JP3579253B2 - 増幅回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は増幅回路に関し、さらに詳しくいえば、オーディオアンプなどに用いられる増幅回路における放熱設計や効率の改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下で、従来一般に用いられていた増幅回路について図面を参照しながら説明する。
【０００３】
図１３は、従来の一般的な増幅回路の構成を示す図である。
【０００４】
図１３の回路は、ＡＣトランス１と、ブリッジ回路２とを有する電源部と、プリアンプ３、パワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２から成る増幅部を有し、入力信号ＡＳを増幅してスピーカＳＰに出力させる回路である。
【０００５】
この回路によれば、不図示のＡＣ電源からＡＣ電圧がＡＣトランス１に入力された後に、ブリッジ回路２に入力され、ここで整流されて直流電源電圧±Ｖｃｃが生成されてプリアンプ３に印加される。この直流電源電圧±Ｖｃｃを用いてプリアンプ３は入力信号ＡＳを電圧増幅してパワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２に出力し、パワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２はこれをさらに電流増幅することで増幅信号が生成され、スピーカＳＰに出力される。
【０００６】
しかし、このような増幅回路によれば、以下に示すような問題が生じていた。
【０００７】
（１）放熱設計における問題
上記回路において、最も電流を消費し、高い電圧が印加されるパワー出力段トランジスタはモノリシックＩＣに搭載されている場合があり、また取扱いの関係から将来はそうすることが望まれている。このようなＩＣにはほとんどの場合過熱保護回路が内蔵されているが、このようなＩＣを上記の回路に搭載すると、常に高電圧がＩＣに印加されているため、ＩＣが過熱して、すぐに過熱保護回路が動作してしまい、通常の放熱設計では実際の性能通りの動作をすることができなくなってしまう。このため、例えば放熱板をＩＣの表裏にめぐらして放熱面積を高めるなど、特別な放熱設計をしなければならないという問題が生じていた。
【０００８】
（２）アンプの耐圧における問題
また、耐圧の面においても高耐圧のアンプが必要になるという問題がある。図１４は、アンプに供給する直流電源電圧生成のためのＡＣトランスのレギュレーション特性を示す図である。
【０００９】
通常、ＡＣトランスのレギュレーション特性は、図１４に示すように右下がりの曲線を描き、ＡＣトランスが生成する電圧は、アンプの消費電力が小さいときの方が、消費電力が大きいときに比して高くなることになる。従って、この消費電力が小さい場合の高電圧にまで対応できる程度にアンプの耐圧を高くすることが要求されることになり、アンプが大型化し、コストアップになるという問題がある。
【００１０】
この問題を低減するためには、消費電力が小さい場合と、大きい場合とで生成される電圧の差が少ない、良好なレギュレーション特性を有するトランスを用いることが考えられる。こうすれば、通常のレギュレーション特性のトランスに比して、アンプの耐圧を低く設計できるからである。
【００１１】
しかし、このような良好なレギュレーション特性を有するトランスは、同じ電圧のものでも巻線の巻き数が多くなり大型化し、コストが高いなどの難点があるという別の問題があった。
【００１２】
（３）効率における問題
図１３の回路におけるパワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２に供給する直流電源電圧は、最大出力に対応できる一定の高電圧を常に印加する必要がある。
【００１３】
音量を最大にして、常に最大出力をスピーカから出力している場合はそれでも良いが、実際のオーディオアンプでそれほど大きな出力を要する場合はごくまれである。
【００１４】
従って、実際にはそれより小さな増幅信号が出力されることになる。このような場合において、常に最大出力に対応可能な直流電源電圧をパワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２に印加しているため、消費電力のロスが大きくなり、効率が低下するという問題が生じていた。
【００１５】
そこで、本発明者は上記課題を解決するために、特願平９−２６６６７６号に添付した明細書に開示した技術を発明した。この発明の一例を説明すると、例えば、図１に示すような入力信号ＡＳを電源増幅し、アナログ回路より成るプリアンプ１１と、電圧増幅された入力信号を電流増幅して負荷となるスピーカＳＰに出力するパワー出力部Ｑ１１，Ｑ１２と、スピーカＳＰの音量を調整するボリウムＶＲ０と、該ボリウムＶＲ０の抵抗値に連動して、前記スピーカＳＰの音量が小さい時には低い直流電源電圧を生成し、音量が大きい時には高い直流電源電圧を生成して、パワー出力部Ｑ１１，Ｑ１２に供給する可変電源回路１２Ａ，１２Ｂを設けてなる可変電源回路方式である。
【００１６】
これにより、従来、音量が小さい時にも常に最大出力に対応するための高い一定電圧をパワー出力段トランジスタに供給していたが、上記技術によればパワートランジスタにおいて消費電力のロスを低減することができるので、特別な放熱設計をしなくても良くなり、取扱いが容易になり、今まで使用することが困難であった加熱保護回路内蔵のモノリシックＩＣであっても容易に用いることが可能になる。
