができ、また過出力をも防止することができる。
【００１５】請求項２の発明によれば、請求項１の発明
において、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電
圧に応じて可変されるので、インバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給
することができる。請求項３の発明によれば、制御部は
インバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧回
路の出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力させる
ので、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少な
くともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は
点灯維持に必要な電力を供給することができ、そのため
昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくし
ても放電灯の立ち消えを防止することができ、また直流
入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができて、過
出力を防止できる。
において、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電
圧に応じて可変されるので、インバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給
することができる。請求項３の発明によれば、制御部は
インバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧回
路の出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力させる
ので、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少な
くともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は
点灯維持に必要な電力を供給することができ、そのため
昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくし
ても放電灯の立ち消えを防止することができ、また直流
入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができて、過
出力を防止できる。
【００１６】請求項４の発明によれば、制御部は昇圧回
路の出力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、
出力電流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとと
もに、昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態
に応じて可変させるので、直流電源からの直流入力電圧
が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極性
反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給するこ
とができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデン
サの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止するこ
とができ、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電
力供給ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電
流が流れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることがで
きる。
路の出力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、
出力電流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとと
もに、昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態
に応じて可変させるので、直流電源からの直流入力電圧
が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極性
反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給するこ
とができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデン
サの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止するこ
とができ、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電
力供給ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電
流が流れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることがで
きる。
【００１７】請求項５の発明によれば、昇圧回路に直流
入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源と
の間に設けられ、直流電源からの直流入力電圧と充電部
の充電電圧との差に応じて直流電源から充電部へ流れる
充電電流を制御する充電電流抑制手段とを備えたので、
直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少なくとも
インバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維
持に必要な電力を供給することができ、そのため昇圧回
路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放
電灯の立ち消えを防止することができ、また過出力をも
防止することができる。
入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源と
の間に設けられ、直流電源からの直流入力電圧と充電部
の充電電圧との差に応じて直流電源から充電部へ流れる
充電電流を制御する充電電流抑制手段とを備えたので、
直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少なくとも
インバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維
持に必要な電力を供給することができ、そのため昇圧回
路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放
電灯の立ち消えを防止することができ、また過出力をも
防止することができる。
【００１８】請求項６の発明によれば、請求項５の発明
において、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との
間に挿入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充
電電圧との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、
オフさせる制御部とで構成したもので、請求項５の発明
の実施態様で請求項５の発明の作用を簡単な構成で得る
ことができる。
において、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との
間に挿入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充
電電圧との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、
オフさせる制御部とで構成したもので、請求項５の発明
の実施態様で請求項５の発明の作用を簡単な構成で得る
ことができる。
【００１９】請求項７の発明によれば、昇圧回路に直流
入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源と
の間に設けられ充電部への充電電流を一定電流に抑制す
る定電流回路からなる充電電流抑制手段とを備えたの
で、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少なく
ともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点
灯維持に必要な電力を供給することができ、そのため昇
圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくして
も放電灯の立ち消えを防止することができ、また過出力
をも防止することができる。
入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源と
の間に設けられ充電部への充電電流を一定電流に抑制す
る定電流回路からなる充電電流抑制手段とを備えたの
で、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても少なく
ともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点
灯維持に必要な電力を供給することができ、そのため昇
圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さくして
も放電灯の立ち消えを防止することができ、また過出力
をも防止することができる。
【００２０】請求項８の発明によれば、制御部は昇圧回
路の出力に高速に応答するものであって、昇圧回路に直
流入力電圧を平滑する充電部と、昇圧回路からインバー
タとの間に電流安定要素とを設けたので、直流電源から
の直流入力電圧が急変化しても少なくともインバータの
出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電
力を供給することができ、そのため昇圧回路の出力側に
設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消
えを防止することができ、また過出力をも防止すること
ができる。
路の出力に高速に応答するものであって、昇圧回路に直
流入力電圧を平滑する充電部と、昇圧回路からインバー
タとの間に電流安定要素とを設けたので、直流電源から
の直流入力電圧が急変化しても少なくともインバータの
出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電
力を供給することができ、そのため昇圧回路の出力側に
設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消
えを防止することができ、また過出力をも防止すること
ができる。
【００２１】請求項９の発明によれば、請求項８の発明
において、電流安定要素を放電灯の状態に応じて出力電
流を変化させるもので、放電灯の状態に適切な出力電流
を安定して得ることができる。請求項１０の発明によれ
ば、昇圧回路として、絶縁型のトランスの一次巻線にス
イッチング素子を介して直流電源を接続してスイッチン
グ素子のスイッチングによりトランスの二次巻線側に昇
圧した電圧を発生させ、整流手段で整流する回路と、ス
イッチング素子のスイッチングを開ループ制御して出力
電力を設定電力に制御する制御手段とからなる回路を用
い、昇圧回路の二次側に負荷が必要とする電力以上の余
剰電力を消費させる手段と、その消費量を制御する制御
部とを設けたので、昇圧回路の一次側と二次側とを絶縁
分離することができて、感電事故を防止することがで
き、またインバータに絶縁型のトランスを設ける必要が
ないため、低周波インバータの場合であっても大型のト
ランスを必要としない。
において、電流安定要素を放電灯の状態に応じて出力電
流を変化させるもので、放電灯の状態に適切な出力電流
を安定して得ることができる。請求項１０の発明によれ
ば、昇圧回路として、絶縁型のトランスの一次巻線にス
イッチング素子を介して直流電源を接続してスイッチン
