JP3404437B2 - 時分割双方向通信装置 - Google Patents
時分割双方向通信装置Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
- H04L5/16—Half-duplex systems; Simplex/duplex switching; Transmission of break signals non-automatically inverting the direction of transmission
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、時分割双方向通信装置
に係わり、特に、送信タイムスロット（以下、送信スロ
ット）の直前にあるブラインドスロットにおける電圧制
御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の基準値と送信スロッ
トにおける同発振周波数の基準値を略等しくし、送信周
波数の周波数の偏差を抑えるようにした時分割双方向通
信装置に関する。
に係わり、特に、送信タイムスロット（以下、送信スロ
ット）の直前にあるブラインドスロットにおける電圧制
御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の基準値と送信スロッ
トにおける同発振周波数の基準値を略等しくし、送信周
波数の周波数の偏差を抑えるようにした時分割双方向通
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】時分割双方向（ＴＤＤ）通信方式におい
ては、送信スロットの直前にブラインドスロットを設け
ている。このブラインドスロットにおいては、信号が送
信も受信もされずに、送信のための準備が行われるもの
である。
ては、送信スロットの直前にブラインドスロットを設け
ている。このブラインドスロットにおいては、信号が送
信も受信もされずに、送信のための準備が行われるもの
である。
【０００３】ここで、図４は、既知の時分割双方向通信
装置の送受信機における送信部の構成を示すブロック構
成図である。
装置の送受信機における送信部の構成を示すブロック構
成図である。
【０００４】図４に示すように、送信部は、大きく分け
て、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部
と、電圧調整部とからなっている。この内、位相制御部
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と位相制御用のＩＣ
３２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３とからなり、Ｖ
ＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ３２の入力に、ＩＣ３２の
出力がＬＰＦ３３の入力に、ＬＰＦ３３の出力がＶＣＯ
３１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されてい
る。ここで、ＩＣ３２は分周器や位相比較器、チャージ
ポンプ等を備えたものであり、一例としてフィリップ社
製のＵＭＡ１０１８である。変調信号供給部は、ディジ
タル信号源３４と、波形整形回路３５と、ガウシャンフ
ィルタ（ＧＦ）３６とからなり、ディジタル信号源３４
の出力が波形整形回路３５の入力に、波形整形回路３５
の出力がＧＦ３６の入力に、ＧＦ３６の出力がＶＣＯ３
１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。
送信信号出力部は、バッファ増幅器３７と、前置増幅器
３８と、電力増幅器３９と、送受切換えスイッチ４０
と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１と、アンテナ４
２とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子Ｏがバッファ増幅
器３７の入力に、バッファ増幅器３７の出力が前置増幅
器３８の入力に、前置増幅器３８の出力が電力増幅器３
９の入力に、電力増幅器３９の出力が送受切換えスイッ
チ４０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ４０の
可動接点がＢＰＦ４１の一方の端子に、ＢＰＦ４１の他
方の端子がアンテナ４２にそれぞれ接続されている。電
圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）４３と、第１の電源
スイッチ４４と、第２の電源スイッチ４５とからなり、
ＲＥＧ４３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ４３の出力が
ＶＣＯ３１、ＩＣ３２、波形整形回路３５、ＧＦ３６、
バッファ増幅器３７の各電源端子に、第１の電源スイッ
チ４４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ
４４の固定接点が前置増幅器３８の電源端子に、第２の
電源スイッチ４５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電
源スイッチ４５の固定接点が電力増幅器３９の電源端子
にそれぞれ接続されている。
て、位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部
と、電圧調整部とからなっている。この内、位相制御部
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と位相制御用のＩＣ