【００１７】
また、巻線の巻き数が多くなり大型で、コストが高いレギュレーション特性が良いトランスを用いなくとも済むので、小型化、コストの低減が可能になる。
【００１８】
更に、ボリウムの抵抗値に連動して直流電源電圧を変動させているので、必要以上の電圧をパワー出力段のトランジスタに供給していた従来と異なり、最も消費電力の大きいパワー出力段トランジスタにおける消費電力のロスを低減することができるので、このトランジスタにおける効率を向上させることができるようになった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述した可変電源回路方式により、信号入力のボリウム抵抗と、増幅部の直流電源電圧を連動して可変し、音量に応じた電圧を供給することで、増幅部の損失（Ｐｄ）を小さくでき、放熱板の小型化が可能となったが、この場合には、従来の増幅部での損失（Ｐｄ）を電源部に負担させているため、電源部にドロッパ電源方式の回路を使用した場合、電源部と増幅部とのトータルの損失（Ｐｄ）は変わらないので、この部分をＨＩＣ（ハイブリッドＩＣ）化して両者を隣接配置するような場合には、熱干渉等により従来の可変電源回路が無い場合と変わらなくなってしまうという問題があった。
【００２０】
そこで、本発明は電源部と増幅部とのトータルの損失を軽減する増幅回路を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来の欠点に鑑みなされたもので、図７に示すようにＡＣトランス１３を介して増幅部に電圧供給する直流電源電圧±ＶｃｃＬを生成する第１の電源回路と、前記直流電源電圧±ＶｃｃＬよりも高い第２の直流電源電圧±ＶｃｃＨを生成する第２の電源回路とから成る電源部において、前記第１の電源回路からパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２間の電源線と前記第２の電源回路から電圧供給し前記ボリウム連動可変電源回路１５から前記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給する電源線とが並列接続されたノードＮ１，Ｎ２から前記第１の電源回路間に、前記第２の電源回路と前記ボリウム連動可変電源回路１５により生成される直流可変電源電圧が前記第１の電源回路により生成される第１の直流電源電圧±ＶｃｃＬよりも高い時に前記第１の電源回路側に前記直流可変電源電圧が流れ込むのを防止するための逆流防止用ダイオードＤ１，Ｄ２が設けられていることを特徴とするものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、従来の構成と同等の構成については同符号を付して説明を簡略する。
【００２３】
（１）第１の実施形態
本発明の増幅回路の特徴は、従来の可変電源回路方式の増幅回路において、ボリウム変化に応じて駆動されるスイッチ機構を介して可変電源回路に供給する直流電源電圧±Ｖｃｃを第１の直流電源電圧（±ＶｃｃＬ）と第２の直流電源電圧（±ＶｃｃＨ）に切換え供給可能とするものである。
【００２４】
図１は本発明の増幅回路に適用される増幅部を示す図であり、その基本構成及び動作について説明すると、当該増幅部は、プリアンプ１１と、パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２と、負荷となるスピーカＳＰと、該スピーカＳＰの音量を調整するためのボリウムＶＲ０と、可変電源回路１２Ａ，１２Ｂとを有するもので、入力信号ＡＳ０を増幅してスピーカＳＰより音声を出力するオーディオアンプである。
【００２５】
ボリウムＶＲ０は、自身に入力される入力信号ＡＳ０をレベル調整して、ＡＳ１としてプリアンプ１１の非反転入力＋に出力するものである。
【００２６】
プリアンプ１１は、ボリウムＶＲ０でレベル調整された入力信号ＡＳ１を電圧増幅してパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に出力する回路である。尚、負荷となるスピーカＳＰからプリアンプ１１の反転入力−には、負帰還回路ＮＦが設けられている。
【００２７】
パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２は、可変電源回路１２Ａ，１２Ｂより供給される直流電源電圧＋Ｖｃ，−Ｖｃを用いて、電圧増幅された入力信号ＡＳ１を電流増幅してスピーカＳＰに出力するものである。
【００２８】
可変電源回路１２Ａ，１２Ｂは、それぞれ、ボリウムＶＲ０の抵抗値に連動して変動する、正の直流電源電圧＋Ｖｃ，負の直流電源電圧−Ｖｃを生成し、パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタにそれぞれ供給する回路である。
【００２９】
以下、図１に示す回路の動作について図２〜図５を参照しながら説明する。
【００３０】
図２は入力信号ＡＳ０を示す図であって、図３はボリウムＶＲ０によって調整された入力信号ＡＳ１を示す図である。また、図４は直流電源電圧＋Ｖｃ，−Ｖｃと出力電圧Ｖｏの関係を示す図である。
【００３１】
先ず、例えば図２に示すような入力信号ＡＳ０がボリウムＶＲ０に入力され、ここで電圧レベルが調整されてプリアンプ１１の非反転入力＋に入力される。
【００３２】
次に、図３に示すようにレベル調整された入力信号ＡＳ１がプリアンプ１１で電圧増幅されてパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のべースに供給される。
【００３３】
次いで、この電圧増幅された入力信号がパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑｌ２で電流増幅されて、出力電圧ＶｏとしてスピーカＳＰに出力される。上記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給される直流電源電圧±Ｖｃは、図４に示すような電圧であるが、この電圧±Ｖｃが、どのようにして生成され、供給されるかについて以下で説明する。
【００３４】
この直流電源電圧±Ｖｃは、それぞれ可変電源回路１２Ａ，１２Ｂで生成され、ボリウムＶＲ０の抵抗値に連動して変動する。
【００３５】
即ち、スピーカの音量が小さく出力電圧Ｖｏが低い時には、低い直流電源電圧±Ｖｃ（±ＶｃＬ）が生成され、また、スピーカの音量が大きく出力電圧Ｖｏが高い時には、高い直流電源電圧±Ｖｃ（±ＶｃＨ）が生成されることになる。
【００３６】
この出力電圧Ｖｏの変動と、直流電源電圧±Ｖｃとの変動との関係を図５に示す。図５において、出力電圧Ｖｏを増大させるようにボリウムの抵抗値を変化させると、それに連動して直流電源電圧±Ｖｃも増大することがわかる。
【００３７】
従来、パワー出力段トランジスタには、ＡＣトランスのレギュレーション特性による高い一定電圧が供給されていたが、このように直流電源電圧を可変することで、パワー出力段トランジスタの損失が小さくなる。尚、ここまでの構成は、従来の増幅部と同様である。
【００３８】
そして、本発明の特徴は、図６に示すようにＡＣ電圧をＡＣトランス１３と後述する第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂにより低い直流電源電圧±ＶｃｃＬ，高い直流電源電圧±ＶｃｃＨにそれぞれ整流し、それらをボリウム連動可変電源回路１５（前述した可変電源回路１２Ａ，１２Ｂに相当）の供給電圧として使用するものであり、前記第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂを切換可能とするスイッチＳ１，Ｓ２が設けられている。
【００３９】
尚、前記スイッチＳ１，Ｓ２は、ボリウムＶＲ１の位置（抵抗値）に応じて開閉動作されるものであり、スピーカＳＰの音量が小さく出力電圧Ｖｏが小さい場合には、該スイッチＳ１，Ｓ２は開動作されて、前記第１のブリッジ回路１４Ａにより整流された低い直流電源電圧±ＶｃｃＬがボリウム連動可変電源回路１５に供給される。また、スピーカＳＰの音量が大きく出力電圧Ｖｏが大きい場合には、該スイッチＳ１，Ｓ２は閉動作されて、前記第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流された高い直流電源電圧±ＶｃｃＨがボリウム連動可変電源回路１５に供給される。
【００４０】
以下、本発明の増幅回路の特徴をなす電源部の構成について図６を参照しながら説明する。
【００４１】
電源部は、図６に示すようにＡＣトランス１３，第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂ、平滑回路（本実施形態では、図６に示すように平滑コンデンサを使用している。）、更にボリウム連動可変電源回路１５を有し、前記ＡＣトランス１３は、ＡＣ電圧を変圧して第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂにそれぞれ出力するものである。各ブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂは、それぞれ４個のダイオードから成り、ＡＣトランス１３によって変圧された電圧を整流する回路であり、スイッチＳ１、Ｓ２が開動作された際には第１のブリッジ回路１４Ａ、平滑回路を介して低い直流電源電圧±ＶｃｃＬが前記ボリウム連動可変電源回路１５に供給され、スイッチＳ１、Ｓ２が閉動作された際には第２のブリッジ回路１４Ｂ、平滑回路を介して高い直流電源電圧±ＶｃｃＨがボリウム連動可変電源回路１５に供給されるものである。
【００４２】
また、ボリウム連動可変電源回路１５は、後述のボリウムＶＲ１の抵抗値に連動して変動する直流電源電圧±Ｖｃを生成して後述のパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給する回路である。
【００４３】
この回路は、図６に示すようにボリウムＶＲ１と連動してその値が変動する連動ボリウムＶＲ２と、接地電位ＧＮＤを挟んで対称に設けられたコンパレータＣＰ１，ＣＰ２と、このコンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力にそれぞれ接続するパワートランジスタＴ１，Ｔ２とを有する。
【００４４】
次に、本発明増幅回路の増幅部の構成について説明する。
【００４５】
ボリウムＶＲ１は、入力信号ＡＳの電圧レベルを調整する素子である。
【００４６】
プリアンプ１１は、ボリウムＶＲ１によって電圧レベルが調整された入力信号ＡＳを電圧増幅する回路である。
【００４７】
パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２は、プッシュプル接続されたパワートランジスタであって、プリアンプ１１によって電圧増幅された入力信号を電流増幅してスピーカＳＰに供給するものである。
【００４８】
コンパレータＣＰ１１，ＣＰ１２は一定の基準電圧と、連動ボリウムＶＲ２によって規定される電圧とを比較し、その比較結果に応じてパワートランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタ電圧を変化させる回路である。この回路によれば、先ず不図示のＡＣ電源からＡＣ電圧がＡＣトランス１３に印加され、ここで変圧されてブリッジ回路に出力される。
【００４９】
このＡＣ電圧は、前記第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂで整流され、前記スイッチＳ１，Ｓ２の開閉動作により選択された直流電源電圧（±ＶｃｃＬ、±ＶｃｃＨ）がボリウム連動可変電源回路１５に供給される。
【００５０】
ここで、図６に示すように低出力時にはスイッチＳ１，Ｓ２は開動作されており、第１のブリッジ回路１４Ａにより整流された直流電源電圧±ＶｃｃＬに基づいて、ボリウム連動可変電源回路１５によって直流電源電圧±ＶｃＬが生成されてパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタに供給される。また、高出力時にはスイッチＳ１，Ｓ２は閉動作されて、第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流された直流電源電圧±ＶｃｃＨに基づいて、ボリウム連動可変電源回路１５によって直流電源電圧±ＶｃＨが生成されてパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタに供給される。尚、ダイオードＤ１，Ｄ２は、前記スイッチＳ１，Ｓ２が閉動作された際の、逆流防止用のダイオードである。
【００５１】
一方、増幅部においては、入力信号ＡＳがボリウムＶＲ１に出力され、このボリウムＶＲ１で電圧レベルが調整されてプリアンプ１１の非反転入力＋に入力される。
【００５２】
このプリアンプ１１で、電圧レベルが調整された入力信号ＡＳが電圧増幅される。電圧増幅された入力信号はパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２で電流増幅されてスピーカＳＰに供給され、スピーカＳＰより音が出る。
【００５３】
ここで、前記ボリウム連動可変電源回路１５の動作について説明すると、ボリウム連動可変電源回路１５に設けられた連動ボリウムＶＲ２は、ボリウムＶＲ１と連動してその抵抗値が変動するように設定されている。
【００５４】
即ち、ボリウムＶＲｌの抵抗値が大きくなれば連動ボリウムＶＲ２の抵抗も大きくなり、ボリウムＶＲ２の抵抗値が小さくなれば連動ボリウムＶＲ２の抵抗値も小さくなる。
【００５５】
正側の動作についてだけ着目すると、ボリウムＶＲ１の抵抗値が大きくなる（音量が小さくなる）と、連動ボリウムＶＲ２の抵抗値も大きくなる。一方、連動ボリウムＶＲ２はコンパレータＣＰ１の反転入力の電圧を規定している。従って、ボリウムＶＲ１の抵抗値が大きくなり連動ボリウムＶＲ２の抵抗値が大きくなると、コンパレータＣＰ１の反転入力の電圧が高くなるので、コンパレータＣＰ１の出力は低下し、パワートランジスタＴ１のエミッタ電圧が低下する方向に動作する。
【００５６】
よって、電源電源±ＶｃｃＬから生成される直流電源電圧±ＶｃＬは下降する。これは負側の動作についても同様である。
【００５７】
逆に、ボリウムＶＲ１の抵抗値が小さくなり、音量が大きくなると、連動ボリウムＶＲ２の抵抗値も小さくなり、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の反転入力側の電圧が低くなるので、コンパレータの出力はパワートランジスタＴ１のエミッタ電圧を上昇させる方向に移行するので、直流電源電圧±ＶｃＨは上昇する。
【００５８】
このように、ボリウムの抵抗値の変動によって音量が大きくなると直流電源電圧±Ｖｃは上昇し、音量が小さくなると下降するように動作する。このようにして、本実施形態では、スピーカの音量の大小に連動してパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給する直流電源電圧を変動させることができるので、従来と同様にパワー出力段トランジスタには常に最大出力に対応可能な高電圧が印加されることがなく、しかも、電源部において切換電源方式を採用することで、低出力時には±ＶｃｃＬで前記可変電源回路１５を駆動し、制御した電圧でアンプを駆動させ、高出力時には±ＶｃｃＨで前記可変電源回路１５を駆動し、制御した電圧でアンプを駆動させるようにしたことで、電源回路と増幅回路でのトータルの損失（Ｐｄ）を軽減することができる。
【００５９】
しかしながら、上記技術では前記第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂを切換可能とするスイッチＳ１，Ｓ２を設け、該スイッチＳ１，Ｓ２は、ボリウムＶＲ１の位置（抵抗値）に応じて開閉動作させている。
【００６０】
そこで、本発明では前記スイッチＳ１，Ｓ２機構を必要とせずに、前記第１のブリッジ回路１４Ａにより整流される第１の直流電源電圧±ＶＣＣＬと、前記第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流された第２の直流電源電圧±ＶＣＣＨが前記ボリウム連動可変電源回路１５を通って出力される直流可変電源電圧±Ｖｃとを切換え供給することで、部品点数の削減を図ると共に、スイッチＳ１，Ｓ２機構の制御（ＯＮ／ＯＦＦ）も不要にする技術を提供するものである。
【００６１】
図７は本発明の特徴である回路構成を示す図であり、前述した図６に示す構成と同等の構成については同符号を付して説明を省略する。本発明の特徴をなす回路構成は、図７に示すようにＡＣトランス１３を介してＡＣ電源から第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）を生成する第１のブリッジ回路１４Ａの出力側電源線を前記ボリウム連動可変電源回路１５を介さずに直接前記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２側に接続し、同じくＡＣ電源から前記第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）よりも高い第２の直流電源電圧（±ＶＣＣＨ）を生成する第２のブリッジ回路１４Ｂの出力側電源線を前記ボリウム連動可変電源回路１５を介して前記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に接続し、更に、その並列接続した点（図７に示すノードＮ１，Ｎ２を参照）から前記第１のブリッジ回路１４Ａ間に前記直流可変電源電圧が第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）より大きくなった際に、直流可変電源電圧が第１のブリッジ回路１４Ａ側に流れ込むのを防止するための逆流防止回路としての逆流防止用ダイオードＤ１，Ｄ２を設けた回路構成をとっている。
【００６２】
このとき、ボリウムが小さい（出力電力Ｐｏが小さい）と、前記第２のブリッジ回路１４Ｂから前記ボリウム連動可変電源回路１５を通って出力される増幅部の直流電源電圧（±ＶＣＣＨを電源とする直流可変電源電圧）も小さく、この直流可変電源電圧が前記第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）より小さい場合、前記第１のブリッジ回路１４Ａから第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）が供給される。また、ボリウムを大きくしていく（出力電力Ｐｏが大きくしていく）と、前記第２のブリッジ回路１４Ｂから前記ボリウム連動可変電源回路１５を通って出力される増幅部の直流電源電圧（±ＶＣＣＨを電源とする直流可変電源電圧）も大きくなっていき、この直流可変電源電圧が前記第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）より大きくなると、この直流可変電源電圧が供給され、増幅部が駆動される。
【００６３】
これにより、前述した図６に示す技術に比べて、前記スイッチＳ１，Ｓ２機構を必要とせずに前記第１のブリッジ回路１４Ａにより整流される低い直流電源電圧（第１の直流電源電圧±ＶＣＣＬ）と、前記第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流された第２の直流電源電圧±ＶＣＣＨが前記ボリウム連動可変電源回路１５を通って出力される直流可変電源電圧±Ｖｃとを切換え供給することができ、部品点数の削減が図れると共に、スイッチＳ１，Ｓ２機構の制御（ＯＮ／ＯＦＦ）も不要になる。
【００６４】
図８は出力電力（Ｐｏ）と出力電圧（Ｖｏ）との関係を説明するための図であり、図９は出力電力（Ｐｏ）と損失（Ｐｄ）との関係を説明するための図である。
【００６５】
本発明では、前記ノードＮ１，Ｎ２において、前記直流電源電圧±ＶｃｃＬと前記直流可変電源電圧±Ｖｃのうち、高い直流電源電圧±Ｖｃでアンプを駆動することで、従来に比べて図８に示す斜線部分に相当する損失（Ｐｄ）だけトータルの損失（Ｐｄ）を軽減できる。即ち、出力電力（Ｐｏ）の変化（ボリウムの変化）に対応して、前述したように直流電源電圧±ＶｃｃＬでアンプを駆動する（ボリウムが小さい）場合と、直流可変電源電圧±Ｖｃでアンプを駆動する（ボリウムが大きい）場合とをスイッチ機構無しで切換可能としている。
【００６６】
また、図９の実線（Ａ）で示す本発明の電源部の損失（Ｐｄ）は、一点鎖線（Ｂ）で示す従来の電源部の損失（Ｐｄ）に比べて格段に軽減されており、従って、実線（Ｃ）で示す本発明のトータルの損失（Ｐｄ）も一点鎖線（Ｄ）で示す従来のトータルの損失（Ｐｄ）よりも軽減されている。尚、二点鎖線（Ｅ）は可変電源方式による従来及び本発明での増幅部の損失（Ｐｄ）を示している。
【００６７】
（２）第２の実施形態
以下、本発明の第２の実施形態について図１０を参照しながら説明する。尚、第１の実施形態と同等の構成については、重複を避けるため説明を省略する。
【００６８】
本実施形態の特徴は、前記ボリウム連動可変電源回路として、図１０に示すドロッパ電源方式の回路を用いたものであり、以下ではこの構成及び動作について説明する。
【００６９】
本実施形態のボリウム連動可変電源回路は、パワートランジスタＱ２１，Ｑ２２と、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２、第１，第２，第３，第４及び第５の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４及びＲ５、連動ボリウムＶＲ１１を有する降圧回路である。
【００７０】
前記パワートランジスタＱ２１，Ｑ２２は接地電位ＧＮＤを挟んで正負両側にそれぞれ設けられ、これらが動作することにより直流電源電圧±Ｖｃｃから、パワー出力段トランジスタに供給される直流電源電圧±Ｖｃを生成する素子である。連動ボリウムＶＲ１１は、第１の実施形態の連動ボリウムＶＲ２と同様に、音量調整をするためのボリウムの抵抗値に連動してその抵抗値が変動するボリウムである。
【００７１】
上記の回路では、連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値が変動すると、第１の抵抗Ｒ１，第２の抵抗Ｒ２，第５の抵抗Ｒ５とで定まるトランジスタＴＲ１のべース電位が変動し、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流がその変動に応じて変動する。
【００７２】
即ち、正側の出力電圧＋Ｖｃについては、ツェナーダイオードの電圧Ｖｚと、トランジスタＴＲ１のべース−エミッタ間の電圧ＶＢＥとの和が基準電圧となり、この電圧が、上記の第１の抵抗Ｒ１，第２の抵抗Ｒ２，第５の抵抗Ｒ５、連動ボリュームＶＲ１１とで定まるトランジスタＴＲ１のべース電位と比較される。
【００７３】
連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値が低くなることでトランジスタＴＲ１のべース電流も低下すると、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流も低下し、パワートランジスタＱ２１のべース電流を増大させるので、出力電圧となる＋Ｖｃもまた増大する。逆に、トランジスタＴＲ１のべース電流が増大すると、出力電圧となる＋Ｖｃは低下することになる。従って、正側の出力電圧＋Ｖｃは、連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値に連動して変動する。
【００７４】
また、負側については、パワートランジスタＱ２２のエミッタ電圧はトランジスタＴＲ２によって規定され、また、トランジスタＴＲ２のべース電位は、正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−Ｖｃとの間の電位差と、抵抗Ｒ３，Ｒ４のブリーダ比で定まる。負側においては、上記の正側回路の動作により正の出力電圧＋Ｖｃが低下すると、その低下した分のブリーダ比だけトランジスタＴＲ２のべース電位も低下（べース電位の絶対値が減少）し、正の出力電圧＋Ｖｃが上昇すると、その上昇した分のブリーダ比だけトランジスタＴＲ２のべース電位も上昇（べース電位の絶対値が増大）する。
【００７５】
トランジスタＴＲ２のべース電位が上昇すると、パワートランジスタＱ２２のエミッタ電圧は増大して負の出力電圧−Ｖｃも増大し、逆にトランジスタＴＲ２のべース電位が低下するとパワートランジスタＱ２２のエミッタ電圧は減少して負の出力電圧−Ｖｃも減少する。
【００７６】
以上、負の出力電圧−Ｖｃは、正の出力電圧＋Ｖｃの変動幅に合せ、＋Ｖｃが変動した分だけ変動することになるので、抵抗Ｒ３、Ｒ４のブリーダ比が１の場合、正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−Ｖｃとは対称な電圧である。
【００７７】
通常、正と負とで対称な電圧を得るためには、接地電位について正負で対称な回路を構成するのが一般的な回路構成であるが、上記回路では、まず正の出力電圧＋Ｖｃを連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値で制御しておき、次いで、正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−Ｖｃとの間の電圧をもって負側の回路を制御しているので、図７に示すように、正負で対称な回路を構成する必要がない。
【００７８】
よって、負側においては、正側で必要な素子であるツェナーダイオードＶｚや抵抗などが不要になるので、より簡単な回路構成で対称な出力電圧±Ｖｃを生成することができ、その点でも有効である。
【００７９】
尚、上記回路で得られる電圧±Ｖｃの値は、それぞれ、
【００８０】
【数１】

【００８１】
【数２】

【００８２】
【数３】

また、ＶＢＥ１はトランジスタＴＲ１のべース−エミッタ間電圧であって、ＶＢＥ２はトランジスタＴＲ２のべース−エミッタ間電圧である。またＶＲはボリウムＶＲ１１の抵抗値である。
【００８３】
上式より、ボリウムＶＲ１１の抵抗値ＶＲが大きくなってスピーカの音量が小さくなると、直流電源電圧±Ｖｃは低くなり、逆にＶＲが小さくなってスピーカの音量が大きくなると直流電源電圧±Ｖｃが大きくなることがわかる。
【００８４】
本実施形態の回路には、第１の実施形態で説明した作用効果に加えて、比較的簡単な回路構成で実現することができ、コストも比較的に安くすむという利点がある。
【００８５】
（３）第３の実施形態
以下、本発明の第３の実施形態について図１１を参照しながら説明する。尚、第１、第２の実施形態と共通する事項については、重複を避けるため説明を省略する。
【００８６】
本実施形態の特徴は、前記ボリウム連動可変電源回路として、図１１に示すチョッパ電源方式の降圧回路を用いたものであり、以下ではこの構成及び動作について説明する。
【００８７】
本実施形態のボリウム連動可変電源回路は、パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２、パルス変調回路２１，２２、コンパレータ２３，２４、連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、コイルＬ２１，Ｌ２２を有する回路であって、不図示の音量調整用のボリウムの抵抗値に連動して変動する直流電源電圧±Ｖｃを生成してアンプのパワー出力段トランジスタに供給する降圧回路である。
【００８８】
パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２は、接地電位ＧＮＤを挟んで正負両側にそれぞれ設けられたスイッチング素子であって、これがＯＮ／ＯＦＦすることにより直流電源電圧±Ｖｃｃから、パワー出力段トランジスタに供給される直流電源電圧±Ｖｃを生成する素子である。
【００８９】
パルス変調回路２１，２２は、後述のコンパレータ２３，２４から出力される信号をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調し、パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２のべースにそれぞれ出力する回路である。
【００９０】
コンパレータ２３，２４は、基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２によって設定される電圧とを比較してその比較結果をパルス変調回路２１，２２にそれぞれ出力する回路である。連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２は、第１の実施形態の連動ボリウムＶＲ２と同様に、音量調整をするためのボリウムの抵抗値に連動してその抵抗値が変動するボリウムである。
【００９１】
以下、この回路の動作を説明すると、不図示の音量調整用のボリウムの抵抗値に連動して連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値は変動する。例えば、ボリウムの抵抗値が高くなってスピーカの音量が小さくなると連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値も高くなり、コンパレータ２３，２４の反転入力−の電位が上昇する。逆にボリウムの抵抗値が低くなってスピーカの音量が大きくなると連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値も低くなり、コンパレータ２３，２４の反転入力−の電位が下降する。
【００９２】
反転入力−の電位が上昇して基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を上回るとコンパレータ２３，２４の出力は“Ｌ”になる。また、反転入力−の電位が下降して基準電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を下回るとコンパレータ２３，２４の出力は“Ｈ”になる。
【００９３】
このように、コンパレータ２３，２４の出力は連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値、即ち音量調整用のボリウムの抵抗値によって変動する。このコンパレータ２３，２４の出力が、パルス変調回路２１，２２によってＰＷＭ変調され、その変調結果がパワートランジスタＱ３１，Ｑ３２のべースに出力される。
【００９４】
これにより、パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２はＯＮ／ＯＦＦ動作をし、そのＯＮ／ＯＦＦのデューティ比はパルス変調回路２１，２２の出力によって決まる。このデューティ比が大きければ、不図示のパワー出力段のトランジスタに供給される直流電源電圧±Ｖｃは増大し、デューティ比が小さければ、直流電源電圧±Ｖｃは下降するというように、ボリウムの抵抗値に連動して変動する連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値が変動すると、直流電源電圧±Ｖｃも変動する。
【００９５】
以上のようにして、本実施形態では音量に応じて直流電源電圧を可変にするという本発明の回路を実現しているので、第１，第２の実施形態と同様の効果を奏し、更に、第１，第２の実施形態のようなドロッパ電源回路を用いておらず、比較的消費電力のロスが少ないチョッパ電源回路を用いているので、第１，第２の実施形態で説明した回路と異なりパワー出力段における効率の改善のみならず、増幅部と電源部とを合せたシステム全体の効率についても、向上させることが可能になるという利点を有する。
【００９６】
尚、ボリウム連動可変電源回路としてチョッパ電源方式による降圧回路を用いたものについては、図１１に示した回路に限らず、例えば図１２に示すような反転チョッパ電源方式の降圧回路を用いても良い。
【００９７】
この場合は、図１１の回路と異なり、図１２に示すように正の電圧＋ＶｃとＧＮＤだけで正の＋Ｖｃと負の−Ｖｃとを生成することができるので、バッテリーなどの単電源を用いた場合に有効である。
【００９８】
【発明の効果】
本発明によれば、可変電源回路方式の増幅装置の電源部に切換電源方式を採用したことで、電源部の損失と増幅部の実用領域における損失を従来に比べて軽減できるため、電源部と増幅部とのトータルの損失が軽減できる。
【００９９】
従って、従来のようにパワートランジスタについて特別な放熱設計を施さなくても良いので、取扱いが容易になり、今まで使用することが困難であった加熱保護回路内蔵のモノリシックＩＣであっても容易に用いることが可能になる。
【０１００】
また、巻線の巻数が多くなり大型で、コストの高いレギュレーション特性の良いＡＣトランスを用いなくても済むので、コストの低減が可能になる。
【０１０１】
更に、ハイブリッドＩＣのように電源部と増幅部とを隣接配置するような場合に、お互いの熱干渉を抑制することができる。
【０１０２】
そして、上述した切換電源方式において、その結線方法を工夫することにより特別な切換回路を必要としないで、第１の直流電源電圧（±ＶＣＣＬ）と直流可変電源電圧（±ＶｃＨ）とを切換え供給できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の増幅回路を説明する構成図である。
【図２】本発明の増幅回路の動作を説明する第１の図である。
【図３】本発明の増幅回路の動作を説明する第２の図である。
【図４】本発明の増幅回路の動作を説明する第３の図である。
【図５】本発明の増幅回路の動作を説明する第４の図である。
【図６】本発明の増幅回路の動作を説明する第５の図である。
【図７】本発明の第１の実施形態の増幅回路を説明する図である。
【図８】本発明の第１の実施形態の増幅回路による出力電力と出力電圧との関係を説明するための図である。
【図９】本発明の第１の実施形態の増幅回路による出力電力と損失との関係を説明するための図である。
【図１０】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回路の他の実施形態を説明する図である。
【図１１】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回路の他の実施形態を説明する図である。
【図１２】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回路の他の実施形態を説明する図である。
【図１３】従来の増幅回路の回路構成を示す図である。
【図１４】従来の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１１…プリアンプ
１２Ａ，１２Ｂ…可変電源回路
１３…トランス
１４Ａ，１４Ｂ…第１，第２のブリッジ回路
１５…ボリウム連動可変電源回路
Ｑ１１，Ｑ１２…パワー出力段トランジスタ
ＳＰ…スピーカ
Ｎ１，Ｎ２…ノード
Ｄ１，Ｄ２…逆流防止用ダイオード

Claims (6)

1. 入力信号を電圧増幅するプリアンプと、
   前記電圧増幅された入力信号を電流増幅して負荷となるスピーカに出力するパワー出力部と、
   前記スピーカの音量を調整するボリウムとから成る増幅部と、
   前記ボリウムの抵抗値の変動に連動して、抵抗値を変化させるボリウムを有し、前記スピーカの音量が小さい時には前記抵抗値の変化に応じて変化する低い直流電源電圧を生成し、前記スピーカの音量が大きい時には前記抵抗値の変化に応じて変化する高い直流電源電圧を生成して前記パワー出力部に供給するボリウム連動可変電源回路と、
   ＡＣトランスの中間端子に接続され、該ＡＣトランスで変圧されたＡＣ電圧を整流し第１の直流電源電圧を生成する第１の電源回路と、
   ＡＣトランスの両端子に接続され、該ＡＣトランスで変圧されたＡＣ電圧を整流し前記電源回路に供給する第１の直流電源電圧よりも高い第２の直流電源電圧を生成する第２の電源回路とから成る電源部を有し、
   前記第１の電源回路からの前記第１の直流電源電圧を前記パワー出力部に供給する電源線と、前記第２の電源回路からの前記第２の直流電源電圧を前記ボリウム連動可変電源回路に供給し変化させた直流可変電源電圧を前記パワー出力部に供給する電源線とを並列接続したことを特徴とする増幅回路。
2. 前記第１の電源回路からの前記第１の直流電源電圧を前記パワー出力部に供給する電源線と、前記第２の電源回路から前記第２の直流電源電圧を前記ボリウム連動可変電源回路に供給し変化させた直流可変電源電圧を前記パワー出力部に供給する電源線とが並列接続された点から前記第１の電源回路間には、前記第２の電源回路と前記ボリウム連動可変電源回路より生成される直流可変電源電圧が前記第１の直流電源電圧よりも高い時に、前記第１の電源回路側に前記直流可変電源電圧が流れ込むのを防止するための逆流防止回路が設けることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
3. 前記可変電源回路は音量を調整させるボリウムに連動する前記ボリウムにてベース電位が変動して、コレクタ電位を変動させるトランジスタと、前記トランジスタのコレクタ電位の変動にてベース電位が変動し、前記ボリウムに連動して変動する出力電圧を発生するパワートランジスタとよりなることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
4. 前記可変電源回路は、音量を調整させるボリウムに連動する前記ボリウムにて変動する電圧と基準電圧とが入力されるコンパレータと、前記コンパレータの出出信号をパルス幅変調するパルス変調回路と、前記パルス変調回路からのパルス信号にて制御され、前記ボリウムに連動して変動する出力電圧を発生するパワートランジスタとよりなることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記インバータ回路と前記整流平滑回路とが絶縁されていない非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項４に記載の増幅回路。
6. 非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング動作をするスイッチを有し、このスイッチング素子のデューティ比で一定の直流電源電圧を降圧させるチョッパ電源回路であることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。

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