グ素子のスイッチングによりトランスの二次巻線側に昇
圧した電圧を発生させ、整流手段で整流する回路と、ス
イッチング素子のスイッチングを開ループ制御して出力
電力を設定電力に制御する制御手段とからなる回路を用
い、昇圧回路の二次側に負荷が必要とする電力以上の余
剰電力を消費させる手段と、その消費量を制御する制御
部とを設けたので、昇圧回路の一次側と二次側とを絶縁
分離することができて、感電事故を防止することがで
き、またインバータに絶縁型のトランスを設ける必要が
ないため、低周波インバータの場合であっても大型のト
ランスを必要としない。
【００２２】請求項１１の発明によれば、請求項１０の
発明において、トランスに三次巻線を設け、この三次巻
線の出力により制御部の補助電源を得るので、二次側の
電源部用のトランスを特別に設ける必要がない。請求項
１２の発明によれば、請求項１０の発明において、イン
バータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した補助
電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電源を
得るで、制御用電源として適切な電圧を簡単に得ること
ができる。
発明において、トランスに三次巻線を設け、この三次巻
線の出力により制御部の補助電源を得るので、二次側の
電源部用のトランスを特別に設ける必要がない。請求項
１２の発明によれば、請求項１０の発明において、イン
バータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した補助
電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電源を
得るで、制御用電源として適切な電圧を簡単に得ること
ができる。
【００２３】請求項１３の発明によれば、請求項１０の
発明において、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地
絡検出用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻
線の他端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トラ
ンスの二次出力により地絡検出を行うので、二次側で地
絡事故が起きてこれを検出できて感電事故の発生を未然
に防ぐことができる。
発明において、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地
絡検出用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻
線の他端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トラ
ンスの二次出力により地絡検出を行うので、二次側で地
絡事故が起きてこれを検出できて感電事故の発生を未然
に防ぐことができる。
【００２４】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。図１は
本実施例の回路を示しており、この実施例回路は自動車
のような車輛の前照灯等に用いるもので、バッテリーか
らなる直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構成のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータからなる昇圧回路１と、フルブリッ
ジ型のインバータ２と、イグナイタ部３と、高圧放電灯
ＬＰと、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 及びインバ
ータ２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動制御する制
御部４とで構成される。
本実施例の回路を示しており、この実施例回路は自動車
のような車輛の前照灯等に用いるもので、バッテリーか
らなる直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構成のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータからなる昇圧回路１と、フルブリッ
ジ型のインバータ２と、イグナイタ部３と、高圧放電灯
ＬＰと、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 及びインバ
ータ２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動制御する制
御部４とで構成される。
【００２５】昇圧回路１は、直流電源Ｅにフライバック
トランスＦＴ1 の一次巻線を介してスイッチング素子Ｑ
0 を接続し、フライバックトランスＦＴ1 の二次巻線に
はダイオードＤ1 を介して出力用コンデンサＣ1 を接続
し、このコンデンサＣ1 と二次巻線との接続点は出力電
流検出用の抵抗Ｒ1 を介して直流電源Ｅの負電極に接続
している。
トランスＦＴ1 の一次巻線を介してスイッチング素子Ｑ
0 を接続し、フライバックトランスＦＴ1 の二次巻線に
はダイオードＤ1 を介して出力用コンデンサＣ1 を接続
し、このコンデンサＣ1 と二次巻線との接続点は出力電
流検出用の抵抗Ｒ1 を介して直流電源Ｅの負電極に接続
している。
【００２６】コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 との直列回路に
は昇圧回路１の直流出力電圧を検出するための抵抗Ｒ2
と抵抗Ｒ3 とからなる分圧回路を接続している。イグナ
イタ部３はインバータ２の出力端であるスイッチング素
子Ｑ1 とＱ2 との接続点と、スイッチング素子Ｑ3 とＱ
4 との接続点とに入力端を接続し、高圧放電灯ＰＬはこ
のイグナイタ部３を介してインバータ２の出力端に接続
される。
は昇圧回路１の直流出力電圧を検出するための抵抗Ｒ2
と抵抗Ｒ3 とからなる分圧回路を接続している。イグナ
イタ部３はインバータ２の出力端であるスイッチング素
子Ｑ1 とＱ2 との接続点と、スイッチング素子Ｑ3 とＱ
4 との接続点とに入力端を接続し、高圧放電灯ＰＬはこ
のイグナイタ部３を介してインバータ２の出力端に接続
される。
【００２７】制御部４は上記分圧回路により分圧された
電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電圧Ｖla
と、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ1
の両端電圧から検出された出力電流の検出電流Ｉlaに基
づいて目標値の電力になるようにスイッチング素子Ｑ0
のスイッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成して
スイッチング素子Ｑ0 のゲートに印加するＰＷＭ制御部
４ａと、インバータ２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
駆動信号を作成するとともに極性反転時を示す信号Ｓ1
を出力する極性反転制御回路４ｂと、直流電源１の電圧
Ｖinを検出する電源電圧検出部４ｃと、この電源電圧検
出部４ｃの検出信号Ｓ2 と上記極性反転時を示す信号Ｓ
1 に基づいて極性反転時のＰＷＭ信号のデューティを制
御するデューティ制御部４ｄとから構成される。
電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電圧Ｖla
と、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ1
の両端電圧から検出された出力電流の検出電流Ｉlaに基
づいて目標値の電力になるようにスイッチング素子Ｑ0
のスイッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成して
スイッチング素子Ｑ0 のゲートに印加するＰＷＭ制御部
４ａと、インバータ２のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
駆動信号を作成するとともに極性反転時を示す信号Ｓ1
を出力する極性反転制御回路４ｂと、直流電源１の電圧
Ｖinを検出する電源電圧検出部４ｃと、この電源電圧検
出部４ｃの検出信号Ｓ2 と上記極性反転時を示す信号Ｓ
1 に基づいて極性反転時のＰＷＭ信号のデューティを制
御するデューティ制御部４ｄとから構成される。
【００２８】次に本実施例の動作を図２に示すタイムチ
ャートに基づいて説明する。まず通常時においては制御
部４のＰＷＭ制御部４ａは出力電圧検出回路４ｅから出
力される検出電圧Ｖlaに基づいて目標値演算部４ｆで安
定させる電力の目標値を演算し、この演算された目標値
に対応する電流値を出力し、その出力値と出力電流検出
回路４ｇから出力される検出電流Ｉlaの値の差分に応じ
て出力される演算増幅器４ｈの出力値と、キャリア発振
器４ｉの三角波信号のレベルとを比較器４ｊで比較して
演算増幅器４ｈからの出力値に応じてデューティが制御
されたＰＷＭ信号を得、このＰＷＭ信号をドライバ４ｋ
を通じて昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 のゲートに
印加することにより、昇圧回路１の出力電力が目標値に
なるよう制御する。
ャートに基づいて説明する。まず通常時においては制御
部４のＰＷＭ制御部４ａは出力電圧検出回路４ｅから出
力される検出電圧Ｖlaに基づいて目標値演算部４ｆで安
定させる電力の目標値を演算し、この演算された目標値
に対応する電流値を出力し、その出力値と出力電流検出
回路４ｇから出力される検出電流Ｉlaの値の差分に応じ
て出力される演算増幅器４ｈの出力値と、キャリア発振
器４ｉの三角波信号のレベルとを比較器４ｊで比較して
演算増幅器４ｈからの出力値に応じてデューティが制御
されたＰＷＭ信号を得、このＰＷＭ信号をドライバ４ｋ
を通じて昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 のゲートに
印加することにより、昇圧回路１の出力電力が目標値に
なるよう制御する。
【００２９】一方極性反転制御回路４ｂからは図２
（ｂ）に示すようにインバータ２のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ4 を低周波数（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）でスイッチ
ングさせる駆動信号と、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 の
スイッチングとは逆相となるようにスイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 をスイッチングさせるための図２（ｃ）に示す
駆動信号とを出力するとともに、極性反転時にそれを示
す信号Ｓ1 を図２（ｄ）に示す如く出力している。信号
Ｓ1 を入力するデューティ制御部４ｄは図２（ａ）に示
す直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎに応じて信号レベルを可変し
た図２（ｅ）に示す信号ＤＵ1 を所定時間出力する。
（ｂ）に示すようにインバータ２のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ4 を低周波数（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）でスイッチ
ングさせる駆動信号と、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 の
スイッチングとは逆相となるようにスイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 をスイッチングさせるための図２（ｃ）に示す
駆動信号とを出力するとともに、極性反転時にそれを示
す信号Ｓ1 を図２（ｄ）に示す如く出力している。信号
Ｓ1 を入力するデューティ制御部４ｄは図２（ａ）に示
す直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎに応じて信号レベルを可変し
た図２（ｅ）に示す信号ＤＵ1 を所定時間出力する。
【００３０】この信号電圧は演算増幅器４ｈの出力値に
図２（ｆ）に示すように加算される形で比較器４ｊに入
