JP3439126B2 - 電力増幅装置 - Google Patents
電力増幅装置Info
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- JP3439126B2 JP3439126B2 JP20533298A JP20533298A JP3439126B2 JP 3439126 B2 JP3439126 B2 JP 3439126B2 JP 20533298 A JP20533298 A JP 20533298A JP 20533298 A JP20533298 A JP 20533298A JP 3439126 B2 JP3439126 B2 JP 3439126B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ機器に
用いて好適な電力増幅装置に関する。
用いて好適な電力増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、電源電圧として固定の電圧が印
加された、従来から良く知られた電力増幅装置である。
図４の回路は、トランス１及びブリッジ回路２を有する
電源回路と、プリアンプ及びパワー出力段トランジスタ
から成る増幅部を有し、入力信号ＡＳを増幅して、スピ
ーカＳＰに出力させている。
加された、従来から良く知られた電力増幅装置である。
図４の回路は、トランス１及びブリッジ回路２を有する
電源回路と、プリアンプ及びパワー出力段トランジスタ
から成る増幅部を有し、入力信号ＡＳを増幅して、スピ
ーカＳＰに出力させている。
【０００３】この回路に依れば、不図示のＡＣ電源から
ＡＣ電圧がトランス１に印加されたのちに、ブリッジ回
路２に印加され、ここで整流された電源電圧±Ｖｃｃは
プリアンプ３に印加される。プリアンプ３はこの電源電
圧±Ｖｃｃを用いて入力信号ＡＳを電圧増幅して、さら
にパワー出力段トランジスタＱ１、Ｑ２が電流増幅する
ことで増幅信号ＺＳを生成し、増幅信号ＺＳによりスピ
ーカＳＰが駆動される。
ＡＣ電圧がトランス１に印加されたのちに、ブリッジ回
路２に印加され、ここで整流された電源電圧±Ｖｃｃは
プリアンプ３に印加される。プリアンプ３はこの電源電
圧±Ｖｃｃを用いて入力信号ＡＳを電圧増幅して、さら
にパワー出力段トランジスタＱ１、Ｑ２が電流増幅する
ことで増幅信号ＺＳを生成し、増幅信号ＺＳによりスピ
ーカＳＰが駆動される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図４の電力増幅装置で
は、電源電圧±Ｖｃｃは、増幅部のから最大出力信号が
クリップしないように、その最大出力に対応できるだけ
の高電圧を常時印加する必要があった。しかしながら、
音量を最大とし、増幅部の出力を最大とした場合は、図
５イのように±Ｖｃｃを効率よく消費しているが、音量
を絞り、増幅部の出力を小さくした場合には、図５ロの
ように損失電力が増加し、電源電圧±Ｖｃｃの消費効率
が低下していた。通常の電力増幅装置の使用状態では、
大きな出力を要することは少なく、増幅部の出力信号を
小もしくは中レベルとする場合が多いので、消費電力の
ロスが大きい。
は、電源電圧±Ｖｃｃは、増幅部のから最大出力信号が
クリップしないように、その最大出力に対応できるだけ
の高電圧を常時印加する必要があった。しかしながら、
音量を最大とし、増幅部の出力を最大とした場合は、図
５イのように±Ｖｃｃを効率よく消費しているが、音量
を絞り、増幅部の出力を小さくした場合には、図５ロの
ように損失電力が増加し、電源電圧±Ｖｃｃの消費効率
が低下していた。通常の電力増幅装置の使用状態では、
大きな出力を要することは少なく、増幅部の出力信号を
小もしくは中レベルとする場合が多いので、消費電力の
ロスが大きい。
【０００５】そこで、増幅部の出力信号やボリウムの調
整量に応じて、電源電圧±Ｖｃｃを変化させるスイッチ
ング型電源回路を用いることが提案されている。しか
し、スイッチング型電源回路に依れば、増幅段及び電源
部の全体における消費ロスは小さくなるが、スイッチン
グ電源回路からはスイッチングによるノイズが発生する
ので、このノイズが増幅部等の信号へ悪影響を与え、信
号の歪率を悪化させていた。
整量に応じて、電源電圧±Ｖｃｃを変化させるスイッチ
ング型電源回路を用いることが提案されている。しか
し、スイッチング型電源回路に依れば、増幅段及び電源
部の全体における消費ロスは小さくなるが、スイッチン
グ電源回路からはスイッチングによるノイズが発生する
ので、このノイズが増幅部等の信号へ悪影響を与え、信
号の歪率を悪化させていた。
【０００６】また、ノイズの発生しない電源回路として
ドロッパー型電源回路がある。この電源回路によると、
増幅部の損失電力を抑えることができるが、増幅部の損
失電力がそのままドロッパー型電源回路に転嫁されるこ
とになるので、増幅部及び電源部を含む全体の構成の損
失電力は何ら変わらなかった。
ドロッパー型電源回路がある。この電源回路によると、
増幅部の損失電力を抑えることができるが、増幅部の損
失電力がそのままドロッパー型電源回路に転嫁されるこ
とになるので、増幅部及び電源部を含む全体の構成の損
失電力は何ら変わらなかった。
【０００７】そこで、本発明は、ノイズによる信号の歪
率の悪化を防止するとともに、増幅部及び電源部を含む
全体構成での消費電力を低減することを目的とする。
率の悪化を防止するとともに、増幅部及び電源部を含む
全体構成での消費電力を低減することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力信号を増
幅する出力増幅回路を有する電力増幅装置において、外
部電源電圧を変圧して、第１電源電圧、及び前記第1電
源電圧よりも低い第２電源電圧を発生する電源電圧発生
回路と、前記出力増幅回路の出力信号の勾配を検出する
勾配検出回路と、前記勾配検出回路の出力レベルに応じ
て前記第1電源電圧のレベルを制御し、前記出力増幅回
路の出力波形に追従した第３電源電圧を出力する追従型
電源回路と、該第３電源電圧の低下に応じて、前記第３
電源電圧から前記第２電源電圧に切り換えて出力させる
切換手段とを有し、前記第２電源電圧または第３電源電
圧を前記出力増幅回路に印加することを特徴とする。
幅する出力増幅回路を有する電力増幅装置において、外
部電源電圧を変圧して、第１電源電圧、及び前記第1電
源電圧よりも低い第２電源電圧を発生する電源電圧発生
回路と、前記出力増幅回路の出力信号の勾配を検出する
勾配検出回路と、前記勾配検出回路の出力レベルに応じ
て前記第1電源電圧のレベルを制御し、前記出力増幅回
路の出力波形に追従した第３電源電圧を出力する追従型
電源回路と、該第３電源電圧の低下に応じて、前記第３
電源電圧から前記第２電源電圧に切り換えて出力させる
切換手段とを有し、前記第２電源電圧または第３電源電
圧を前記出力増幅回路に印加することを特徴とする。
【０００９】特に、前記切換手段は、前記第２電源電圧
より所定レベルだけ低下したら動作し、前記第２電源電
圧を導通させる導通手段を含むことを特徴とする。さら
に、前記導通手段は、電流の逆流を阻止するダイオード
と共用されることを特徴とする。
より所定レベルだけ低下したら動作し、前記第２電源電
圧を導通させる導通手段を含むことを特徴とする。さら
に、前記導通手段は、電流の逆流を阻止するダイオード
と共用されることを特徴とする。
【００１０】また、前記追従型電源回路は、前記勾配検
出回路の出力信号にオフセットを重畳させる重畳手段
と、前記重畳手段の出力信号に応じて前記第１電源電圧
を制御して第３電源電圧を発生する制御トランジスタを
含むドロッパー型電源回路とから成ることを特徴とす
る。さらにまた、前記勾配検出回路は、微分回路より成
ることを特徴とする。
出回路の出力信号にオフセットを重畳させる重畳手段
と、前記重畳手段の出力信号に応じて前記第１電源電圧
を制御して第３電源電圧を発生する制御トランジスタを
含むドロッパー型電源回路とから成ることを特徴とす
る。さらにまた、前記勾配検出回路は、微分回路より成
ることを特徴とする。
【００１１】さらに、前記電源電圧発生回路と、前記勾
配検出回路と、前記追従型電源回路と、前記切換手段と
を、同一の混成集積回路上に実装することを特徴とす
る。
配検出回路と、前記追従型電源回路と、前記切換手段と
を、同一の混成集積回路上に実装することを特徴とす
る。
【００１２】本発明に依れば、出力増幅回路の出力レベ
ルが大のとき、第１電源電圧をレベル制御して、出力増
幅回路の出力信号波形に追従した第３電源電圧を出力増
幅回路に印加し、出力増幅回路の出力レベルが小のと
き、第１電源電圧より低い第２電源電圧に切り換え、第
２電源電圧を出力増幅回路に印加する。
ルが大のとき、第１電源電圧をレベル制御して、出力増
幅回路の出力信号波形に追従した第３電源電圧を出力増
幅回路に印加し、出力増幅回路の出力レベルが小のと
き、第１電源電圧より低い第２電源電圧に切り換え、第
２電源電圧を出力増幅回路に印加する。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態を示
す図であり、４はトランスであって、例えばコイルの巻
線比に対応して第１交流信号ＶａｃＨ及び第２交流信号
ＶａｃＬを発生する。５は第１交流信号ＶａｃＨが供給
される第１ダイオードブリッジ回路、６ａ及び６ｂは第
１ダイオードブリッジ回路５の出力信号を平滑し、電源
電圧±ＶｃｃＨを発生する第１平滑コンデンサー、７は
第２交流信号ＶａｃＬが供給される第２ダイオードブリ
ッジ回路、８ａ及び８ｂは第２ダイオードブリッジ回路
７の出力信号を平滑し、電源電圧±ＶｃｃＬを発生する
第２平滑コンデンサー、９ａ及び９ｂは逆流阻止用のダ
イオード、さらに１０は、制御トランジスタ１０ａ及び
１０ｂを含むドロッパー型で構成され、電源電圧±Ｖｃ
ｃＨに基づいて出力トランジスタＱ１及びＱ２の出力信
号に追従した電源電圧Ｖｃ１を生成する追従型電源回路
である。尚、図１の回路において、従来と同一の回路に
ついては同一の符号を付し、説明を省略する。また、図
１上のすべての回路は混成集積回路上に実装される。
す図であり、４はトランスであって、例えばコイルの巻
線比に対応して第１交流信号ＶａｃＨ及び第２交流信号
ＶａｃＬを発生する。５は第１交流信号ＶａｃＨが供給
される第１ダイオードブリッジ回路、６ａ及び６ｂは第
１ダイオードブリッジ回路５の出力信号を平滑し、電源
電圧±ＶｃｃＨを発生する第１平滑コンデンサー、７は
