JPH06311664A - 交流発電機により電池を充電するための漸増励起型制御回路 - Google Patents

交流発電機により電池を充電するための漸増励起型制御回路

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JPH06311664A
JPH06311664A JP6016156A JP1615694A JPH06311664A JP H06311664 A JPH06311664 A JP H06311664A JP 6016156 A JP6016156 A JP 6016156A JP 1615694 A JP1615694 A JP 1615694A JP H06311664 A JPH06311664 A JP H06311664A
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  • Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 エンジンのアイドリング中に、エンジンに連
結した交流発電機の電気負荷が急激に増加したときに、
エンジンがノッキングや失速停止をするのを防止する。 【構成】 基準電圧Ｖ１を、交流発電機の出力電圧Ｂ＋
に比例する第１可変データＶ２と比較した関数として第
１制御信号電圧Ｖ３を出力する第１のコンパレータ１２
と、第２可変データを記憶するカウンタ２６と、基準電
圧と第２可変データとを比較した関数として第２制御信
号電圧Ｖ１１を出力する第２のコンパレータ２２と、負
荷が急激に増加したときに、電圧Ｖ３とＶ１１とに基づ
いて、第２可変データを第１可変データよりも低速で変
化させる第２データ制御手段ＦＦ４，２４と、負荷が急
激に増加したときに、交流発電機の励起を第２制御信号
電圧Ｖ１１を選択して制御する選択手段ＦＦ１とを備え
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には、自動車な
どにおいて、交流発電機により電池を充電する際に、電
圧を制御する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の回路は、基準信号を、交
流発電機の出力電圧から得られる第１の可変データと比
較する手段と、電気的特性が比較結果の関数として変化
する第１の制御信号を出力して、交流発電機の励起を変
化させる手段とで構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような構成では、
自動車のエンジンが、アイドリング、すなわち無負荷で
空転しており、かつ、交流発電機が、たとえば、氷結防
止や暖房用、空調機用、前照灯などのジュール熱効果を
使用する装置などの電気設備に通電する場合などの、高
電流出力が必要になった際には、交流発電機からの出力
電圧が急激に降下し、その結果、それらに供給される電
流が直ちに最高励起値になってしまう。
【０００４】したがって、エンジンに連結した交流発電
機のトルク負荷が急激に増加し、エンジンがしゃっくり
(ノッキング)を起こしたり、あるいは失速停止すること
さえもある。
【０００５】交流発電機の電気負荷が急激に増加したと
きに、交流発電機の励起を漸進的に増加させ、特に、エ
ンジンの電子制御回路が状況に対処する時間を確保し
て、上記の不都合を緩和することは公知である。
【０００６】しかしながら、この種の公知の回路は、比
較的複雑で高価につく。
【０００７】さらに、公知の回路は、一般に、エンジン
の毎分あたりの回転数がある閾値より低い場合に作動す
るようになっていて、閾値より高速では作動しないの
で、エンジンの実際の回転数に充分には応答できない場
合が生じてくる。
【０００８】特に、交流発電機の漸増的な励起制御は、
それが不必要な場合にも行われるので、自動車の電気回
路の電圧がかなり低い場合に、所定電圧に到達するまで
に時間がかかり、運転者に苛立ちを感じさせてしまう。
【０００９】本発明は、従来技術の欠点を改善し、上述
した機能を備え、簡単で安価であり、実用性が高く、消
費電力が少なく、かつ、エンジンの実際の回転速度に比
較的迅速に応答して作動できる制御回路を提供すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの本発明は、次のとおりに構成されている。
【００１１】自動車用の電池を充電するための交流発電