力される。従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎの変動に応じ
て極性反転時から所定時間のＰＷＭ信号のデューティが
可変されることになり、電圧Ｖｉｎが低くなると信号Ｄ
Ｕ 1 のレベルが高くなり、逆に電圧Ｖｉｎが高くなると
それに応じて低くなり、従って電圧Ｖｉｎが低いときに
は極性反転時のＰＷＭ信号のオンデューティが大きくな
り、逆に電圧Ｖｉｎが高くなるとオンデューティが小さ
くなるようにＰＷＭ信号のデューティが制御される。
図２（ｆ）に示すように加算される形で比較器４ｊに入
力される。従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎの変動に応じ
て極性反転時から所定時間のＰＷＭ信号のデューティが
可変されることになり、電圧Ｖｉｎが低くなると信号Ｄ
Ｕ 1 のレベルが高くなり、逆に電圧Ｖｉｎが高くなると
それに応じて低くなり、従って電圧Ｖｉｎが低いときに
は極性反転時のＰＷＭ信号のオンデューティが大きくな
り、逆に電圧Ｖｉｎが高くなるとオンデューティが小さ
くなるようにＰＷＭ信号のデューティが制御される。
【００３１】従って直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低いとき
の極性反転時の立ち消えを防止出来、逆に直流電源Ｅの
電圧Ｖｉｎが高くときには過出力を防止することができ
ることになる。図２（ｇ）は抵抗Ｒ1 の両端電圧より検
出される出力電流波形を示す。尚立ち消えのみであれ
ば、極性反転時に所定レベルの信号ＤＵ1 をデューティ
制御部４ｄより出力させれば、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低くても極性反転時の立ち消えを防止することができ
る。
の極性反転時の立ち消えを防止出来、逆に直流電源Ｅの
電圧Ｖｉｎが高くときには過出力を防止することができ
ることになる。図２（ｇ）は抵抗Ｒ1 の両端電圧より検
出される出力電流波形を示す。尚立ち消えのみであれ
ば、極性反転時に所定レベルの信号ＤＵ1 をデューティ
制御部４ｄより出力させれば、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低くても極性反転時の立ち消えを防止することができ
る。
【００３２】よって本実施例の構成によれば、昇圧回路
１の出力用のコンデンサＣ1 の容量を小さくすることが
できる。 （実施例２）上記実施例１では直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低いときには昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 のオ
ンデューティを大きくして立ち消えの防止を図っている
が、本実施例は図３に示すように昇圧回路１のフライバ
ックトランスＦＴ1 の二次側に二次巻線と直列な三次巻
線を設け、この二次巻線、三次巻線の直列回路にダイオ
ードＤ2 を介してコンデンサＣ3 を接続するとともに、
ダイオードＤ1 のカソードと、ダイオードＤ2 のカーソ
ドとの間に抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ5 を接
続した構成を設けることにより立ち消え防止を図ってい
る。
１の出力用のコンデンサＣ1 の容量を小さくすることが
できる。 （実施例２）上記実施例１では直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎ
が低いときには昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 のオ
ンデューティを大きくして立ち消えの防止を図っている
が、本実施例は図３に示すように昇圧回路１のフライバ
ックトランスＦＴ1 の二次側に二次巻線と直列な三次巻
線を設け、この二次巻線、三次巻線の直列回路にダイオ
ードＤ2 を介してコンデンサＣ3 を接続するとともに、
ダイオードＤ1 のカソードと、ダイオードＤ2 のカーソ
ドとの間に抵抗Ｒ4 を介してスイッチング素子Ｑ5 を接
続した構成を設けることにより立ち消え防止を図ってい
る。
【００３３】つまりフライバックトランスＦＴ1 の二次
巻線、三次巻線の直列回路より出力される交流出力をダ
イオードＤ2 により整流してコンデンサＣ3 を充電し、
インバータ２の出力の極性反転時に制御部４から出力さ
れる駆動信号により所定時間スイッチング素子Ｑ5 をオ
ンさせ、このスイッチング素子Ｑ5 と抵抗Ｒ4 とを通じ
てコンデンサＣ3 のエネルギを昇圧回路１の出力側に放
出させて出力電力を大きくすることにより立ち消えの防
止を図っている。
巻線、三次巻線の直列回路より出力される交流出力をダ
イオードＤ2 により整流してコンデンサＣ3 を充電し、
インバータ２の出力の極性反転時に制御部４から出力さ
れる駆動信号により所定時間スイッチング素子Ｑ5 をオ
ンさせ、このスイッチング素子Ｑ5 と抵抗Ｒ4 とを通じ
てコンデンサＣ3 のエネルギを昇圧回路１の出力側に放
出させて出力電力を大きくすることにより立ち消えの防
止を図っている。
【００３４】また本実施例では出力用コンデンサＣ1 の
両端にコンデンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ6 との直列
回路を接続し、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが所定電圧以上
になったことが検出されると、制御部４よりスイッチン
グ素子Ｑ6 をオンさせる駆動信号を出力させ、このオン
により出力用コンデンサの容量をコンデンサＣ1 とＣ 2
との合成容量とし、出力用コンデンサＣ1 の電圧が急上
昇するのを防止している。
両端にコンデンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ6 との直列
回路を接続し、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが所定電圧以上
になったことが検出されると、制御部４よりスイッチン
グ素子Ｑ6 をオンさせる駆動信号を出力させ、このオン
により出力用コンデンサの容量をコンデンサＣ1 とＣ 2
との合成容量とし、出力用コンデンサＣ1 の電圧が急上
昇するのを防止している。
【００３５】コンデンサＣ3 の電圧ＶC3はコンデンサＣ
1 の電圧ＶC1より３０〜５０Ｖ高く充電されるように設
定され、インバータ２の極性反転時に十分な再点弧電圧
が得られるようにしてある。またコンデンサＣ1 の容量
を１μＦとした場合、コンデンサＣ2 の容量はコンデン
サＣ1 の２〜３倍程度が望ましい。尚インバータ２は実
施例１と同様な構成のものを用い、そのスイッチング素
子は制御部４からの駆動信号により駆動され矩形波電圧
を出力するようになっている。制御部４は実施例１と同
様に昇圧回路１の出力電圧及び出力電流を検出し、高圧
放電灯ＰＬの状態に応じてスイッチング素子Ｑ0 のスイ
ッチングをＰＷＭ制御し、またインバータ２のスイッチ
ング素子の駆動信号と、極性反転を示す信号とを作成
し、更に極性反転を示す信号に同期してスイッチング素
子Ｑ5 を駆動する信号を作成し、また直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎを検出してその検出電圧が所定電圧以上になる
と、スイッチング素子Ｑ6 を駆動する駆動信号を作成す
るようになっている。
1 の電圧ＶC1より３０〜５０Ｖ高く充電されるように設
定され、インバータ２の極性反転時に十分な再点弧電圧
が得られるようにしてある。またコンデンサＣ1 の容量
を１μＦとした場合、コンデンサＣ2 の容量はコンデン
サＣ1 の２〜３倍程度が望ましい。尚インバータ２は実
施例１と同様な構成のものを用い、そのスイッチング素
子は制御部４からの駆動信号により駆動され矩形波電圧
を出力するようになっている。制御部４は実施例１と同
様に昇圧回路１の出力電圧及び出力電流を検出し、高圧
放電灯ＰＬの状態に応じてスイッチング素子Ｑ0 のスイ
ッチングをＰＷＭ制御し、またインバータ２のスイッチ
ング素子の駆動信号と、極性反転を示す信号とを作成
し、更に極性反転を示す信号に同期してスイッチング素
子Ｑ5 を駆動する信号を作成し、また直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎを検出してその検出電圧が所定電圧以上になる
と、スイッチング素子Ｑ6 を駆動する駆動信号を作成す
るようになっている。
【００３６】而して上述のように構成した本実施例にお
いても、実施例１と同様に立ち消え防止、過出力の防止
が図れるのである。 （実施例３）本実施例は図４に示すように昇圧回路１の
一次側において直流電源Ｅに逆流防止のダイオードＤ0
を介してコンデンサＣ0 を接続し、コンデンサＣ0 を充
電するようにしてある。また昇圧回路１のスイッチング
素子Ｑ0 に直列に一次電流検出用抵抗Ｒs を接続してい
る。そして本実施例の昇圧回路１の制御部４は抵抗Ｒs
の両端に発生する一次電流に比例した電圧と基準電圧Ｖ
ｒｅｆとを比較する比較器４０と、直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎを検出し、その検出値に応じて比較器４０の基準電
圧源を制御し、基準電圧Ｖｒｅｆを可変する演算部４１
とを備えるとともに、インバータ２の出力状態に基づい
て高圧放電灯ＬＰの状態に応じた電力指令値Ｓ10を出力
する指令値演算部４２と、この指令値演算部４２から出
力される指令値Ｓ10とキャリア発振器４３から出力され
る三角波信号のレベルとを比較してＰＷＭ信号を作成す
る比較器４４とからなるＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御部
の出力と比較器４０の出力とのうちで先に制限された方
でスイッチング素子Ｑ0 をオフする信号を出力するロジ
ック回路４５とを備えている。尚インバータ２のスイッ
チング素子の駆動信号を作成する回路は図示していない
が、実施例１、２と同様に制御部４に設けているものと
する。
いても、実施例１と同様に立ち消え防止、過出力の防止
が図れるのである。 （実施例３）本実施例は図４に示すように昇圧回路１の
一次側において直流電源Ｅに逆流防止のダイオードＤ0
を介してコンデンサＣ0 を接続し、コンデンサＣ0 を充
電するようにしてある。また昇圧回路１のスイッチング
素子Ｑ0 に直列に一次電流検出用抵抗Ｒs を接続してい
る。そして本実施例の昇圧回路１の制御部４は抵抗Ｒs
の両端に発生する一次電流に比例した電圧と基準電圧Ｖ
ｒｅｆとを比較する比較器４０と、直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎを検出し、その検出値に応じて比較器４０の基準電
圧源を制御し、基準電圧Ｖｒｅｆを可変する演算部４１
とを備えるとともに、インバータ２の出力状態に基づい
て高圧放電灯ＬＰの状態に応じた電力指令値Ｓ10を出力
する指令値演算部４２と、この指令値演算部４２から出
力される指令値Ｓ10とキャリア発振器４３から出力され
る三角波信号のレベルとを比較してＰＷＭ信号を作成す
る比較器４４とからなるＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御部
の出力と比較器４０の出力とのうちで先に制限された方
でスイッチング素子Ｑ0 をオフする信号を出力するロジ
ック回路４５とを備えている。尚インバータ２のスイッ
チング素子の駆動信号を作成する回路は図示していない
が、実施例１、２と同様に制御部４に設けているものと
する。
【００３７】しかして本実施例では、直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎが図５（ａ）の前半で示すように所定電圧を維持
しているときは、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0も図５
（ｂ）に示すように所定電圧を維持している。このとき
指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ10は図５
（ｃ）に示すように一定値に保持されている。またこの
ときの比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは低いレベルに図
５（ｄ）に示すように設定されている。
Ｖｉｎが図５（ａ）の前半で示すように所定電圧を維持
しているときは、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0も図５