第２交流信号ＶａｃＬが供給される第２ダイオードブリ
ッジ回路、８ａ及び８ｂは第２ダイオードブリッジ回路
７の出力信号を平滑し、電源電圧±ＶｃｃＬを発生する
第２平滑コンデンサー、９ａ及び９ｂは逆流阻止用のダ
イオード、さらに１０は、制御トランジスタ１０ａ及び
１０ｂを含むドロッパー型で構成され、電源電圧±Ｖｃ
ｃＨに基づいて出力トランジスタＱ１及びＱ２の出力信
号に追従した電源電圧Ｖｃ１を生成する追従型電源回路
である。尚、図１の回路において、従来と同一の回路に
ついては同一の符号を付し、説明を省略する。また、図
１上のすべての回路は混成集積回路上に実装される。
【００１４】まず、トランス４において、トランス４内
の一次コイルに外部ＡＣ電源（図示せず）から電源交流
信号ＡＣが印加される。そして、二次コイルには、一次
コイルと二次コイルとの巻線比に対応したレベルを有す
る交流信号が発生する。一次コイルの巻線数をＮ１と
し、ダイオードブリッジ回路５の接続に対応した二次コ
イルの巻線数をＮ２とし、ダイオードブリッジ回路６の
接続に対応した二次コイルの巻線数をＮ３とすると、ダ
イオードブリッジ回路５への入力信号ＶａｃＨは、Ｖａ
ｃＨ＝（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖａｃとなり、ダイオードブリ
ッジ回路６への入力信号ＶａｃＬは、ＶａｃＬ＝（Ｎ３
／Ｎ１）×Ｖａｃとなる。ここで、巻線数は、Ｎ２＞Ｎ
３に設定されているので、ＶａｃＨ＞ＶａｃLとの関係
になる。
の一次コイルに外部ＡＣ電源（図示せず）から電源交流
信号ＡＣが印加される。そして、二次コイルには、一次
コイルと二次コイルとの巻線比に対応したレベルを有す
る交流信号が発生する。一次コイルの巻線数をＮ１と
し、ダイオードブリッジ回路５の接続に対応した二次コ
イルの巻線数をＮ２とし、ダイオードブリッジ回路６の
接続に対応した二次コイルの巻線数をＮ３とすると、ダ
イオードブリッジ回路５への入力信号ＶａｃＨは、Ｖａ
ｃＨ＝（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖａｃとなり、ダイオードブリ
ッジ回路６への入力信号ＶａｃＬは、ＶａｃＬ＝（Ｎ３
／Ｎ１）×Ｖａｃとなる。ここで、巻線数は、Ｎ２＞Ｎ
３に設定されているので、ＶａｃＨ＞ＶａｃLとの関係
になる。
【００１５】交流信号ＶａｃＨは、ダイオードブリッジ
回路５を介して、平滑コンデンサー６ａ及び６ｂに供給
される。ダイオードブリッジ回路５と、平滑コンデンサ
ー６ａ及び６ｂとは全波整流回路を構成しており、交流
信号ＶａｃＨは全波整流され、直流電圧±ＶｃｃＨが生
成される。また、ダイオードブリッジ回路７と、平滑コ
ンデンサー８ａ及び８ｂも全波整流回路を構成してお
り、交流信号ＶａｃＬも全波整流され、直流電圧±Ｖｃ
ｃＬが生成される。交流信号はＶａｃＨ＞ＶａｃＬの関
係があるので、直流電圧は±ＶｃｃＨ＞±ＶｃｃＬとな
る。
回路５を介して、平滑コンデンサー６ａ及び６ｂに供給
される。ダイオードブリッジ回路５と、平滑コンデンサ
ー６ａ及び６ｂとは全波整流回路を構成しており、交流
信号ＶａｃＨは全波整流され、直流電圧±ＶｃｃＨが生
成される。また、ダイオードブリッジ回路７と、平滑コ
ンデンサー８ａ及び８ｂも全波整流回路を構成してお
り、交流信号ＶａｃＬも全波整流され、直流電圧±Ｖｃ
ｃＬが生成される。交流信号はＶａｃＨ＞ＶａｃＬの関
係があるので、直流電圧は±ＶｃｃＨ＞±ＶｃｃＬとな
る。
【００１６】電源電圧±ＶｃｃＨは追従型電源回路１０
に印加され、電源電圧±ＶｃｃＨに基づいて出力増幅部
の出力信号に応じてその出力波形に追従する電源電圧±
Ｖｃ１が生成される。電源電圧±Ｖｃ１は図２の実線ａ
のように出力増幅部の出力波形に追従される。また、電
源電圧±ＶｃｃＬはダイオード９ａ及び９ｂを介してそ
れぞれ追従型電源回路１０の出力端に現れる。そして、
図２のように、出力増幅部の出力波形に応じて、電源電
圧±Ｖｃ１は電源電圧±ＶｃｃＬよりも高くまたは低く
なる。
に印加され、電源電圧±ＶｃｃＨに基づいて出力増幅部
の出力信号に応じてその出力波形に追従する電源電圧±
Ｖｃ１が生成される。電源電圧±Ｖｃ１は図２の実線ａ
のように出力増幅部の出力波形に追従される。また、電
源電圧±ＶｃｃＬはダイオード９ａ及び９ｂを介してそ
れぞれ追従型電源回路１０の出力端に現れる。そして、
図２のように、出力増幅部の出力波形に応じて、電源電
圧±Ｖｃ１は電源電圧±ＶｃｃＬよりも高くまたは低く
なる。
【００１７】ここで、ダイオード９ａ及び９ｂは、追従
型電源回路１０の出力端または出力増幅器の入力端から
ダイオードブリッジ回路７に逆流するのを防止するもの
であるが、電源電圧±ＶｃｃＬ及び±Ｖｃ１の電圧を切
り換える作用も有している。この作用により、出力増幅
部の出力レベルに応じて電源電圧±Ｖｃ１及び±Ｖｃｃ
Ｌを切り換えられる。
型電源回路１０の出力端または出力増幅器の入力端から
ダイオードブリッジ回路７に逆流するのを防止するもの
であるが、電源電圧±ＶｃｃＬ及び±Ｖｃ１の電圧を切
り換える作用も有している。この作用により、出力増幅
部の出力レベルに応じて電源電圧±Ｖｃ１及び±Ｖｃｃ
Ｌを切り換えられる。
【００１８】つまり、ダイオード９ａ及び９ｂにおい
て、電源電圧±Ｖｃ１が電源電圧±ＶｃｃＬよりも高く
なった場合、ダイオード９ａ及び９ｂはオフし、電源電
圧±ＶｃｃＬが遮断される。その結果、追従型電源回路
１０の電源電圧±Ｖｃ１が出力増幅部に電源電圧±Ｖｃ
として印加される。従って、出力増幅部の電源電圧±Ｖ
ｃは、自身の出力波形に追従して変化するものとなる。
て、電源電圧±Ｖｃ１が電源電圧±ＶｃｃＬよりも高く
なった場合、ダイオード９ａ及び９ｂはオフし、電源電
圧±ＶｃｃＬが遮断される。その結果、追従型電源回路
１０の電源電圧±Ｖｃ１が出力増幅部に電源電圧±Ｖｃ
として印加される。従って、出力増幅部の電源電圧±Ｖ
ｃは、自身の出力波形に追従して変化するものとなる。
【００１９】これとは逆に、ダイオード９ａ及び９ｂに
おいて、電源電圧±Ｖｃ１が電源電圧±ＶｃｃＬより低
くなった場合、ダイオード９ａ及び９ｂはオンし、電源
電圧±ＶｃｃＬが導通され、出力増幅部に電源電圧±Ｖ
ｃとして印加される。従って、出力増幅部の電源電圧±
Ｖｃは一定の電圧になる。ところで、トランジスタ１０
ａ及び１０ｂにおいて、電源電圧±Ｖｃ１が導通される
ことにより、トランジスタ１０ａ及び１０ｂのベース電
圧がそのエミッタ電圧より十分に低くなるので、トラン
ジスタ１０ａ及び１０ｂはオフとなる。その為、追従型
電圧回路１０からの電源電圧±Ｖｃ１の発生が停止され
る。
おいて、電源電圧±Ｖｃ１が電源電圧±ＶｃｃＬより低
くなった場合、ダイオード９ａ及び９ｂはオンし、電源
電圧±ＶｃｃＬが導通され、出力増幅部に電源電圧±Ｖ
ｃとして印加される。従って、出力増幅部の電源電圧±
Ｖｃは一定の電圧になる。ところで、トランジスタ１０
ａ及び１０ｂにおいて、電源電圧±Ｖｃ１が導通される
ことにより、トランジスタ１０ａ及び１０ｂのベース電
圧がそのエミッタ電圧より十分に低くなるので、トラン
ジスタ１０ａ及び１０ｂはオフとなる。その為、追従型
電圧回路１０からの電源電圧±Ｖｃ１の発生が停止され
る。
【００２０】上記の如く、電源電圧の切り換えが行われ
ると、図２のように、出力増幅部の出力レベルが高いと
電源電圧±Ｖｃは出力波形に追従し、前記出力レベルが
低いと一定の電源電圧±Ｖｃとなる。言い換えれば、出
力増幅部の出力レベルが小・中レベルの場合低い電源電
圧±ＶｃｃＬをしておき、出力レベルが大になった場合
のみ出力増幅部の出力波形に追従した電源電圧に切り換
えるのである。
ると、図２のように、出力増幅部の出力レベルが高いと
電源電圧±Ｖｃは出力波形に追従し、前記出力レベルが
低いと一定の電源電圧±Ｖｃとなる。言い換えれば、出
力増幅部の出力レベルが小・中レベルの場合低い電源電
圧±ＶｃｃＬをしておき、出力レベルが大になった場合
のみ出力増幅部の出力波形に追従した電源電圧に切り換
えるのである。
【００２１】尚、上記の説明において、説明を簡単とす
るため、ダイオード９ａ及び９ｂのオン電圧Ｖｄと、ト
ランジスタ１０ａ及び１０ｂのベース−エミッタ間電圧
Ｖｂｅとを無視した。
るため、ダイオード９ａ及び９ｂのオン電圧Ｖｄと、ト
ランジスタ１０ａ及び１０ｂのベース−エミッタ間電圧
Ｖｂｅとを無視した。
【００２２】図３は、図１の電力増幅回路の消費電力を
示す特性図である。図１の電力増幅回路は、出力増幅部
の出力振幅が低く、電源電圧±ＶｃｃＬが使用されたと
き、一定の電源電圧で増幅動作するので、出力増幅部に
損失電圧が発生する。しかしながら、低い電源電圧±Ｖ
ｃｃＬを使用するので、図３の実線アのように出力増幅
部の損失電力を抑えることができる。また、低い電源電
圧±ＶｃｃＬをそのまま出力増幅部に印加しているの
で、電源部での損失電力は図３の実線イのように非常に
低く抑制される。従って、出力増幅部及び電源部の加算
によって得られる全体の損失電力は図３の実線ウのよう
になり、電源電圧が±ＶｃｃＬの場合、従来の増幅部及
び電源部の全体構成の損失電力でもある図３の点線ａに
比べ低減することができる。
示す特性図である。図１の電力増幅回路は、出力増幅部
の出力振幅が低く、電源電圧±ＶｃｃＬが使用されたと
き、一定の電源電圧で増幅動作するので、出力増幅部に
損失電圧が発生する。しかしながら、低い電源電圧±Ｖ
ｃｃＬを使用するので、図３の実線アのように出力増幅
部の損失電力を抑えることができる。また、低い電源電
圧±ＶｃｃＬをそのまま出力増幅部に印加しているの
で、電源部での損失電力は図３の実線イのように非常に
低く抑制される。従って、出力増幅部及び電源部の加算
によって得られる全体の損失電力は図３の実線ウのよう
になり、電源電圧が±ＶｃｃＬの場合、従来の増幅部及
び電源部の全体構成の損失電力でもある図３の点線ａに
比べ低減することができる。
【００２３】また、電源電圧±ＶｃｃＨの場合、出力増
幅部の電源電圧±Ｖｃはその出力波形に追従されるの
で、出力増幅部の損失電圧は図３の実線アのようにな
り、図３の点線ａの如き従来の損失電圧よりも大きく低
減される。しかし、電源部の損失電力は、電源電圧±Ｖ
ｃｃＨを制御して出力するので、図３の実線イのように
急激に大きくなる。これは、出力増幅器の損失電圧の削
減分を電源部に負担させているので、全体の損失電力は
大きくなり、図３ウのように従来の損失電圧と変わらな
くなる。
幅部の電源電圧±Ｖｃはその出力波形に追従されるの