機の電圧を制御するために、基準電圧を交流発電機の出
力電圧から得た第１の可変データと比較して、交流発電
機の変化する励起値と比較した結果の関数として変化す
る第１制御信号を出力するコンパレータを備える回路で
あって、第２の可変データを蓄積記憶する手段と、基準
電圧を第２の可変データと比較して、交流発電機の励起
値変化と比較した結果の関数として変化する電気特性を
有する第２制御信号を出力する第２のコンパレータと、
第１及び第２制御電圧に基づいて、第１の可変データの
変化に対応して第２の可変コンパレータタを変化させる
ように作動し、交流発電機及び電池からの所要電流が急
激に増加したときに、第１の可変データの変化速度より
も、第２の可変データの変化速度を低速に制御する第２
データ制御手段と、交流発電機及び電池からの所要電流
が急激に増加したときに、第２データ制御手段の援助に
より、交流発電機の励起を制御して、交流発電機の励起
を漸増させる信号選択手段とを備えることを特徴とする
交流発電機により電池を充電するための漸増励起型制御
回路。
【００１２】第１の可変データが、交流発電機の出力電
圧に比例する電圧であり、第２の可変データが、第１の
可変データと同じ範囲で同じ方向に変化するデータであ
り、第１と第２のコンパレータが、第１と第２の可変デ
ータを鋸刃状の基準電圧と比較するものであり、かつ第
１と第２の制御信号が、可変デューテイ比の信号である
ことが望ましい。
【００１３】鋸刃状の基準信号が、クロック信号で制御
される第１のディジタル型カウンタの内容をディジタル
・アナログ変換して得た信号であり、第２の可変データ
が、第２のディジタル型カウンタに収容したディジタル
データであり、第２コンパレータが、第１と第２のカウ
ンタの内容を比較するディジタル型コンパレータである
ことが望ましい。
【００１４】制御手段が、交流発電機及び電池の所要電
流が増加した後に、ある遅延時間を設けて第２の可変デ
ータを変化させるようになっていることが望ましい。
【００１５】制御手段が、第１と第２の制御信号のデュ
ーテイ比を比較する論理回路と、論理回路に制御サイク
ルを所定回数反復した比較データを与えた後に、第２カ
ウンタの内容を変化させる積分回路とを備えていること
が望ましい。
【００１６】論理回路に二安定フリップフロップを備
え、積分回路に組み合わせ論理回路を連結したシフトレ
ジスタを備えることが望ましい。
【００１７】第２の可変データを、交流発電機の回転速
度の関数で定まる速度で変化させるようになっているこ
とが望ましい。
【００１８】交流発電機からの出力電圧の減少に対応す
る方向における第２の可変データの変化速度を、第２の
可変データの逆方向の変化速度よりも低速とすることが
望ましい。
【００１９】第２のディジタル型カウンタのクロック入
力端子に、交流発電機の位相信号から得たクロック信号
を入力させるようにすることが望ましい。
【００２０】分周比を、制御手段からの出力信号の関数
として変化させるための制御入力端子を有するディジタ
ル型分周回路を備えることが望ましい。
【００２１】第２の可変データが逆方向に変化する場合
の分周比が一定値であることが望ましい。
【００２２】信号選択手段が、第１及び第２の制御信号
の中、デューテイ比が小さい方を選択して出力信号とす
ることが望ましい。
【００２３】信号選択手段が、２個の比較手段からの出
力信号が入力する２個のリセツト入力端子を有する二安
定フリップフロップを備えることが望ましい。
【００２４】
【作用】交流発電機の電気負荷が急激に増加したとき、
交流発電機の回転速度を制御するための、回路からの出
力信号のデューテイ比が比較的ゆるやかに増加して、交
流発電機の回転速度を漸次に増加させることにより、エ
ンジンが無負荷で空転しているアイドリング中に、交流
発電機の負荷が急激に増加したときのノッキングや失速
停止の危険を防止する。
【００２５】
【実施例】図１は、負荷を漸次的に増加させる本発明の
電子回路のブロツク図である。
【００２６】図１の回路は、自動車の電池の陽極電圧(B
+)が入力する端子(B1)と、自動車の交流発電機から得ら
れる位相信号(φ)が入力する端子(B2)と、交流発電機の
励起コイルの励起電流を制御する半導体スイッチ(図示
省略)への制御信号を出力する出力端子(B3)とを備えて
いる。
【００２７】電圧(B+)を分圧抵抗ブリッジ(R1)(R2)に供
給して、ブリッジの中央点から(B+)を分圧した電圧を出
力し、ローパスフィルタ(10)の端子に入力させて、交流
成分と、たとえば高周波の干渉信号であるパルス成分と
を除去する。
【００２８】フィルタ(10)からの出力(電圧V2)は、アナ
ログ型コンパレータ(12)の負極側入力端子に供給され
る。
【００２９】固定周波数発振器またはクロック信号発生
回路(14)は、前置分周回路(16)を介して、たとえば５ビ
ットのカウンタであるディジタル型カウンタ(18)に対し
て、クロック信号(CLK)を入力する。
【００３０】カウンタ(18)からの５個の並列出力は、デ
ィジタル・アナログ変換器(20)の５個の並列入力に供給
される。この変換器(20)には、好ましくは回路自体によ
り出力される基準電圧(Vref)を、公知の手段で入力して
ある。
【００３１】この結果、前記変換器(20)は、連続的に逓
減する電圧(電圧V1)を持つ鋸刃信号を、ディジタル型カ
ウンタ(18)の連続的なダウンカウント信号の関数として
出力し、逓減電圧信号は、コンパレータ(12)の正極側入
力端子に供給される。
【００３２】ディジタル型カウンタ(18)は、次に説明す
るように、逓減電圧信号と同一の周波数のクロツク信号
(電圧V4)を送りだす。
【００３３】また、ディジタル型カウンタ(18)からの５
個の並列出力は、５ビットのディジタル型コンパレータ
(22)の第１組の入力端子にも供給してある。
【００３４】本発明の回路は、それぞれ符号(G1)〜(G8)
で示すＮＡＮＤゲートを、公知の要領で１対ずつクロス
接続した、４個の二安定フリップフロップ(FF1)(FF2)(F
F3)(FF4)を備えている。
【００３５】二安定フリップフロップ(FF1)のＮＡＮＤ
ゲート(G1)には、ディジタル型カウンタ(18)から出力す
るクロック信号(V4)が入力する。
【００３６】３個の入力端子を有するＮＡＮＤゲート(G
2)には、コンパレータ(12)からの出力である電圧(V3)、
及びディジタル型コンパレータ(22)からの出力である電
圧(V11)で形成された２個の入力信号が、それぞれ入力
する。
【００３７】フリップフロップ(FF1)の出力(ゲート(G1)
からの出力電圧(V12))は、励起制御信号を形成し、出力
端子(B3)に接続されている。
【００３８】第２のフリップフロップ(FF2)のＮＡＮＤ
ゲート(G3)には、アナログ型コンパレータ(12)の出力信
号(V3)を入力させ、ゲート(G4)には、上記のクロック信
号(V4)を入力してある。
【００３９】フリップフロップ(FF2)の出力(ゲート(G3)
からの出力電圧(V5))は、フリップフロップ(FF4)のゲー
ト(G7)に入力する。
【００４０】二安定フリップフロップ(FF3)のゲート(G
5)には、クロック信号(V4)を入力させ、ゲート(G6)に
は、ディジタル型コンパレータ(22)からの出力(V11)を
入力してある。
【００４１】二安定フリップフロツプ(FF3)の出力(ゲー
ト(G5)からの出力電圧(V6))は、論理反転回路(I1)の入
力端子に供給され、その出力(電圧(V7)は、二安定フリ
ツプフロップ(FF4)のゲート(G8)の第２入力端子に接続
してある。
【００４２】フリップフロップ(FF4)の出力(ゲート(G7)
からの出力電圧(V8))は、ノイズ積分回路(24)の入力端
子に接続してある。この回路(24)は、たとえば、各桁が
組み合わせ回路(詳細な説明は省略)に接続されて、次に
説明する機能を持つＮ個桁(たとえば８桁)のシフトレジ
スタで構成してある。
【００４３】回路(24)の出力電圧(V9)は、３状態の電圧
で出力する。
【００４４】この出力電圧(V9)は、上述したディジタル
型コンパレータ(22)の５個の入力端子に接続された５個
の並列出力端子を有する、アップダウン型のもう１つの
ディジタル型カウンタ(26)のアップダウン計数指示入力
端子に供給される。
【００４５】アップダウン式のディジタル型カウンタ(2
6)のクロック入力信号(CLK)は、適宜の手段(図示省略)
により所要の形状を付された信号(φ)により、前置分周
器(28)を介して計時制御される。
【００４６】また、ノイズ積分回路(24)の出力電圧(V9)
は、前置分周器(28)にも(図面に符号(V10)で示す電圧
で)供給されて、その作動の実行と非実行とを選択し、
かつ、後述するようにして、分周比を変化させる。
【００４７】図１の回路の作動を、まず図２によって、
次いで図３によって説明する。
【００４８】前提として、固定周波数型、すなわち、交
流発電機が励起する矩形波の信号の周波数が一定で、波
形のデューテイ比のみが変化する場合に、本発明により
遂行される制御について説明する。
【００４９】まず、本発明の回路に組み合わされる交流
発電機が、一定の条件と低負荷値の下で運転される場合
を想定する。この負荷値を示す信号(CH)は、図２にパー
セントで表わしてある。
【００５０】この状態では、ローパスフィルタ(10)を通
った後の電圧(B+)の分圧値(鎖線で示す電圧(V2))は、高
レベルである。
【００５１】この電圧値を、ディジタル・アナログ変換
器(20)からの漸減鋸刃型電圧(実線で示す電圧(V1))と比
較すると、低いデューテイ比(ＲＣ１％と記載する)の矩
形波形状の電圧(V3)が出力する。
【００５２】この時点で、ディジタル型カウンタ(18)
は、信号電圧(V1)の各傾斜辺の始点に短い論理値「０」の
パルスを形成したクロック信号電圧(V4)を、所要の制御
周波数で出力する。
【００５３】上述した低負荷の条件では、回路の出力電
圧(V12)は、同じ時期における電圧(V3)と同一の論理レ
ベルを有する必要がある。
【００５４】このために、二安定フリップフロップ(FF
1)は、クロック信号電圧(V4)の各立下がりにより、高レ
ベルないし「１」レベルにセットされ、信号電圧(V3)の各
立下がりにより、低レベルないし「０」レベルにリセット
されるようにしてある。
【００５５】したがって、二安定フリップフロップ(FF
1)は、信号電圧(V3)と同一形状をなす信号電圧(V12)を
送りだし、それにより、従来におけると同様に交流発電
機の出力電圧を制御するために、交流発電機の励起を、
信号電圧(V3)と同じデューテイ比で制御する。
【００５６】この状態で、コンパレータ(12)の出力と図
１の回路の主出力との間に、二安定フリップフロップ(F
F1)を設けることにより、通常では交流発電機の使用環
境に生じるノイズと干渉に対して、良好な免疫性を確保
し得ることは、明らかであろう。
【００５７】ここで、コンパレータ(22)で、アップダウ
ン式ディジタル型カウンタ(26)の内容と、ディジタル型
ダウンカウンタ(18)の内容とを比較して、信号(V3)のＲ
Ｃ１％のデューテイ比にきわめて近いデューテイ比の信
号電圧(V11)を発生させる。
【００５８】上記の条件下では、信号電圧(V3)と(V11)
との立下がりは、おおむね実質的に同時に生じ、これら
の２つの信号が入力する二安定フリップフロップ(FF1)
は、上述のように機能する。
【００５９】二安定フリップフロップ(FF2)の目的は、
制御用の「所望の」デューテイ比を示す出力の信号電圧(V
5)を発生させることである。
【００６０】上述の低負荷の安定条件では、二安定フリ
ップフロップ(FF2)は、(FF1)と異なり、クロック信号電
圧(V4)の立下がりによって、「０」レベルにリセットされ
る。
【００６１】二安定フリップフロップ(FF2)は、コンパ
レータ(12)の出力信号電圧(V3)の立下がりによって、
「１」レベルにセットされる。
【００６２】すなわち、二安定フリップフロップ(FF2)
が送りだす信号電圧(V5)は、信号電圧(V3)を反転した、
同一のデューテイ比の信号であり、やはりこの条件でノ
イズに対する免疫性を備えている。
【００６３】二安定フリップフロップ(FF3)は、クロッ
ク信号電圧(V4)と、ディジタル型コンパレータ(22)の出
力信号電圧(V11)とのみによって作動する。
【００６４】クロック信号電圧(V4)の立下がりは、二安
定フリップフロップ(FF3)の出力電圧(V6)を「１」レベル
にセットし、電圧(V11)の立下がりは、この信号電圧(V
6)を「０」レベルにリセットする。
【００６５】すなわち、この安定条件では、二安定フリ
ップフロップ(FF3)は、カウンタ(26)の内容に関連する
信号電圧(V11)を、同じデューテイ比で複製した信号電
圧(V6)を送りだすことになる。
【００６６】この信号電圧(V6)は、論理反転回路(I1)に
より反転されて、信号電圧(V7)を作る。
【００６７】上述から明らかなように、信号電圧(V5)と
(V7)との立下がりは、無視できる程度の伝播遅延時間の
範囲内で重なり、それらの立上がりは、ほぼ重なってい
る。
【００６８】二安定フリップフロップ(FF4)の目的は、
信号電圧(V5)と(V7)とにおける低レベル時期の期間(し
たがってデューテイ比)を比較し、その比較結果の関数
として、レベルが「０」又は「１」になる信号(電圧(V8))を
送りだすことである。
【００６９】上述の安定条件が継続する限り、二安定フ
リップフロップ(FF4)は、「０」及び「１」のレベルの信号
を交互に送りだして、積分回路(24)のシフトレジスタに
連続的に印加する。
【００７０】「０」及び「１」レベルの両方が存在する間、
このシフトレジスタの出力は、非作動状態(たとえば、
高インピーダンスの状態)に保持されて、カウンタ(26)
の内容は変化しない。
【００７１】したがって、この条件では、標準的な制御
が行われることが理解されよう。
【００７２】この時点では、この「標準」作動の状態でカ
ウンタ(26)の内容が「凍結」されているために、恒久的な
基準設定値としてのカウンタの内容を、細かく調節する
ための回路の作動は、不必要なものとして除外される。
【００７３】図２には、自動車の１個ないし複数個の電
気装置のスイッチが入って、大電流が流れ、時期(t1)と
(t2)との間で、交流発電機の電気負荷が急激に増加した
状態が示されている。
【００７４】このとき、電源(B+)から得られる電圧(V2)
は、急激に低下する。
【００７５】次の制御サイクルの始期(時期(t3))で、電
圧(V3)のデューテイ比は、ＲＣ２％と記載する高い値に
切り替わり、一方、電圧(V11)のデューテイ比は、その
時点では変化せずに保持される。
【００７６】そこで、電圧(V11)は、電圧(V3)が立下が
るよりも、早期に立下がることになる。
【００７７】電圧(V3)とが(V11)とがＮＡＮＤゲート(G
2)に入力すると、二安定フリップフロップ(FF1)は、デ
ューテイ比が小さい方の信号を選択する選択器として作
動し、電圧(V11)は、フリップフロップ(FF1)の出力(電
圧(V12))として複製される。
【００７８】かくして、この出力電圧(V12)は、カウン
タ(26)の内容によって定まるＲＣ２％に近い小さいデュ
ーテイ比に保持される。
【００７９】したがって、この時点では、交流発電機の
励起は増加しない。
【００８０】一方、この状態は、二安定フリップフロッ
プ(FF4)の入力として後続の現象を生じ、この制御サイ
クルの右端に示す信号電圧(V5)の立上がりを、信号電圧
(V7)の立上がりよりも遅延させて、この時の状態を変化
させずに保持する。
【００８１】その結果、電圧(V8)は、恒久的に論理値
「１」に保持され、シフトレジスタに論理値「１」が連続し
て書き込まれる。
【００８２】シフトレジスタの桁数と等しいＮ回の制御
サイクルが終わると、シフトレジスタの各桁には、すべ
て論理値「１」が書き込まれる(時期(t4))。
【００８３】シフトレジスタは、(周知のＡＮＤ機能を
使用して)論理値が「１」レベルであるときに信号電圧(V
9)を出力し、カウンタ(26)の内容を、前置分周器(28)の
出力で定まる率で漸減させるように構成してある。
【００８４】図示のように、カウンタ(26)の内容が漸減
すると、信号電圧(V11)のデューテイ比は、漸次増加す
る。
【００８５】信号電圧(V11)の立下がり時期を、信号電
圧(V3)の立下がり時期よりも早期に設定すれば、二安定
フリップフロップ(FF1)は、信号(V11)の立下がりによ
り、出力レベルを「０」に切り替えて、回路の出力信号(V
12)のデューテイ比を、信号(V11)と同一に漸増させる。
【００８６】これにより、交流発電機の励起が漸次増加
する。
【００８７】この場合、励起の増加率は、交流発電機の
回転速度に比例するカウンタ(26)の内容の減少率に基づ
いて定まることは、明らかである。
【００８８】カウンタ(26)のクロック入力端子には、交
流発電機の回転速度(端子(B2)に入力する位相信号の角
度周波数)に比例する周波数の信号が入力する。
【００８９】前置分周器(28)における分周比は、カウン
トダウンに対応する積分回路(24)からの論理値「１」レベ
ルの信号を受けて、適宜の値に設定される。
【００９０】上述した本発明の特徴は、交流発電機の負
荷が漸増したときに、交流発電機の回転速度を急速に増
加させること、すなわち、エンジンの回転速度を大きく
して、交流発電機の回転速度を早くさせるという利点を
備えている。
【００９１】換言すれば、交流発電機に負荷がかかった
ときに、回転数を大きくして、エンジンのノッキングや
失速停止の危険を軽減することができる。
【００９２】カウンタ(26)の内容がある値に低下して、
信号電圧(V3)と(V11)とのデューテイ比が同一になると
(時期(t5))、二安定フリップフロップ(FF4)は、前述し
た低負荷条件における両信号の立上がり時期に対する安
定状態と同じになり、レベル「０」と「１」とを交互に出力
して、回路(24)のシフトレジスタに印加する。
【００９３】そこで、この回路の論理値は、非作動出力
状態になり、カウンタ(26)による漸次減少を停止させ
て、その内容を「凍結」する。
【００９４】したがって、信号電圧(V11)のデューテイ
比は、信号電圧(V3)のそれに近い一定値に保持される。
【００９５】この時期から、回路の出力電圧(V12)は、
信号電圧(V3)及び(V5)により定まる所要のデューテイ比
と、実質的に等しいデューテイ比を持つことになる。
【００９６】上述の説明から理解されるように、高デュ
ーテイ比が要求される時期(t2)と、励起制御信号(電圧
(V12))に与えられるデューテイ比が実際に増加し始める
時期との間には、ある量の遅延時間が必要になる。
【００９７】このシフトレジスタの全桁が同じ論理値に
なるまでの待機時間または遅延時間は、負荷が急激に増
加した時から無視できる程度の(数制御サイクルを超え
ない)きわめて短時間ですむ利点がある。
【００９８】図３は、図２と同様で、負荷が安定した高
負荷レベルから低負荷レベルに移行する場合を示す。
【００９９】交流発電機に接続された電気負荷が、(図
３のように)急激に低下した場合には、図１の回路は、
図２で説明と反対に作動する。
【０１００】負荷が急激に低下する前(時期(t11)の始
期)は、カウンタ(26)の内容は、信号電圧(V3)と(V11)と
のデューテイ比を互いに近い値にする、ある値で安定し
ている。
【０１０１】二安定フリップフロップ(FF4)は、「０」と
「１」とが混在した論理値信号を送りだし、積分回路(24)
の出力は、非作動状態になっている。
【０１０２】負荷が、時期(t11)と(t12)との間で急激に
低下した場合には、電圧(V3)のデューテイ比は、次の制
御サイクルの始期(時期(t13))から、電圧(V11)のデュー
テイ比よりも低くなる。
【０１０３】二安定フリップフロップ(FF1)は、２つの
電圧(V3)と(V11)との中のデューテイ比が低い方を選択
する機能を持っているので、電圧(V3)が出力電圧(V12)
に複製されて、交流発電機の励起は、直ちに減少する。
【０１０４】(高電流が流れている電気機器のスイッチ
が切られたことによって、電気負荷の低下が生じた場合
に、交流発電機の励起が直ちに減少することは、単に、
エンジンの回転数がいくらか増加するだけで、危険性は
なく、有害ではない。
【０１０５】同時に、二安定フリップフロップ(FF4)
は、シフトレジスタの各桁に「０」レベルを印加する電圧
信号(V8)を送りだす。
【０１０６】シフトレジスタの全桁が「０」レベルになる
と、積分回路(24)は、この条件に応じて論理値「０」レベ
ルの信号電圧(V9)を出力する(時期(t14))。
【０１０７】この論理値レベルは、カウンタ(26)の内容
を、交流発電機からの位相信号の角度周波数と前置分周
器(28)の分周比とによって固定された速度で、増大させ
ることになる。
【０１０８】この分周比は、信号電圧(V9)の論理値が
「１」レベルである図２の場合よりも、かなり小さいこと
は、明らかであろう。
【０１０９】これによって、カウンタ(26)の内容をでき
るだけ急速に増加させて、その内容が出力電圧(V12)の
デューテイ比に影響しないようにすることができる。
【０１１０】カウンタ(26)の内容が急速に増加すること
は、回路をできるだけ迅速に、図２のタイムチャートの
始期に対応する初期状態に復帰させるという利点があ
る。
【０１１１】換言すれば、回路を、新たな電気消費量の
急激な増加に迅速に応答できる状態に設定するというこ
とである。
【０１１２】カウンタ(26)の内容の急速な増加が終了す
ると(時期(t15))、回路は、初期状態に復帰する。
【０１１３】図２における時期(t4)から(t5)までの時間
間隔と、図５における時期(t14)から(t15)までの時間間
隔とを、便宜上、同じ間隔で図示してあるが、上述の説
明から明らかなように、実際には、時期(t14)から時期
(t15)までに必要な制御サイクル数は、時期(t4)から時
期(t5)までに必要な制御サイクル数よりも、ずっと少な
いものである。
【０１１４】一変形例として、信号電圧(V9)を「０」レベ
ルとして、前置分周器(28)がバイパスされるように構成
し、適宜の形状の位相信号をカウンタ(26)のクロック入
力端子に直接に入力させるようにしてもよい。
【０１１５】図１の回路は、交流発電機の負荷の変動量
の大きさに無関係に作動できることは、明らかであろ
う。
【０１１６】負荷の変動量が小さければ、カウンタ(26)
の内容を変化させる量が小さくて、迅速に新たな安定値
に到達することになる。
【０１１７】制御時間は、完全に受け入れ可能な一定値
に保持される。
【０１１８】以上、図示の実施例に基づいて説明した
が、本発明は、上述の内容に限定されるものではなく、
本発明の範囲に含まれるあらゆる変形ないし応用を含む
ものである。
【０１１９】
【発明の効果】(ａ) 特に、自動車のエンジンが無負荷
で空転するアイドリング中などに、各種の電気装置に通
電して、エンジンに連結した交流発電機の負荷が急激に
増加したとき、負荷トルクの増加によるエンジンのノッ
キングや失速停止の危険を軽減することができる。
【０１２０】(ｂ) 交流発電機の励起を、交流発電機の
回転速度の関数として変化する信号に基づいて制御する
ようにしてあるため、確実で信頼性の高い制御をするこ
とができる。
【０１２１】(ｃ) 回路は、比較的簡単な構成で安価に
製作でき、実用性が高い。
【０１２２】(ｄ) 制御は自動的に行われるので、運転
者に負担がかからず、安全運転に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の制御回路のブロック図であ
る。
【図２】負荷が急激に増加したときの、図１の制御回路
の制御サイクルを示すタイムチャート図である。
【図３】負荷が急激に減少したときの、図１の制御回路
の制御サイクルを示すタイムチャート図である。
【符号の説明】
(10)ローパスフィルタ (11)論理反転回路 (12)コンパレータ (14)クロック信号発生回路 (16)前置分周回路 (18)ディジタル型カウンタ (20)ディジタル・アナログ変換器 (22)コンパレータ (24)積分回路 (26)ディジタル型カウンタ (28)前置分周器 (B+)電源電圧 (B1)入力端子 (B2)入力端子 (B3)出力端子 (R1)(R2)分圧抵抗ブリッジ (V1)(Vref)基準信号 (V2)〜(V12)電圧 (FF1)〜(FF4)フリップフロップ (G1)〜(G8)ＮＡＮＤゲート (I1)論理反転回路 (φ)位相信号

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自動車用の電池を充電するための交流発
    電機の電圧を制御するために、基準電圧(V1)を交流発電
    機の出力電圧(B+)から得た第１の可変データ(V2)と比較
    して、交流発電機の変化する励起値と比較した結果の関
    数として、変化する第１制御信号(V3)を出力するコンパ
    レータ(12)を備える回路であって、 第２の可変データを蓄積記憶するカウンタ(26)と、 基準電圧を第２の可変データと比較して、交流発電機の
    変化した励起値と比較した結果の関数として変化する電
    気特性を有する第２制御信号(V11)を出力する第２のコ
    ンパレータ(22)と、 第１及び第２制御信号電圧(V3)(V11)に基づいて、第１
    の可変データの変化に対応して第２の可変データを変化
    させるように作動し、交流発電機及び電池からの所要電
    流が急激に増加したときに、第１の可変データの変化速
    度よりも、第２の可変データの変化速度を低速に制御す
    る第２データ制御手段(FF2)(FF3)(FF4)(26)と、 交流発電機及び電池からの所要電流が急激に増加したと
    きに、第２データ制御手段の援助により、交流発電機の
    励起を制御して、交流発電機の励起を漸増させる信号選
    択手段(FF1)とを備えることを特徴とする交流発電機に
    より電池を充電するための漸増励起型制御回路。
  2. 【請求項２】 第１の可変データ(V2)が、交流発電機の
    出力電圧(B+)に比例する電圧であり、第２の可変データ
    が、第１の可変データと同じ範囲で同じ方向に変化する
    データであり、第１と第２のコンパレータ(12)(22)が、
    第１と第２の可変データを鋸刃状の電圧(V1)と比較する
    ものであり、かつ第１と第２の制御信号電圧(V3)(V11)
    が、可変デューテイ比の信号であることを特徴とする請
    求項１に記載の交流発電機により電池を充電するための
    漸増励起型制御回路。
  3. 【請求項３】 鋸刃状の基準信号電圧(V1)が、クロック
    信号(14)で制御される第１のディジタル型カウンタ(18)
    の内容をディジタル・アナログ変換して得た信号であ
    り、第２の可変データが、第２のディジタル型カウンタ
    (26)に収容したディジタルデータであり、第２のコンパ
    レータ(22)が、第１と第２のカウンタの内容を比較する
    ディジタル型コンパレータであることを特徴とする請求
    項２に記載の交流発電機により電池を充電するための漸
    増励起型制御回路。
  4. 【請求項４】 制御手段(FF2)(FF3)(FF4)(24)が、交流
    発電機及び電池の所要電流が増加した後に、ある遅延時
    間を設けて第２の可変データを変化させるようになって
    いることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の
    交流発電機により電池を充電するための漸増励起型制御
    回路。
  5. 【請求項５】 制御手段(FF2)(FF3)(FF4)(24)が、第１
    と第２の制御信号のデューテイ比を比較する論理回路(F
    F4)と、論理回路(FF4)に制御サイクルを所定回数反復し
    た比較データを与えた後に、第２カウンタ(26)の内容を
    変化させる積分回路(24)とを備えることを特徴とする請
    求項４に記載の交流発電機により電池を充電するための
    漸増励起型制御回路。
  6. 【請求項６】 論理回路(FF4)が二安定フリップフロッ
    プを備え、かつ積分回路(24)に組み合わせ論理回路を連
    結したシフトレジスタを備えることを特徴とする請求項
    ５に記載の交流発電機により電池を充電するための漸増
    励起型制御回路。
  7. 【請求項７】 第２の可変データを、交流発電機の回転
    速度の関数で定まる速度で変化させるようになっている
    ことを特徴とする請求項１〜６項のいずれかに記載の交
    流発電機により電池を充電するための漸増励起型制御回
    路。
  8. 【請求項８】 交流発電機からの出力電圧の減少に対応
    する方向における第２の可変データの変化速度を、第２
    の可変データの逆方向の変化速度よりも低速としたこと
    を特徴とする請求項７に記載の交流発電機により電池を
    充電するための漸増励起型制御回路。
  9. 【請求項９】 第２のディジタル型カウンタ(26)のクロ
    ック入力端子に、交流発電機の位相信号(φ)から得たク
    ロック信号を入力させるようにしたことを特徴とする請
    求項３〜８のいずれかに記載の交流発電機により電池を
    充電するための漸増励起型制御回路。
  10. 【請求項１０】 分周比を、制御手段(FF2)(FF3)(FF4)
    (24)からの出力信号の関数として変化させるための制御
    入力端子を有するディジタル型前置分周容(28)を備える
    ことを特徴とする請求項８または９に記載の交流発電機
    により電池を充電するための漸増励起型制御回路。
  11. 【請求項１１】 第２の可変データが逆方向に変化する
    場合の分周比が一定値であることを特徴とする請求項１
    ０に記載の交流発電機により電池を充電するための漸増
    励起型制御回路。
  12. 【請求項１２】 信号選択手段が、第１及び第２の制御
    信号(V3)(V11)の中、デューテイ比が小さい方を選択し
    て出力信号とすることを特徴とする請求項２〜１１のい
    ずれかに記載の交流発電機により電池を充電するための
    漸増励起型制御回路。
  13. 【請求項１３】 信号選択手段が、２個のコンパレータ
    (12)(22)からの出力信号が入力する２個のリセツト入力
    端子を有する二安定フリップフロップ(FF1)を備えるこ
    とを特徴とする請求項１２に記載の交流発電機により電
    池を充電するための漸増励起型制御回路。
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