（ｂ）に示すように所定電圧を維持している。このとき
指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ10は図５
（ｃ）に示すように一定値に保持されている。またこの
ときの比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは低いレベルに図
５（ｄ）に示すように設定されている。
【００３８】そしてこの場合図５（ｅ）に示す昇圧回路
１の一次電流Ｉ1 の検出値は基準電圧Ｖｒｅｆを越え
ず、比較器４０からの比較出力が”Ｌ”であるため、ロ
ジック回路４５は比較器４４から出力されるＰＷＭ信号
をそのままスイッチング素子Ｑ 0 のゲートに駆動信号と
して印加する。そして直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低下す
ると、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は徐々に低下する。従
ってそれに伴ってインバータ２の出力電流及び出力電圧
が徐々に低下することになり、急激な出力電力低下が生
じず、高圧放電灯ＬＰの立ち消えは防止されることにな
る。このとき指令値演算部４２は指令値Ｓ10を徐々に増
加させる。また比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは高いレ
ベルに設定されるため、一次電流Ｉ1 が増加しても検出
値が基準電圧Ｖｒｅｆを越えず、従って比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号がロジック回路４５を通じてスイ
ッチング素子Ｑ0のゲートに印加され、ＰＷＭ制御され
る。
１の一次電流Ｉ1 の検出値は基準電圧Ｖｒｅｆを越え
ず、比較器４０からの比較出力が”Ｌ”であるため、ロ
ジック回路４５は比較器４４から出力されるＰＷＭ信号
をそのままスイッチング素子Ｑ 0 のゲートに駆動信号と
して印加する。そして直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが低下す
ると、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は徐々に低下する。従
ってそれに伴ってインバータ２の出力電流及び出力電圧
が徐々に低下することになり、急激な出力電力低下が生
じず、高圧放電灯ＬＰの立ち消えは防止されることにな
る。このとき指令値演算部４２は指令値Ｓ10を徐々に増
加させる。また比較器４１の基準電圧Ｖｒｅｆは高いレ
ベルに設定されるため、一次電流Ｉ1 が増加しても検出
値が基準電圧Ｖｒｅｆを越えず、従って比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号がロジック回路４５を通じてスイ
ッチング素子Ｑ0のゲートに印加され、ＰＷＭ制御され
る。
【００３９】次に直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが元の電圧に
上昇すると、この電圧上昇を受けて比較器４０の基準電
圧Ｖｒｅｆは低いレベルに設定される。一方コンデンサ
Ｃ1 の電圧が急には上昇しないため、インバータ２の出
力電流及び出力電圧は徐々に増加することになる。この
増加に応じて指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ
10も徐々に低下することになる。つまり比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号のオンデューティも徐々に小さく
なるため、このままでは過出力となるが、一次電流Ｉ1
の検出値が、比較器４０の低いレベルに設定された基準
電圧Ｖｒｅｆを越える時点で比較器４０から”Ｈ”の信
号が出力され、この信号を受けてロジック回路４５はそ
の時点でスイッチング素子Ｑ0 をオフするオフ信号を出
力する。つまり比較器４４から出力されるＰＷＭ信号の
オフタイミングより早くスイッチング素子Ｑ0 をオフさ
せる。従って実質的にオンデューティが小さくなり、過
出力を防止する。
上昇すると、この電圧上昇を受けて比較器４０の基準電
圧Ｖｒｅｆは低いレベルに設定される。一方コンデンサ
Ｃ1 の電圧が急には上昇しないため、インバータ２の出
力電流及び出力電圧は徐々に増加することになる。この
増加に応じて指令値演算部４２から出力される指令値Ｓ
10も徐々に低下することになる。つまり比較器４４から
出力されるＰＷＭ信号のオンデューティも徐々に小さく
なるため、このままでは過出力となるが、一次電流Ｉ1
の検出値が、比較器４０の低いレベルに設定された基準
電圧Ｖｒｅｆを越える時点で比較器４０から”Ｈ”の信
号が出力され、この信号を受けてロジック回路４５はそ
の時点でスイッチング素子Ｑ0 をオフするオフ信号を出
力する。つまり比較器４４から出力されるＰＷＭ信号の
オフタイミングより早くスイッチング素子Ｑ0 をオフさ
せる。従って実質的にオンデューティが小さくなり、過
出力を防止する。
【００４０】このように本実施例においても、直流電源
Ｅの電圧が急激に低下したときの高圧放電灯ＬＰの立ち
消えを防止し、また急激に上昇したときの過出力を防止
できるのである。また一次電流Ｉ1 のピーク値を規定す
る基準電圧Ｖｒｅｆを高圧放電灯ＬＰの状態に応じて可
変することによりランプ電流が過出力になるのを防止で
きて高圧放電灯ＰＬの寿命をのばすことができる。
Ｅの電圧が急激に低下したときの高圧放電灯ＬＰの立ち
消えを防止し、また急激に上昇したときの過出力を防止
できるのである。また一次電流Ｉ1 のピーク値を規定す
る基準電圧Ｖｒｅｆを高圧放電灯ＬＰの状態に応じて可
変することによりランプ電流が過出力になるのを防止で
きて高圧放電灯ＰＬの寿命をのばすことができる。
【００４１】（実施例４）図６は本実施例の回路を示し
ており、本実施例ではフライバックコンバータからなる
昇圧回路１と直流電源Ｅとの間にダイオードＤ0 と、抵
抗Ｒ0 とスイッチ要素ＳＷ1 との並列回路とを通じて充
電されるコンデンサＣ0 を充電部として設け、このコン
デンサＣ0 に並列にフライバックトランスＦＴ1 の一次
巻線とスイッチング素子Ｑ0 との直列回路を接続してあ
る。スイッチ要素ＳＷ1 と抵抗Ｒ0は充電部への充電電
流量を制御する充電電流抑制手段を構成するもので、直
流電源Ｅの電圧ＶｉｎとコンデンサＣ0 の電圧ＶC0との
差分が所定値より大きくなったか否かを判定する比較器
５によりスイッチ要素ＳＷ1 のオン、オフを制御するよ
うになっており、通常時においてはロスを小さくするた
めにスイッチ要素ＳＷ 1 をオンして抵抗Ｒ0 を短絡して
いる。
ており、本実施例ではフライバックコンバータからなる
昇圧回路１と直流電源Ｅとの間にダイオードＤ0 と、抵
抗Ｒ0 とスイッチ要素ＳＷ1 との並列回路とを通じて充
電されるコンデンサＣ0 を充電部として設け、このコン
デンサＣ0 に並列にフライバックトランスＦＴ1 の一次
巻線とスイッチング素子Ｑ0 との直列回路を接続してあ
る。スイッチ要素ＳＷ1 と抵抗Ｒ0は充電部への充電電
流量を制御する充電電流抑制手段を構成するもので、直
流電源Ｅの電圧ＶｉｎとコンデンサＣ0 の電圧ＶC0との
差分が所定値より大きくなったか否かを判定する比較器
５によりスイッチ要素ＳＷ1 のオン、オフを制御するよ
うになっており、通常時においてはロスを小さくするた
めにスイッチ要素ＳＷ 1 をオンして抵抗Ｒ0 を短絡して
いる。
【００４２】昇圧回路１はフライバックトランスＦＴ1
の二次巻線にダイオードＤ1 を通じて出力用コンデンサ
Ｃ1 を接続し、スイッチング素子Ｑ0 を制御部４からの
例えばＰＷＭ信号でスイッチングさせて電源電圧、つま
りコンデンサＣ0 の電圧を断続させることにより、フラ
イバックトランスＦＴ1 の二次側に昇圧された電圧を発
生させ、その電圧を整流平滑することにより昇圧された
直流電圧を得るようになっている。
の二次巻線にダイオードＤ1 を通じて出力用コンデンサ
Ｃ1 を接続し、スイッチング素子Ｑ0 を制御部４からの
例えばＰＷＭ信号でスイッチングさせて電源電圧、つま
りコンデンサＣ0 の電圧を断続させることにより、フラ
イバックトランスＦＴ1 の二次側に昇圧された電圧を発
生させ、その電圧を整流平滑することにより昇圧された
直流電圧を得るようになっている。
【００４３】そしてコンデンサＣ1 には例えばフルブリ
ッジ型のインバータ２を接続し、このインバータ２によ
り昇圧回路１の出力直流電圧を例えば低周波の矩形波電
圧に変換し、イグナイタ部３を介して高圧放電灯ＬＰに
印加するようになっている。制御部４はインバータ２の
スイッチング素子（図示せず）を駆動する駆動信号を出
力するとともに、昇圧回路１の出力電圧、出力電流を検
出し、その検出結果より高圧放電灯ＬＰの状態に応じて
スイッチング素子Ｑ0 のスイッチングのデューティを制
御、つまりＰＷＭ制御で昇圧回路１からの出力電力を制
御して高圧放電灯ＬＰを安定に点灯するようにし、安定
点灯時には定電力制御する機能を備えている。
ッジ型のインバータ２を接続し、このインバータ２によ
り昇圧回路１の出力直流電圧を例えば低周波の矩形波電
圧に変換し、イグナイタ部３を介して高圧放電灯ＬＰに
印加するようになっている。制御部４はインバータ２の
スイッチング素子（図示せず）を駆動する駆動信号を出
力するとともに、昇圧回路１の出力電圧、出力電流を検
出し、その検出結果より高圧放電灯ＬＰの状態に応じて
スイッチング素子Ｑ0 のスイッチングのデューティを制
御、つまりＰＷＭ制御で昇圧回路１からの出力電力を制
御して高圧放電灯ＬＰを安定に点灯するようにし、安定
点灯時には定電力制御する機能を備えている。
【００４４】次に本実施例の主要な構成である充電電流
抑制手段の動作を図７に基づいて説明する。まず図７
（ａ）に示すように直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが急激に変
動した場合、電圧Ｖｉｎが低下している期間では図７
（ｂ）に示すコンデンサＣ0 の電圧ＶC0も低下するため
両者の差分は一定値以上とならないが、直流電源Ｅの電
圧Ｖｉｎが復帰した時には両者の差分が一定値以上にな
るため、これに対応して比較器５はスイッチ要素ＳＷ1
をオフしてコンデンサＣ0 への充電電流を抵抗Ｒ0 によ
り抑制する。従ってコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が元の電
圧に戻るまでの間に時間がかかるため、コンデンサＣ0
の電圧ＶC0の急激な変動を押さえることができる。
抑制手段の動作を図７に基づいて説明する。まず図７
（ａ）に示すように直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが急激に変
動した場合、電圧Ｖｉｎが低下している期間では図７
（ｂ）に示すコンデンサＣ0 の電圧ＶC0も低下するため
両者の差分は一定値以上とならないが、直流電源Ｅの電
圧Ｖｉｎが復帰した時には両者の差分が一定値以上にな
るため、これに対応して比較器５はスイッチ要素ＳＷ1
をオフしてコンデンサＣ0 への充電電流を抵抗Ｒ0 によ
り抑制する。従ってコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が元の電
圧に戻るまでの間に時間がかかるため、コンデンサＣ0
の電圧ＶC0の急激な変動を押さえることができる。
【００４５】従って昇圧回路１の出力の変動も抑制で
き、図７（ｃ）に示すように出力電力Ｗlaの変化も緩や
かとなり、高圧放電灯ＬＰのちらつきや立ち消えを防ぐ
ことができる。 （実施例８）上記実施例７はコンデンサＣ0 の電圧ＶC0
と直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎとの差分を判定してコンデン
サＣ0 の充電電流を抑制する制御を行う充電電流抑制手
段を設けたものであるが、本実施例は図８に示すように
トランジスタＱ10、Ｑ11と、可変抵抗手段ＶＲ1 とで構
成されるカレントミラー回路を充電電流抑制手段として
設け、コンデンサＣ0 の電圧ＶC O を電圧検知回路６で
検知し、その検知電圧に応じて可変抵抗手段ＶＲ1 の抵
抗値を設定するようになっている。
き、図７（ｃ）に示すように出力電力Ｗlaの変化も緩や
かとなり、高圧放電灯ＬＰのちらつきや立ち消えを防ぐ
ことができる。 （実施例８）上記実施例７はコンデンサＣ0 の電圧ＶC0
と直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎとの差分を判定してコンデン