で、出力増幅部の損失電圧は図３の実線アのようにな
り、図３の点線ａの如き従来の損失電圧よりも大きく低
減される。しかし、電源部の損失電力は、電源電圧±Ｖ
ｃｃＨを制御して出力するので、図３の実線イのように
急激に大きくなる。これは、出力増幅器の損失電圧の削
減分を電源部に負担させているので、全体の損失電力は
大きくなり、図３ウのように従来の損失電圧と変わらな
くなる。
【００２４】本発明においては、ドロッパー型の追従型
電源回路１０の使用により、電源回路からノイズを全く
発生させることなく、電源電圧±ＶｃｃＨと±ＶｃｃＬ
との切り換えにより損失電源を低減することができる。
電源回路１０の使用により、電源回路からノイズを全く
発生させることなく、電源電圧±ＶｃｃＨと±ＶｃｃＬ
との切り換えにより損失電源を低減することができる。
【００２５】図６は、追従型電源回路１０の具体例であ
る。１１は出力増幅部となる駆動対象の出力信号ＺＳの
勾配を検出する勾配検出回路、１２は、電源電圧＋Ｖｃ
ｃＨに基づいて電源電圧＋Ｖｃ１の最小電圧を定める為
のオフセットを設定するオフセット設定部１２ａと、勾
配検出回路１１の出力信号を加工した信号とオフセット
とを加算する加算回路とから成る電圧制御回路、１３は
電圧制御回路１２の制御信号に応じて電源電圧＋Ｖｃｃ
Ｈから電源電圧＋Ｖｃ１を生成する電源電圧生成部、１
４は図１の出力増幅部で構成される駆動対象、１５は駆
動対象１４の出力信号を半波整流する半波整流回路を成
すダイオード、１６は勾配検出回路１１の出力信号を半
波整流する半波整流回路を成すダイオードである。尚、
図６において、上記と同一の機能を有する回路が、駆動
対象１４の負電源側にも接続されているが、説明を簡単
とするため回路を省略する。
る。１１は出力増幅部となる駆動対象の出力信号ＺＳの
勾配を検出する勾配検出回路、１２は、電源電圧＋Ｖｃ
ｃＨに基づいて電源電圧＋Ｖｃ１の最小電圧を定める為
のオフセットを設定するオフセット設定部１２ａと、勾
配検出回路１１の出力信号を加工した信号とオフセット
とを加算する加算回路とから成る電圧制御回路、１３は
電圧制御回路１２の制御信号に応じて電源電圧＋Ｖｃｃ
Ｈから電源電圧＋Ｖｃ１を生成する電源電圧生成部、１
４は図１の出力増幅部で構成される駆動対象、１５は駆
動対象１４の出力信号を半波整流する半波整流回路を成
すダイオード、１６は勾配検出回路１１の出力信号を半
波整流する半波整流回路を成すダイオードである。尚、
図６において、上記と同一の機能を有する回路が、駆動
対象１４の負電源側にも接続されているが、説明を簡単
とするため回路を省略する。
【００２６】図６において、駆動対象１４の出力信号Ｚ
Ｓが、勾配検出回路１１でその勾配、または傾きが急峻
か緩やかか検出される。
Ｓが、勾配検出回路１１でその勾配、または傾きが急峻
か緩やかか検出される。
【００２７】図７ＺＳのように出力信号ＺＳが高周波の
場合、出力信号ＺＳの勾配は急峻となるので、図７Ａの
ように勾配検出回路１１の出力レベルは高くなる。ま
た、勾配検出回路１１は例えば微分回路で構成されるの
で、その特性により勾配検出回路１１の出力信号の位相
は信号ＺＳに比べ例えば４５度進んでいる。このような
勾配検出回路１１の出力信号はダイオード１６で半波整
流され、図７Ａのように半波信号が得られる。尚、勾配
検出回路１１の出力位相の進みは微分回路の特性に応じ
て変化する。
場合、出力信号ＺＳの勾配は急峻となるので、図７Ａの
ように勾配検出回路１１の出力レベルは高くなる。ま
た、勾配検出回路１１は例えば微分回路で構成されるの
で、その特性により勾配検出回路１１の出力信号の位相
は信号ＺＳに比べ例えば４５度進んでいる。このような
勾配検出回路１１の出力信号はダイオード１６で半波整
流され、図７Ａのように半波信号が得られる。尚、勾配
検出回路１１の出力位相の進みは微分回路の特性に応じ
て変化する。
【００２８】また、駆動対象１４の出力信号ＺＳは、ダ
イオード１５で半波整流され、図７Ｂの如き波形とな
る。一方、オフセット設定部１２Ａにおいて、電源電圧
＋ＶｃｃＨに基づいて、図７Ｃの如きＧＮＤから所定レ
ベルのオフセットが生成される。そして、加算回路１２
Ｂにおいて、ダイオード１６からの信号Ａまたはダイオ
ード１５からの信号Ｂのうちレベルの高い信号が、図７
Ｄの如くオフセットに重畳されて出力される。さらに、
加算回路１２Ｂの出力信号Ｄは制御信号として電源電圧
生成回路１３に印加され、電源電圧＋Ｖｃ１が制御信号
Ｄに基づいて生成される。その結果、追従型電源回路１
０の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象１４の出力波形に追従
される。
イオード１５で半波整流され、図７Ｂの如き波形とな
る。一方、オフセット設定部１２Ａにおいて、電源電圧
＋ＶｃｃＨに基づいて、図７Ｃの如きＧＮＤから所定レ
ベルのオフセットが生成される。そして、加算回路１２
Ｂにおいて、ダイオード１６からの信号Ａまたはダイオ
ード１５からの信号Ｂのうちレベルの高い信号が、図７
Ｄの如くオフセットに重畳されて出力される。さらに、
加算回路１２Ｂの出力信号Ｄは制御信号として電源電圧
生成回路１３に印加され、電源電圧＋Ｖｃ１が制御信号
Ｄに基づいて生成される。その結果、追従型電源回路１
０の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象１４の出力波形に追従
される。
【００２９】次に、駆動対象１４の出力信号ＺＳが図７
のように低周波の場合を説明する。出力信号ＺＳが低周
波であると、出力信号ＺＳの勾配は緩やかとなるので、
図７Ａ´のように勾配検出回路１１の出力レベルは低
い。また、勾配検出回路１１の出力信号の位相は信号Ｚ
Ｓに比べ例えば９０度進んでいる。このような勾配検出
回路１１の出力信号はダイオード１６で半波整流され
る。
のように低周波の場合を説明する。出力信号ＺＳが低周
波であると、出力信号ＺＳの勾配は緩やかとなるので、
図７Ａ´のように勾配検出回路１１の出力レベルは低
い。また、勾配検出回路１１の出力信号の位相は信号Ｚ
Ｓに比べ例えば９０度進んでいる。このような勾配検出
回路１１の出力信号はダイオード１６で半波整流され
る。
【００３０】また、駆動対象１４の出力信号ＺＳは、ダ
イオード１５で半波整流され、図７Ｂ´の如き波形とな
る。そして、加算回路１２Ｂにおいては、ダイオード１
６からの信号Ａ´またはダイオード１５からの信号Ｂ´
のうちレベルの高い信号がオフセットに重畳されて出力
される。その為、加算回路１２Ｂの出力信号Ｄ´は、図
７Ｄ´の如く半波整流された波形に追従される。加算回
路１２Ｂからの制御信号Ｄ´に応じて、電源電圧生成回
路１３が制御され、その結果、追従型電源回路１０から
の電源電圧＋Ｖｃ１は、図７Ｅ´のように駆動対象１４
の出力信号ＺＳに追従される。
イオード１５で半波整流され、図７Ｂ´の如き波形とな
る。そして、加算回路１２Ｂにおいては、ダイオード１
６からの信号Ａ´またはダイオード１５からの信号Ｂ´
のうちレベルの高い信号がオフセットに重畳されて出力
される。その為、加算回路１２Ｂの出力信号Ｄ´は、図
７Ｄ´の如く半波整流された波形に追従される。加算回
路１２Ｂからの制御信号Ｄ´に応じて、電源電圧生成回
路１３が制御され、その結果、追従型電源回路１０から
の電源電圧＋Ｖｃ１は、図７Ｅ´のように駆動対象１４
の出力信号ＺＳに追従される。
【００３１】上記の如く、勾配検出回路１１の作用によ
り、追従型電源回路１４の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象
１４の出力波形よりも速く変化する。その為、駆動対象
１４の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止
され、駆動対象１４の出力信号ＺＳの歪率の悪化を防止
できる。特に、駆動対象１４に電源電圧＋ＶｃｃＬが印
加された状態であって、駆動対象１４の出力信号ＺＳが
大きくなると、電源電圧＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り
換わる。このとき、出力信号ＺＳよりも早く電源電圧が
＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り換わるので、駆動対象１
４の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止さ
れ、出力信号ＺＳの歪率が悪化されることが防止され
る。
り、追従型電源回路１４の電源電圧＋Ｖｃ１は駆動対象
１４の出力波形よりも速く変化する。その為、駆動対象
１４の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止
され、駆動対象１４の出力信号ＺＳの歪率の悪化を防止
できる。特に、駆動対象１４に電源電圧＋ＶｃｃＬが印
加された状態であって、駆動対象１４の出力信号ＺＳが
大きくなると、電源電圧＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り
換わる。このとき、出力信号ＺＳよりも早く電源電圧が
＋ＶｃｃＬから＋Ｖｃ１に切り換わるので、駆動対象１
４の出力信号ＺＳと電源電圧とがぶつかることが防止さ
れ、出力信号ＺＳの歪率が悪化されることが防止され
る。
【００３２】尚、負電源側においても、電源電圧−Ｖｃ
は、駆動対象１４の出力信号の変化よりも早く変化させ
ることができる。
は、駆動対象１４の出力信号の変化よりも早く変化させ
ることができる。
【００３３】図８は、図６の追従型電源回路１０の具体
回路例である。回路説明を簡単とするため、正電源側に
ついてのみ説明し、負電源については省略する。
回路例である。回路説明を簡単とするため、正電源側に
ついてのみ説明し、負電源については省略する。
【００３４】まず、図８において、電源電圧＋ＶｃｃＨ
はツェナーダイオードＺＤ０１のカソードに印加され、
ツェナーダイオードＺＤ０１が動作することにより、端
子間電圧Ｖｚｄ０１が発生する。電圧Ｖｚｄ０１は抵抗
Ｒ０１及びＲ０２で分圧される。分圧電圧Ｖ１はトラン
ジスタＴＲ０２に印加され、トランジスタＴＲ０２のベ
ース電圧とエミッタ電圧との差がトランジスタＴＲ０２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０２より大きくなるの
で、トランジスタＴＲ０２が動作する。トランジスタＴ
Ｒ０２がオンすることにより、抵抗Ｒ０５に電流が流れ
る。その結果、抵抗Ｒ０５の電圧降下により電圧Ｖ２が
生成され、電圧Ｖ２はオフセットとしてトランジスタＴ
Ｒ０３のベースに印加される。
はツェナーダイオードＺＤ０１のカソードに印加され、
ツェナーダイオードＺＤ０１が動作することにより、端
子間電圧Ｖｚｄ０１が発生する。電圧Ｖｚｄ０１は抵抗
Ｒ０１及びＲ０２で分圧される。分圧電圧Ｖ１はトラン
ジスタＴＲ０２に印加され、トランジスタＴＲ０２のベ
ース電圧とエミッタ電圧との差がトランジスタＴＲ０２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０２より大きくなるの
で、トランジスタＴＲ０２が動作する。トランジスタＴ
Ｒ０２がオンすることにより、抵抗Ｒ０５に電流が流れ
る。その結果、抵抗Ｒ０５の電圧降下により電圧Ｖ２が
生成され、電圧Ｖ２はオフセットとしてトランジスタＴ
Ｒ０３のベースに印加される。
【００３５】駆動対象１４の出力信号ＺＳは、コンデン
サーＣ０１及び抵抗Ｒ０９から成る微分回路（勾配検出
回路）１１で微分された後、ダイオードＤ０２で半波整
流される。ダイオードＤ０２からの出力電圧はトランジ
スタＴＲ０４のベースに印加される。
サーＣ０１及び抵抗Ｒ０９から成る微分回路（勾配検出
回路）１１で微分された後、ダイオードＤ０２で半波整
流される。ダイオードＤ０２からの出力電圧はトランジ
スタＴＲ０４のベースに印加される。
【００３６】一方、出力信号ＺＳはダイオードＤ０１で
半波整流された後、ダイオードＤ０１からの出力電圧Ｄ
０１は抵抗Ｒ０７及びＲ０８で分圧される。トランジス
タＴＲ０５のエミッタにおいて、トランジスタＴＲ０５
のエミッタ電圧または抵抗Ｒ０７及びＲ０８の分圧電圧
の高い方の電圧がトランジスタＴＲ０４のベースに印加
される。トランジスタＴＲ０４のベース電圧はトランジ
スタＴＲ０４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０４の分
だけレベルシフトされ、さらに抵抗Ｒ０５の電圧降下分
に相当する電圧Ｖ２に重畳された後に、トランジスタＴ
Ｒ０３のベースに印加される。
半波整流された後、ダイオードＤ０１からの出力電圧Ｄ
０１は抵抗Ｒ０７及びＲ０８で分圧される。トランジス
タＴＲ０５のエミッタにおいて、トランジスタＴＲ０５
のエミッタ電圧または抵抗Ｒ０７及びＲ０８の分圧電圧
の高い方の電圧がトランジスタＴＲ０４のベースに印加
される。トランジスタＴＲ０４のベース電圧はトランジ
スタＴＲ０４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０４の分
だけレベルシフトされ、さらに抵抗Ｒ０５の電圧降下分
に相当する電圧Ｖ２に重畳された後に、トランジスタＴ
Ｒ０３のベースに印加される。
【００３７】さらに、トランジスタＴＲ０３のベース電
圧は、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０３の分だけ上昇
する方向にレベルシフトされた後、制御トランジスタＴ
Ｒ０１のベースに印加される。その為、制御トランジス
タＴＲ０１において、外部電源電圧＋ＶｃｃＨから電源
電圧＋Ｖｃ１が生成される。
圧は、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ０３の分だけ上昇
する方向にレベルシフトされた後、制御トランジスタＴ
Ｒ０１のベースに印加される。その為、制御トランジス
タＴＲ０１において、外部電源電圧＋ＶｃｃＨから電源
電圧＋Ｖｃ１が生成される。
【００３８】尚、図８において、正負に振れる信号を微
分する微分回路１１の出力信号を半波整流する構成であ
るので、正負の電源に対して微分回路１１を兼用するこ
とが可能である。
分する微分回路１１の出力信号を半波整流する構成であ
るので、正負の電源に対して微分回路１１を兼用するこ
とが可能である。
【００３９】
【発明の効果】本発明に依れば、外部電源から第１電源
電圧及びこれより低い第２電源電圧を生成し、出力増幅
部の出力レベルが大のとき、第１電源電圧に基づく出力
波形に追従した電源電圧を生成し、前記出力レベルが小
のとき第２電源電圧を出力増幅部に印加するので、出力
増幅部の消費電力のロスを削減できると共に、電源部の
消費電力のロスを削減でき、出力増幅部及び電源部の全
体の消費電力のロスを削減できる。
電圧及びこれより低い第２電源電圧を生成し、出力増幅
部の出力レベルが大のとき、第１電源電圧に基づく出力
波形に追従した電源電圧を生成し、前記出力レベルが小
のとき第２電源電圧を出力増幅部に印加するので、出力
増幅部の消費電力のロスを削減できると共に、電源部の
消費電力のロスを削減でき、出力増幅部及び電源部の全
体の消費電力のロスを削減できる。
【図１】本発明の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の出力増幅部の出力波形及び電源電圧を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】図１の回路の出力電力と消費電力との関係を示
す特性図である。
す特性図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例の出力波形及び電源電圧の関係を示す波
形図である。
形図である。
【図６】図１の追従型電源回路１０の具体例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】図６の各信号波形を示す波形図である。
【図８】図６の追従型電源回路１０の具体回路例を示す
回路図である。
回路図である。
４ トランス
５、７ 第１及び第２ダイオードブリッジ回路
１０ 電源回路
１１ 勾配検出回路
１２ 電圧制御回路
１２ａ オフセット設定部
１２ｂ 加算回路
１３ 電源電圧生成部
１４ 勾配検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平10−22740（ＪＰ，Ａ)
特公 昭57−5084（ＪＰ，Ｂ１)
実公 平６−35539（ＪＰ，Ｙ２)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号を増幅する出力増幅回路を有す
る電力増幅装置において、 外部電源電圧を変圧して、第１電源電圧、及び前記第１
電源電圧よりも低い第２電源電圧を発生する電源電圧発
生回路と、 前記出力増幅回路の出力信号の勾配を検出する勾配検出
回路と、 前記勾配検出回路の出力レベルに応じて前記第１電源電
圧のレベルを制御し、前記出力増幅回路の出力波形に追
従した第３電源電圧を出力する追従型電源回路と、前記出力増幅回路に第３電源電圧が第２電源電圧のレベ
ルより大きいとき、出力波形に追従した第３電源電圧を
供給し、前記第３電源電圧が第２電源電圧のレベルより
小さいとき一定の大きさの前記第２電源電圧を供給する
切換手段とを有することを特徴とする電力増幅装置。 - 【請求項２】 前記切換手段は、追従型電源回路の出力
端または出力増幅回路の入力端と第２電源電圧を発生す
る電源電圧発生回路と間に接続され、前記第２電源電圧
より所定レベルだけ低下したら動作し、前記出力増幅回
路に第２電源電圧を供給する導通手段を含むことを特徴
とする請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項３】 前記導通手段は、電流の逆流を阻止する
ダイオードと共用されることを特徴とする請求項２記載
の電力増幅装置。 - 【請求項４】 前記追従型電源回路は、 前記勾配検出回路の出力信号の出力レベルに応じて前記
第１電源電圧を制御して第３電源電圧を発生する制御ト
ランジスタを含むドロッパー型電源回路とからなること
を特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項５】 前記勾配検出回路は、微分回路より成る
ことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項６】 前記電源電圧発生回路と、前記勾配検出
回路と、前記追従型電源回路と、前記切換手段とを、同
一の混成集積回路上に実装することを特徴とする請求項
１記載の電力増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20533298A JP3439126B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電力増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20533298A JP3439126B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電力増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000040921A JP2000040921A (ja) | 2000-02-08 |
| JP3439126B2 true JP3439126B2 (ja) | 2003-08-25 |
Family
ID=16505177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20533298A Expired - Fee Related JP3439126B2 (ja) | 1998-07-21 | 1998-07-21 | 電力増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3439126B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160031A (ja) * | 2010-01-29 | 2011-08-18 | Ricoh Co Ltd | 音声音楽再生装置 |
-
1998
- 1998-07-21 JP JP20533298A patent/JP3439126B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000040921A (ja) | 2000-02-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080613 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |