JPH11355072A - 増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源部と増幅部とのトータルの損失を軽減す
る。 【解決手段】 ＡＣトランス１３を介して増幅部に電圧
供給する直流電源電圧±ＶccLを生成する第１の電源回
路と、前記直流電源電圧±ＶccLよりも高い第２の直流
電源電圧±ＶccHを生成する第２の電源回路とから成る
電源部において、前記第１の電源回路からパワー出力段
トランジスタＱ１１，Ｑ１２間の電源線と前記第２の電
源回路から電圧供給し前記ボリウム連動可変電源回路１
５から前記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に
供給する電源線とを並列接続したことを特徴とするもの
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は増幅回路に関し、さ
らに詳しくいえば、オーディオアンプなどに用いられる
増幅回路における放熱設計や効率の改善に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】以下で、従来一般に用いられていた増幅
回路について図面を参照しながら説明する。

【０００３】図１３は、従来の一般的な増幅回路の構成
を示す図である。

【０００４】図１３の回路は、ＡＣトランス１と、ブリ
ッジ回路２とを有する電源部と、プリアンプ３、パワー
出力段トランジスタＱ１，Ｑ２から成る増幅部を有し、
入力信号ＡＳを増幅してスピーカＳＰに出力させる回路
である。

【０００５】この回路によれば、不図示のＡＣ電源から
ＡＣ電圧がＡＣトランス１に入力された後に、ブリッジ
回路２に入力され、ここで整流されて直流電源電圧±Ｖ
ccが生成されてプリアンプ３に印加される。この直流電
源電圧±Ｖccを用いてプリアンプ３は入力信号ＡＳを電
圧増幅してパワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２に出力
し、パワー出力段トランジスタＱ１，Ｑ２はこれをさら
に電流増幅することで増幅信号が生成され、スピーカＳ
Ｐに出力される。

【０００６】しかし、このような増幅回路によれば、以
下に示すような問題が生じていた。

【０００７】（１）放熱設計における問題 上記回路において、最も電流を消費し、高い電圧が印加
されるパワー出力段トランジスタはモノリシックＩＣに
搭載されている場合があり、また取扱いの関係から将来
はそうすることが望まれている。このようなＩＣにはほ
とんどの場合過熱保護回路が内蔵されているが、このよ
うなＩＣを上記の回路に搭載すると、常に高電圧がＩＣ
に印加されているため、ＩＣが過熱して、すぐに過熱保
護回路が動作してしまい、通常の放熱設計では実際の性
能通りの動作をすることができなくなってしまう。この
ため、例えば放熱板をＩＣの表裏にめぐらして放熱面積
を高めるなど、特別な放熱設計をしなければならないと
いう問題が生じていた。

【０００８】（２）アンプの耐圧における問題 また、耐圧の面においても高耐圧のアンプが必要になる
という問題がある。図１４は、アンプに供給する直流電
源電圧生成のためのＡＣトランスのレギュレーション特
性を示す図である。

【０００９】通常、ＡＣトランスのレギュレーション特
性は、図１４に示すように右下がりの曲線を描き、ＡＣ
トランスが生成する電圧は、アンプの消費電力が小さい
ときの方が、消費電力が大きいときに比して高くなるこ
とになる。従って、この消費電力が小さい場合の高電圧
にまで対応できる程度にアンプの耐圧を高くすることが
要求されることになり、アンプが大型化し、コストアッ
プになるという問題がある。

【００１０】この問題を低減するためには、消費電力が
小さい場合と、大きい場合とで生成される電圧の差が少
ない、良好なレギュレーション特性を有するトランスを
用いることが考えられる。こうすれば、通常のレギュレ
ーション特性のトランスに比して、アンプの耐圧を低く
設計できるからである。

【００１１】しかし、このような良好なレギュレーショ
ン特性を有するトランスは、同じ電圧のものでも巻線の
巻き数が多くなり大型化し、コストが高いなどの難点が
あるという別の問題があった。

【００１２】（３）効率における問題 図１３の回路におけるパワー出力段トランジスタＱ１，
Ｑ２に供給する直流電源電圧は、最大出力に対応できる
一定の高電圧を常に印加する必要がある。

【００１３】音量を最大にして、常に最大出力をスピー
カから出力している場合はそれでも良いが、実際のオー
ディオアンプでそれほど大きな出力を要する場合はごく
まれである。

【００１４】従って、実際にはそれより小さな増幅信号
が出力されることになる。このような場合において、常
に最大出力に対応可能な直流電源電圧をパワー出力段ト
ランジスタＱ１，Ｑ２に印加しているため、消費電力の
ロスが大きくなり、効率が低下するという問題が生じて
いた。

【００１５】そこで、本発明者は上記課題を解決するた
めに、特願平９−２６６６７６号に添付した明細書に開
示した技術を発明した。この発明の一例を説明すると、
例えば、図１に示すような入力信号ＡＳを電源増幅し、
アナログ回路より成るプリアンプ１１と、電圧増幅され
た入力信号を電流増幅して負荷となるスピーカＳＰに出
力するパワー出力部Ｑ１１，Ｑ１２と、スピーカＳＰの
音量を調整するボリウムＶＲ０と、該ボリウムＶＲ０の
抵抗値に連動して、前記スピーカＳＰの音量が小さい時
には低い直流電源電圧を生成し、音量が大きい時には高
い直流電源電圧を生成して、パワー出力部Ｑ１１，Ｑ１
２に供給する可変電源回路１２Ａ，１２Ｂを設けてなる
可変電源回路方式である。

【００１６】これにより、従来、音量が小さい時にも常
に最大出力に対応するための高い一定電圧をパワー出力
段トランジスタに供給していたが、上記技術によればパ
ワートランジスタにおいて消費電力のロスを低減するこ
とができるので、特別な放熱設計をしなくても良くな
り、取扱いが容易になり、今まで使用することが困難で
あった加熱保護回路内蔵のモノリシックＩＣであっても
容易に用いることが可能になる。

【００１７】また、巻線の巻き数が多くなり大型で、コ
ストが高いレギュレーション特性が良いトランスを用い
なくとも済むので、小型化、コストの低減が可能にな
る。

【００１８】更に、ボリウムの抵抗値に連動して直流電
源電圧を変動させているので、必要以上の電圧をパワー
出力段のトランジスタに供給していた従来と異なり、最
も消費電力の大きいパワー出力段トランジスタにおける
消費電力のロスを低減することができるので、このトラ
ンジスタにおける効率を向上させることができるように
なった。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上述した可変電源回路
方式により、信号入力のボリウム抵抗と、増幅部の直流
電源電圧を連動して可変し、音量に応じた電圧を供給す
ることで、増幅部の損失（Ｐｄ）を小さくでき、放熱板
の小型化が可能となったが、この場合には、従来の増幅
部での損失（Ｐｄ）を電源部に負担させているため、電
源部にドロッパ電源方式の回路を使用した場合、電源部
と増幅部とのトータルの損失（Ｐｄ）は変わらないの
で、この部分をＨＩＣ（ハイブリッドＩＣ）化して両者
を隣接配置するような場合には、熱干渉等により従来の
可変電源回路が無い場合と変わらなくなってしまうとい
う問題があった。

【００２０】そこで、本発明は電源部と増幅部とのトー
タルの損失を軽減する増幅回路を提供することを目的と
する。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来の欠
点に鑑みなされたもので、図７に示すようにＡＣトラン
ス１３を介して増幅部に電圧供給する直流電源電圧±Ｖ
ccLを生成する第１の電源回路と、前記直流電源電圧±
ＶccLよりも高い第２の直流電源電圧±ＶccHを生成する
第２の電源回路とから成る電源部において、前記第１の
電源回路からパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２
間の電源線と前記第２の電源回路から電圧供給し前記ボ
リウム連動可変電源回路１５から前記パワー出力段トラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１２に供給する電源線とが並列接続
されたノードＮ１，Ｎ２から前記第１の電源回路間に、
前記第２の電源回路と前記ボリウム連動可変電源回路１
５により生成される直流可変電源電圧が前記第１の電源
回路により生成される第１の直流電源電圧±ＶccLより
も高い時に前記第１の電源回路側に前記直流可変電源電
圧が流れ込むのを防止するための逆流防止用ダイオード
Ｄ１，Ｄ２が設けられていることを特徴とするものであ
る。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。尚、従来の構成と同等の
構成については同符号を付して説明を簡略する。

【００２３】（１）第１の実施形態 本発明の増幅回路の特徴は、従来の可変電源回路方式の
増幅回路において、ボリウム変化に応じて駆動されるス
イッチ機構を介して可変電源回路に供給する直流電源電
圧±Ｖccを第１の直流電源電圧（±ＶccL）と第２の直
流電源電圧（±ＶccH）に切換え供給可能とするもので
ある。

【００２４】図１は本発明の増幅回路に適用される増幅
部を示す図であり、その基本構成及び動作について説明
すると、当該増幅部は、プリアンプ１１と、パワー出力
段トランジスタＱ１１，Ｑ１２と、負荷となるスピーカ
ＳＰと、該スピーカＳＰの音量を調整するためのボリウ
ムＶＲ０と、可変電源回路１２Ａ，１２Ｂとを有するも
ので、入力信号ＡＳ０を増幅してスピーカＳＰより音声
を出力するオーディオアンプである。

【００２５】ボリウムＶＲ０は、自身に入力される入力
信号ＡＳ０をレベル調整して、ＡＳ１としてプリアンプ
１１の非反転入力＋に出力するものである。

【００２６】プリアンプ１１は、ボリウムＶＲ０でレベ
ル調整された入力信号ＡＳ１を電圧増幅してパワー出力
段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に出力する回路である。
尚、負荷となるスピーカＳＰからプリアンプ１１の反転
入力−には、負帰還回路ＮＦが設けられている。

【００２７】パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２
は、可変電源回路１２Ａ，１２Ｂより供給される直流電
源電圧＋Ｖｃ，−Ｖｃを用いて、電圧増幅された入力信
号ＡＳ１を電流増幅してスピーカＳＰに出力するもので
ある。

【００２８】可変電源回路１２Ａ，１２Ｂは、それぞ
れ、ボリウムＶＲ０の抵抗値に連動して変動する、正の
直流電源電圧＋Ｖｃ，負の直流電源電圧−Ｖｃを生成
し、パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレク
タにそれぞれ供給する回路である。

【００２９】以下、図１に示す回路の動作について図２
〜図５を参照しながら説明する。

【００３０】図２は入力信号ＡＳ０を示す図であって、
図３はボリウムＶＲ０によって調整された入力信号ＡＳ
１を示す図である。また、図４は直流電源電圧＋Ｖｃ，
−Ｖｃと出力電圧Ｖｏの関係を示す図である。

【００３１】先ず、例えば図２に示すような入力信号Ａ
Ｓ０がボリウムＶＲ０に入力され、ここで電圧レベルが
調整されてプリアンプ１１の非反転入力＋に入力され
る。

【００３２】次に、図３に示すようにレベル調整された
入力信号ＡＳ１がプリアンプ１１で電圧増幅されてパワ
ー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２のべースに供給さ
れる。

【００３３】次いで、この電圧増幅された入力信号がパ
ワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑｌ２で電流増幅され
て、出力電圧ＶｏとしてスピーカＳＰに出力される。上
記パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給され
る直流電源電圧±Ｖｃは、図４に示すような電圧である
が、この電圧±Ｖｃが、どのようにして生成され、供給
されるかについて以下で説明する。

【００３４】この直流電源電圧±Ｖｃは、それぞれ可変
電源回路１２Ａ，１２Ｂで生成され、ボリウムＶＲ０の
抵抗値に連動して変動する。

【００３５】即ち、スピーカの音量が小さく出力電圧Ｖ
ｏが低い時には、低い直流電源電圧±Ｖｃ（±ＶｃL）
が生成され、また、スピーカの音量が大きく出力電圧Ｖ
ｏが高い時には、高い直流電源電圧±Ｖｃ（±ＶｃH）
が生成されることになる。

【００３６】この出力電圧Ｖｏの変動と、直流電源電圧
±Ｖｃとの変動との関係を図５に示す。図５において、
出力電圧Ｖｏを増大させるようにボリウムの抵抗値を変
化させると、それに連動して直流電源電圧±Ｖｃも増大
することがわかる。

【００３７】従来、パワー出力段トランジスタには、Ａ
Ｃトランスのレギュレーション特性による高い一定電圧
が供給されていたが、このように直流電源電圧を可変す
ることで、パワー出力段トランジスタの損失が小さくな
る。尚、ここまでの構成は、従来の増幅部と同様であ
る。

【００３８】そして、本発明の特徴は、図６に示すよう
にＡＣ電圧をＡＣトランス１３と後述する第１及び第２
のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂにより低い直流電源電圧
±ＶccL，高い直流電源電圧±ＶccHにそれぞれ整流し、
それらをボリウム連動可変電源回路１５（前述した可変
電源回路１２Ａ，１２Ｂに相当）の供給電圧として使用
するものであり、前記第１及び第２のブリッジ回路１４
Ａ，１４Ｂを切換可能とするスイッチＳ１，Ｓ２が設け
られている。

【００３９】尚、前記スイッチＳ１，Ｓ２は、ボリウム
ＶＲ１の位置（抵抗値）に応じて開閉動作されるもので
あり、スピーカＳＰの音量が小さく出力電圧Ｖｏが小さ
い場合には、該スイッチＳ１，Ｓ２は開動作されて、前
記第１のブリッジ回路１４Ａにより整流された低い直流
電源電圧±ＶccLがボリウム連動可変電源回路１５に供
給される。また、スピーカＳＰの音量が大きく出力電圧
Ｖｏが大きい場合には、該スイッチＳ１，Ｓ２は閉動作
されて、前記第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流され
た高い直流電源電圧±ＶccHがボリウム連動可変電源回
路１５に供給される。

【００４０】以下、本発明の増幅回路の特徴をなす電源
部の構成について図６を参照しながら説明する。

【００４１】電源部は、図６に示すようにＡＣトランス
１３，第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂ、平
滑回路（本実施形態では、図６に示すように平滑コンデ
ンサを使用している。）、更にボリウム連動可変電源回
路１５を有し、前記ＡＣトランス１３は、ＡＣ電圧を変
圧して第１及び第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂにそ
れぞれ出力するものである。各ブリッジ回路１４Ａ，１
４Ｂは、それぞれ４個のダイオードから成り、ＡＣトラ
ンス１３によって変圧された電圧を整流する回路であ
り、スイッチＳ１、Ｓ２が開動作された際には第１のブ
リッジ回路１４Ａ、平滑回路を介して低い直流電源電圧
±ＶccLが前記ボリウム連動可変電源回路１５に供給さ
れ、スイッチＳ１、Ｓ２が閉動作された際には第２のブ
リッジ回路１４Ｂ、平滑回路を介して高い直流電源電圧
±ＶccHがボリウム連動可変電源回路１５に供給される
ものである。

【００４２】また、ボリウム連動可変電源回路１５は、
後述のボリウムＶＲ１の抵抗値に連動して変動する直流
電源電圧±Ｖｃを生成して後述のパワー出力段トランジ
スタＱ１１，Ｑ１２に供給する回路である。

【００４３】この回路は、図６に示すようにボリウムＶ
Ｒ１と連動してその値が変動する連動ボリウムＶＲ２
と、接地電位ＧＮＤを挟んで対称に設けられたコンパレ
ータＣＰ１，ＣＰ２と、このコンパレータＣＰ１，ＣＰ
２の出力にそれぞれ接続するパワートランジスタＴ１，
Ｔ２とを有する。

【００４４】次に、本発明増幅回路の増幅部の構成につ
いて説明する。

【００４５】ボリウムＶＲ１は、入力信号ＡＳの電圧レ
ベルを調整する素子である。

【００４６】プリアンプ１１は、ボリウムＶＲ１によっ
て電圧レベルが調整された入力信号ＡＳを電圧増幅する
回路である。

【００４７】パワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２
は、プッシュプル接続されたパワートランジスタであっ
て、プリアンプ１１によって電圧増幅された入力信号を
電流増幅してスピーカＳＰに供給するものである。

【００４８】コンパレータＣＰ１１，ＣＰ１２は一定の
基準電圧と、連動ボリウムＶＲ２によって規定される電
圧とを比較し、その比較結果に応じてパワートランジス
タＴ１，Ｔ２のエミッタ電圧を変化させる回路である。
この回路によれば、先ず不図示のＡＣ電源からＡＣ電圧
がＡＣトランス１３に印加され、ここで変圧されてブリ
ッジ回路に出力される。

【００４９】このＡＣ電圧は、前記第１及び第２のブリ
ッジ回路１４Ａ，１４Ｂで整流され、前記スイッチＳ
１，Ｓ２の開閉動作により選択された直流電源電圧（±
ＶccL、±ＶccH）がボリウム連動可変電源回路１５に供
給される。

【００５０】ここで、図６に示すように低出力時にはス
イッチＳ１，Ｓ２は開動作されており、第１のブリッジ
回路１４Ａにより整流された直流電源電圧±ＶccLに基
づいて、ボリウム連動可変電源回路１５によって直流電
源電圧±ＶｃLが生成されてパワー出力段トランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタに供給される。また、高出力
時にはスイッチＳ１，Ｓ２は閉動作されて、第２のブリ
ッジ回路１４Ｂにより整流された直流電源電圧±ＶccH
に基づいて、ボリウム連動可変電源回路１５によって直
流電源電圧±ＶｃHが生成されてパワー出力段トランジ
スタＱ１１，Ｑ１２のコレクタに供給される。尚、ダイ
オードＤ１，Ｄ２は、前記スイッチＳ１，Ｓ２が閉動作
された際の、逆流防止用のダイオードである。

【００５１】一方、増幅部においては、入力信号ＡＳが
ボリウムＶＲ１に出力され、このボリウムＶＲ１で電圧
レベルが調整されてプリアンプ１１の非反転入力＋に入
力される。

【００５２】このプリアンプ１１で、電圧レベルが調整
された入力信号ＡＳが電圧増幅される。電圧増幅された
入力信号はパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２で
電流増幅されてスピーカＳＰに供給され、スピーカＳＰ
より音が出る。

【００５３】ここで、前記ボリウム連動可変電源回路１
５の動作について説明すると、ボリウム連動可変電源回
路１５に設けられた連動ボリウムＶＲ２は、ボリウムＶ
Ｒ１と連動してその抵抗値が変動するように設定されて
いる。

【００５４】即ち、ボリウムＶＲｌの抵抗値が大きくな
れば連動ボリウムＶＲ２の抵抗も大きくなり、ボリウム
ＶＲ２の抵抗値が小さくなれば連動ボリウムＶＲ２の抵
抗値も小さくなる。

【００５５】正側の動作についてだけ着目すると、ボリ
ウムＶＲ１の抵抗値が大きくなる（音量が小さくなる）
と、連動ボリウムＶＲ２の抵抗値も大きくなる。一方、
連動ボリウムＶＲ２はコンパレータＣＰ１の反転入力の
電圧を規定している。従って、ボリウムＶＲ１の抵抗値
が大きくなり連動ボリウムＶＲ２の抵抗値が大きくなる
と、コンパレータＣＰ１の反転入力の電圧が高くなるの
で、コンパレータＣＰ１の出力は低下し、パワートラン
ジスタＴ１のエミッタ電圧が低下する方向に動作する。

【００５６】よって、電源電源±ＶccLから生成される
直流電源電圧±ＶｃLは下降する。これは負側の動作に
ついても同様である。

【００５７】逆に、ボリウムＶＲ１の抵抗値が小さくな
り、音量が大きくなると、連動ボリウムＶＲ２の抵抗値
も小さくなり、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の反転入力
側の電圧が低くなるので、コンパレータの出力はパワー
トランジスタＴ１のエミッタ電圧を上昇させる方向に移
行するので、直流電源電圧±ＶｃHは上昇する。

【００５８】このように、ボリウムの抵抗値の変動によ
って音量が大きくなると直流電源電圧±Ｖｃは上昇し、
音量が小さくなると下降するように動作する。このよう
にして、本実施形態では、スピーカの音量の大小に連動
してパワー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２に供給す
る直流電源電圧を変動させることができるので、従来と
同様にパワー出力段トランジスタには常に最大出力に対
応可能な高電圧が印加されることがなく、しかも、電源
部において切換電源方式を採用することで、低出力時に
は±ＶccLで前記可変電源回路１５を駆動し、制御した
電圧でアンプを駆動させ、高出力時には±ＶccHで前記
可変電源回路１５を駆動し、制御した電圧でアンプを駆
動させるようにしたことで、電源回路と増幅回路でのト
ータルの損失（Ｐｄ）を軽減することができる。

【００５９】しかしながら、上記技術では前記第１及び
第２のブリッジ回路１４Ａ，１４Ｂを切換可能とするス
イッチＳ１，Ｓ２を設け、該スイッチＳ１，Ｓ２は、ボ
リウムＶＲ１の位置（抵抗値）に応じて開閉動作させて
いる。

【００６０】そこで、本発明では前記スイッチＳ１，Ｓ
２機構を必要とせずに、前記第１のブリッジ回路１４Ａ
により整流される第１の直流電源電圧±ＶCCLと、前記
第２のブリッジ回路１４Ｂにより整流された第２の直流
電源電圧±ＶCCHが前記ボリウム連動可変電源回路１５
を通って出力される直流可変電源電圧±Ｖｃとを切換え
供給することで、部品点数の削減を図ると共に、スイッ
チＳ１，Ｓ２機構の制御（ＯＮ／ＯＦＦ）も不要にする
技術を提供するものである。

【００６１】図７は本発明の特徴である回路構成を示す
図であり、前述した図６に示す構成と同等の構成につい
ては同符号を付して説明を省略する。本発明の特徴をな
す回路構成は、図７に示すようにＡＣトランス１３を介
してＡＣ電源から第１の直流電源電圧（±ＶCCL）を生
成する第１のブリッジ回路１４Ａの出力側電源線を前記
ボリウム連動可変電源回路１５を介さずに直接前記パワ
ー出力段トランジスタＱ１１，Ｑ１２側に接続し、同じ
くＡＣ電源から前記第１の直流電源電圧（±ＶCCL）よ
りも高い第２の直流電源電圧（±ＶCCH）を生成する第
２のブリッジ回路１４Ｂの出力側電源線を前記ボリウム
連動可変電源回路１５を介して前記パワー出力段トラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２に接続し、更に、その並列接続し
た点（図７に示すノードＮ１，Ｎ２を参照）から前記第
１のブリッジ回路１４Ａ間に前記直流可変電源電圧が第
１の直流電源電圧（±ＶCCL）より大きくなった際に、
直流可変電源電圧が第１のブリッジ回路１４Ａ側に流れ
込むのを防止するための逆流防止回路としての逆流防止
用ダイオードＤ１，Ｄ２を設けた回路構成をとってい
る。

【００６２】このとき、ボリウムが小さい（出力電力Ｐ
ｏが小さい）と、前記第２のブリッジ回路１４Ｂから前
記ボリウム連動可変電源回路１５を通って出力される増
幅部の直流電源電圧（±ＶCCHを電源とする直流可変電
源電圧）も小さく、この直流可変電源電圧が前記第１の
直流電源電圧（±ＶCCL）より小さい場合、前記第１の
ブリッジ回路１４Ａから第１の直流電源電圧（±ＶCC
L）が供給される。また、ボリウムを大きくしていく
（出力電力Ｐｏが大きくしていく）と、前記第２のブリ
ッジ回路１４Ｂから前記ボリウム連動可変電源回路１５
を通って出力される増幅部の直流電源電圧（±ＶCCHを
電源とする直流可変電源電圧）も大きくなっていき、こ
の直流可変電源電圧が前記第１の直流電源電圧（±ＶCC
L）より大きくなると、この直流可変電源電圧が供給さ
れ、増幅部が駆動される。

【００６３】これにより、前述した図６に示す技術に比
べて、前記スイッチＳ１，Ｓ２機構を必要とせずに前記
第１のブリッジ回路１４Ａにより整流される低い直流電
源電圧（第１の直流電源電圧±ＶCCL）と、前記第２の
ブリッジ回路１４Ｂにより整流された第２の直流電源電
圧±ＶCCHが前記ボリウム連動可変電源回路１５を通っ
て出力される直流可変電源電圧±Ｖｃとを切換え供給す
ることができ、部品点数の削減が図れると共に、スイッ
チＳ１，Ｓ２機構の制御（ＯＮ／ＯＦＦ）も不要にな
る。

【００６４】図８は出力電力（Ｐｏ）と出力電圧（Ｖ
ｏ）との関係を説明するための図であり、図９は出力電
力（Ｐｏ）と損失（Ｐｄ）との関係を説明するための図
である。

【００６５】本発明では、前記ノードＮ１，Ｎ２におい
て、前記直流電源電圧±ＶccLと前記直流可変電源電圧
±Ｖｃのうち、高い直流電源電圧±Ｖｃでアンプを駆動
することで、従来に比べて図８に示す斜線部分に相当す
る損失（Ｐｄ）だけトータルの損失（Ｐｄ）を軽減でき
る。即ち、出力電力（Ｐｏ）の変化（ボリウムの変化）
に対応して、前述したように直流電源電圧±ＶccLでア
ンプを駆動する（ボリウムが小さい）場合と、直流可変
電源電圧±Ｖｃでアンプを駆動する（ボリウムが大き
い）場合とをスイッチ機構無しで切換可能としている。

【００６６】また、図９の実線（Ａ）で示す本発明の電
源部の損失（Ｐｄ）は、一点鎖線（Ｂ）で示す従来の電
源部の損失（Ｐｄ）に比べて格段に軽減されており、従
って、実線（Ｃ）で示す本発明のトータルの損失（Ｐ
ｄ）も一点鎖線（Ｄ）で示す従来のトータルの損失（Ｐ
ｄ）よりも軽減されている。尚、二点鎖線（Ｅ）は可変
電源方式による従来及び本発明での増幅部の損失（Ｐ
ｄ）を示している。

【００６７】（２）第２の実施形態 以下、本発明の第２の実施形態について図１０を参照し
ながら説明する。尚、第１の実施形態と同等の構成につ
いては、重複を避けるため説明を省略する。

【００６８】本実施形態の特徴は、前記ボリウム連動可
変電源回路として、図１０に示すドロッパ電源方式の回
路を用いたものであり、以下ではこの構成及び動作につ
いて説明する。

【００６９】本実施形態のボリウム連動可変電源回路
は、パワートランジスタＱ２１，Ｑ２２と、トランジス
タＴＲ１，ＴＲ２、第１，第２，第３，第４及び第５の
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４及びＲ５、連動ボリウムＶ
Ｒ１１を有する降圧回路である。

【００７０】前記パワートランジスタＱ２１，Ｑ２２は
接地電位ＧＮＤを挟んで正負両側にそれぞれ設けられ、
これらが動作することにより直流電源電圧±Ｖccから、
パワー出力段トランジスタに供給される直流電源電圧±
Ｖｃを生成する素子である。連動ボリウムＶＲ１１は、
第１の実施形態の連動ボリウムＶＲ２と同様に、音量調
整をするためのボリウムの抵抗値に連動してその抵抗値
が変動するボリウムである。

【００７１】上記の回路では、連動ボリウムＶＲ１１の
抵抗値が変動すると、第１の抵抗Ｒ１，第２の抵抗Ｒ
２，第５の抵抗Ｒ５とで定まるトランジスタＴＲ１のべ
ース電位が変動し、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流
がその変動に応じて変動する。

【００７２】即ち、正側の出力電圧＋Ｖｃについては、
ツェナーダイオードの電圧Ｖｚと、トランジスタＴＲ１
のべース−エミッタ間の電圧ＶBEとの和が基準電圧とな
り、この電圧が、上記の第１の抵抗Ｒ１，第２の抵抗Ｒ
２，第５の抵抗Ｒ５、連動ボリュームＶＲ１１とで定ま
るトランジスタＴＲ１のべース電位と比較される。

【００７３】連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値が低くなる
ことでトランジスタＴＲ１のべース電流も低下すると、
トランジスタＴＲ１のコレクタ電流も低下し、パワート
ランジスタＱ２１のべース電流を増大させるので、出力
電圧となる＋Ｖｃもまた増大する。逆に、トランジスタ
ＴＲ１のべース電流が増大すると、出力電圧となる＋Ｖ
ｃは低下することになる。従って、正側の出力電圧＋Ｖ
ｃは、連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値に連動して変動す
る。

【００７４】また、負側については、パワートランジス
タＱ２２のエミッタ電圧はトランジスタＴＲ２によって
規定され、また、トランジスタＴＲ２のべース電位は、
正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−Ｖｃとの間の電位
差と、抵抗Ｒ３，Ｒ４のブリーダ比で定まる。負側にお
いては、上記の正側回路の動作により正の出力電圧＋Ｖ
ｃが低下すると、その低下した分のブリーダ比だけトラ
ンジスタＴＲ２のべース電位も低下（べース電位の絶対
値が減少）し、正の出力電圧＋Ｖｃが上昇すると、その
上昇した分のブリーダ比だけトランジスタＴＲ２のべー
ス電位も上昇（べース電位の絶対値が増大）する。

【００７５】トランジスタＴＲ２のべース電位が上昇す
ると、パワートランジスタＱ２２のエミッタ電圧は増大
して負の出力電圧−Ｖｃも増大し、逆にトランジスタＴ
Ｒ２のべース電位が低下するとパワートランジスタＱ２
２のエミッタ電圧は減少して負の出力電圧−Ｖｃも減少
する。

【００７６】以上、負の出力電圧−Ｖｃは、正の出力電
圧＋Ｖｃの変動幅に合せ、＋Ｖｃが変動した分だけ変動
することになるので、抵抗Ｒ３、Ｒ４のブリーダ比が１
の場合、正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−Ｖｃとは
対称な電圧である。

【００７７】通常、正と負とで対称な電圧を得るために
は、接地電位について正負で対称な回路を構成するのが
一般的な回路構成であるが、上記回路では、まず正の出
力電圧＋Ｖｃを連動ボリウムＶＲ１１の抵抗値で制御し
ておき、次いで、正の出力電圧＋Ｖｃと負の出力電圧−
Ｖｃとの間の電圧をもって負側の回路を制御しているの
で、図７に示すように、正負で対称な回路を構成する必
要がない。

【００７８】よって、負側においては、正側で必要な素
子であるツェナーダイオードＶｚや抵抗などが不要にな
るので、より簡単な回路構成で対称な出力電圧±Ｖｃを
生成することができ、その点でも有効である。

【００７９】尚、上記回路で得られる電圧±Ｖｃの値
は、それぞれ、

【００８０】

【数１】

【００８１】

【数２】

【００８２】

【数３】 また、ＶBE1はトランジスタＴＲ１のべース−エミッタ
間電圧であって、ＶBE2はトランジスタＴＲ２のべース
−エミッタ間電圧である。またＶＲはボリウムＶＲ１１
の抵抗値である。

【００８３】上式より、ボリウムＶＲ１１の抵抗値ＶＲ
が大きくなってスピーカの音量が小さくなると、直流電
源電圧±Ｖｃは低くなり、逆にＶＲが小さくなってスピ
ーカの音量が大きくなると直流電源電圧±Ｖｃが大きく
なることがわかる。

【００８４】本実施形態の回路には、第１の実施形態で
説明した作用効果に加えて、比較的簡単な回路構成で実
現することができ、コストも比較的に安くすむという利
点がある。

【００８５】（３）第３の実施形態 以下、本発明の第３の実施形態について図１１を参照し
ながら説明する。尚、第１、第２の実施形態と共通する
事項については、重複を避けるため説明を省略する。

【００８６】本実施形態の特徴は、前記ボリウム連動可
変電源回路として、図１１に示すチョッパ電源方式の降
圧回路を用いたものであり、以下ではこの構成及び動作
について説明する。

【００８７】本実施形態のボリウム連動可変電源回路
は、パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２、パルス変調回
路２１，２２、コンパレータ２３，２４、連動ボリウム
ＶＲ２１，ＶＲ２２、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、コイ
ルＬ２１，Ｌ２２を有する回路であって、不図示の音量
調整用のボリウムの抵抗値に連動して変動する直流電源
電圧±Ｖｃを生成してアンプのパワー出力段トランジス
タに供給する降圧回路である。

【００８８】パワートランジスタＱ３１，Ｑ３２は、接
地電位ＧＮＤを挟んで正負両側にそれぞれ設けられたス
イッチング素子であって、これがＯＮ／ＯＦＦすること
により直流電源電圧±Ｖccから、パワー出力段トランジ
スタに供給される直流電源電圧±Ｖｃを生成する素子で
ある。

【００８９】パルス変調回路２１，２２は、後述のコン
パレータ２３，２４から出力される信号をＰＷＭ（Puls
e Width Modulation）変調し、パワートランジスタＱ３
１，Ｑ３２のべースにそれぞれ出力する回路である。

【００９０】コンパレータ２３，２４は、基準電圧Ｖｒ
１，Ｖｒ２と連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２によって
設定される電圧とを比較してその比較結果をパルス変調
回路２１，２２にそれぞれ出力する回路である。連動ボ
リウムＶＲ２１，ＶＲ２２は、第１の実施形態の連動ボ
リウムＶＲ２と同様に、音量調整をするためのボリウム
の抵抗値に連動してその抵抗値が変動するボリウムであ
る。

【００９１】以下、この回路の動作を説明すると、不図
示の音量調整用のボリウムの抵抗値に連動して連動ボリ
ウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値は変動する。例えば、
ボリウムの抵抗値が高くなってスピーカの音量が小さく
なると連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値も高く
なり、コンパレータ２３，２４の反転入力−の電位が上
昇する。逆にボリウムの抵抗値が低くなってスピーカの
音量が大きくなると連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の
抵抗値も低くなり、コンパレータ２３，２４の反転入力
−の電位が下降する。

【００９２】反転入力−の電位が上昇して基準電圧Ｖｒ
１，Ｖｒ２を上回るとコンパレータ２３，２４の出力は
“Ｌ”になる。また、反転入力−の電位が下降して基準
電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を下回るとコンパレータ２３，２４
の出力は“Ｈ”になる。

【００９３】このように、コンパレータ２３，２４の出
力は連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗値、即ち音
量調整用のボリウムの抵抗値によって変動する。このコ
ンパレータ２３，２４の出力が、パルス変調回路２１，
２２によってＰＷＭ変調され、その変調結果がパワート
ランジスタＱ３１，Ｑ３２のべースに出力される。

【００９４】これにより、パワートランジスタＱ３１，
Ｑ３２はＯＮ／ＯＦＦ動作をし、そのＯＮ／ＯＦＦのデ
ューティ比はパルス変調回路２１，２２の出力によって
決まる。このデューティ比が大きければ、不図示のパワ
ー出力段のトランジスタに供給される直流電源電圧±Ｖ
ｃは増大し、デューティ比が小さければ、直流電源電圧
±Ｖｃは下降するというように、ボリウムの抵抗値に連
動して変動する連動ボリウムＶＲ２１，ＶＲ２２の抵抗
値が変動すると、直流電源電圧±Ｖｃも変動する。

【００９５】以上のようにして、本実施形態では音量に
応じて直流電源電圧を可変にするという本発明の回路を
実現しているので、第１，第２の実施形態と同様の効果
を奏し、更に、第１，第２の実施形態のようなドロッパ
電源回路を用いておらず、比較的消費電力のロスが少な
いチョッパ電源回路を用いているので、第１，第２の実
施形態で説明した回路と異なりパワー出力段における効
率の改善のみならず、増幅部と電源部とを合せたシステ
ム全体の効率についても、向上させることが可能になる
という利点を有する。

【００９６】尚、ボリウム連動可変電源回路としてチョ
ッパ電源方式による降圧回路を用いたものについては、
図１１に示した回路に限らず、例えば図１２に示すよう
な反転チョッパ電源方式の降圧回路を用いても良い。

【００９７】この場合は、図１１の回路と異なり、図１
２に示すように正の電圧＋ＶｃとＧＮＤだけで正の＋Ｖ
ｃと負の−Ｖｃとを生成することができるので、バッテ
リーなどの単電源を用いた場合に有効である。

【００９８】

【発明の効果】本発明によれば、可変電源回路方式の増
幅装置の電源部に切換電源方式を採用したことで、電源
部の損失と増幅部の実用領域における損失を従来に比べ
て軽減できるため、電源部と増幅部とのトータルの損失
が軽減できる。

【００９９】従って、従来のようにパワートランジスタ
について特別な放熱設計を施さなくても良いので、取扱
いが容易になり、今まで使用することが困難であった加
熱保護回路内蔵のモノリシックＩＣであっても容易に用
いることが可能になる。

【０１００】また、巻線の巻数が多くなり大型で、コス
トの高いレギュレーション特性の良いＡＣトランスを用
いなくても済むので、コストの低減が可能になる。

【０１０１】更に、ハイブリッドＩＣのように電源部と
増幅部とを隣接配置するような場合に、お互いの熱干渉
を抑制することができる。

【０１０２】そして、上述した切換電源方式において、
その結線方法を工夫することにより特別な切換回路を必
要としないで、第１の直流電源電圧（±ＶCCL）と直流
可変電源電圧（±ＶｃH）とを切換え供給できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の増幅回路を説明する構成図である。

【図２】本発明の増幅回路の動作を説明する第１の図で
ある。

【図３】本発明の増幅回路の動作を説明する第２の図で
ある。

【図４】本発明の増幅回路の動作を説明する第３の図で
ある。

【図５】本発明の増幅回路の動作を説明する第４の図で
ある。

【図６】本発明の増幅回路の動作を説明する第５の図で
ある。

【図７】本発明の第１の実施形態の増幅回路を説明する
図である。

【図８】本発明の第１の実施形態の増幅回路による出力
電力と出力電圧との関係を説明するための図である。

【図９】本発明の第１の実施形態の増幅回路による出力
電力と損失との関係を説明するための図である。

【図１０】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回
路の他の実施形態を説明する図である。

【図１１】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回
路の他の実施形態を説明する図である。

【図１２】本発明に適用されるボリウム連動可変電源回
路の他の実施形態を説明する図である。

【図１３】従来の増幅回路の回路構成を示す図である。

【図１４】従来の問題点を説明するための図である。

【符号の説明】

１１…プリアンプ １２Ａ，１２Ｂ…可変電源回路 １３…トランス １４Ａ，１４Ｂ…第１，第２のブリッジ回路 １５…ボリウム連動可変電源回路 Ｑ１１，Ｑ１２…パワー出力段トランジスタ ＳＰ…スピーカ Ｎ１，Ｎ２…ノード Ｄ１，Ｄ２…逆流防止用ダイオード

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を電圧増幅するプリアンプと、 前記電圧増幅された入力信号を電流増幅して負荷となる
   スピーカに出力するパワー出力部と、 前記スピーカの音量を調整するボリウムとから成る増幅
   部と、 前記ボリウムの抵抗値の変動に連動して、前記スピーカ
   の音量が小さい時には低い直流電源電圧を生成し、前記
   スピーカの音量が大きい時には高い直流電源電圧を生成
   して前記パワー出力部に供給する可変電源回路と、 ＡＣトランスを介して前記増幅部に電圧供給する第１の
   直流電源電圧を生成する第１の電源回路と、 前記ＡＣトランスを介して前記可変電源回路に電圧供給
   する前記第１の直流電源電圧よりも高い第２の直流電源
   電圧を生成する第２の電源回路とから成る電源部とを有
   し、 前記第１の電源回路から前記パワー出力部間の電源線と
   前記第２の電源回路から電圧供給し前記ボリウム連動可
   変電源回路から前記パワー出力部に供給する電源線とは
   並列接続されていることを特徴とする増幅回路。
2. 【請求項２】 前記第１の電源回路から前記パワー出力
   部間の電源線と前記第２の電源回路から電圧供給し前記
   ボリウム連動可変電源回路から前記パワー出力部に供給
   する電源線とが並列接続された点から前記第１の電源回
   路間には、前記第２の電源回路と前記ボリウム連動可変
   電源回路により生成される直流可変電源電圧が前記第１
   の電源回路により生成される第１の直流電源電圧よりも
   高い時に前記第１の電源回路側に前記直流可変電源電圧
   が流れ込むのを防止するための逆流防止回路が設けられ
   ていることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
3. 【請求項３】 前記可変電源回路は、一定の直流電源電
   圧を降圧させるドロッパ電源回路であることを特徴とす
   る請求項１に記載の増幅回路。
4. 【請求項４】 前記可変電源回路は、その一部にインバ
   ータ回路、整流平滑回路を含むＤＣ−ＤＣコンバータを
   有することを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
5. 【請求項５】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記イン
   バータ回路と前記整流平滑回路とが絶縁されていない非
   絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする
   請求項４に記載の増幅回路。
6. 【請求項６】 前記非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ
   は、スイッチング動作をするスイッチング素子を有し、
   このスイッチング素子のデューティ比で一定の直流電源
   電圧を降圧させるチョッパ電源回路であることを特徴と
   する請求項１に記載の増幅回路。