サＣ0 の充電電流を抑制する制御を行う充電電流抑制手
段を設けたものであるが、本実施例は図８に示すように
トランジスタＱ10、Ｑ11と、可変抵抗手段ＶＲ1 とで構
成されるカレントミラー回路を充電電流抑制手段として
設け、コンデンサＣ0 の電圧ＶC O を電圧検知回路６で
検知し、その検知電圧に応じて可変抵抗手段ＶＲ1 の抵
抗値を設定するようになっている。
【００４６】つまりコンデンサＣ0 とダイオードＤ0 と
の間に挿入されるトランジスタＱ10に流れる電流Ｉｑ1
は可変抵抗手段ＶＲ1 によって決まるトランジスタＱ11
に流れる電流Ｉｑ2 と同値若しくは比例した電流値によ
って制限される。而して直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが図９
（ａ）に示すように急上昇してもコンデンサＣ0 に流れ
る電流Ｉｑ1 は図９（ｂ）に示すように僅かに上限値ma
x まで上昇するが一定電流であるためコンデンサＣ0 の
電圧ＶC0は図９（ｃ）に示すように緩やかに上昇するこ
とになる。そのため実施例７と同様に安定した出力電力
Ｗlaが得られることになる。
の間に挿入されるトランジスタＱ10に流れる電流Ｉｑ1
は可変抵抗手段ＶＲ1 によって決まるトランジスタＱ11
に流れる電流Ｉｑ2 と同値若しくは比例した電流値によ
って制限される。而して直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎが図９
（ａ）に示すように急上昇してもコンデンサＣ0 に流れ
る電流Ｉｑ1 は図９（ｂ）に示すように僅かに上限値ma
x まで上昇するが一定電流であるためコンデンサＣ0 の
電圧ＶC0は図９（ｃ）に示すように緩やかに上昇するこ
とになる。そのため実施例７と同様に安定した出力電力
Ｗlaが得られることになる。
【００４７】尚上述した構成以外は実施例７に準ずる。
また可変抵抗手段ＶＲ1 の値を電圧検知回路６の検知信
号により始動時と定常時とで制御して電流値の上限を変
化させることもできる。 （実施例９）本実施例は、充電制御抑制手段として図１
０に示すようにスイッチ要素ＳＷ1と限流要素Ｚとの直
列回路をダイオードＤ0 とコンデンサＣ0 との間に挿入
し、スイッチ要素ＳＷ1 のオンオフを、コンデンサＣ0
の電圧ＶC0と、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎをそのピーク値
がＶｉｎに比例する三角波出力ＶＡに図１２に示すよう
に変換する電圧変換部７の出力とを比較する比較器８の
出力により制御する回路を用いている。比較器８は三角
波出力ＶＡのピーク値がＶC0より大きい期間だけスイッ
チ要素ＳＷ1 をオフする。
また可変抵抗手段ＶＲ1 の値を電圧検知回路６の検知信
号により始動時と定常時とで制御して電流値の上限を変
化させることもできる。 （実施例９）本実施例は、充電制御抑制手段として図１
０に示すようにスイッチ要素ＳＷ1と限流要素Ｚとの直
列回路をダイオードＤ0 とコンデンサＣ0 との間に挿入
し、スイッチ要素ＳＷ1 のオンオフを、コンデンサＣ0
の電圧ＶC0と、直流電源Ｅの電圧Ｖｉｎをそのピーク値
がＶｉｎに比例する三角波出力ＶＡに図１２に示すよう
に変換する電圧変換部７の出力とを比較する比較器８の
出力により制御する回路を用いている。比較器８は三角
波出力ＶＡのピーク値がＶC0より大きい期間だけスイッ
チ要素ＳＷ1 をオフする。
【００４８】而して本実施例では、図１１に示す直流電
源Ｅの電圧Ｖｉｎが安定している定常状態（イ）では図
１２に示すようにコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が三角波出
力ＶＡのピーク値を常に上回っており、比較器８はスイ
ッチ要素ＳＷ1 をオンさせている。図１１で電圧Ｖｉｎ
が急激に低下すると、その低下にともなって電圧変換部
７の三角波出力ＶＡのピーク値は図１３に示すように下
がることになる。一方コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は図１
１で波線で示すように徐々に低下するが、図１１の
（ロ）の期間では電圧ＶC0は出力ＶＡを下回らないた
め、比較器８はスイッチ要素ＳＷ1 のオンを継続させ
る。
源Ｅの電圧Ｖｉｎが安定している定常状態（イ）では図
１２に示すようにコンデンサＣ0 の電圧ＶC0が三角波出
力ＶＡのピーク値を常に上回っており、比較器８はスイ
ッチ要素ＳＷ1 をオンさせている。図１１で電圧Ｖｉｎ
が急激に低下すると、その低下にともなって電圧変換部
７の三角波出力ＶＡのピーク値は図１３に示すように下
がることになる。一方コンデンサＣ0 の電圧ＶC0は図１
１で波線で示すように徐々に低下するが、図１１の
（ロ）の期間では電圧ＶC0は出力ＶＡを下回らないた
め、比較器８はスイッチ要素ＳＷ1 のオンを継続させ
る。
【００４９】次に図１１に示すように直流電源Ｅの電圧
Ｖｉｎが急上昇（ハ）すると、図１４（ａ）に示すよう
に電圧変換部７の三角波のピーク値が上昇し、コンデン
サＣ 0 の電圧ＶC0を上回る期間が周期的に発生すること
になる。従って比較器８はこの上回った期間においては
図１４（ｂ）に示すようにスイッチ要素ＳＷ1 をオフす
る。従ってスイッチ要素ＳＷ1 は周期的にオンオフする
ことになり、コンデンサＣ0 に流れる電流は断続されて
抑制され、コンデンサＣ 0 の電圧は図１１に示すように
緩やかに上昇することになる。
Ｖｉｎが急上昇（ハ）すると、図１４（ａ）に示すよう
に電圧変換部７の三角波のピーク値が上昇し、コンデン
サＣ 0 の電圧ＶC0を上回る期間が周期的に発生すること
になる。従って比較器８はこの上回った期間においては
図１４（ｂ）に示すようにスイッチ要素ＳＷ1 をオフす
る。従ってスイッチ要素ＳＷ1 は周期的にオンオフする
ことになり、コンデンサＣ0 に流れる電流は断続されて
抑制され、コンデンサＣ 0 の電圧は図１１に示すように
緩やかに上昇することになる。
【００５０】このように本実施例においても、コンデン
サＣ0 の電圧ＶC0が急変しないため安定した出力電力Ｗ
laを得ることができる。 （実施例１０）上記実施例７〜１０では昇圧回路１の一
次側にコンデンサＣ0 の充電電流を抑制する充電電流抑
制手段を設けたものであるが、本実施例は図１５に示す
ように昇圧回路１の出力状態に応じて昇圧回路１のスイ
ッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御する制御部４として応答
が高速なものを用いている。従って直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎが急激に変動しても昇圧回路１の出力制御を高速に
行うことにより、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0を安定させ
ることができる。
サＣ0 の電圧ＶC0が急変しないため安定した出力電力Ｗ
laを得ることができる。 （実施例１０）上記実施例７〜１０では昇圧回路１の一
次側にコンデンサＣ0 の充電電流を抑制する充電電流抑
制手段を設けたものであるが、本実施例は図１５に示す
ように昇圧回路１の出力状態に応じて昇圧回路１のスイ
ッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御する制御部４として応答
が高速なものを用いている。従って直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎが急激に変動しても昇圧回路１の出力制御を高速に
行うことにより、コンデンサＣ0 の電圧ＶC0を安定させ
ることができる。
【００５１】また応答速度を上げたことによる定常時の
出力をトランジスタＱ20、Ｑ21及び電流制御要素９とか
らなるカレントミラー回路をインバータ２と昇圧回路１
の出力用コンデンサＣ1 との間に設け、高圧放電灯ＬＰ
側の状態を例えば電流検出回路１０で検出してその検出
値に応じて電流制御要素９を制御してトランジスタＱ 21
に流れる電流を設定することによりトランジスタＱ20を
介してインバータ２へ流れる電流Ｉq3を所定値に安定さ
せるようになっている。
出力をトランジスタＱ20、Ｑ21及び電流制御要素９とか
らなるカレントミラー回路をインバータ２と昇圧回路１
の出力用コンデンサＣ1 との間に設け、高圧放電灯ＬＰ
側の状態を例えば電流検出回路１０で検出してその検出
値に応じて電流制御要素９を制御してトランジスタＱ 21
に流れる電流を設定することによりトランジスタＱ20を
介してインバータ２へ流れる電流Ｉq3を所定値に安定さ
せるようになっている。
【００５２】尚電流安定要素としてカレントミラー回路
以外の安定要素を用いても勿論よい。ところで上記各実
施例では昇圧回路１の一次側と二次側は絶縁型のフライ
バックトランスＦＴ1 を用いるものの一次側と二次側と
は制御系等により接続されるため絶縁されておらず、そ
のため車両等に搭載する場合に地絡時の安全性を考慮す
る必要がある。そのような点に鑑みて為されたものが以
下の実施例である。
以外の安定要素を用いても勿論よい。ところで上記各実
施例では昇圧回路１の一次側と二次側は絶縁型のフライ
バックトランスＦＴ1 を用いるものの一次側と二次側と
は制御系等により接続されるため絶縁されておらず、そ
のため車両等に搭載する場合に地絡時の安全性を考慮す
る必要がある。そのような点に鑑みて為されたものが以
下の実施例である。
【００５３】（実施例１１）本実施例は図１６に示すよ
うに昇圧回路１としてフライバックコンバータを用いて
いる。この昇圧回路１は直流電源Ｅにフライバックトラ
ンスＦＴ1 の一次巻線を介して接続しているスイッチン
グ素子Ｑ0 のスイッチングを一次側制御部１０により設
定周波数、設定デューティで制御し設定電力を出力する
ようになっている。つまり開ループ制御により出力電力
を制御するようになっている。勿論直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎを検出してスイッチングの設定周波数、設定デュー
ティを設定するようにしても良い。
うに昇圧回路１としてフライバックコンバータを用いて
いる。この昇圧回路１は直流電源Ｅにフライバックトラ
ンスＦＴ1 の一次巻線を介して接続しているスイッチン
グ素子Ｑ0 のスイッチングを一次側制御部１０により設
定周波数、設定デューティで制御し設定電力を出力する
ようになっている。つまり開ループ制御により出力電力
を制御するようになっている。勿論直流電源Ｅの電圧Ｖ
ｉｎを検出してスイッチングの設定周波数、設定デュー
ティを設定するようにしても良い。
【００５４】昇圧回路１の２次側にはダイオードＤ1 を
介して接続された出力用コンデンサＣ1 に並列に出力電
圧を検出するための抵抗Ｒ1 とＲ2 との分圧回路を並列
に接続するとともに、高圧放電灯ＬＰで消費させる電力
以外の余剰電力を消費するための抵抗Ｒ101 とスイッチ
ング素子Ｑ101 との直列回路を接続し、さらにインバー
タ２と昇圧回路１との間に出力電流検出用の抵抗Ｒ3 を
直列に挿入してある。
介して接続された出力用コンデンサＣ1 に並列に出力電
圧を検出するための抵抗Ｒ1 とＲ2 との分圧回路を並列
に接続するとともに、高圧放電灯ＬＰで消費させる電力
以外の余剰電力を消費するための抵抗Ｒ101 とスイッチ
ング素子Ｑ101 との直列回路を接続し、さらにインバー
タ２と昇圧回路１との間に出力電流検出用の抵抗Ｒ3 を
直列に挿入してある。
【００５５】二次側制御部１２はスイッチング素子Ｑ
101 を高速にスイッチングさせるとともにそのデューテ
ィを調整することにより抵抗Ｒ101 で消費させる余剰電
力を調整するもので、分圧回路で検出した出力電圧の検
出値Ｖlaと抵抗Ｒ3 で検出する出力電流の検出値Ｉlaを
取り込み、これらの検出値に基づいて上記デューティを
調整したた駆動信号をスイッチング素子Ｑ101 に与えて
スイッチングさせ抵抗Ｒ 101 での余剰消費電力を調整す
る。
101 を高速にスイッチングさせるとともにそのデューテ
ィを調整することにより抵抗Ｒ101 で消費させる余剰電
力を調整するもので、分圧回路で検出した出力電圧の検
出値Ｖlaと抵抗Ｒ3 で検出する出力電流の検出値Ｉlaを
取り込み、これらの検出値に基づいて上記デューティを
調整したた駆動信号をスイッチング素子Ｑ101 に与えて
スイッチングさせ抵抗Ｒ 101 での余剰消費電力を調整す
る。
【００５６】二次側制御部１２は例えば昇圧回路１の出
力電圧を抵抗Ｒ4 とツェナーダイオードＺＤとコンデン
サＣ3 とから構成される電源部１３で得られる所定電圧
の直流を電源として動作する図１７に示すＰＷＭ制御部
からなる。つまり二次側制御部１２は電流指令値演算部
１２ａで出力電圧Ｖlaに対応した電流指令値を演算し、
実際に検出される出力電流の検出値Ｉlaとともに誤差増
幅器１２ｂに入力し、両者の差分値とキャリア発振器１
２ｃから出力される三角波とを比較器１２ｄで比較して
ＰＷＭ信号を得、ドライブ回路１２ｅを通じて駆動信号
としてスイッチング素子Ｑ101 へ出力するようになって
おり、実際の出力電流Ｉlaが指令値に近づくようにスイ
ッチング素子Ｑ101 のデューティを調整するのである。
力電圧を抵抗Ｒ4 とツェナーダイオードＺＤとコンデン
サＣ3 とから構成される電源部１３で得られる所定電圧
の直流を電源として動作する図１７に示すＰＷＭ制御部
からなる。つまり二次側制御部１２は電流指令値演算部
１２ａで出力電圧Ｖlaに対応した電流指令値を演算し、
実際に検出される出力電流の検出値Ｉlaとともに誤差増
幅器１２ｂに入力し、両者の差分値とキャリア発振器１
２ｃから出力される三角波とを比較器１２ｄで比較して
ＰＷＭ信号を得、ドライブ回路１２ｅを通じて駆動信号
としてスイッチング素子Ｑ101 へ出力するようになって
おり、実際の出力電流Ｉlaが指令値に近づくようにスイ
ッチング素子Ｑ101 のデューティを調整するのである。
【００５７】このように本実施例では、フライバックト
ランスＦＴ1 の一次側は常に設定された電力を二次側に
送る動作のみを行い、フライバックトランスＦＴ1 の二
次側で抵抗Ｒ101 により電力消費させることで、高圧放
電灯ＬＰに送る電力を調整する。そして二次側制御部１
２の電源を昇圧回路１の二次側で得るため直流電源Ｅと
負荷側とはフライバックトランスＦＴ1 で絶縁できる。
ランスＦＴ1 の一次側は常に設定された電力を二次側に
送る動作のみを行い、フライバックトランスＦＴ1 の二
次側で抵抗Ｒ101 により電力消費させることで、高圧放
電灯ＬＰに送る電力を調整する。そして二次側制御部１
２の電源を昇圧回路１の二次側で得るため直流電源Ｅと
負荷側とはフライバックトランスＦＴ1 で絶縁できる。
【００５８】（実施例１２）本実施例は二次側制御部１
２へ電源を与える電源部１３の構成が実施例１１と異な
るもので、その他の構成は実施例１１と同じようになっ
ている。つまり実施例１１では電源として昇圧回路１の
二次側より直接得ているが、この場合、高圧放電灯ＬＰ
のランプ電圧とほぼ同等であるため変動範囲が広く、一
定電圧が必要な制御電源としては不向きである。
２へ電源を与える電源部１３の構成が実施例１１と異な
るもので、その他の構成は実施例１１と同じようになっ
ている。つまり実施例１１では電源として昇圧回路１の
二次側より直接得ているが、この場合、高圧放電灯ＬＰ
のランプ電圧とほぼ同等であるため変動範囲が広く、一
定電圧が必要な制御電源としては不向きである。
【００５９】そこで図１８に示すように昇圧回路１のフ
ライバックトランスＦＴ1 に三次巻線を設け、この三次
巻線出力をダイオードＤ201 で整流し、チョークＬ201
とコンデンサＣ201 で平滑し、ツェナーダイオードＺＤ
201 で所定電圧に変換する電源部１３を設け、この電源
部１３から二次側制御部１２へ電源を供給する。尚フラ
イバックトランスＦＴ1 の二次巻線はフライバックコン
バータとして動作するように巻回し、三次巻線はフォワ
ード動作するように巻回し、これによって制御用電源に
二次巻線の出力電圧の影響が現れないようにしてある。
ライバックトランスＦＴ1 に三次巻線を設け、この三次
巻線出力をダイオードＤ201 で整流し、チョークＬ201
とコンデンサＣ201 で平滑し、ツェナーダイオードＺＤ
201 で所定電圧に変換する電源部１３を設け、この電源
部１３から二次側制御部１２へ電源を供給する。尚フラ
イバックトランスＦＴ1 の二次巻線はフライバックコン
バータとして動作するように巻回し、三次巻線はフォワ
ード動作するように巻回し、これによって制御用電源に
二次巻線の出力電圧の影響が現れないようにしてある。
【００６０】尚電源部１３以外の構成は実施例１１と同
じであるから、構成及び動作の説明は省略する。 （実施例１３）本実施例は実施例１１と同様な出力制御
を行うものであるが、二次側制御部１２の電源部１３
を、図１９に示すようにインバータ２の出力端とイグナ
イタ３及び高圧放電灯ＰＬとの間に電流トランスＴ1 の
一次巻線を挿入し、その二次出力をダイオードブリッジ
ＤＢ1 で整流し、ツェナーダイオードＺＤ202 で所定電
圧に変換する回路により構成している。
じであるから、構成及び動作の説明は省略する。 （実施例１３）本実施例は実施例１１と同様な出力制御
を行うものであるが、二次側制御部１２の電源部１３
を、図１９に示すようにインバータ２の出力端とイグナ
イタ３及び高圧放電灯ＰＬとの間に電流トランスＴ1 の
一次巻線を挿入し、その二次出力をダイオードブリッジ
ＤＢ1 で整流し、ツェナーダイオードＺＤ202 で所定電
圧に変換する回路により構成している。
【００６１】尚電源部１３以外の構成は実施例１１と同
じであるから、構成及び動作の説明は省略する。 (実施例１４）本実施例は、実施例１１において二次側
で地絡した際の感電事故を防止するための回路を付加し
たものである。
じであるから、構成及び動作の説明は省略する。 (実施例１４）本実施例は、実施例１１において二次側
で地絡した際の感電事故を防止するための回路を付加し
たものである。
【００６２】つまり、図２０において例えばＸ点で地絡
が発生したとしても点灯装置としての動作には何の影響
もないが、Ｘ点において絶縁不良が発生しているので、
そのまま使用を続けた場合、感電事故等の発生する恐れ
がある。そこで本実施例ではこのような地絡を検出する
ために昇圧回路１の出力端の一方をトランスＴ2 の１次
巻線とコンデンサＣ303 との直列回路を介して接地し、
トランスＴ2 の二次巻線にダイオードブリッジＤＢ2 を
接続して構成された地絡検出回路１４を設けたものであ
る。尚コンデンサＣ303 の容量を小さくすることにより
直流或いは低周波交流に対して絶縁状態としている。
が発生したとしても点灯装置としての動作には何の影響
もないが、Ｘ点において絶縁不良が発生しているので、
そのまま使用を続けた場合、感電事故等の発生する恐れ
がある。そこで本実施例ではこのような地絡を検出する
ために昇圧回路１の出力端の一方をトランスＴ2 の１次
巻線とコンデンサＣ303 との直列回路を介して接地し、
トランスＴ2 の二次巻線にダイオードブリッジＤＢ2 を
接続して構成された地絡検出回路１４を設けたものであ
る。尚コンデンサＣ303 の容量を小さくすることにより
直流或いは低周波交流に対して絶縁状態としている。
【００６３】而して地絡が二次側で起きると、昇圧回路
１の動作周波数が高周波であるためコンデンサＣ1 に現
れたリップル電圧によって高周波電流が地絡点からコン
デンサＣ303 とトランスＴ2 の一次巻線を通ってトラン
スＴ2 の二次巻線に高周波電圧が発生し、ダイオードブ
リッジＤＢ2 で全波整流されて直流に変換される。この
変換された直流が地絡検出信号となり、地絡検出回路１
４から制御部１５へ出力する。
１の動作周波数が高周波であるためコンデンサＣ1 に現
れたリップル電圧によって高周波電流が地絡点からコン
デンサＣ303 とトランスＴ2 の一次巻線を通ってトラン
スＴ2 の二次巻線に高周波電圧が発生し、ダイオードブ
リッジＤＢ2 で全波整流されて直流に変換される。この
変換された直流が地絡検出信号となり、地絡検出回路１
４から制御部１５へ出力する。
【００６４】制御部１５は入力した地絡検出信号をアン
プ１５ａで増幅した後、比較器１５ｂで基準電圧Ｖｒｅ
ｆ0 と比較して地絡判定を行い、その比較出力でＲＳフ
リップフロップ１５ｃをセットして地絡判定を保持し、
そのＱ出力で表示ランプ１６を点灯させるとともに、一
次側制御部１０に動作停止させるための信号を出力する
ようになっている。
プ１５ａで増幅した後、比較器１５ｂで基準電圧Ｖｒｅ
ｆ0 と比較して地絡判定を行い、その比較出力でＲＳフ
リップフロップ１５ｃをセットして地絡判定を保持し、
そのＱ出力で表示ランプ１６を点灯させるとともに、一
次側制御部１０に動作停止させるための信号を出力する
ようになっている。
【００６５】従って放電灯点灯装置の動作が止まり感電
事故を未然に防ぎ、同時に地絡事故発生を表示により使
用者に知らせることになる。尚二次側制御部１２の構
成、動作は実施例１１と同じであるため説明は省略す
る。また電源部１３は図２０では示していないが実施例
１１〜１３の適宜な構成を採用するものとする。
事故を未然に防ぎ、同時に地絡事故発生を表示により使
用者に知らせることになる。尚二次側制御部１２の構
成、動作は実施例１１と同じであるため説明は省略す
る。また電源部１３は図２０では示していないが実施例
１１〜１３の適宜な構成を採用するものとする。
【００６６】（実施例１５）実施例１４の地絡検出回路
１４はトランスＴ2 を用いているが、本実施例は図２１
に示すように昇圧回路１のフライバックトランスＦＴ1
に三次巻線を、フライバックコンバータ動作を行う巻方
向に対してフォワード動作させる方向に巻回し、その三
次巻線の加極側の端部をダイオードＤ401 、抵抗
Ｒ402 、フォトカプラＰＣの発光ダイオードＬＥＤを介
して接地し、減極側の端部を昇圧回路１の負極側に接続
し、フォトカプラＰＣの二次側制御部１２の電源部（図
示せず）の正極側出力と接地との間に出力抵抗403 を介
してホトカプラＰＣのホトトランジスタＰＴを接続した
回路からなる地絡検出回路１４を設けたものである。尚
三次巻線に発生する電圧を低くして感電の危険性を無く
している。
１４はトランスＴ2 を用いているが、本実施例は図２１
に示すように昇圧回路１のフライバックトランスＦＴ1
に三次巻線を、フライバックコンバータ動作を行う巻方
向に対してフォワード動作させる方向に巻回し、その三
次巻線の加極側の端部をダイオードＤ401 、抵抗
Ｒ402 、フォトカプラＰＣの発光ダイオードＬＥＤを介
して接地し、減極側の端部を昇圧回路１の負極側に接続
し、フォトカプラＰＣの二次側制御部１２の電源部（図
示せず）の正極側出力と接地との間に出力抵抗403 を介
してホトカプラＰＣのホトトランジスタＰＴを接続した
回路からなる地絡検出回路１４を設けたものである。尚
三次巻線に発生する電圧を低くして感電の危険性を無く
している。
【００６７】而して今図２１において、Ｘ点で地絡が起
きたとすると、インバータ２がフルブリッジ型のインバ
ータで構成されている場合、Ｘ点の電圧はコンデンサＣ
1 の電圧か、０Ｖであり、ここでコンデンサＣ1 の電圧
がＸ点に出力されていると、地絡検出回路１４にはダイ
オードＤ401 のために電流が流れず絶縁状態を保ったま
まである。
きたとすると、インバータ２がフルブリッジ型のインバ
ータで構成されている場合、Ｘ点の電圧はコンデンサＣ
1 の電圧か、０Ｖであり、ここでコンデンサＣ1 の電圧
がＸ点に出力されていると、地絡検出回路１４にはダイ
オードＤ401 のために電流が流れず絶縁状態を保ったま
まである。
【００６８】そしてＸ点の電圧が０Ｖであると、三次巻
線に発生する電圧によりホトカプラＰＣの発光ダイオー
ドＬＥＤに電流が流れ、ホトトランジスタＰＴがオンす
る。このオンにより抵抗Ｒ402 の両端に電圧が発生し、
この電圧が地絡検出信号として制御部１５へ出力するこ
とになる。制御部１５は実施例１４と同じ構成であり、
地絡検出信号を受けて表示ランプ１６を点灯させるとと
もに一次側制御部１０に動作を停止させるための信号を
出力する。
線に発生する電圧によりホトカプラＰＣの発光ダイオー
ドＬＥＤに電流が流れ、ホトトランジスタＰＴがオンす
る。このオンにより抵抗Ｒ402 の両端に電圧が発生し、
この電圧が地絡検出信号として制御部１５へ出力するこ
とになる。制御部１５は実施例１４と同じ構成であり、
地絡検出信号を受けて表示ランプ１６を点灯させるとと
もに一次側制御部１０に動作を停止させるための信号を
出力する。
【００６９】尚二次側制御部１２の構成、動作は実施例
１１と同じであるため説明は省略する。また電源部１３
は図２１では示していないが実施例１１〜１３の適宜な
構成を採用するものである。
１１と同じであるため説明は省略する。また電源部１３
は図２１では示していないが実施例１１〜１３の適宜な
構成を採用するものである。
【００７０】
【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源からの直流
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を
検出信号によらず、それぞれが所定値となるように昇圧
回路をＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電
圧が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給する
ことができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデ
ンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止する
ことができ、また過出力をも防止することができてちら
つきの防止も図れるということができるという効果があ
る。
入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流
電圧を矩形波電圧に交番させるインバータと、該インバ
ータの出力端を入力端とし、インバータの出力端に接続
される放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を始動させ
るイグナイタ部と、昇圧回路の出力から検出される放電
灯の点灯状態に応じて昇圧回路の出力電力を可変制御し
て放電灯を安定点灯させる制御部とを備えた放電灯点灯
装置において、制御部はインバータの出力電圧の極性反
転時の所定時間、昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を
検出信号によらず、それぞれが所定値となるように昇圧
回路をＰＷＭ制御するので、直流電源からの直流入力電
圧が急変化しても少なくともインバータの出力電圧の極
性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給する
ことができ、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデ
ンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止する
ことができ、また過出力をも防止することができてちら
つきの防止も図れるということができるという効果があ
る。
【００７１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に応
じて可変されるので、インバータの出力電圧の極性反転
時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給するこ
とができるという効果がある。請求項３の発明は、制御
部はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇
圧回路の出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力さ
せるので、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても
少なくともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時
間は点灯維持に必要な電力を供給することができ、その
ため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さ
くしても放電灯の立ち消えを防止することができ、また
直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができ
て、過出力を防止できてちらつきの防止も図れるという
効果がある。
て、前記所定値が前記直流電源からの直流入力電圧に応
じて可変されるので、インバータの出力電圧の極性反転
時の所定時間は直流入力電圧に最適な電力を供給するこ
とができるという効果がある。請求項３の発明は、制御
部はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇
圧回路の出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力さ
せるので、直流電源からの直流入力電圧が急変化しても
少なくともインバータの出力電圧の極性反転時の所定時
間は点灯維持に必要な電力を供給することができ、その
ため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容量を小さ
くしても放電灯の立ち消えを防止することができ、また
直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給ができ
て、過出力を防止できてちらつきの防止も図れるという
効果がある。
【００７２】請求項４の発明は、制御部は昇圧回路の出
力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、出力電
流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとともに、
昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態に応じ
て可変させるので、直流電源からの直流入力電圧が急変
化しても少なくともインバータの出力電圧の極性反転時
の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給することがで
き、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容
量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止することがで
き、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給
ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電流が流
れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることができると
いう効果がある。
力直流電圧、出力電流を検出し、出力直流電圧、出力電
流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御するとともに、
昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の点灯状態に応じ
て可変させるので、直流電源からの直流入力電圧が急変
化しても少なくともインバータの出力電圧の極性反転時
の所定時間は点灯維持に必要な電力を供給することがで
き、そのため昇圧回路の出力側に設けたコンデンサの容
量を小さくしても放電灯の立ち消えを防止することがで
き、また直流入力電圧が急上昇しても安定した電力供給
ができ、特に放電灯に流れる電流を抑制して過電流が流
れるのを防ぎ、放電灯の寿命を長くすることができると
いう効果がある。
【００７３】請求項５の発明は、昇圧回路に直流入力電
圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源との間に
設けられ、直流電源からの直流入力電圧と充電部の充電
電圧との差に応じて直流電源から充電部へ流れる充電電
流を制御する充電電流抑制手段とを備えたので、直流電
源からの直流入力電圧が急変化しても少なくともインバ
ータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必
要な電力を供給することができ、そのため昇圧回路の出
力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯の
立ち消えを防止することができ、また過出力をも防止す
ることができてちらつきの防止も図れるという効果があ
る。
圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源との間に
設けられ、直流電源からの直流入力電圧と充電部の充電
電圧との差に応じて直流電源から充電部へ流れる充電電
流を制御する充電電流抑制手段とを備えたので、直流電
源からの直流入力電圧が急変化しても少なくともインバ
ータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必
要な電力を供給することができ、そのため昇圧回路の出
力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯の
立ち消えを防止することができ、また過出力をも防止す
ることができてちらつきの防止も図れるという効果があ
る。
【００７４】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との間に挿
入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充電電圧
との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、オフさ
せる制御部とで構成したもので、請求項５の発明の実施
態様で請求項５の発明の作用を簡単な構成で得ることが
できるという効果がある。
て、充電電流抑制手段を、直流電源と充電部との間に挿
入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の充電電圧
との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオン、オフさ
せる制御部とで構成したもので、請求項５の発明の実施
態様で請求項５の発明の作用を簡単な構成で得ることが
できるという効果がある。
【００７５】請求項７の発明は、昇圧回路に直流入力電
圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源との間に
設けられ充電部への充電電流を一定電流に抑制する定電
流回路からなる充電電流抑制手段とを備えたので、直流
電源からの直流入力電圧が急変化しても少なくともイン
バータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に
必要な電力を供給することができ、そのため昇圧回路の
出力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯
の立ち消えを防止することができ、また過出力をも防止
することができてちらつきの防止も図れるという効果が
ある。
圧を平滑する充電部と、この充電部と直流電源との間に
設けられ充電部への充電電流を一定電流に抑制する定電
流回路からなる充電電流抑制手段とを備えたので、直流
電源からの直流入力電圧が急変化しても少なくともイン
バータの出力電圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に
必要な電力を供給することができ、そのため昇圧回路の
出力側に設けたコンデンサの容量を小さくしても放電灯
の立ち消えを防止することができ、また過出力をも防止
することができてちらつきの防止も図れるという効果が
ある。
【００７６】請求項８の発明は、制御部は昇圧回路の出
力に高速に応答するものであって、昇圧回路に直流入力
電圧を平滑する充電部と、昇圧回路からインバータとの
間に電流安定要素とを設けたので、直流電源からの直流
入力電圧が急変化しても少なくともインバータの出力電
圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供
給することができ、そのため昇圧回路の出力側に設けた
コンデンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防
止することができ、また過出力をも防止することができ
て防止することができてちらつきの防止も図れるという
効果がある。
力に高速に応答するものであって、昇圧回路に直流入力
電圧を平滑する充電部と、昇圧回路からインバータとの
間に電流安定要素とを設けたので、直流電源からの直流
入力電圧が急変化しても少なくともインバータの出力電
圧の極性反転時の所定時間は点灯維持に必要な電力を供
給することができ、そのため昇圧回路の出力側に設けた
コンデンサの容量を小さくしても放電灯の立ち消えを防
止することができ、また過出力をも防止することができ
て防止することができてちらつきの防止も図れるという
効果がある。
【００７７】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、電流安定要素を放電灯の状態に応じて出力電流を変
化させるもので、放電灯の状態に適切な出力電流を安定
して得ることができるという効果がある。請求項１０の
発明は、昇圧回路として、絶縁型のトランスの一次巻線
にスイッチング素子を介して直流電源を接続してスイッ
チング素子のスイッチングによりトランスの二次巻線側
に昇圧した電圧を発生させ、整流手段で整流する回路
と、スイッチング素子のスイッチングを開ループ制御し
て出力電力を設定電力に制御する制御手段とからなる回
路を用い、昇圧回路の二次側に負荷が必要とする電力以
上の余剰電力を消費させる手段と、その消費量を制御す
る制御部とを設けたので、昇圧回路の一次側と二次側と
を絶縁分離することができて、感電事故を防止すること
ができ、またインバータに絶縁型のトランスを設ける必
要がないため、低周波インバータの場合であっても大型
のトランスを必要としないという効果がある。
て、電流安定要素を放電灯の状態に応じて出力電流を変
化させるもので、放電灯の状態に適切な出力電流を安定
して得ることができるという効果がある。請求項１０の
発明は、昇圧回路として、絶縁型のトランスの一次巻線
にスイッチング素子を介して直流電源を接続してスイッ
チング素子のスイッチングによりトランスの二次巻線側
に昇圧した電圧を発生させ、整流手段で整流する回路
と、スイッチング素子のスイッチングを開ループ制御し
て出力電力を設定電力に制御する制御手段とからなる回
路を用い、昇圧回路の二次側に負荷が必要とする電力以
上の余剰電力を消費させる手段と、その消費量を制御す
る制御部とを設けたので、昇圧回路の一次側と二次側と
を絶縁分離することができて、感電事故を防止すること
ができ、またインバータに絶縁型のトランスを設ける必
要がないため、低周波インバータの場合であっても大型
のトランスを必要としないという効果がある。
【００７８】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、トランスに三次巻線を設け、この三次巻線の出
力により制御部の補助電源を得るので、二次側の電源部
用のトランスを特別に設ける必要がないという効果があ
る。請求項１２の発明は、請求項１０の発明において、
インバータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した
補助電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電
源を得るで、制御用電源として適切な電圧を簡単に得る
ことができる。
おいて、トランスに三次巻線を設け、この三次巻線の出
力により制御部の補助電源を得るので、二次側の電源部
用のトランスを特別に設ける必要がないという効果があ
る。請求項１２の発明は、請求項１０の発明において、
インバータの出力端と放電灯との間に一次側を挿入した
補助電源用のトランスの二次出力により制御部の補助電
源を得るで、制御用電源として適切な電圧を簡単に得る
ことができる。
【００７９】請求項１３の発明は、請求項１０の発明に
おいて、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地絡検出
用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の他
端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トランスの
二次出力により地絡検出を行うので、二次側で地絡事故
が起きてこれを検出できて感電事故の発生を未然に防ぐ
ことができるという効果がある。
おいて、昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地絡検出
用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻線の他
端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トランスの
二次出力により地絡検出を行うので、二次側で地絡事故
が起きてこれを検出できて感電事故の発生を未然に防ぐ
ことができるという効果がある。
【図１】本発明は実施例１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明は実施例３の回路図である。
【図５】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図６】本発明は実施例４の回路図である。
【図７】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図８】本発明は実施例５の回路図である。
【図９】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１０】本発明は実施例６の回路図である。
【図１１】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１２】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１３】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１４】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１５】本発明は実施例７の回路図である。
【図１６】本発明の実施例８の回路図である。
【図１７】同上の二次側制御部の回路図である。
【図１８】本発明は実施例９の回路図である。
【図１９】本発明は実施例１０の回路図である。
【図２０】本発明は実施例１１の回路図である。
【図２１】本発明の実施例１２の回路図である。
１ 昇圧回路 ２ インバータ ３ イグナイタ部 ４ 制御部 ＬＰ 高圧放電灯
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神原 隆 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 多賀 義高 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 中村 俊朗 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 塩見 務 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 新堀 博市 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 濱田 英毅 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内
Claims (13)
- 【請求項１】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部
はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧
回路の出力直流電圧、出力電流を検出信号によらず、そ
れぞれが所定値となるように昇圧回路をＰＷＭ制御する
ことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】前記所定値が前記直流電源からの直流入力
電圧に応じて可変されることを特徴とする請求項１記載
の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部
はインバータの出力電圧の極性反転時の所定時間、昇圧
回路の出力電力を検出信号によらず、別電源へ電力させ
ることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項４】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部
は昇圧回路の出力直流電圧、出力電流を検出し、出力直
流電圧、出力電流を検出信号による所定値でＰＷＭ制御
するとともに、昇圧回路の一次電流の上限値を放電灯の
点灯状態に応じて可変させることを特徴とする放電灯点
灯装置。 - 【請求項５】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、昇圧回
路に直流入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直
流電源との間に設けられ、直流電源からの直流入力電圧
と充電部の充電電圧との差に応じて直流電源から充電部
へ流れる充電電流を制御する充電電流抑制手段とを備え
たことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項６】充電電流抑制手段を、直流電源と充電部と
の間に挿入したスイッチ要素と直流入力電圧と充電部の
充電電圧との差に応じてスイッチ要素を所定周期でオ
ン、オフさせる制御手段とで構成したことを特徴とする
請求項５記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項７】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、昇圧回
路に直流入力電圧を平滑する充電部と、この充電部と直
流電源との間に設けられ充電部への充電電流を一定電流
に抑制する定電流回路からなる充電電流抑制手段とを備
えたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項８】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に交
番させるインバータと、該インバータの出力端を入力端
とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧パ
ルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、昇
圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じて
昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯さ
せる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、制御部
は昇圧回路の出力に高速に応答するものであって、昇圧
回路に直流入力電圧を平滑する充電部と、昇圧回路から
インバータとの間に電流安定要素とを設けたことを特徴
とする放電灯点灯装置。 - 【請求項９】電流安定要素は放電灯の状態に応じて出力
電流を変化させることを特徴とする請求項８記載の放電
灯点灯装置。 - 【請求項１０】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する
昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を矩形波電圧に
交番させるインバータと、該インバータの出力端を入力
端とし、インバータの出力端に接続される放電灯に高圧
パルスを印加して放電灯を始動させるイグナイタ部と、
昇圧回路の出力から検出される放電灯の点灯状態に応じ
て昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯
させる制御部とを備えた放電灯点灯装置において、昇圧
回路として、絶縁型のトランスの一次巻線にスイッチン
グ素子を介して直流電源を接続してスイッチング素子の
スイッチングによりトランスの二次巻線側に昇圧した電
圧を発生させ、整流手段で整流する回路と、スイッチン
グ素子のスイッチングを開ループ制御して出力電力を設
定電力に制御する制御手段とからなる回路を用い、昇圧
回路の二次側に負荷が必要とする電力以上の余剰電力を
消費させる手段と、その消費量を制御する制御部とを設
けたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項１１】トランスに三次巻線を設け、この三次巻
線の出力により制御部の補助電源を得ることを特徴とす
る請求項１０記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１２】インバータの出力端と放電灯との間に一
次側を挿入した補助電源用のトランスの二次出力により
制御部の補助電源を得ることを特徴とする請求項１０記
載の放電灯点灯装置。 - 【請求項１３】昇圧回路の出力端の少なくとも一方に地
絡検出用トランスの一次巻線の一端を接続し、該一次巻
線の他端をコンデンサを介して接地し、地絡検出用トラ
ンスの二次出力により地絡検出を行うことを特徴とする
請求項１０記載の放電灯点灯装置。
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