JP3456574B2 - バーストモード光受信システム及び方法 - Google Patents
バーストモード光受信システム及び方法Info
- Publication number
- JP3456574B2 JP3456574B2 JP32038699A JP32038699A JP3456574B2 JP 3456574 B2 JP3456574 B2 JP 3456574B2 JP 32038699 A JP32038699 A JP 32038699A JP 32038699 A JP32038699 A JP 32038699A JP 3456574 B2 JP3456574 B2 JP 3456574B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplifier
- feedback
- mode optical
- burst mode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はバーストモード光受信シ
ステムに関する。特に、本発明は、入力信号強度に応じ
て利得を可変することにより入力ダイナミックレンジの
拡大を可能にし、消光比の悪い信号にも対応可能なバー
ストモード光受信システム及び方法に関する。
ステムに関する。特に、本発明は、入力信号強度に応じ
て利得を可変することにより入力ダイナミックレンジの
拡大を可能にし、消光比の悪い信号にも対応可能なバー
ストモード光受信システム及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔ
ｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムと呼ばれる方法が
考案されている。このＰＯＮシステムでは、光加入者伝
送システムの実現に向けた低コスト化の手段として、局
側から敷設された１本の光ファイバをカプラにより複数
の加入者に分岐して１対ｎのマルチ・ポイント接続を実
現する。
ｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムと呼ばれる方法が
考案されている。このＰＯＮシステムでは、光加入者伝
送システムの実現に向けた低コスト化の手段として、局
側から敷設された１本の光ファイバをカプラにより複数
の加入者に分岐して１対ｎのマルチ・ポイント接続を実
現する。
【０００３】さらに、このＰＯＮシステムでは、加入者
から局への信号はＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる時分
割方式により多重される。このため、局側の受信機で
は、加入者毎に、信号強度が急変するバーストモード光
信号を受信しなければならない。すなわち、微弱な信号
から大信号にわたる幅広い信号強度に対し、受信可能で
なければならない。
から局への信号はＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる時分
割方式により多重される。このため、局側の受信機で
は、加入者毎に、信号強度が急変するバーストモード光
信号を受信しなければならない。すなわち、微弱な信号
から大信号にわたる幅広い信号強度に対し、受信可能で
なければならない。
【０００４】ところで、局側の受信機の一般的な光受信
機の入力段には、特開平９−８５６３号公報に開示され
るトランスインピーダンス型のプリアンプ回路が設けら
れる。図９は本発明の前提となるバーストモード光受信
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
を示す図である。なお、全図を通して同一の構成要素に
は同一の符号、番号を付して説明を行う。
機の入力段には、特開平９−８５６３号公報に開示され
るトランスインピーダンス型のプリアンプ回路が設けら
れる。図９は本発明の前提となるバーストモード光受信
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
を示す図である。なお、全図を通して同一の構成要素に
は同一の符号、番号を付して説明を行う。
【０００５】本図に示すように、バーストモード光受信
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
における入力端子２、出力端子１５の間に増幅器３が設
けられる。入力端子２には受光素子１が接続され、受光
素子１は光・電気変換により光信号を電流信号に変換す
る。
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
における入力端子２、出力端子１５の間に増幅器３が設
けられる。入力端子２には受光素子１が接続され、受光
素子１は光・電気変換により光信号を電流信号に変換す
る。
【０００６】トランスインピーダンス型のプリアンプ回
路は、受光素子１の電流信号を電圧信号に変換し増幅す
る。増幅器３に高利得用帰還抵抗４が並列に接続され、
高利得用帰還抵抗４は、微弱信号を高利得で増幅するた
めに用いられる。
路は、受光素子１の電流信号を電圧信号に変換し増幅す
る。増幅器３に高利得用帰還抵抗４が並列に接続され、
高利得用帰還抵抗４は、微弱信号を高利得で増幅するた
めに用いられる。
【０００７】さらに、増幅器３には大入力保護用ダイオ
ード４７が並列に接続され、大入力保護用ダイオード４
７は大信号時にプリアンプの出力ダイナミックレンジを
越えて回路が飽和するのを防ぐために用いられる。受光
素子１により光−電流変換された信号はプリアンプの高
利得用帰還抵抗４により電圧信号へと変換されるととも
に、増幅される。
ード４７が並列に接続され、大入力保護用ダイオード４
７は大信号時にプリアンプの出力ダイナミックレンジを
越えて回路が飽和するのを防ぐために用いられる。受光
素子１により光−電流変換された信号はプリアンプの高
利得用帰還抵抗４により電圧信号へと変換されるととも
に、増幅される。
【０００８】図１０は図９のプリアンプの動作波形を示
す図である。本図に示すように、入力信号が小さい場合
には、高利得用帰還抵抗４による高いトランスインピー
ダンス利得により信号が線形に増幅され最小受光感度が
上げられる。入力信号が大きい場合には、大入力保護用
ダイオード４７は導通し出力電圧をクランプするためプ
リアンプの飽和を防止し、最大受光レベルを拡大する。
す図である。本図に示すように、入力信号が小さい場合
には、高利得用帰還抵抗４による高いトランスインピー
ダンス利得により信号が線形に増幅され最小受光感度が
上げられる。入力信号が大きい場合には、大入力保護用
ダイオード４７は導通し出力電圧をクランプするためプ
リアンプの飽和を防止し、最大受光レベルを拡大する。
【０００９】
【発明が解決しょうとする課題】しかしながら、上記ト
ランスインピーダンス型プリアンプでは、大入力時には
大入力保護用ダイオード４７により非線形な対数アンプ
特性となるため波形歪が大きくなり、信号のデューティ
（ＤＵＴＹ）比が劣化するという問題がある。
ランスインピーダンス型プリアンプでは、大入力時には
大入力保護用ダイオード４７により非線形な対数アンプ
特性となるため波形歪が大きくなり、信号のデューティ
（ＤＵＴＹ）比が劣化するという問題がある。
【００１０】図１１は大入力時に光信号にＤＣ（直流）
バイアス光がある例を示す図である。本図に示すよう
に、大入力時に光信号にＤＣ（直流成分）バイアス光が
ある場合、すなわち、消光比が悪い信号を受信すると、
信号の「０」レベルが下がり、事実上の信号振幅が小さ
くなっていく。消光比が悪くなるにつれて、「０」レベ
ルは「１」のレベルに近づいていき、ついには信号が消
滅する。
バイアス光がある例を示す図である。本図に示すよう
に、大入力時に光信号にＤＣ（直流成分）バイアス光が
ある場合、すなわち、消光比が悪い信号を受信すると、
信号の「０」レベルが下がり、事実上の信号振幅が小さ
くなっていく。消光比が悪くなるにつれて、「０」レベ
ルは「１」のレベルに近づいていき、ついには信号が消
滅する。
【００１１】以上説明したように、従来の大入力保護回
路は、波形歪が大きく消光比に対する受信能力が低いと
いう問題がある。したがって、本発明は上記問題点に鑑
みて、入力信号強度に応じて利得を可変することにより
入力ダイナミックレンジの拡大が可能になり、ダイナミ
ックレンジ内で消光比の悪い信号にも対応が可能になる
トランスインピーダンス型プリアンプ回路を有するバー
ストモード光受信システム及び方法を提供することを目
的とする。
路は、波形歪が大きく消光比に対する受信能力が低いと
いう問題がある。したがって、本発明は上記問題点に鑑
みて、入力信号強度に応じて利得を可変することにより
入力ダイナミックレンジの拡大が可能になり、ダイナミ
ックレンジ内で消光比の悪い信号にも対応が可能になる
トランスインピーダンス型プリアンプ回路を有するバー
ストモード光受信システム及び方法を提供することを目
的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、バーストモード光信号を受信し電気信号
に変換するバーストモード光受信システムにおいて、帰
還可変抵抗を有し、受光素子により光・電気変換された
電流信号を入力し線形に増幅する増幅器と、前記増幅器
に非線形の増幅を行わせるための非線形素子と、前記増
幅器に非線形の増幅を行わせて前記増幅器の出力信号の
レベルを基に入力信号強度を監視し、監視された入力信
号強度に対応して前記帰還可変抵抗を制御して前記増幅
器に線形の増幅を行わせる帰還抵抗制御部とを備えるこ
とを特徴とするバーストモード光受信システムを提供す
る。この手段により、入力信号強度に応じて利得を可変
することにより入力ダイナミックレンジの拡大が可能に
なり、ダイナミックレンジ内で線形増幅することにより
消光比の悪い信号にも対応が可能になるトランスインピ
ーダンス型プリアンプ回路を形成することが可能にな
る。
決するために、バーストモード光信号を受信し電気信号
に変換するバーストモード光受信システムにおいて、帰
還可変抵抗を有し、受光素子により光・電気変換された
電流信号を入力し線形に増幅する増幅器と、前記増幅器
に非線形の増幅を行わせるための非線形素子と、前記増
幅器に非線形の増幅を行わせて前記増幅器の出力信号の
レベルを基に入力信号強度を監視し、監視された入力信
号強度に対応して前記帰還可変抵抗を制御して前記増幅
器に線形の増幅を行わせる帰還抵抗制御部とを備えるこ
とを特徴とするバーストモード光受信システムを提供す
る。この手段により、入力信号強度に応じて利得を可変
することにより入力ダイナミックレンジの拡大が可能に
なり、ダイナミックレンジ内で線形増幅することにより
消光比の悪い信号にも対応が可能になるトランスインピ
ーダンス型プリアンプ回路を形成することが可能にな
る。
【００１３】好ましくは、前記帰還抵抗制御部は、前記
増幅器の出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視す
る場合には前記帰還可変抵抗を大きくして小信号レベル
範囲では線形に動作し、小信号レベルを超える範囲では
前記非線形素子により非線形の増幅を行い、信号のダイ
ナミックレンジを圧縮する。この手段により、増幅器の
出力信号のレベルを基に入力信号強度の監視時には小信
号レベルの信号の線形増幅を同時に可能にする。
増幅器の出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視す
る場合には前記帰還可変抵抗を大きくして小信号レベル
範囲では線形に動作し、小信号レベルを超える範囲では
前記非線形素子により非線形の増幅を行い、信号のダイ
ナミックレンジを圧縮する。この手段により、増幅器の
出力信号のレベルを基に入力信号強度の監視時には小信
号レベルの信号の線形増幅を同時に可能にする。
【００１４】好ましくは、前記帰還抵抗制御部は、前記
出力信号に関する先頭ビット「１」のレベルの大きさに
より前記出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視す
る。この手段により、信号の先頭ビット「１」の期間で
は非線形増幅動作モードで動作し、入力信号強度を検出
すると同時に適切な帰還抵抗値を選択し、プリアンプ回
路のトランスインピーダンス利得を切換え、加入者毎に
信号強度が急変するバースト信号の受信に高速な対応が
可能になる。
出力信号に関する先頭ビット「１」のレベルの大きさに
より前記出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視す
る。この手段により、信号の先頭ビット「１」の期間で
は非線形増幅動作モードで動作し、入力信号強度を検出
すると同時に適切な帰還抵抗値を選択し、プリアンプ回
路のトランスインピーダンス利得を切換え、加入者毎に
信号強度が急変するバースト信号の受信に高速な対応が
可能になる。
【００１５】好ましくは、前記帰還抵抗制御部は、前記
増幅器の直流伝達特性により、前記増幅器の出力信号の
レベルを基に入力信号強度に対応して前記増幅器から非
線形素子を切り離し前記帰還可変抵抗の大きさを決定し
て線形増幅動作を確保する。この手段により、非線形増
幅動作モードから線形増幅動作モードへの切換が容易に
なる。
増幅器の直流伝達特性により、前記増幅器の出力信号の
レベルを基に入力信号強度に対応して前記増幅器から非
線形素子を切り離し前記帰還可変抵抗の大きさを決定し
て線形増幅動作を確保する。この手段により、非線形増
幅動作モードから線形増幅動作モードへの切換が容易に
なる。
【００１６】好ましくは、前記帰還抵抗制御部は、前記
増幅器に非線形素子を並列接続したままで、前記増幅器
の直流伝達特性により、前記増幅器の出力信号のレベル
を基に入力信号強度に対応して前記帰還可変抵抗の大き
さを決定して線形増幅動作を確保する。この手段によ
り、非線形増幅動作モードから線形増幅動作モードへの
切換時間の非線形素子の切り離しが不要になる。
増幅器に非線形素子を並列接続したままで、前記増幅器
の直流伝達特性により、前記増幅器の出力信号のレベル
を基に入力信号強度に対応して前記帰還可変抵抗の大き
さを決定して線形増幅動作を確保する。この手段によ
り、非線形増幅動作モードから線形増幅動作モードへの
切換時間の非線形素子の切り離しが不要になる。
【００１７】好ましくは、前記帰還可変抵抗は、前記増
幅器が有する高利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可
能な中利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可能な低利
得用帰還抵抗とからなり、前記帰還抵抗制御部は、前記
増幅器の出力信号の先頭ビット「１」で小、中、大信号
レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上がり信号を出
力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出力する２つ
のコンパレータと、前記コンパレータの立ち上がり信号
をそれぞれ保持する第１の２つのＤ−フリップフロップ
と、前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保持
する第２の２つのＤ−フリップフロップと、前記第２の
Ｄ−フリップフロップにそれぞれ接続され、前記コンパ
レータの少なくとも１つの立ち下がりで、利得切換えタ
イミングを形成し、前記非線形素子を前記増幅器から切
り離すＯＲ回路と、前記第１のＤ−フリップフロップに
それぞれ接続され、前記ＯＲ回路の利得切換えタイミン
グで前記増幅器に前記中利得用帰還抵抗、前記低利得用
帰還抵抗を接続するように、前記第１のＤ−フリップフ
ロップの出力を保持する第３の２つのＤ−フリップフロ
ップとからなる。
幅器が有する高利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可
能な中利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可能な低利
得用帰還抵抗とからなり、前記帰還抵抗制御部は、前記
増幅器の出力信号の先頭ビット「１」で小、中、大信号
レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上がり信号を出
力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出力する２つ
のコンパレータと、前記コンパレータの立ち上がり信号
をそれぞれ保持する第１の２つのＤ−フリップフロップ
と、前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保持
する第２の２つのＤ−フリップフロップと、前記第２の
Ｄ−フリップフロップにそれぞれ接続され、前記コンパ
レータの少なくとも１つの立ち下がりで、利得切換えタ
イミングを形成し、前記非線形素子を前記増幅器から切
り離すＯＲ回路と、前記第１のＤ−フリップフロップに
それぞれ接続され、前記ＯＲ回路の利得切換えタイミン
グで前記増幅器に前記中利得用帰還抵抗、前記低利得用
帰還抵抗を接続するように、前記第１のＤ−フリップフ
ロップの出力を保持する第３の２つのＤ−フリップフロ
ップとからなる。
【００１８】この手段により、具体的に増幅器の出力信
号の小、中、大レベルを基に入力信号強度に応じてそれ
ぞれ、高利得、中利得、低利得で線形の増幅が可能にな
る。好ましくは、前記帰還可変抵抗は、前記増幅器が有
する高利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可能な複数
の利得用帰還抵抗と、前記帰還抵抗制御部は、前記増幅
器の出力信号の先頭ビット「１」で小から大の複数の信
号レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上がり信号を
出力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出力する複
数のコンパレータと、前記コンパレータの立ち上がり信
号をそれぞれ保持する第１の複数のＤ−フリップフロッ
プと、前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保
持する第２の複数のＤ−フリップフロップと、前記第２
のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、前記コン
パレータの少なくとも１つの立ち下がりで、利得切換え
タイミングを形成し、前記非線形素子を前記増幅器から
切り離すＯＲ回路と、前記第１のＤ−フリップフロップ
にそれぞれ接続され、前記ＯＲ回路の利得切換えタイミ
ングで前記増幅器に前記複数の利得用帰還抵抗を接続す
るように、前記第１のＤ−フリップフロップの出力を保
持する第３の複数のＤ−フリップフロップとからなる。
号の小、中、大レベルを基に入力信号強度に応じてそれ
ぞれ、高利得、中利得、低利得で線形の増幅が可能にな
る。好ましくは、前記帰還可変抵抗は、前記増幅器が有
する高利得用帰還抵抗と、前記増幅器に接続可能な複数
の利得用帰還抵抗と、前記帰還抵抗制御部は、前記増幅
器の出力信号の先頭ビット「１」で小から大の複数の信
号レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上がり信号を
出力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出力する複
数のコンパレータと、前記コンパレータの立ち上がり信
号をそれぞれ保持する第１の複数のＤ−フリップフロッ
プと、前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保
持する第２の複数のＤ−フリップフロップと、前記第２
のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、前記コン
パレータの少なくとも１つの立ち下がりで、利得切換え
タイミングを形成し、前記非線形素子を前記増幅器から
切り離すＯＲ回路と、前記第１のＤ−フリップフロップ
にそれぞれ接続され、前記ＯＲ回路の利得切換えタイミ
ングで前記増幅器に前記複数の利得用帰還抵抗を接続す
るように、前記第１のＤ−フリップフロップの出力を保
持する第３の複数のＤ−フリップフロップとからなる。
【００１９】この手段により、複数段の構成にすること
により、さらに、出力信号のダイナミックレンジが圧縮
され、次段以降の回路ブロックの必要なダイナミックレ
ンジを小さく抑えることができる。このため、次段以降
の回路設計を容易にすることができる。この回路構成を
用いれば、利得切換えの段数を増やしても、切換えに要
する時間は３段の時と同様に、先頭ビットのみで利得切
換えが可能である。
により、さらに、出力信号のダイナミックレンジが圧縮
され、次段以降の回路ブロックの必要なダイナミックレ
ンジを小さく抑えることができる。このため、次段以降
の回路設計を容易にすることができる。この回路構成を
用いれば、利得切換えの段数を増やしても、切換えに要
する時間は３段の時と同様に、先頭ビットのみで利得切
換えが可能である。
【００２０】好ましくは、前記非線形素子はＭＯＳトラ
ンジスタの自乗特性を利用する素子であり、さらに、好
ましくは、前記ＭＯＳトランジスタのゲートにバイアス
電圧を与え、自乗特性を形成する。この手段により、非
線形増幅動作モード時における増幅器の出力信号の監視
が可能になる。
ンジスタの自乗特性を利用する素子であり、さらに、好
ましくは、前記ＭＯＳトランジスタのゲートにバイアス
電圧を与え、自乗特性を形成する。この手段により、非
線形増幅動作モード時における増幅器の出力信号の監視
が可能になる。
【００２１】好ましくは、前記非線形素子はバイポーラ
トランジスタの対数特性を利用する素子であり、さら
に、好ましくは、前記非線形素子はダイオードの非直線
性を利用する素子である。この手段により、ＭＯＳトラ
ンジスタは前記非線形素子の一例であり、これに限定さ
れず、非線形素子の適用範囲が広がる。
トランジスタの対数特性を利用する素子であり、さら
に、好ましくは、前記非線形素子はダイオードの非直線
性を利用する素子である。この手段により、ＭＯＳトラ
ンジスタは前記非線形素子の一例であり、これに限定さ
れず、非線形素子の適用範囲が広がる。
【００２２】さらに、本発明は、バーストモード光信号
を受信し電気信号に変換するバーストモード光受信方法
において、帰還可変抵抗を介して、受光素子により光・
電気変換された電流信号を入力し線形に増幅する工程
と、非線形の増幅を行わせる工程と、非線形に増幅され
る出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視し、監視
された入力信号強度に対応して前記帰還可変抵抗の大き
さを制御して線形の増幅を行う工程とを備えることを特
徴とするバーストモード光受信方法を提供する。
を受信し電気信号に変換するバーストモード光受信方法
において、帰還可変抵抗を介して、受光素子により光・
電気変換された電流信号を入力し線形に増幅する工程
と、非線形の増幅を行わせる工程と、非線形に増幅され
る出力信号のレベルを基に入力信号強度を監視し、監視
された入力信号強度に対応して前記帰還可変抵抗の大き
さを制御して線形の増幅を行う工程とを備えることを特
徴とするバーストモード光受信方法を提供する。
【００２３】この手段により、上記発明と同様に、入力
信号強度に応じて利得を可変することにより入力ダイナ
ミックレンジの拡大が可能になり、ダイナミックレンジ
内で線形増幅することにより消光比の悪い信号にも対応
が可能になるトランスインピーダンス型プリアンプ回路
を形成することが可能になる。
信号強度に応じて利得を可変することにより入力ダイナ
ミックレンジの拡大が可能になり、ダイナミックレンジ
内で線形増幅することにより消光比の悪い信号にも対応
が可能になるトランスインピーダンス型プリアンプ回路
を形成することが可能になる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係るバース
トモード光受信システムの概略構成を示すブロック図で
ある。
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係るバース
トモード光受信システムの概略構成を示すブロック図で
ある。
【００２５】本図に示すように、バーストモード光受信
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
では、図９と比較して、高利得用帰還抵抗４に線形動作
モード時利得可変用抵抗１０１が並列に接続され、大入
力保護用ダイオード４７に代わり、非線形動作モード時
非線形素子１０２が設けられ、さらに、帰還抵抗選択回
路１４が設けられる。
システムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路
では、図９と比較して、高利得用帰還抵抗４に線形動作
モード時利得可変用抵抗１０１が並列に接続され、大入
力保護用ダイオード４７に代わり、非線形動作モード時
非線形素子１０２が設けられ、さらに、帰還抵抗選択回
路１４が設けられる。
【００２６】帰還抵抗選択回路１４は線形動作モード時
利得可変用抵抗１０１、非線形動作モード時非線形素子
１０２の動作を制御する。本発明のトランスインピーダ
ンスプリアンプ回路により、バースト信号に対応するた
めに、入力信号強度に応じて帰還抵抗を切換え、利得を
可変させることにより、幅広い入力ダイナミックレンジ
が実現される。
利得可変用抵抗１０１、非線形動作モード時非線形素子
１０２の動作を制御する。本発明のトランスインピーダ
ンスプリアンプ回路により、バースト信号に対応するた
めに、入力信号強度に応じて帰還抵抗を切換え、利得を
可変させることにより、幅広い入力ダイナミックレンジ
が実現される。
【００２７】さらに、その入力ダイナミックレンジ内で
線形増幅を行うことにより、波形歪が少なく消光比の悪
い入力信号にも対応したプリアンプ回路をが実現され
る。線形動作モード時利得可変用抵抗１０１には、直列
に接続される帰還抵抗選択スイッチ７と中利得用帰還抵
抗５、直列に接続される帰還抵抗選択スイッチ８と低利
得用帰還抵抗６が設けられ、スイッチ７と中利得用帰還
抵抗５、スイッチ８と低利得用帰還抵抗６は、高利得用
帰還抵抗４に並列にそれぞれ接続される。
線形増幅を行うことにより、波形歪が少なく消光比の悪
い入力信号にも対応したプリアンプ回路をが実現され
る。線形動作モード時利得可変用抵抗１０１には、直列
に接続される帰還抵抗選択スイッチ７と中利得用帰還抵
抗５、直列に接続される帰還抵抗選択スイッチ８と低利
得用帰還抵抗６が設けられ、スイッチ７と中利得用帰還
抵抗５、スイッチ８と低利得用帰還抵抗６は、高利得用
帰還抵抗４に並列にそれぞれ接続される。
【００２８】この線形動作モード時利得可変用抵抗１０
１により、プリアンプ回路のトランスインピーダンス利
得が可変になる。さらに、非線形動作モード時非線形素
子１０２には、直列に接続されるスイッチ１０と非線形
素子９が設けられ、非線形素子選択スイッチ１０と非線
形素子９は高利得用帰還抵抗４に並列に接続される。
１により、プリアンプ回路のトランスインピーダンス利
得が可変になる。さらに、非線形動作モード時非線形素
子１０２には、直列に接続されるスイッチ１０と非線形
素子９が設けられ、非線形素子選択スイッチ１０と非線
形素子９は高利得用帰還抵抗４に並列に接続される。
【００２９】非線形動作モード時非線形素子１０２によ
り、信号を非線形に増幅し、信号ダイナミックレンジの
圧縮が可能になる。帰還抵抗選択回路１４は、増幅器３
の出力を入力し、この出力を監視して、線路１１、１
２、１３を介してスイッチ７、８、１０の開閉をそれぞ
れ制御する。
り、信号を非線形に増幅し、信号ダイナミックレンジの
圧縮が可能になる。帰還抵抗選択回路１４は、増幅器３
の出力を入力し、この出力を監視して、線路１１、１
２、１３を介してスイッチ７、８、１０の開閉をそれぞ
れ制御する。
【００３０】帰還抵抗選択回路１４により入力信号強度
に応じて適切な帰還抵抗を選択することが可能になる。
また、プリアンプ回路の動作としては、入力信号強度の
検出を行う非線形増幅動作モードと、通常の信号増幅を
行う線形増幅動作モードの２つの動作状態が存在する。
に応じて適切な帰還抵抗を選択することが可能になる。
また、プリアンプ回路の動作としては、入力信号強度の
検出を行う非線形増幅動作モードと、通常の信号増幅を
行う線形増幅動作モードの２つの動作状態が存在する。
【００３１】信号の先頭ビット「１」の期間では非線形
増幅動作モードで動作し、入力信号強度を検出すると同
時に適切な帰還抵抗値を選択し、プリアンプ回路のトラ
ンスインピーダンス利得を切換える。加入者毎に信号強
度が急変するバースト信号の受信に対応が可能になる。
利得切換えが終了した時点で、非線形増幅動作モードか
ら線形増幅動作モードに切換え、通常の信号増幅が行わ
れる。
増幅動作モードで動作し、入力信号強度を検出すると同
時に適切な帰還抵抗値を選択し、プリアンプ回路のトラ
ンスインピーダンス利得を切換える。加入者毎に信号強
度が急変するバースト信号の受信に対応が可能になる。
利得切換えが終了した時点で、非線形増幅動作モードか
ら線形増幅動作モードに切換え、通常の信号増幅が行わ
れる。
【００３２】入力信号強度の検出は、非線型素子９の自
乗特性又は対数特性を利用した非線形増幅を行うことに
より、信号のダイナミックレンジの圧縮を図り検出可能
範囲を拡大することを可能にする。このように非線形増
幅を行うことにより先頭１ビットのみを利用して小信号
から大信号までの入力信号強度を検出することができる
ため、高速な利得切換えが可能となる。
乗特性又は対数特性を利用した非線形増幅を行うことに
より、信号のダイナミックレンジの圧縮を図り検出可能
範囲を拡大することを可能にする。このように非線形増
幅を行うことにより先頭１ビットのみを利用して小信号
から大信号までの入力信号強度を検出することができる
ため、高速な利得切換えが可能となる。
【００３３】なお、図１において、帰還抵抗選択スイッ
チ７、帰還抵抗選択スイッチ８、非線形素子選択スイッ
チ１０が開である場合、プリアンプ回路のトランスイン
ピーダンス利得は、 −Ａ・Ｒ４／Ａ＋１ で定義される。ここに、−Ａは増幅器３の増幅度であ
り、Ｒ４は高利得用帰還抵抗４の抵抗値である。また、
Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピーダン
ス利得は、 −Ｒ４ で近似できる。
チ７、帰還抵抗選択スイッチ８、非線形素子選択スイッ
チ１０が開である場合、プリアンプ回路のトランスイン
ピーダンス利得は、 −Ａ・Ｒ４／Ａ＋１ で定義される。ここに、−Ａは増幅器３の増幅度であ
り、Ｒ４は高利得用帰還抵抗４の抵抗値である。また、
Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピーダン
ス利得は、 −Ｒ４ で近似できる。
【００３４】図２は図１の構成の詳細例を説明する図で
ある。本図に示すように、線形動作時利得可変用抵抗１
０１における帰還抵抗選択スイッチ７、帰還抵抗選択ス
イッチ８はＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉ
ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）スイッチ１６、１７で構成され
る。非線形動作モード時非線形素子１０２の非線型素子
９、非線形素子選択スイッチ１０はＭＯＳトランジスタ
１８で構成される。
ある。本図に示すように、線形動作時利得可変用抵抗１
０１における帰還抵抗選択スイッチ７、帰還抵抗選択ス
イッチ８はＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉ
ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）スイッチ１６、１７で構成され
る。非線形動作モード時非線形素子１０２の非線型素子
９、非線形素子選択スイッチ１０はＭＯＳトランジスタ
１８で構成される。
【００３５】さらに、非線形動作モード時非線形素子１
０２には、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子３９に
ドレインが接続され、ソースが接地（ＧＮＤ）されるＭ
ＯＳスイッチ３６と、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート
端子３９にソースが接続され、ドレインがバイアス電圧
３８に接続されるＭＯＳスイッチ３７とが設けられ、Ｍ
ＯＳスイッチ３６のゲートが線路１３に接続され、か
つ、ＭＯＳスイッチ３７のゲートが反転器６０を介して
線路１３に接続される。
０２には、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子３９に
ドレインが接続され、ソースが接地（ＧＮＤ）されるＭ
ＯＳスイッチ３６と、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート
端子３９にソースが接続され、ドレインがバイアス電圧
３８に接続されるＭＯＳスイッチ３７とが設けられ、Ｍ
ＯＳスイッチ３６のゲートが線路１３に接続され、か
つ、ＭＯＳスイッチ３７のゲートが反転器６０を介して
線路１３に接続される。
【００３６】ＭＯＳスイッチ３７はＭＯＳトランジスタ
１８のゲート３９に適切なバイアス電圧１８を与え、Ｍ
ＯＳトランジスタ１８の自乗特性を利用してプリアンプ
回路に後述する非線形なＤＣ（直流）伝達特性を持たせ
る。ＭＯＳスイッチ３６はＭＯＳトランジスタ１８をＯ
ＦＦするためにゲート端子３９をＧＮＤレベルに落と
す。
１８のゲート３９に適切なバイアス電圧１８を与え、Ｍ
ＯＳトランジスタ１８の自乗特性を利用してプリアンプ
回路に後述する非線形なＤＣ（直流）伝達特性を持たせ
る。ＭＯＳスイッチ３６はＭＯＳトランジスタ１８をＯ
ＦＦするためにゲート端子３９をＧＮＤレベルに落と
す。
【００３７】帰還抵抗選択回路１４には、コンパレータ
１９、２０が設けられ、コンパレータ１９、２０は、増
幅器３の出力と中出力検出リファレンス電圧２１、大信
号検出リファレンス電圧２２をそれぞれ比較する。コン
パレータ１９、２０の出力にはＤ（遅延）−フリップフ
ロップ（ＦＦ）２５、２６がそれぞれ接続され、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６はコンパレータ１９、２０の
出力の立ち上がりをそれぞれ保持する。
１９、２０が設けられ、コンパレータ１９、２０は、増
幅器３の出力と中出力検出リファレンス電圧２１、大信
号検出リファレンス電圧２２をそれぞれ比較する。コン
パレータ１９、２０の出力にはＤ（遅延）−フリップフ
ロップ（ＦＦ）２５、２６がそれぞれ接続され、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６はコンパレータ１９、２０の
出力の立ち上がりをそれぞれ保持する。
【００３８】さらに、コンパレータ１９、２０にはＤ−
フリップフロップ２９、３０がそれぞれ接続され、Ｄ−
フリップフロップ２９、３０はコンパレータ１９、２０
の出力の立ち下がりをそれぞれ保持する。Ｄ−フリップ
フロップ２９、３０の出力にＯＲ回路３３が接続され、
ＯＲ回路３３は利得切換えタイミングを生成し、線路１
３を経由して、ＭＯＳスイッチ３６のゲート、反転器６
０を介したＭＯＳスイッチ３７のゲートに出力する。
フリップフロップ２９、３０がそれぞれ接続され、Ｄ−
フリップフロップ２９、３０はコンパレータ１９、２０
の出力の立ち下がりをそれぞれ保持する。Ｄ−フリップ
フロップ２９、３０の出力にＯＲ回路３３が接続され、
ＯＲ回路３３は利得切換えタイミングを生成し、線路１
３を経由して、ＭＯＳスイッチ３６のゲート、反転器６
０を介したＭＯＳスイッチ３７のゲートに出力する。
【００３９】Ｄ−フリップフロップ２５、２６の出力に
はＤ−フリップフロップ３４、３５がそれぞれ接続さ
れ、さらに、Ｄ−フリップフロップ３４、３５の出力に
は線形動作モード時利得可変用抵抗１０１のＭＯＳスイ
ッチ１６、１７のゲートがそれぞれ接続される。Ｄ−フ
リップフロップ３４、３５はＯＲ回路３３の利得切換え
タイミングで帰還抵抗制御信号を生成し線路１１、１２
にそれぞれ出力する。
はＤ−フリップフロップ３４、３５がそれぞれ接続さ
れ、さらに、Ｄ−フリップフロップ３４、３５の出力に
は線形動作モード時利得可変用抵抗１０１のＭＯＳスイ
ッチ１６、１７のゲートがそれぞれ接続される。Ｄ−フ
リップフロップ３４、３５はＯＲ回路３３の利得切換え
タイミングで帰還抵抗制御信号を生成し線路１１、１２
にそれぞれ出力する。
【００４０】このような構成により、本発明のプリアン
プ回路には、入力出力強度の検出を行う非線形増幅動作
モード、利得切換えが完了した後に通常の信号増幅を行
う線形増幅動作モードの２つのモードが形成される。図
３は図２のプリアンプ回路のＤＣ伝達特性を示す図であ
る。プリアンプ回路の入力と出力との間のＤＣ直流伝達
特性は、本図に示すように、特性曲線４０、４１、４
２、４３のような特性になる。
プ回路には、入力出力強度の検出を行う非線形増幅動作
モード、利得切換えが完了した後に通常の信号増幅を行
う線形増幅動作モードの２つのモードが形成される。図
３は図２のプリアンプ回路のＤＣ伝達特性を示す図であ
る。プリアンプ回路の入力と出力との間のＤＣ直流伝達
特性は、本図に示すように、特性曲線４０、４１、４
２、４３のような特性になる。
【００４１】特性曲線４０により入力信号を非線形に増
幅し入力ダイナミックレンジが実現される。特性曲線４
１、４２、４３により入力信号強度に応じて高利得、中
利得、低利得で線形に信号が増幅される。次に、非線形
増幅動作モードを得るための帰還抵抗選択回路１４の動
作を説明する。
幅し入力ダイナミックレンジが実現される。特性曲線４
１、４２、４３により入力信号強度に応じて高利得、中
利得、低利得で線形に信号が増幅される。次に、非線形
増幅動作モードを得るための帰還抵抗選択回路１４の動
作を説明する。
【００４２】非線形増幅動作モードでは、プリアンプ回
路は、図３の特性曲線４０に示すようなＤＣ伝達特性を
有するように、小信号レベルに対しては高利得用帰還抵
抗４による線形増幅が行われ、中信号レベル、大信号レ
ベルに対しては、ＭＯＳトランジスタ１８の自乗特性、
つまり、非線形特性を利用した非線形増幅が行われる。
ここで、帰還抵抗選択回路１４はプリアンプ回路の増幅
器３の出力電圧を受け取り、増幅器３の出力の信号強度
を３段階で検出して帰還抵抗制御信号を生成し線路１
１、１２に出力する。
路は、図３の特性曲線４０に示すようなＤＣ伝達特性を
有するように、小信号レベルに対しては高利得用帰還抵
抗４による線形増幅が行われ、中信号レベル、大信号レ
ベルに対しては、ＭＯＳトランジスタ１８の自乗特性、
つまり、非線形特性を利用した非線形増幅が行われる。
ここで、帰還抵抗選択回路１４はプリアンプ回路の増幅
器３の出力電圧を受け取り、増幅器３の出力の信号強度
を３段階で検出して帰還抵抗制御信号を生成し線路１
１、１２に出力する。
【００４３】入力出力強度を３段階で検出するために、
コンパレータ１９、２０では、増幅器３の出力電圧と、
中出力検出リファレンス電圧２１、大信号検出リファレ
ンス電圧２２とがそれぞれ比較され、信号強度の検出が
行われる。増幅器３の出力電圧が中出力検出リファレン
ス電圧２１まで達しない信号に対しては、小信号レベル
と判断し、コンパレータ１９、２０は線路２７、２８に
Ｌｏｗ、Ｌｏｗ信号をそれぞれ出力する。
コンパレータ１９、２０では、増幅器３の出力電圧と、
中出力検出リファレンス電圧２１、大信号検出リファレ
ンス電圧２２とがそれぞれ比較され、信号強度の検出が
行われる。増幅器３の出力電圧が中出力検出リファレン
ス電圧２１まで達しない信号に対しては、小信号レベル
と判断し、コンパレータ１９、２０は線路２７、２８に
Ｌｏｗ、Ｌｏｗ信号をそれぞれ出力する。
【００４４】増幅器３の出力電圧が中出力検出リファレ
ンス電圧２１を超え、かつ大信号検出リファレンス電圧
２２を超えないような信号に対しては、中信号レベルと
判断し、コンパレータ１９、２０は線路２７、２８にＨ
ｉｇｈ、Ｌｏｗ信号をそれぞれ出力する。さらに、増幅
器３の出力電圧が大信号検出リファレンス電圧２２を超
えるような信号に対しては、大信号レベルと判断し、コ
ンパレータ１９、２０は線路２７、２８にＨｉｇｈ、Ｈ
ｉｇｈ信号をそれぞれ出力する。
ンス電圧２１を超え、かつ大信号検出リファレンス電圧
２２を超えないような信号に対しては、中信号レベルと
判断し、コンパレータ１９、２０は線路２７、２８にＨ
ｉｇｈ、Ｌｏｗ信号をそれぞれ出力する。さらに、増幅
器３の出力電圧が大信号検出リファレンス電圧２２を超
えるような信号に対しては、大信号レベルと判断し、コ
ンパレータ１９、２０は線路２７、２８にＨｉｇｈ、Ｈ
ｉｇｈ信号をそれぞれ出力する。
【００４５】コンパレータ１９、２０の立ち上がり信号
はそれぞれＤ−フリップフロップ２５、２６によって保
持される。また、同時にコンパレータ１９、２０の立ち
下りはコンパレータ１９、２０の反転出力端子を利用し
てＤ−フリップフロップ２９、３０によって保持され
る。
はそれぞれＤ−フリップフロップ２５、２６によって保
持される。また、同時にコンパレータ１９、２０の立ち
下りはコンパレータ１９、２０の反転出力端子を利用し
てＤ−フリップフロップ２９、３０によって保持され
る。
【００４６】これらの立ち下り信号は、ＯＲ回路３３で
ＯＲ論理処理され、この処理信号が線路１３に出力さ
れ、この処理信号が利用されてＭＯＳスイッチ１６、１
７を制御して中利得用帰還抵抗５、低利得用帰還抵抗６
を切換えるタイミングを与えると共に、非線形増幅動作
モードから線形増幅動作モードへ切換えるように処理さ
れる。
ＯＲ論理処理され、この処理信号が線路１３に出力さ
れ、この処理信号が利用されてＭＯＳスイッチ１６、１
７を制御して中利得用帰還抵抗５、低利得用帰還抵抗６
を切換えるタイミングを与えると共に、非線形増幅動作
モードから線形増幅動作モードへ切換えるように処理さ
れる。
【００４７】Ｄ−フリップフロップ３４、３５では、Ｏ
Ｒ回路３３から線路１３への出力信号の立ち上がりを利
用してＤ−フリップフロップ２５、２６のＱ端子から線
路２７、２８への信号がラッチされ、帰還抵抗制御信号
が線路１１、１２に出力される。上記の帰還抵抗選択回
路１４の動作を踏まえて本プリアンプ回路全体の動作に
ついて、タイムチャートを用いて、以下に説明を行う。
Ｒ回路３３から線路１３への出力信号の立ち上がりを利
用してＤ−フリップフロップ２５、２６のＱ端子から線
路２７、２８への信号がラッチされ、帰還抵抗制御信号
が線路１１、１２に出力される。上記の帰還抵抗選択回
路１４の動作を踏まえて本プリアンプ回路全体の動作に
ついて、タイムチャートを用いて、以下に説明を行う。
【００４８】ただし、各Ｄ−フリップフロップ２５、２
６、２９、３０、３４、３５のＲＳＴ（リセット）端子
にはＲＳＴ信号を与えてＱ端子がＬｏｗ状態になるよう
に初期化を行っておく。このとき、帰還抵抗切換え用の
ＭＯＳスイッチ１６、１７はＯＦＦとなり、ＭＯＳトラ
ンジスタ１８のゲート端子３９にはある適切なバイアス
電圧Ｖｂｉａｓ３８が与えられるためＭＯＳトランジス
タ１８は非線形素子として動作する。
６、２９、３０、３４、３５のＲＳＴ（リセット）端子
にはＲＳＴ信号を与えてＱ端子がＬｏｗ状態になるよう
に初期化を行っておく。このとき、帰還抵抗切換え用の
ＭＯＳスイッチ１６、１７はＯＦＦとなり、ＭＯＳトラ
ンジスタ１８のゲート端子３９にはある適切なバイアス
電圧Ｖｂｉａｓ３８が与えられるためＭＯＳトランジス
タ１８は非線形素子として動作する。
【００４９】このため、プリアンプ回路は、初期状態と
して、入力信号強度を検出する非線形増幅動作で待機す
ることになる。図４は小信号レベルの信号が入力した場
合のプリアンプ回路の動作を説明するタイムチャートで
ある。本図に示すように小信号レベルの信号が入力する
場合には、帰還抵抗選択回路１４は動作せず、非線形増
幅動作モードのまま信号増幅を行う。
して、入力信号強度を検出する非線形増幅動作で待機す
ることになる。図４は小信号レベルの信号が入力した場
合のプリアンプ回路の動作を説明するタイムチャートで
ある。本図に示すように小信号レベルの信号が入力する
場合には、帰還抵抗選択回路１４は動作せず、非線形増
幅動作モードのまま信号増幅を行う。
【００５０】この場合、入力信号のレベルが小さいた
め、図３の特性曲線４０に示すＤＣ伝達特性の線形増幅
範囲内で増幅が行われる。図５は中信号レベルの信号が
入力した場合のプリアンプ回路の動作を説明するタイム
チャートである。本図に示すように、中信号レベルの信
号が入力する場合には、信号の先頭ビットの「１」にお
いて、増幅器３（プリアンプ回路）の出力電圧が中出力
検出リファレンス電圧２１を超えるので、コンパレータ
１９の出力がＨｉｇｈ信号となり、Ｄ−フリップフロッ
プ２５のＱ端子から線路２７への出力がＨｉｇｈ信号と
なる。
め、図３の特性曲線４０に示すＤＣ伝達特性の線形増幅
範囲内で増幅が行われる。図５は中信号レベルの信号が
入力した場合のプリアンプ回路の動作を説明するタイム
チャートである。本図に示すように、中信号レベルの信
号が入力する場合には、信号の先頭ビットの「１」にお
いて、増幅器３（プリアンプ回路）の出力電圧が中出力
検出リファレンス電圧２１を超えるので、コンパレータ
１９の出力がＨｉｇｈ信号となり、Ｄ−フリップフロッ
プ２５のＱ端子から線路２７への出力がＨｉｇｈ信号と
なる。
【００５１】また、増幅器３の出力電圧が大信号検出リ
ファレンス電圧２２を超えないので、Ｄ−フリップフロ
ップ２６、Ｄ−フリップフロップ３０、Ｄ−フリップフ
ロップ３５のＱ端子からの信号はＬｏｗ状態のままとな
る。入力信号強度の検出結果を示すＤ−フリップフロッ
プ２５、２６はそれらの出力状態がＨｉｇｈ、Ｌｏｗ状
態となり、入力出力強度が中信号レベルであることを保
持する。
ファレンス電圧２２を超えないので、Ｄ−フリップフロ
ップ２６、Ｄ−フリップフロップ３０、Ｄ−フリップフ
ロップ３５のＱ端子からの信号はＬｏｗ状態のままとな
る。入力信号強度の検出結果を示すＤ−フリップフロッ
プ２５、２６はそれらの出力状態がＨｉｇｈ、Ｌｏｗ状
態となり、入力出力強度が中信号レベルであることを保
持する。
【００５２】次に、２ビット目の「０」が来ると、再び
コンパレータ１９の出力がＬｏｗ状態に戻り、Ｄ−フリ
ップフロップ２９のＱ端子の信号を立ち上げるように処
理され、ＯＲ回路３３の出力が立ち上がる。この信号の
タイミングでＤ−フリップフロップ３４、３５は、線路
２７、２８に出力されるデータ信号をラッチし、ＭＯＳ
スイッチ１６のみをＯＮにする。
コンパレータ１９の出力がＬｏｗ状態に戻り、Ｄ−フリ
ップフロップ２９のＱ端子の信号を立ち上げるように処
理され、ＯＲ回路３３の出力が立ち上がる。この信号の
タイミングでＤ−フリップフロップ３４、３５は、線路
２７、２８に出力されるデータ信号をラッチし、ＭＯＳ
スイッチ１６のみをＯＮにする。
【００５３】また、同時にＯＲ回路３３から線路１３へ
の出力信号によりＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子
３９の電位をＧＮＤレベルに落としＭＯＳトランジスタ
１８をＯＦＦにして非線形増幅動作モードから線形増幅
動作モードへ切換える。これにより、線形動作モード時
利得可変用抵抗１０１は高利得用帰還抵抗４と中利得用
帰還抵抗５の合成抵抗となってトランスインピーダンス
利得が下記のように、 −Ａ・｛Ｒ４・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝／（Ａ＋１） １段階下がり、増幅器３の入力信号が線形増幅される。
ここに、Ｒ５は中利得用帰還抵抗５の抵抗値である。ま
た、Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピー
ダンス利得は、 −｛Ｒ４・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝ で近似できる。
の出力信号によりＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子
３９の電位をＧＮＤレベルに落としＭＯＳトランジスタ
１８をＯＦＦにして非線形増幅動作モードから線形増幅
動作モードへ切換える。これにより、線形動作モード時
利得可変用抵抗１０１は高利得用帰還抵抗４と中利得用
帰還抵抗５の合成抵抗となってトランスインピーダンス
利得が下記のように、 −Ａ・｛Ｒ４・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝／（Ａ＋１） １段階下がり、増幅器３の入力信号が線形増幅される。
ここに、Ｒ５は中利得用帰還抵抗５の抵抗値である。ま
た、Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピー
ダンス利得は、 −｛Ｒ４・Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝ で近似できる。
【００５４】図６は大信号レベルの信号が入力した場合
のプリアンプ回路の動作を説明するタイムチャートであ
る。本図に示すように、大信号レベルの信号が入力する
場合には、信号の先頭ビットの「１」において、増幅器
３（トランスインピーダンスプリアンプ回路）の出力電
圧が中出力検出リファレンス電圧２１、大信号検出リフ
ァレンス電圧２２を超える。
のプリアンプ回路の動作を説明するタイムチャートであ
る。本図に示すように、大信号レベルの信号が入力する
場合には、信号の先頭ビットの「１」において、増幅器
３（トランスインピーダンスプリアンプ回路）の出力電
圧が中出力検出リファレンス電圧２１、大信号検出リフ
ァレンス電圧２２を超える。
【００５５】このため、コンパレータ１９、２０の出力
がそれぞれＨｉｇｈ信号、Ｈｉｇｈ信号となり、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６のＱ端子から線路２７への出
力がそれぞれＨｉｇｈ信号、Ｈｉｇｈ信号となり、入力
出力強度が大信号レベルであることを保持する 次に、２ビット目の「０」が来ると、再びコンパレータ
２０の出力がＬｏｗ状態となり、Ｄ−フリップフロップ
３０のＱ端子を立ち上げる。
がそれぞれＨｉｇｈ信号、Ｈｉｇｈ信号となり、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６のＱ端子から線路２７への出
力がそれぞれＨｉｇｈ信号、Ｈｉｇｈ信号となり、入力
出力強度が大信号レベルであることを保持する 次に、２ビット目の「０」が来ると、再びコンパレータ
２０の出力がＬｏｗ状態となり、Ｄ−フリップフロップ
３０のＱ端子を立ち上げる。
【００５６】Ｄ−フリップフロップ２９、３０の立ち上
がり信号のＯＲ論理処理を取ったタイミングで、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６は線路２７、２８に出力され
るデータ信号をラッチし、ＭＯＳスイッチ１６、１７を
それぞれＯＮにする。また、同時にＯＲ回路３３から線
路１３への出力信号によりＭＯＳトランジスタ１８のゲ
ート端子３９の電位をＧＮＤレベルに落としＭＯＳトラ
ンジスタ１８をＯＦＦにして非線形増幅動作モードから
線形増幅動作モードへ切換える。
がり信号のＯＲ論理処理を取ったタイミングで、Ｄ−フ
リップフロップ２５、２６は線路２７、２８に出力され
るデータ信号をラッチし、ＭＯＳスイッチ１６、１７を
それぞれＯＮにする。また、同時にＯＲ回路３３から線
路１３への出力信号によりＭＯＳトランジスタ１８のゲ
ート端子３９の電位をＧＮＤレベルに落としＭＯＳトラ
ンジスタ１８をＯＦＦにして非線形増幅動作モードから
線形増幅動作モードへ切換える。
【００５７】これにより、線形動作モード時利得可変用
抵抗１０１は高利得用帰還抵抗４と中利得用帰還抵抗５
と低利得用帰還抵抗６の３つの抵抗に関する合成抵抗と
なってトランスインピーダンス利得が下記のように、 −Ａ・｛Ｒ４・Ｒ５・Ｒ６／（Ｒ４・Ｒ５＋Ｒ５・Ｒ６
＋Ｒ６・Ｒ４）｝／（Ａ＋１） ２段階下がり、増幅器３の入力信号が線形増幅される。
ここに、Ｒ６は低利得用帰還抵抗６の抵抗値である。ま
た、Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピー
ダンス利得は、 −｛Ｒ４・Ｒ５・Ｒ６／（Ｒ４・Ｒ５＋Ｒ５・Ｒ６＋Ｒ
６・Ｒ４）｝ で近似できる。このように、本プリアンプ回路は利得を
切換える際に、ＭＯＳトランジスタの自乗特性を利用し
た非線形増幅を行うことにより、先頭の１ビットのみの
情報を利用して小信号から大信号までの入力信号強度を
検索することができるため、高速な利得切換えが実現可
能となっている。
抵抗１０１は高利得用帰還抵抗４と中利得用帰還抵抗５
と低利得用帰還抵抗６の３つの抵抗に関する合成抵抗と
なってトランスインピーダンス利得が下記のように、 −Ａ・｛Ｒ４・Ｒ５・Ｒ６／（Ｒ４・Ｒ５＋Ｒ５・Ｒ６
＋Ｒ６・Ｒ４）｝／（Ａ＋１） ２段階下がり、増幅器３の入力信号が線形増幅される。
ここに、Ｒ６は低利得用帰還抵抗６の抵抗値である。ま
た、Ａ＞＞１という条件下では上記のトランスインピー
ダンス利得は、 −｛Ｒ４・Ｒ５・Ｒ６／（Ｒ４・Ｒ５＋Ｒ５・Ｒ６＋Ｒ
６・Ｒ４）｝ で近似できる。このように、本プリアンプ回路は利得を
切換える際に、ＭＯＳトランジスタの自乗特性を利用し
た非線形増幅を行うことにより、先頭の１ビットのみの
情報を利用して小信号から大信号までの入力信号強度を
検索することができるため、高速な利得切換えが実現可
能となっている。
【００５８】以上の説明では、非線型素子９としてＭＯ
Ｓトランジスタ１８を用いたが、バイポーラトランジス
タによる対数特性を利用しても実現可能である。また、
ダイオードの非直線性を利用してもよい。図７は図３の
ＤＣ伝達特性の変形例を示す図である。本図に示すよう
に、図３と比較して、各入力信号レベルに応じたプリア
ンプ回路の出力電圧が、特性曲線４４、４５、４６のよ
うに、それぞれ線形増幅の範囲内に収まるように、中出
力検出リファレンス電圧２１の電圧値、大信号検出リフ
ァレンス電圧２２の電圧値、中利得用帰還抵抗５の抵抗
値、低利得用帰還抵抗６の抵抗値が選ばれる。
Ｓトランジスタ１８を用いたが、バイポーラトランジス
タによる対数特性を利用しても実現可能である。また、
ダイオードの非直線性を利用してもよい。図７は図３の
ＤＣ伝達特性の変形例を示す図である。本図に示すよう
に、図３と比較して、各入力信号レベルに応じたプリア
ンプ回路の出力電圧が、特性曲線４４、４５、４６のよ
うに、それぞれ線形増幅の範囲内に収まるように、中出
力検出リファレンス電圧２１の電圧値、大信号検出リフ
ァレンス電圧２２の電圧値、中利得用帰還抵抗５の抵抗
値、低利得用帰還抵抗６の抵抗値が選ばれる。
【００５９】このため、非線形増幅動作モード、線形増
幅動作モードを切換えるために、図１の非線形素子選択
スイッチ１０が必要なくなる。したがって、図２におけ
るＭＯＳスイッチ３６、３７は必要無くなる。このた
め、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート電圧には適切なバ
イアス電圧Ｖｂｉａｓが与えられるだけでよい。
幅動作モードを切換えるために、図１の非線形素子選択
スイッチ１０が必要なくなる。したがって、図２におけ
るＭＯＳスイッチ３６、３７は必要無くなる。このた
め、ＭＯＳトランジスタ１８のゲート電圧には適切なバ
イアス電圧Ｖｂｉａｓが与えられるだけでよい。
【００６０】図８は図２の変形例を示す図である。本図
に示すように、図２と比較して、非線形動作時切替え用
素子１０２、帰還抵抗選択回路１４は利得を３段の切換
えからＮ段の切換えの構成とした。具体的には、線形動
作モード時利得可変用抵抗１０１に、抵抗５０−１〜５
０−Ｎ、ＭＯＳスイッチ５１−１〜５１−Ｎが設けら
れ、帰還抵抗選択回路１４には、Ｎ段のコンパレータ５
２−１〜５２−Ｎ、Ｎ段のＤ−フリップフロップ５３−
１〜５３−Ｎ、５４−１〜５４−Ｎ、５５−１〜５５−
Ｎが設けられる。
に示すように、図２と比較して、非線形動作時切替え用
素子１０２、帰還抵抗選択回路１４は利得を３段の切換
えからＮ段の切換えの構成とした。具体的には、線形動
作モード時利得可変用抵抗１０１に、抵抗５０−１〜５
０−Ｎ、ＭＯＳスイッチ５１−１〜５１−Ｎが設けら
れ、帰還抵抗選択回路１４には、Ｎ段のコンパレータ５
２−１〜５２−Ｎ、Ｎ段のＤ−フリップフロップ５３−
１〜５３−Ｎ、５４−１〜５４−Ｎ、５５−１〜５５−
Ｎが設けられる。
【００６１】このように、Ｎ段の構成にすることによ
り、さらに、出力信号のダイナミックレンジが圧縮さ
れ、次段以降の回路ブロックの必要なダイナミックレン
ジを小さく抑えることができる。このため、次段以降の
回路設計を容易にすることができる。この回路構成を用
いれば、利得切換えの段数を増やしても、切換えに要す
る時間は３段の時と同様に、先頭ビットのみで利得切換
えが可能である。
り、さらに、出力信号のダイナミックレンジが圧縮さ
れ、次段以降の回路ブロックの必要なダイナミックレン
ジを小さく抑えることができる。このため、次段以降の
回路設計を容易にすることができる。この回路構成を用
いれば、利得切換えの段数を増やしても、切換えに要す
る時間は３段の時と同様に、先頭ビットのみで利得切換
えが可能である。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
入力信号強度に応じてトランスインピーダンス利得を切
換え全入力レベルに対して線形な増幅を行うため、波形
歪がなくデューティ比の良好な出力が得られる。全入力
レベルにおいて線形な増幅を行うため、大信号かつ消光
比の悪い信号が入力されても受信が可能である。
入力信号強度に応じてトランスインピーダンス利得を切
換え全入力レベルに対して線形な増幅を行うため、波形
歪がなくデューティ比の良好な出力が得られる。全入力
レベルにおいて線形な増幅を行うため、大信号かつ消光
比の悪い信号が入力されても受信が可能である。
【００６３】非線形増幅による入力信号強度検出を行う
ことにより、先頭の１ビットの期間で入力信号強度の検
出が可能となり高速な利得切換え動作が実現できる。
ことにより、先頭の１ビットの期間で入力信号強度の検
出が可能となり高速な利得切換え動作が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るバーストモード光受信システムの
概略構成を示すブロック図である。
概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１の構成の詳細例を説明する図である。
【図３】図２のプリアンプ回路のＤＣ伝達特性を示す図
である。
である。
【図４】小信号レベルの信号が入力した場合のプリアン
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図５】中信号レベルの信号が入力した場合のプリアン
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図６】大信号レベルの信号が入力した場合のプリアン
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
プ回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図7】図３のＤＣ伝達特性の変形例を示す図である。
【図８】図２の変形例を示す図である。
【図９】本発明の前提となるバーストモード光受信シス
テムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路を示
す図である。
テムのトランスインピーダンス型のプリアンプ回路を示
す図である。
【図１０】図９のプリアンプの動作波形を示す図であ
る。
る。
【図１１】大入力時に光信号にＤＣ（直流）バイアス光
がある例を示す図である。
がある例を示す図である。
１…受光素子
２…入力端
３…増幅器
４…高利得用帰還抵抗
５…中利得用帰還抵抗
６…低利得用帰還抵抗
７…帰還抵抗選択スイッチ
８…帰還抵抗選択スイッチ
９…非線型素子
１０…非線形素子選択スイッチ
１１、１２、１３、２３、２４、２７、２８…線路
１４…帰還抵抗選択回路
１５…出力端子
１６、１７、３６、３７、５１−１〜５１−Ｎ…ＭＯＳ
スイッチ １８…ＭＯＳトランジスタ １９、２０、５２−１〜５２−Ｎ…コンパレータ ２１…中出力検出リファレンス電圧 ２２…大信号検出リファレンス電圧 ２５、２６、２９、３０、３４、３５、５３−１〜５３
−Ｎ、５４−１〜５４−Ｎ、５５−１〜５５−Ｎ…Ｄ−
フリップフロップ ５０−１〜５０−Ｎ…抵抗３３…ＯＲ回路 ３８…Ｖｂｉａｓ ３９…ＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子 ４１、４２、４３、４５、４６、４７…特性曲線 ６０…反転器 １０１…線形動作モード時利得可変用抵抗 １０２…非線形動モード作時非線形素子
スイッチ １８…ＭＯＳトランジスタ １９、２０、５２−１〜５２−Ｎ…コンパレータ ２１…中出力検出リファレンス電圧 ２２…大信号検出リファレンス電圧 ２５、２６、２９、３０、３４、３５、５３−１〜５３
−Ｎ、５４−１〜５４−Ｎ、５５−１〜５５−Ｎ…Ｄ−
フリップフロップ ５０−１〜５０−Ｎ…抵抗３３…ＯＲ回路 ３８…Ｖｂｉａｓ ３９…ＭＯＳトランジスタ１８のゲート端子 ４１、４２、４３、４５、４６、４７…特性曲線 ６０…反転器 １０１…線形動作モード時利得可変用抵抗 １０２…非線形動モード作時非線形素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０３Ｇ 5/16 Ｈ０３Ｇ 5/16 Ｄ
Ｈ０４Ｂ 10/00 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｂ
10/04 Ｙ
10/06
10/14
10/26
10/28
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
H03G 3/20
H03G 3/30
H03G 5/16
H04B 10/00 - 10/28
Claims (12)
- 【請求項１】 バーストモード光信号を受信し電気信号
に変換するバーストモード光受信システムにおいて、 帰還可変抵抗を有し、受光素子により光・電気変換され
た電流信号を入力し線形に増幅する増幅器と、 前記増幅器に非線形の増幅を行わせるための非線形素子
と、 前記増幅器に非線形の増幅を行わせて前記増幅器の出力
信号のレベルを監視し、監視された出力信号のレベルに
対応して前記帰還可変抵抗を制御して前記増幅器に線形
の増幅を行わせる帰還抵抗制御部とを備えることを特徴
とするバーストモード光受信システム。 - 【請求項２】 前記帰還抵抗制御部は、前記増幅器の出
力信号のレベルを基に入力信号強度を監視する場合に
は、前記帰還可変抵抗を大きくして小信号レベル範囲で
は線形に動作し、小信号レベルを超える範囲では前記非
線形素子により非線形の増幅を行い、信号のダイナミッ
クレンジを圧縮することを特徴とする、請求項１に記載
のバーストモード光受信システム。 - 【請求項３】 前記帰還抵抗制御部は、前記出力信号に
関する先頭ビット「１」のレベルの大きさにより前記出
力信号のレベルを基に入力信号強度を監視することを特
徴とする、請求項１に記載のバーストモード光受信シス
テム。 - 【請求項４】 前記帰還抵抗制御部は、前記増幅器の直
流伝達特性により、前記増幅器の出力信号のレベルを基
に入力信号強度に対応して前記増幅器から非線形素子を
切り離し前記帰還可変抵抗の大きさを決定して線形増幅
動作を確保することを特徴とする、請求項１に記載のバ
ーストモード光受信システム。 - 【請求項５】 前記帰還抵抗制御部は、前記増幅器に非
線形素子を並列接続したままで、前記増幅器の直流伝達
特性により、前記増幅器の出力信号のレベルを基に入力
信号強度に対応して前記帰還可変抵抗の大きさを決定し
て線形増幅動作を確保することを特徴とする、請求項１
に記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項６】 前記帰還可変抵抗は、 前記増幅器が有する高利得用帰還抵抗と、 前記増幅器に接続可能な中利得用帰還抵抗と、 前記増幅器に接続可能な低利得用帰還抵抗とからなり、 前記帰還抵抗制御部は、 前記増幅器の出力信号の先頭ビット「１」で小、中、大
信号レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上がり信号
を出力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出力する
２つのコンパレータと、 前記コンパレータの立ち上がり信号をそれぞれ保持する
第１の２つのＤ−フリップフロップと、 前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保持する
第２の２つのＤ−フリップフロップと、 前記第２のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、
前記コンパレータの少なくとも１つの立ち下がりで、利
得切換えタイミングを形成し、前記非線形素子を前記増
幅器から切り離すＯＲ回路と、 前記第１のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、
前記ＯＲ回路の利得切換えタイミングで前記増幅器に前
記中利得用帰還抵抗、前記低利得用帰還抵抗を接続する
ように、前記第１のＤ−フリップフロップの出力を保持
する第３の２つのＤ−フリップフロップとからなること
を特徴とする、請求項1に記載のバーストモード光受信
システム。 - 【請求項７】 前記帰還可変抵抗は、 前記増幅器が有する高利得用帰還抵抗と、 前記増幅器に接続可能な複数の利得用帰還抵抗と、 前記帰還抵抗制御部は、 前記増幅器の出力信号の先頭ビット「１」で小から大の
複数の信号レベルをそれぞれ識別し、識別時に立ち上が
り信号を出力し、次ビット「０」で立ち下がり信号を出
力する複数のコンパレータと、 前記コンパレータの立ち上がり信号をそれぞれ保持する
第１の複数のＤ−フリップフロップと、 前記コンパレータの立ち下がり信号をそれぞれ保持する
第２の複数のＤ−フリップフロップと、 前記第２のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、
前記コンパレータの少なくとも１つの立ち下がりで、利
得切換えタイミングを形成し、前記非線形素子を前記増
幅器から切り離すＯＲ回路と、 前記第１のＤ−フリップフロップにそれぞれ接続され、
前記ＯＲ回路の利得切換えタイミングで前記増幅器に前
記複数の利得用帰還抵抗を接続するように、前記第１の
Ｄ−フリップフロップの出力を保持する第３の複数のＤ
−フリップフロップとからなることを特徴とする、請求
項１に記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項８】 前記非線形素子はＭＯＳトランジスタの
自乗特性を利用する素子であることを特徴とする、請求
項１に記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項９】 前記ＭＯＳトランジスタのゲートにバイ
アス電圧を与え、自乗特性を形成することを特徴とす
る、請求項８に記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項１０】 前記非線形素子はバイポーラトランジ
スタの対数特性を利用する素子であることを特徴とす
る、請求項１に記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項１１】 前記非線形素子はダイオードの非直線
性を利用する素子であることを特徴とする、請求項１に
記載のバーストモード光受信システム。 - 【請求項１２】 バーストモード光信号を受信し電気信
号に変換するバーストモード光受信方法において、 帰還可変抵抗を介して、受光素子により光・電気変換さ
れた電流信号を線形に増幅する工程と、 非線形の増幅を行わせる工程と、 非線形に増幅される出力信号のレベルを基に入力信号強
度を監視し、監視された入力信号強度に対応して前記帰
還可変抵抗の大きさを制御して線形の増幅を行う工程と
を備えることを特徴とするバーストモード光受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32038699A JP3456574B2 (ja) | 1999-11-10 | 1999-11-10 | バーストモード光受信システム及び方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32038699A JP3456574B2 (ja) | 1999-11-10 | 1999-11-10 | バーストモード光受信システム及び方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001144552A JP2001144552A (ja) | 2001-05-25 |
| JP3456574B2 true JP3456574B2 (ja) | 2003-10-14 |
Family
ID=18120900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32038699A Expired - Fee Related JP3456574B2 (ja) | 1999-11-10 | 1999-11-10 | バーストモード光受信システム及び方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3456574B2 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100421047B1 (ko) | 2001-07-18 | 2004-03-04 | 삼성전자주식회사 | 광 구동기에 있어서 광량 검출장치 및 방법 |
| JP4169985B2 (ja) | 2002-02-19 | 2008-10-22 | 三菱電機株式会社 | 前置増幅器の利得切り替え回路 |
| DE60329633D1 (de) | 2003-07-30 | 2009-11-19 | Mitsubishi Electric Corp | Schaltung zur veränderung der verstärkung eines vorverstärkers |
| WO2005093946A1 (ja) * | 2004-03-25 | 2005-10-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 前置増幅器 |
| US7868701B2 (en) | 2004-08-03 | 2011-01-11 | Nippon Telephone And Telegraph Corporation | Transimpedance amplifier |
| US7306154B2 (en) | 2004-10-21 | 2007-12-11 | Optoelectronics Co., Ltd. | Barcode scanning system with a compensation circuit |
| US20060087378A1 (en) * | 2004-10-26 | 2006-04-27 | Hiroshi Hayakawa | Preamplifier circuit having a variable feedback resistance |
| JP4726470B2 (ja) | 2004-11-22 | 2011-07-20 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 増幅回路、および、光受信装置 |
| JP2006254157A (ja) * | 2005-03-11 | 2006-09-21 | New Japan Radio Co Ltd | 利得可変増幅器 |
| US20060216042A1 (en) * | 2005-03-24 | 2006-09-28 | Yeo Kok S | Automatic gain control circuit for infrared receiver |
| US7354000B2 (en) | 2005-05-05 | 2008-04-08 | Optoelectronics Co., Ltd. | Method and system for sensing a barcode |
| US7526130B2 (en) | 2005-10-18 | 2009-04-28 | Optoelectronics Co., Ltd. | Signal processing in barcode reading with a wavelet transformation |
| JP4497480B2 (ja) * | 2005-12-23 | 2010-07-07 | 日本電信電話株式会社 | 光受信回路 |
| JP2008147869A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 半導体増幅回路 |
| JP6160442B2 (ja) | 2013-10-28 | 2017-07-12 | 富士通株式会社 | 光レベル制御装置及び光受信装置 |
| JP2019216346A (ja) * | 2018-06-12 | 2019-12-19 | 住友電気工業株式会社 | トランスインピーダンス増幅回路、及び利得可変増幅器 |
| CN113890493B (zh) * | 2021-09-03 | 2024-04-12 | 厦门优迅高速芯片有限公司 | 一种跨阻增益可切换跨阻放大器及单端转差分放大电路 |
-
1999
- 1999-11-10 JP JP32038699A patent/JP3456574B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001144552A (ja) | 2001-05-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3456574B2 (ja) | バーストモード光受信システム及び方法 | |
| US7868701B2 (en) | Transimpedance amplifier | |
| US7212041B2 (en) | Weighted multi-input variable gain amplifier | |
| JP4612303B2 (ja) | 自動的に制御可能なダイナミック信号レンジをもつデータ信号増幅器 | |
| CN100576728C (zh) | 射频功率检测电路 | |
| US8023835B2 (en) | Optical receiver, optical audio apparatus, optical communication apparatus and optical reception method | |
| US20020005974A1 (en) | Optical receiver | |
| US20160142028A1 (en) | High speed signal level detector and burst-mode trans impedance amplifier using the same | |
| JPH08242127A (ja) | 補償回路付光トランスインピーダンス受信機 | |
| US8144813B2 (en) | Receiving method and receiving circuit | |
| WO2002065633A2 (en) | Method and apparatus for a transceiver having a constant power output | |
| JP4165829B2 (ja) | トランスインピーダンスアンプ | |
| EP2254238B1 (en) | Amplifier, transmitter, and method for compensating gain | |
| JP4156573B2 (ja) | トランスインピーダンスアンプ | |
| JP2007036329A (ja) | 増幅回路およびトランスインピーダンスアンプ | |
| JP3606143B2 (ja) | オフセット制御回路及びそれを用いた光受信器並びに光通信システム | |
| JP2007036328A (ja) | トランスインピーダンスアンプ | |
| US8195116B2 (en) | Receiver circuitry with variable gain amplifier | |
| JP3532633B2 (ja) | 光受信装置 | |
| JP3230574B2 (ja) | 光受信回路 | |
| JPH0730445A (ja) | 受信装置 | |
| JP2926567B1 (ja) | 異常検出装置 | |
| JP3005472B2 (ja) | 受信機 | |
| JPH01101713A (ja) | 自動利得制御増幅回路 | |
| JP3239563B2 (ja) | Ａｖ光空間伝送の受光回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |