JP3433263B2 - 自動車用バッテリーを充電するための交流発電機の電圧を制御する回路 - Google Patents

自動車用バッテリーを充電するための交流発電機の電圧を制御する回路

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  • Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には、自動車な
どにおいて、交流発電機によりバッテリーを充電する際
に、電圧を制御する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の回路は、基準信号を、交
流発電機の出力電圧から得られる第１の可変ディジタル
データと比較する手段と、電気的特性が比較結果の関数
として変化する第１の制御信号を出力して、交流発電機
の励起を変化させる手段とで構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような構成では、
自動車のエンジンが、アイドリング、すなわち無負荷で
空転しており、かつ、交流発電機が、たとえば、氷結防
止や暖房用、空調機用、前照灯などのジュール熱効果を
使用する装置などの電気設備に通電する場合などの、高
電流出力が必要になった際には、交流発電機からの出力
電圧が急激に降下し、その結果、それらに供給される電
流が直ちに最高励起値になってしまう。したがって、エ
ンジンに連結した交流発電機のトルク負荷が急激に増加
し、エンジンがしゃっくり(ノッキング)を起こしたり、
あるいは失速停止することさえもある。
【０００４】交流発電機の電気負荷が急激に増加したと
きに、交流発電機の励起を漸進的に増加させ、特に、エ
ンジンの電子制御回路が状況に対処する時間を確保し
て、上記の不都合を緩和することは公知である。しかし
ながら、この種の公知の回路は、比較的複雑で高価につ
く。
【０００５】さらに、公知の回路は、一般に、エンジン
の毎分あたりの回転数がある閾値より低い場合に作動す
るようになっていて、閾値より高速では作動しないの
で、エンジンの実際の回転数に充分には応答できない場
合が生じてくる。特に、交流発電機の漸増的な励起制御
は、それが不必要な場合にも行われるので、自動車の電
気回路の電圧がかなり低い場合に、所定電圧に到達する
までに時間がかかり、運転者に苛立ちを感じさせてしま
う。
【０００６】本発明は、従来技術の欠点を改善し、上述
した機能を備え、簡単で安価であり、実用性が高く、消
費電力が少なく、かつ、エンジンの実際の回転速度に比
較的迅速に応答して作動できる制御回路を提供すること
を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの本発明は、次のとおりに構成されている。
【０００８】自動車用バッテリーを充電するための交流
発電機の電圧を制御する回路であって、（イ）鋸刃状基
準信号（Ｖ１）を発生する信号発生器（１８，２０）
と、（ロ）鋸刃状基準信号（Ｖ１）を、交流発電機の出
力電圧(B+)に比例する電圧（Ｖ２）と比較する第１コン
パレータであって、第１コンパレータの出力に応答して
変化して交流発電機を励振させるデューティー比を有す
る第１制御信号(V3)を発生する第１コンパレータと、
（ハ）可変ディジタルデータを蓄積記憶するカウンタ(2
6)と、（ニ）ディジタル比較信号を、前記可変ディジタ
ルデータと比較する第２ディジタルコンパレータであっ
て、第２コンパレータの出力に応答して変化して交流発
電機を励振させるデューティー比を有する第２制御信号
(V１１)を発生する第２ディジタルコンパレータ（２
２）と、（ホ）第１及び第２制御信号(V3)(V11)に作用
して、前記可変ディジタルデータを、交流発電機の出力
電圧（Ｂ＋）に比例する電圧（Ｖ２）の変化に対応して
変化させ、且つ交流発電機及びバッテリーからの所要電
流が急激に増加したときに、前記変化が、電圧（Ｖ２）
に発生する速度よりも遅い速度で、第１及び第２制御信
号(V3)(V11)に作用する可変ディジタル制御手段(FF2)(F
F3)(FF4)(26)と、（ヘ）交流発電機及びバッテリーから
の所要電流が急激に増加したときに、第２制御信号（Ｖ
３，Ｖ１１）の援助により、交流発電機の励振を制御し
て、交流発電機の励振を漸増させる選択手段(FF1)とを
備えた交流発電機によりバッテリーを充電するための漸
増励起型制御回路において、 前記ディジタル比較信号
が、ディジタルーアナログ変換後、鋸刃状基準信号（Ｖ
１）として機能し、 制御手段（ＦＦ４、２４）が、第
１及び第２信号（Ｖ３、Ｖ１１）のデューテイ比を比較
し、且つ、前記比較の関数として信号を供給して前記第
２制御信号（Ｖ１１）を漸増させるロジック回路（ＦＦ
２，ＦＦ３，ＦＦ４，１１）を含むことを特徴とする自
動車用バッテリーを充電するための交流発電機の電圧を
制御する回路。
【０００９】第１の可変ディジタルデータが、交流発電
機の出力電圧に比例する電圧であり、第２の可変ディジ
タルデータが、第１の可変ディジタルデータと同じ範囲
で同じ方向に変化するデータであり、第１と第２のコン
パレータが、第１と第２の可変ディジタルデータを鋸刃
状の基準電圧と比較するものであり、かつ第１と第２の
制御信号が、可変デューテイ比の信号であることが望ま
しい。
【００１０】鋸刃状の基準信号が、クロック信号で制御
される第１のディジタル型カウンタの内容をディジタル
・アナログ変換して得た信号であり、第２の可変ディジ
タルデータが、第２のディジタル型カウンタに収容した
ディジタルデータであり、第２コンパレータが、第１と
第２のカウンタの内容を比較するディジタル型コンパレ
ータであることが望ましい。
【００１１】制御手段が、交流発電機及びバッテリーの
所要電流が増加した後に、ある遅延時間を設けて第２可
変ディジタルデータを変化させるようになっていること
が望ましい。
【００１２】制御手段が、第１と第２の制御信号のデュ
ーテイ比を比較するロジック回路と、ロジック回路に制
御サイクルを所定回数反復した比較データを与えた後
に、第２カウンタの内容を変化させる積分回路とを備え
ていることが望ましい。
【００１３】ロジック回路に二安定フリップフロップを
備え、積分回路に組み合わせロジック回路を連結したシ
フトレジスタを備えることが望ましい。
【００１４】第２の可変ディジタルデータを、交流発電
機の回転速度の関数で定まる速度で変化させるようにな
っていることが望ましい。
【００１５】交流発電機からの出力電圧の減少に対応す
る方向における第２の可変ディジタルデータの変化速度
を、第２の可変ディジタルデータの逆方向の変化速度よ
りも低速とすることが望ましい。
【００１６】第２のディジタル型カウンタのクロック入
力端子に、交流発電機の位相信号から得たクロック信号
を入力させるようにすることが望ましい。
【００１７】分周比を、制御手段からの出力信号の関数
として変化させるための制御入力端子を有するディジタ
ル型分周回路を備えることが望ましい。
【００１８】第２の可変ディジタルデータが逆方向に変
化する場合の分周比が一定値であることが望ましい。
【００１９】信号選択手段が、第１及び第２の制御信号
の中、デューテイ比が小さい方を選択して出力信号とす
ることが望ましい。
【００２０】信号選択手段が、２個の比較手段からの出
力信号が入力する２個のリセツト入力端子を有する二安
定フリップフロップを備えることが望ましい。
【００２１】
【作用】交流発電機の電気負荷が急激に増加したとき、
交流発電機の回転速度を制御するための、回路からの出
力信号のデューテイ比が比較的ゆるやかに増加して、交
流発電機の回転速度を漸次に増加させることにより、エ
ンジンが無負荷で空転しているアイドリング中に、交流
発電機の負荷が急激に増加したときのノッキングや失速
停止の危険を防止する。
【００２２】
【実施例】図１は、負荷を漸次的に増加させる本発明の
電子回路のブロツク図である。
【００２３】図１の回路は、自動車の交流発電機電の出
力電圧(B+)が入力する端子(B1)と、自動車の交流発電機
から得られる位相信号(φ)が入力する端子(B2)と、交流
発電機の励振コイルの励振電流を制御する半導体スイッ
チ(図示省略)への制御信号を出力する出力端子(B3)とを
備えている。
【００２４】電圧(B+)を分圧抵抗ブリッジ(R1)(R2)に供
給して、ブリッジの中央点から(B+)を分圧した電圧を出
力し、ローパスフィルタ(10)の端子に入力させて、交流
成分と、たとえば高周波の干渉信号であるパルス成分と
を除去する。
【００２５】フィルタ(10)からの出力(電圧V2)は、アナ
ログ型コンパレータ(12)の負極側入力端子に供給され
る。
【００２６】固定周波数発振器またはクロック信号発生
回路(14)は、前置分周回路(16)を介して、たとえば５ビ
ットのカウンタであるディジタル型カウンタ(18)に対し
て、クロック信号(CLK)を入力する。
【００２７】カウンタ(18)からの５個の並列出力は、デ
ィジタル・アナログ変換器(20)の５個の並列入力に供給
される。この変換器(20)には、好ましくは回路自体によ
り出力される基準電圧(Vref)を、公知の手段で入力して
ある。この結果、前記変換器(20)は、連続的に逓減する
電圧(電圧V1)を持つ鋸刃信号を、ディジタル型カウンタ
(18)の連続的なダウンカウント信号の関数として出力
し、逓減電圧信号は、コンパレータ(12)の正極側入力端
子に供給される。ディジタル型カウンタ(18)は、次に説
明するように、逓減電圧信号と同一の周波数のクロツク
信号(電圧V4)を送りだす。
【００２８】また、ディジタル型カウンタ(18)からの５
個の並列出力は、５ビットのディジタル型コンパレータ
(22)の第１組の入力端子にも供給してある。
【００２９】本発明の回路は、それぞれ符号(G1)〜(G8)
で示すＮＡＮＤゲートを、公知の要領で１対ずつクロス
接続した、４個の二安定フリップフロップ(FF1)(FF2)(F
F3)(FF4)を備えている。
【００３０】二安定フリップフロップ(FF1)のＮＡＮＤ
ゲート(G1)には、ディジタル型カウンタ(18)から出力す
るクロック信号(V4)が入力する。３個の入力端子を有す
るＮＡＮＤゲート(G2)には、コンパレータ(12)からの出
力である電圧(V3)、及びディジタル型コンパレータ(22)
からの出力である電圧(V11)で形成された２個の入力信
号が、それぞれ入力する。
【００３１】フリップフロップ(FF1)の出力(ゲート(G1)
からの出力電圧(V12))は、励振制御信号を形成し、出力
端子(B3)に接続されている。
【００３２】第２のフリップフロップ(FF2)のＮＡＮＤ
ゲート(G3)には、アナログ型コンパレータ(12)の出力信
号(V3)を入力させ、ゲート(G4)には、上記のクロック信
号(V4)を入力してある。
【００３３】フリップフロップ(FF2)の出力(ゲート(G3)
からの出力電圧(V5))は、フリップフロップ(FF4)のゲー
ト(G7)に入力する。二安定フリップフロップ(FF3)のゲ
ート(G5)には、クロック信号(V4)を入力させ、ゲート(G
6)には、ディジタル型コンパレータ(22)からの出力(V1
1)を入力してある。二安定フリップフロツプ(FF3)の出
力(ゲート(G5)からの出力電圧(V6))は、ロジック反転回
路(I1)の入力端子に供給され、その出力(電圧(V7)は、
二安定フリツプフロップ(FF4)のゲート(G8)の第２入力
端子に接続してある。
【００３４】フリップフロップ(FF4)の出力(ゲート(G7)
からの出力電圧(V8))は、ノイズ積分回路(24)の入力端
子に接続してある。この回路(24)は、たとえば、各桁が
組み合わせ回路(詳細な説明は省略)に接続されて、次に
説明する機能を持つＮ個桁(たとえば８桁)のシフトレジ
スタで構成してある。回路(24)の出力電圧(V9)は、３状
態の電圧で出力する。
【００３５】この出力電圧(V9)は、上述したディジタル
型コンパレータ(22)の５個の入力端子に接続された５個
の並列出力端子を有する、アップダウン型のもう１つの
ディジタル型カウンタ(26)のアップダウン計数指示入力
端子に供給される。
【００３６】アップダウン式のディジタル型カウンタ(2
6)のクロック入力信号(CLK)は、適宜の手段(図示省略)
により所要の形状を付された信号(φ)により、前置分周
器(28)を介して計時制御される。また、ノイズ積分回路
(24)の出力電圧(V9)は、前置分周器(28)にも(図面に符
号(V10)で示す電圧で)供給されて、その作動の実行と非
実行とを選択し、かつ、後述するようにして、分周比を
変化させる。
【００３７】図１の回路の作動を、まず図２によって、
次いで図３によって説明する。
【００３８】前提として、固定周波数型、すなわち、交
流発電機が励振する矩形波の信号の周波数が一定で、波
形のデューテイ比のみが変化する場合に、本発明により
遂行される制御について説明する。
【００３９】まず、本発明の回路に組み合わされる交流
発電機が、一定の条件と低負荷値の下で運転される場合
を想定する。この負荷値を示す信号(CH)は、図２にパー
セントで表わしてある。
【００４０】この状態では、ローパスフィルタ(10)を通
った後の電圧(B+)の分圧値(鎖線で示す電圧(V2))は、高
レベルである。この電圧値を、ディジタル・アナログ変
換器(20)からの漸減鋸刃型電圧(実線で示す電圧(V1))と
比較すると、低いデューテイ比(ＲＣ１％と記載する)の
矩形波形状の電圧(V3)が出力する。
【００４１】この時点で、ディジタル型カウンタ(18)
は、信号電圧(V1)の各傾斜辺の始点に短いロジック値
「０」のパルスを形成したクロック信号電圧(V4)を、所
要の制御周波数で出力する。
【００４２】上述した低負荷の条件では、回路の出力電
圧(V12)は、同じ時期における電圧(V3)と同一のロジッ
クレベルを有する必要がある。このために、二安定フリ
ップフロップ(FF1)は、クロック信号電圧(V4)の各立下
がりにより、高レベルないし「１」レベルにセットさ
れ、信号電圧(V3)の各立下がりにより、低レベルないし
「０」レベルにリセットされるようにしてある。したが
って、二安定フリップフロップ(FF1)は、信号電圧(V3)
と同一形状をなす信号電圧(V12)を送りだし、それによ
り、従来におけると同様に交流発電機の出力電圧を制御
するために、交流発電機の励振を、信号電圧(V3)と同じ
デューテイ比で制御する。この状態で、コンパレータ(1
2)の出力と図１の回路の主出力との間に、二安定フリッ
プフロップ(FF1)を設けることにより、通常では交流発
電機の使用環境に生じるノイズと干渉に対して、良好な
免疫性を確保し得ることは、明らかであろう。
【００４３】ここで、コンパレータ(22)で、アップダウ
ン式ディジタル型カウンタ(26)の内容と、ディジタル型
ダウンカウンタ(18)の内容とを比較して、信号(V3)のＲ
Ｃ１％のデューテイ比にきわめて近いデューテイ比の信
号電圧(V11)を発生させる。上記の条件下では、信号電
圧(V3)と(V11)との立下がりは、おおむね実質的に同時
に生じ、これらの２つの信号が入力する二安定フリップ
フロップ(FF1)は、上述のように機能する。
【００４４】二安定フリップフロップ(FF2)の目的は、
制御用の「所望の」デューテイ比を示す出力の信号電圧
(V5)を発生させることである。上述の低負荷の安定条件
では、二安定フリップフロップ(FF2)は、(FF1)と異な
り、クロック信号電圧(V4)の立下がりによって、「０」
レベルにリセットされる。二安定フリップフロップ(FF
2)は、コンパレータ(12)の出力信号電圧(V3)の立下がり
によって、「１」レベルにセットされる。すなわち、二
安定フリップフロップ(FF2)が送りだす信号電圧(V5)
は、信号電圧(V3)を反転した、同一のデューテイ比の信
号であり、やはりこの条件でノイズに対する免疫性を備
えている。
【００４５】二安定フリップフロップ(FF3)は、クロッ
ク信号電圧(V4)と、ディジタル型コンパレータ(22)の出
力信号電圧(V11)とのみによって作動する。クロック信
号電圧(V4)の立下がりは、二安定フリップフロップ(FF
3)の出力電圧(V6)を「１」レベルにセットし、電圧(V1
1)の立下がりは、この信号電圧(V6)を「０」レベルにリ
セットする。すなわち、この安定条件では、二安定フリ
ップフロップ(FF3)は、カウンタ(26)の内容に関連する
信号電圧(V11)を、同じデューテイ比で複製した信号電
圧(V6)を送りだすことになる。この信号電圧(V6)は、ロ
ジック反転回路(I1)により反転されて、信号電圧(V7)を
作る。
【００４６】上述から明らかなように、信号電圧(V5)と
(V7)との立下がりは、無視できる程度の伝播遅延時間の
範囲内で重なり、それらの立上がりは、ほぼ重なってい
る。
【００４７】二安定フリップフロップ(FF4)の目的は、
信号電圧(V5)と(V7)とにおける低レベル時期の期間(し
たがってデューテイ比)を比較し、その比較結果の関数
として、レベルが「０」又は「１」になる信号(電圧(V
8))を送りだすことである。上述の安定条件が継続する
限り、二安定フリップフロップ(FF4)は、「０」及び
「１」のレベルの信号を交互に送りだして、積分回路(2
4)のシフトレジスタに連続的に印加する。
【００４８】「０」及び「１」レベルの両方が存在する
間、このシフトレジスタの出力は、非作動状態(たとえ
ば、高インピーダンスの状態)に保持されて、カウンタ
(26)の内容は変化しない。
【００４９】したがって、この条件では、標準的な制御
が行われることが理解されよう。この時点では、この
「標準」作動の状態でカウンタ(26)の内容が「凍結」さ
れているために、恒久的な基準設定値としてのカウンタ
の内容を、細かく調節するための回路の作動は、不必要
なものとして除外される。
【００５０】図２には、自動車の１個ないし複数個の電
気装置のスイッチが入って、大電流が流れ、時期(t1)と
(t2)との間で、交流発電機の電気負荷が急激に増加した
状態が示されている。
【００５１】このとき、電源(B+)から得られる電圧(V2)
は、急激に低下する。次の制御サイクルの始期(時期(t
3))で、電圧(V3)のデューテイ比は、ＲＣ２％と記載す
る高い値に切り替わり、一方、電圧(V11)のデューテイ
比は、その時点では変化せずに保持される。そこで、電
圧(V11)は、電圧(V3)が立下がるよりも、早期に立下が
ることになる。電圧(V3)とが(V11)とがＮＡＮＤゲート
(G2)に入力すると、二安定フリップフロップ(FF1)は、
デューテイ比が小さい方の信号を選択する選択器として
作動し、電圧(V11)は、フリップフロップ(FF1)の出力
(電圧(V12))として複製される。かくして、この出力電
圧(V12)は、カウンタ(26)の内容によって定まるＲＣ２
％に近い小さいデューテイ比に保持される。したがっ
て、この時点では、交流発電機の励振は増加しない。
【００５２】一方、この状態は、二安定フリップフロッ
プ(FF4)の入力として後続の現象を生じ、この制御サイ
クルの右端に示す信号電圧(V5)の立上がりを、信号電圧
(V7)の立上がりよりも遅延させて、この時の状態を変化
させずに保持する。その結果、電圧(V8)は、恒久的にロ
ジック値「１」に保持され、シフトレジスタにロジック
値「１」が連続して書き込まれる。シフトレジスタの桁
数と等しいＮ回の制御サイクルが終わると、シフトレジ
スタの各桁には、すべてロジック値「１」が書き込まれ
る(時期(t4))。シフトレジスタは、(周知のＡＮＤ機能
を使用して)ロジック値が「１」レベルであるときに信
号電圧(V9)を出力し、カウンタ(26)の内容を、前置分周
器(28)の出力で定まる率で漸減させるように構成してあ
る。
【００５３】図示のように、カウンタ(26)の内容が漸減
すると、信号電圧(V11)のデューテイ比は、漸次増加す
る。
【００５４】信号電圧(V11)の立下がり時期を、信号電
圧(V3)の立下がり時期よりも早期に設定すれば、二安定
フリップフロップ(FF1)は、信号(V11)の立下がりによ
り、出力レベルを「０」に切り替えて、回路の出力信号
(V12)のデューテイ比を、信号(V11)と同一に漸増させ
る。これにより、交流発電機の励振が漸次増加する。こ
の場合、励振の増加率は、交流発電機の回転速度に比例
するカウンタ(26)の内容の減少率に基づいて定まること
は、明らかである。カウンタ(26)のクロック入力端子に
は、交流発電機の回転速度(端子(B2)に入力する位相信
号の角度周波数)に比例する周波数の信号が入力する。
前置分周器(28)における分周比は、カウントダウンに対
応する積分回路(24)からのロジック値「１」レベルの信
号を受けて、適宜の値に設定される。
【００５５】上述した本発明の特徴は、交流発電機の負
荷が漸増したときに、交流発電機の回転速度を急速に増
加させること、すなわち、エンジンの回転速度を大きく
して、交流発電機の回転速度を早くさせるという利点を
備えている。換言すれば、交流発電機に負荷がかかった
ときに、回転数を大きくして、エンジンのノッキングや
失速停止の危険を軽減することができる。
【００５６】カウンタ(26)の内容がある値に低下して、
信号電圧(V3)と(V11)とのデューテイ比が同一になると
(時期(t5))、二安定フリップフロップ(FF4)は、前述し
た低負荷条件における両信号の立上がり時期に対する安
定状態と同じになり、レベル「０」と「１」とを交互に
出力して、回路(24)のシフトレジスタに印加する。そこ
で、この回路のロジック値は、非作動出力状態になり、
カウンタ(26)による漸次減少を停止させて、その内容を
「凍結」する。したがって、信号電圧(V11)のデューテ
イ比は、信号電圧(V3)のそれに近い一定値に保持され
る。この時期から、回路の出力電圧(V12)は、信号電圧
(V3)及び(V5)により定まる所要のデューテイ比と、実質
的に等しいデューテイ比を持つことになる。
【００５７】上述の説明から理解されるように、高デュ
ーテイ比が要求される時期(t2)と、励振制御信号(電圧
(V12))に与えられるデューテイ比が実際に増加し始める
時期との間には、ある量の遅延時間が必要になる。この
シフトレジスタの全桁が同じロジック値になるまでの待
機時間または遅延時間は、負荷が急激に増加した時から
無視できる程度の(数制御サイクルを超えない)きわめて
短時間ですむ利点がある。
【００５８】図３は、図２と同様で、負荷が安定した高
負荷レベルから低負荷レベルに移行する場合を示す。
【００５９】交流発電機に接続された電気負荷が、(図
３のように)急激に低下した場合には、図１の回路は、
図２で説明と反対に作動する。負荷が急激に低下する前
(時期(t11)の始期)は、カウンタ(26)の内容は、信号電
圧(V3)と(V11)とのデューテイ比を互いに近い値にす
る、ある値で安定している。二安定フリップフロップ(F
F4)は、「０」と「１」とが混在したロジック値信号を
送りだし、積分回路(24)の出力は、非作動状態になって
いる。
【００６０】負荷が、時期(t11)と(t12)との間で急激に
低下した場合には、電圧(V3)のデューテイ比は、次の制
御サイクルの始期(時期(t13))から、電圧(V11)のデュー
テイ比よりも低くなる。二安定フリップフロップ(FF1)
は、２つの電圧(V3)と(V11)との中のデューテイ比が低
い方を選択する機能を持っているので、電圧(V3)が出力
電圧(V12)に複製されて、交流発電機の励振は、直ちに
減少する。
【００６１】(高電流が流れている電気機器のスイッチ
が切られたことによって、電気負荷の低下が生じた場合
に、交流発電機の励振が直ちに減少することは、単に、
エンジンの回転数がいくらか増加するだけで、危険性は
なく、有害ではない。
【００６２】同時に、二安定フリップフロップ(FF4)
は、シフトレジスタの各桁に「０」レベルを印加する電
圧信号(V8)を送りだす。
【００６３】シフトレジスタの全桁が「０」レベルにな
ると、積分回路(24)は、この条件に応じてロジック値
「０」レベルの信号電圧(V9)を出力する(時期(t14))。
このロジック値レベルは、カウンタ(26)の内容を、交流
発電機からの位相信号の角度周波数と前置分周器(28)の
分周比とによって固定された速度で、増大させることに
なる。この分周比は、信号電圧(V9)のロジック値が
「１」レベルである図２の場合よりも、かなり小さいこ
とは、明らかであろう。これによって、カウンタ(26)の
内容をできるだけ急速に増加させて、その内容が出力電
圧(V12)のデューテイ比に影響しないようにすることが
できる。
【００６４】カウンタ(26)の内容が急速に増加すること
は、回路をできるだけ迅速に、図２のタイムチャートの
始期に対応する初期状態に復帰させるという利点があ
る。換言すれば、回路を、新たな電気消費量の急激な増
加に迅速に応答できる状態に設定するということであ
る。
【００６５】カウンタ(26)の内容の急速な増加が終了す
ると(時期(t15))、回路は、初期状態に復帰する。図２
における時期(t4)から(t5)までの時間間隔と、図５にお
ける時期(t14)から(t15)までの時間間隔とを、便宜上、
同じ間隔で図示してあるが、上述の説明から明らかなよ
うに、実際には、時期(t14)から時期(t15)までに必要な
制御サイクル数は、時期(t4)から時期(t5)までに必要な
制御サイクル数よりも、ずっと少ないものである。
【００６６】一変形例として、信号電圧(V9)を「０」レ
ベルとして、前置分周器(28)がバイパスされるように構
成し、適宜の形状の位相信号をカウンタ(26)のクロック
入力端子に直接に入力させるようにしてもよい。
【００６７】図１の回路は、交流発電機の負荷の変動量
の大きさに無関係に作動できることは、明らかであろ
う。負荷の変動量が小さければ、カウンタ(26)の内容を
変化させる量が小さくて、迅速に新たな安定値に到達す
ることになる。制御時間は、完全に受け入れ可能な一定
値に保持される。
【００６８】以上、図示の実施例に基づいて説明した
が、本発明は、上述の内容に限定されるものではなく、
本発明の範囲に含まれるあらゆる変形ないし応用を含む
ものである。
【００６９】
【発明の効果】(ａ) 特に、自動車のエンジンが無負荷
で空転するアイドリング中などに、各種の電気装置に通
電して、エンジンに連結した交流発電機の負荷が急激に
増加したとき、負荷トルクの増加によるエンジンのノッ
キングや失速停止の危険を軽減することができる。
【００７０】(ｂ) 交流発電機の励振を、交流発電機の
回転速度の関数として変化する信号に基づいて制御する
ようにしてあるため、確実で信頼性の高い制御をするこ
とができる。
【００７１】(ｃ) 回路は、比較的簡単な構成で安価に
製作でき、実用性が高い。
【００７２】(ｄ) 制御は自動的に行われるので、運転
者に負担がかからず、安全運転に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の制御回路のブロック図であ
る。
【図２】負荷が急激に増加したときの、図１の制御回路
の制御サイクルを示すタイムチャート図である。
【図３】負荷が急激に減少したときの、図１の制御回路
の制御サイクルを示すタイムチャート図である。
【符号の説明】
(10)ローパスフィルタ (11)ロジック反転回路 (12)コンパレータ (14)クロック信号発生回路 (16)前置分周回路 (18)ディジタル型カウンタ (20)ディジタル・アナログ変換器 (22)コンパレータ (24)積分回路 (26)ディジタル型カウンタ (28)前置分周器 (B+)電源電圧 (B1)入力端子 (B2)入力端子 (B3)出力端子 (R1)(R2)分圧抵抗ブリッジ (V1)(Vref)基準信号 (V2)〜(V12)電圧 (FF1)〜(FF4)フリップフロップ (G1)〜(G8)ＮＡＮＤゲート (I1)ロジック反転回路 (φ)位相信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−12639（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−118800（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−32726（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276687（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−308135（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−64299（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−70936（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−34900（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24 H02P 9/14 H02P 9/30

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自動車用バッテリーを充電するための交
    流発電機の電圧を制御する回路であって、 （イ）鋸刃状基準信号（Ｖ１）を発生する信号発生器
    （１８，２０）と、 （ロ）鋸刃状基準信号（Ｖ１）を、交流発電機の出力電
    圧(B+)に比例する電圧（Ｖ２）と比較する第１コンパレ
    ータであって、第１コンパレータの出力に応答して変化
    して交流発電機を励振させるデューティー比を有する第
    １制御信号(V3)を発生する第１コンパレータと、 （ハ）可変ディジタルデータを蓄積記憶するカウンタ(2
    6)と、 （ニ）ディジタル比較信号を、前記可変ディジタルデー
    タと比較する第２ディジタルコンパレータであって、第
    ２コンパレータの出力に応答して変化して交流発電機を
    励振させるデューティー比を有する第２制御信号(V１
    １)を発生する第２ディジタルコンパレータ（２２）
    と、 （ホ）第１及び第２制御信号(V3)(V11)に作用して、前
    記可変ディジタルデータを、交流発電機の出力電圧（Ｂ
    ＋）に比例する電圧（Ｖ２）の変化に対応して変化さ
    せ、且つ交流発電機及びバッテリーからの所要電流が急
    激に増加したときに、前記変化が、電圧（Ｖ２）に発生
    する速度よりも遅い速度で、第１及び第２制御信号(V3)
    (V11)に作用する可変ディジタル制御手段(FF2)(FF3)(FF
    4)(26)と、 （ヘ）交流発電機及びバッテリーからの所要電流が急激
    に増加したときに、第２制御信号（Ｖ３，Ｖ１１）の援
    助により、交流発電機の励振を制御して、交流発電機の
    励振を漸増させる選択手段(FF1)とを備えた交流発電機
    によりバッテリーを充電するための漸増励起型制御回路
    において、 前記ディジタル比較信号が、ディジタルーアナログ変換
    後、鋸刃状基準信号（Ｖ１）として機能し、 制御手段（ＦＦ４、２４）が、第１及び第２信号（Ｖ
    ３、Ｖ１１）のデューテイ比を比較し、且つ、前記比較
    の関数として信号を供給して前記第２制御信号（ Ｖ１
    １）を漸増させるロジック回路（ＦＦ２，ＦＦ３，ＦＦ
    ４，１１）を含むことを特徴とする自動車用バッテリー
    を充電するための交流発電機の電圧を制御する回路。
  2. 【請求項２】 前記可変ディジタルデータが、交流発電
    機の出力電圧（Ｂ＋）に比例する前記電圧（Ｖ２）と同
    じ範囲と同じ方向で変化することを特徴とする請求項１
    に記載の自動車用バッテリーを充電するための交流発電
    機の電圧を制御する回路。
  3. 【請求項３】 制御手段（ＦＦ４、２４）が、交流発電
    機の所要の電流を増加させた後で、所定時間経過した後
    だけ、可変ディジタルデータを変化させることができる
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載の自動車用バッ
    テリーを充電するための交流発電機の電圧を制御する回
    路。
  4. 【請求項４】 さらに、制御手段（ＦＦ４、２４）が、
    前記ロジック回路（ＦＦ４）が所定の変動サイクルで同
    じ信号を発生してしまった後だけ、カウンタ（２６）の
    内容を変化させる積分回路（２４）を備えていることを
    特徴とする請求項３に記載の自動車用バッテリーを充電
    するための交流発電機の電圧を制御する回路。
  5. 【請求項５】 ロジック回路（ＦＦ４）が、二安定フリ
    ップフロップを備え、かつ積分回路(24)が、ロジック回
    路を連結したシフトレジスタを備えることを特徴とする
    請求項４に記載の交流発電機によりバッテリーを充電す
    るための漸増励起型制御回路。
  6. 【請求項６】 可変ディジタルデータが変化する速度
    が、交流発電機の回転速度の関数として決定されるよう
    になっていることを特徴とする請求項１〜５項のいずれ
    かに記載の交流発電機によりバッテリーを充電するため
    の漸増励起型制御回路。
  7. 【請求項７】 交流発電機からの出力電圧の減少に対応
    する方向に変化する可変ディジタルデータの速度が、前
    記ディジタルデータが反対方向に変化する速度より遅い
    ことを特徴とする請求項６に記載の交流発電機によりバ
    ッテリーを充電するための漸増励起型制御回路。
  8. 【請求項８】 第２のディジタル型カウンタ(26)のクロ
    ック入力端子が、交流発 電機の位相信号(φ)から得たク
    ロック信号を受けることを特徴とする請求項６又は７項
    のいずれかに記載の交流発電機によりバッテリーを充電
    するための漸増励起型制御回路。
  9. 【請求項９】 分周比を、制御手段(FF4、24)からの出
    力信号の関数として変化させる制御入力を有するディジ
    タル型前置分周器(28)を備えることを特徴とする請求項
    ７及び８に記載の交流発電機によりバッテリーを充電す
    るための漸増励起型制御回路。
  10. 【請求項１０】 第２の可変ディジタルデータが逆方向
    に変化する場合の分周比が一定値であることを特徴とす
    る請求項９に記載の交流発電機によりバッテリーを充電
    するための漸増励起型制御回路。
  11. 【請求項１１】 信号選択手段（ＦＦ１）が、第１及び
    第２の制御信号(V3)(V11)の中、デューテイ比が小さい
    方を選択して出力信号とすることを特徴とする請求項１
    〜１０のいずれかに記載の交流発電機によりバッテリー
    を充電するための漸増励起型制御回路。
  12. 【請求項１２】 信号選択手段が二安定フリップフロッ
    プ(FF1)を備えていて、二安定フリップフロップ(FF1)の
    ２個のリセツト入力が、２個のコンパレータ(12)(22)か
    らの出力信号を受けることを特徴とする請求項１１に記
    載の交流発電機によりバッテリーを充電するための漸増
    励起型制御回路。
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