３２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３とからなり、Ｖ
ＣＯ３１の出力端子ＯがＩＣ３２の入力に、ＩＣ３２の
出力がＬＰＦ３３の入力に、ＬＰＦ３３の出力がＶＣＯ
３１の誤差信号入力端子ＩE にそれぞれ接続されてい
る。ここで、ＩＣ３２は分周器や位相比較器、チャージ
ポンプ等を備えたものであり、一例としてフィリップ社
製のＵＭＡ１０１８である。変調信号供給部は、ディジ
タル信号源３４と、波形整形回路３５と、ガウシャンフ
ィルタ（ＧＦ）３６とからなり、ディジタル信号源３４
の出力が波形整形回路３５の入力に、波形整形回路３５
の出力がＧＦ３６の入力に、ＧＦ３６の出力がＶＣＯ３
１の変調信号入力端子ＩM にそれぞれ接続されている。
送信信号出力部は、バッファ増幅器３７と、前置増幅器
３８と、電力増幅器３９と、送受切換えスイッチ４０
と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４１と、アンテナ４
２とからなり、ＶＣＯ３１の出力端子Ｏがバッファ増幅
器３７の入力に、バッファ増幅器３７の出力が前置増幅
器３８の入力に、前置増幅器３８の出力が電力増幅器３
９の入力に、電力増幅器３９の出力が送受切換えスイッ
チ４０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ４０の
可動接点がＢＰＦ４１の一方の端子に、ＢＰＦ４１の他
方の端子がアンテナ４２にそれぞれ接続されている。電
圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）４３と、第１の電源
スイッチ４４と、第２の電源スイッチ４５とからなり、
ＲＥＧ４３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ４３の出力が
ＶＣＯ３１、ＩＣ３２、波形整形回路３５、ＧＦ３６、
バッファ増幅器３７の各電源端子に、第１の電源スイッ
チ４４の可動接点が電源Ｖｃｃに、第１の電源スイッチ
４４の固定接点が前置増幅器３８の電源端子に、第２の
電源スイッチ４５の可動接点が電源Ｖｃｃに、第２の電
源スイッチ４５の固定接点が電力増幅器３９の電源端子
にそれぞれ接続されている。
【０００５】また、ＩＣ３２には、基準クロック信号
（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ Ｃ
ＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬ
Ｌストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信
号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。
第１の電源スイッチ４４の制御端子には、送信イネーブ
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッ
チ４５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵ
ＭＰ）が供給される。
（ＲＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ Ｃ
ＬＫ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬ
Ｌストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信
号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。
第１の電源スイッチ４４の制御端子には、送信イネーブ
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッ
チ４５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵ
ＭＰ）が供給される。
【０００６】次いで、図５（ａ）乃至（ｇ）は、前記構
成による既知の送受信機の送信部における各部の信号波
形の時間的変位状況を示す説明図であって、（ａ）は送
信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）を、（ｂ）はＰＬＬ
電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲＤＷＮ）を、（ｃ）は増幅
器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｄ）はディジタ
ル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｅ）は波形整形回路３
５の出力信号を、（ｆ）はガウシャンフィルタ３６の出
力信号（変調信号）ｆT をそれぞれ示す信号波形図であ
り、（ｇ）はＶＣＯ３１の発振周波数偏差を示す説明図
である。
成による既知の送受信機の送信部における各部の信号波
形の時間的変位状況を示す説明図であって、（ａ）は送
信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）を、（ｂ）はＰＬＬ
電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲＤＷＮ）を、（ｃ）は増幅
器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｄ）はディジタ
ル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を、（ｅ）は波形整形回路３
５の出力信号を、（ｆ）はガウシャンフィルタ３６の出
力信号（変調信号）ｆT をそれぞれ示す信号波形図であ
り、（ｇ）はＶＣＯ３１の発振周波数偏差を示す説明図
である。
【０００７】図５において、縦軸は各信号の振幅または
周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、
時間ｔ１乃至ｔ４はブラインドスロットの期間であり、
時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間である。
周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ示す。この場合、
時間ｔ１乃至ｔ４はブラインドスロットの期間であり、
時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの期間である。
【０００８】ここで、図５（ａ）乃至（ｇ）を用い、既
知の送受信機の送信部で実行される動作の概要について
説明する。
知の送受信機の送信部で実行される動作の概要について
説明する。
【０００９】まず、時間ｔ１になると、ブラインドスロ
ットの期間に入る。このとき、送信イネーブル信号（Ｔ
Ｘ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベル、増幅
器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示す
るローレベルにあって、第１の電源スイッチ４４及び第
２の電源スイッチ４５の接点はいずれも開いており、ま
た、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）はロ
ーレベルにあって、ＶＣＯ３１とＩＣ３２とローパスフ
ィルタ３３とからなる位相制御部は制御ループが開かれ
ており、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は中間レベ
ルの基準電圧状態にあって、ＶＣＯ３１に何等の信号も
加えられない。ＶＣＯ３１は信号を発振しているもの
の、その発振周波数は基準発振周波数ｆT には一致して
いない。
ットの期間に入る。このとき、送信イネーブル信号（Ｔ
Ｘ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイレベル、増幅
器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示す
るローレベルにあって、第１の電源スイッチ４４及び第
２の電源スイッチ４５の接点はいずれも開いており、ま
た、ＰＬＬ電力断信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）はロ
ーレベルにあって、ＶＣＯ３１とＩＣ３２とローパスフ
ィルタ３３とからなる位相制御部は制御ループが開かれ
ており、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は中間レベ
ルの基準電圧状態にあって、ＶＣＯ３１に何等の信号も
加えられない。ＶＣＯ３１は信号を発振しているもの
の、その発振周波数は基準発振周波数ｆT には一致して
いない。
【００１０】次いで、時間ｔ２になると、ＰＬＬ電力断
信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がハイレベルに変わ
り、位相制御部の制御ループが閉じる。ＶＣＯ３１の発
振信号の周波数は、時間ｔ２において基準発振周波数ｆ
T からずれていたとしても、位相制御部によって位相制
御され、短時間の内に周波数偏差ゼロの基準発振周波数
ｆT に収斂される。ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、
バッファ増幅器３７を介して前置増幅器３８側に供給さ
れるが、第１の電源スイッチ４４や第２の電源スイッチ
４５の接点が開かれているため、前置増幅器３８や電力
増幅器３９は非能動状態であって、発振信号は前置増幅
器３８や電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から
送信されることはない。
信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がハイレベルに変わ
り、位相制御部の制御ループが閉じる。ＶＣＯ３１の発
振信号の周波数は、時間ｔ２において基準発振周波数ｆ
T からずれていたとしても、位相制御部によって位相制
御され、短時間の内に周波数偏差ゼロの基準発振周波数
ｆT に収斂される。ＶＣＯ３１で得られた発振信号は、
バッファ増幅器３７を介して前置増幅器３８側に供給さ
れるが、第１の電源スイッチ４４や第２の電源スイッチ
４５の接点が開かれているため、前置増幅器３８や電力
増幅器３９は非能動状態であって、発振信号は前置増幅
器３８や電力増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から
送信されることはない。
【００１１】続いて、時間ｔ３になると、ＰＬＬ電力断
信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がローレベルに戻り、
位相制御部は再び制御ループが開かれた状態になる。こ
のとき、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電
圧によって基準発振周波数ｆT の発振を続行する。な
お、この時点で制御ループを開く理由は、送信タイムス
ロット期間に変調動作がＰＬＬ制御によって阻害される
ことを防ぐためと、消費電力を低減させるためである。
信号（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がローレベルに戻り、
位相制御部は再び制御ループが開かれた状態になる。こ
のとき、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３に保持された制御電
圧によって基準発振周波数ｆT の発振を続行する。な
お、この時点で制御ループを開く理由は、送信タイムス
ロット期間に変調動作がＰＬＬ制御によって阻害される
ことを防ぐためと、消費電力を低減させるためである。
【００１２】続く、時間ｔ４になると、ブラインドスロ
ットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。しか
し、時間ｔ５までは時間ｔ３乃至ｔ４の期間の動作がそ
のまま継続される。
ットの期間が終了し、送信スロットの期間に入る。しか
し、時間ｔ５までは時間ｔ３乃至ｔ４の期間の動作がそ
のまま継続される。
【００１３】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブ
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベ
ルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が閉じ、前
置増幅器３８が能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１
で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７や前置増幅
器３８を介して電力増幅器３９に供給されるが、電力増
幅器３９は未だ非能動状態にあるので、発振信号は電力
増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されるこ
とはない。
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベ
ルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が閉じ、前
置増幅器３８が能動状態になる。このとき、ＶＣＯ３１
で得られた発振信号は、バッファ増幅器３７や前置増幅
器３８を介して電力増幅器３９に供給されるが、電力増
幅器３９は未だ非能動状態にあるので、発振信号は電力
増幅器３９で阻止され、アンテナ４２から送信されるこ
とはない。
【００１４】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベ
ルに変わり、第２の電源スイッチ４５の接点が閉じ、電
力増幅器３９は能動状態になる。
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベ
ルに変わり、第２の電源スイッチ４５の接点が閉じ、電
力増幅器３９は能動状態になる。
【００１５】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号
源３４は、図５（ｄ）に示すようなディジタル信号（Ｔ
Ｘ ＤＡＴＡ）を発生し、そのディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）は、波形整形回路３５において図５（ｅ）に
示すような方形波信号に波形整形され、次いで、ＧＦ３
６において図５（ｆ）に示すような正弦波状の変調信号
ＳM に変換され、ＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM に
供給される。ＶＣＯ３１は、変調信号ＳM の供給によ
り、発振信号が周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変
調され、図５（ｇ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号を発
生する。このＧＦＳＫ変調信号は、バッファ増幅器３
７、前置増幅器３８、電力増幅器３９、可動接点が送信
側に切換えられている送受切換えスイッチ４０、ＢＰＦ
４１をそれぞれ介してアンテナ４２に供給され、アンテ
ナ４２から送信される。
源３４は、図５（ｄ）に示すようなディジタル信号（Ｔ
Ｘ ＤＡＴＡ）を発生し、そのディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）は、波形整形回路３５において図５（ｅ）に
示すような方形波信号に波形整形され、次いで、ＧＦ３
６において図５（ｆ）に示すような正弦波状の変調信号
ＳM に変換され、ＶＣＯ３１の変調信号入力端子ＩM に
供給される。ＶＣＯ３１は、変調信号ＳM の供給によ
り、発振信号が周波数シフトキーイング（ＧＦＳＫ）変
調され、図５（ｇ）に示すようなＧＦＳＫ変調信号を発
生する。このＧＦＳＫ変調信号は、バッファ増幅器３
７、前置増幅器３８、電力増幅器３９、可動接点が送信
側に切換えられている送受切換えスイッチ４０、ＢＰＦ
４１をそれぞれ介してアンテナ４２に供給され、アンテ
ナ４２から送信される。
【００１６】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号
源３４は、ディジタル信号（ＴＸＤＡＴＡ）の発生を停
止し、中間レベルの基準電圧状態になる。このとき、Ｖ
ＣＯ３１には変調信号ＳM の供給が停止され、ＶＣＯ３
１はＧＦＳＫ変調信号の発生を停止し、代わりに無変調
の発振信号を発生する。
源３４は、ディジタル信号（ＴＸＤＡＴＡ）の発生を停
止し、中間レベルの基準電圧状態になる。このとき、Ｖ
ＣＯ３１には変調信号ＳM の供給が停止され、ＶＣＯ３
１はＧＦＳＫ変調信号の発生を停止し、代わりに無変調
の発振信号を発生する。
【００１７】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレ
ベルに変化し、第２の電源スイッチ４５の接点が開き、
電力増幅器３９は非能動状態に転換する。このとき、Ｖ
ＣＯ３１で得られた発振信号は、非能動状態の電力増幅
器３９で阻止され、アンテナ４２からの送信は停止され
る。
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレ
ベルに変化し、第２の電源スイッチ４５の接点が開き、
電力増幅器３９は非能動状態に転換する。このとき、Ｖ
ＣＯ３１で得られた発振信号は、非能動状態の電力増幅
器３９で阻止され、アンテナ４２からの送信は停止され
る。
【００１８】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネー
ブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するロー
レベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が開
き、前置増幅器３８が非能動状態になる。このとき、Ｖ
ＣＯ３１で得られた発振周波数ｆT は、非能動状態の前
置増幅器３８及び電力増幅器３９で阻止され、アンテナ
４２から送信されることはない。
ブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するロー
レベルに変わり、第１の電源スイッチ４４の接点が開
き、前置増幅器３８が非能動状態になる。このとき、Ｖ
ＣＯ３１で得られた発振周波数ｆT は、非能動状態の前
置増幅器３８及び電力増幅器３９で阻止され、アンテナ
４２から送信されることはない。
【００１９】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロッ
トの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を
経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前
述の動作が繰返し実行される。
トの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を
経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前
述の動作が繰返し実行される。
【００２０】また、図６は、既知の送受信機の送信部に
おけるＶＣＯ３１の構成の一例を示す回路構成図であ
り、図７は、同じく既知の送受信機の送信部における波
形整形回路３５の構成の一例を示す回路構成図である。
おけるＶＣＯ３１の構成の一例を示す回路構成図であ
り、図７は、同じく既知の送受信機の送信部における波
形整形回路３５の構成の一例を示す回路構成図である。
【００２１】図６に示されるように、ＶＣＯ３１は、他
の回路素子とともにコルピッツ発振回路を構成するトラ
ンジスタ５３と、発振周波数を設定する共振線路５４
と、変調信号ＳM や誤差電圧ＶE の供給によって、発振
周波数を適宜偏移させる可変容量ダイオード５５等から
なっている。また、図７に示されるように、波形整形回
路３５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）４７と、入力
抵抗４８と、帰還抵抗４９と、出力抵抗５０と、バイア
ス抵抗５１、５２とからなっている。
の回路素子とともにコルピッツ発振回路を構成するトラ
ンジスタ５３と、発振周波数を設定する共振線路５４
と、変調信号ＳM や誤差電圧ＶE の供給によって、発振
周波数を適宜偏移させる可変容量ダイオード５５等から
なっている。また、図７に示されるように、波形整形回
路３５は、インバータ用集積回路（ＩＣ）４７と、入力
抵抗４８と、帰還抵抗４９と、出力抵抗５０と、バイア
ス抵抗５１、５２とからなっている。
【００２２】前記構成に係わるＶＣＯ３１及び波形整形
回路３５は、次のように動作する。
回路３５は、次のように動作する。
【００２３】まず、ＶＣＯ３１の動作について述べる
と、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ Ｄ
ＡＴＡ）の発生を停止していて、変調信号入力端子ＩM
に変調信号ＳM が供給されず、しかも、位相制御部の制
御ループが開いていて、誤差信号入力端子ＩE に誤差信
号ＳE が供給されない場合、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３
に保持された制御電圧及び共振線路５４やその周辺の他
の回路素子の回路定数で設定される基準発振周波数ｆT
に近似した周波数で発振し、発振信号が次続のバッファ
増幅器３７に供給される。このとき、位相制御部の制御
ループが閉じて、ＶＣＯ３１に誤差信号ＳE が供給され
ると、この誤差信号ＳE によってＶＣＯ３１の発振周波
数が制御され、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT に一
致した周波数で発振し、発振周波数信号が次続のバッフ
ァ増幅器３７に供給される。また、ディジタル信号源３
４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するよう
になり、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給さ
れると、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT が変調信号
ＳM でＧＦＳＫ変調された変調信号を発生し、このＧＦ
ＳＫ変調信号が次続のバッファ増幅器３７に供給され
る。
と、ディジタル信号源３４がディジタル信号（ＴＸ Ｄ
ＡＴＡ）の発生を停止していて、変調信号入力端子ＩM
に変調信号ＳM が供給されず、しかも、位相制御部の制
御ループが開いていて、誤差信号入力端子ＩE に誤差信
号ＳE が供給されない場合、ＶＣＯ３１は、ＬＰＦ３３
に保持された制御電圧及び共振線路５４やその周辺の他
の回路素子の回路定数で設定される基準発振周波数ｆT
に近似した周波数で発振し、発振信号が次続のバッファ
増幅器３７に供給される。このとき、位相制御部の制御
ループが閉じて、ＶＣＯ３１に誤差信号ＳE が供給され
ると、この誤差信号ＳE によってＶＣＯ３１の発振周波
数が制御され、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT に一
致した周波数で発振し、発振周波数信号が次続のバッフ
ァ増幅器３７に供給される。また、ディジタル信号源３
４がディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生するよう
になり、変調信号入力端子ＩM に変調信号ＳM が供給さ
れると、ＶＣＯ３１は、基準発振周波数ｆT が変調信号
ＳM でＧＦＳＫ変調された変調信号を発生し、このＧＦ
ＳＫ変調信号が次続のバッファ増幅器３７に供給され
る。
【００２４】次に、波形整形回路３５の動作について述
べると、ディジタル信号源３４から入力端子Ｉに供給さ
れたディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、インバータ
ＩＣ４７で高利得で過飽和状態で反転増幅されて方形波
信号になり、この方形波信号が出力端子Ｏから次続のＧ
Ｆ３６に供給されるものである。
べると、ディジタル信号源３４から入力端子Ｉに供給さ
れたディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）は、インバータ
ＩＣ４７で高利得で過飽和状態で反転増幅されて方形波
信号になり、この方形波信号が出力端子Ｏから次続のＧ
Ｆ３６に供給されるものである。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】前記既知の送受信機に
おける送信部は、ＶＣＯ３１の出力側に、前置増幅器３
８がバッファ増幅器３７を介して接続されているため、
前置増幅器３８の入力インピーダンスの状態に応じてＶ
ＣＯ３１の出力負荷状態が変化し、ＶＣＯ３１の発振周
波数が僅かに変動する。即ち、前置増幅器３８が非能動
状態にある場合、その出力インピーダンスが高く、ＶＣ
Ｏ３１の出力負荷も比較的高インピーダンス状態になっ
ているが、図５に示される時間ｔ５になって、前置増幅
器３８が能動状態に変化すると、その出力インピーダン
スが低くなり、それに伴い、ＶＣＯ３１の出力負荷も比
較的低インピーダンス状態になって、ＶＣＯ３１の発振
周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波
数ｆT から第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い方に偏移
する。
おける送信部は、ＶＣＯ３１の出力側に、前置増幅器３
８がバッファ増幅器３７を介して接続されているため、
前置増幅器３８の入力インピーダンスの状態に応じてＶ
ＣＯ３１の出力負荷状態が変化し、ＶＣＯ３１の発振周
波数が僅かに変動する。即ち、前置増幅器３８が非能動
状態にある場合、その出力インピーダンスが高く、ＶＣ
Ｏ３１の出力負荷も比較的高インピーダンス状態になっ
ているが、図５に示される時間ｔ５になって、前置増幅
器３８が能動状態に変化すると、その出力インピーダン
スが低くなり、それに伴い、ＶＣＯ３１の出力負荷も比
較的低インピーダンス状態になって、ＶＣＯ３１の発振
周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基準発振周波
数ｆT から第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い方に偏移
する。
【００２６】また、前記既知の送受信機における送信部
は、電力増幅器３９における電力消費が大きく、電力増
幅器３９が駆動状態にある場合と、非駆動状態にある場
合では、電源電圧Ｖｃｃの電圧値に大きな影響を与え
る。即ち、電力増幅器３９が非駆動状態にある場合、Ｖ
ＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが所定電圧値にあ
るとすれば、図５に示される時間ｔ６になって、電力増
幅器３９が能動状態に変化すると、ＶＣＯ３１に供給さ
れる電源電圧Ｖｃｃが若干低下し、それに伴い、ＶＣＯ
３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基
準発振周波数ｆTから第１の周波数偏差分Δｆ1 に加え
て第２の周波数偏差分Δｆ2 だけさらに高い方に偏移す
る。
は、電力増幅器３９における電力消費が大きく、電力増
幅器３９が駆動状態にある場合と、非駆動状態にある場
合では、電源電圧Ｖｃｃの電圧値に大きな影響を与え
る。即ち、電力増幅器３９が非駆動状態にある場合、Ｖ
ＣＯ３１に供給される電源電圧Ｖｃｃが所定電圧値にあ
るとすれば、図５に示される時間ｔ６になって、電力増
幅器３９が能動状態に変化すると、ＶＣＯ３１に供給さ
れる電源電圧Ｖｃｃが若干低下し、それに伴い、ＶＣＯ
３１の発振周波数は、図５（ｇ）に示されるように、基
準発振周波数ｆTから第１の周波数偏差分Δｆ1 に加え
て第２の周波数偏差分Δｆ2 だけさらに高い方に偏移す
る。
【００２７】なお、ＶＣＯ３１の発振周波数は、第１の
周波数偏差分Δｆ1 だけ偏移している場合に、前置増幅
器３８が非能動状態に変化すれば、第１の周波数偏差分
Δｆ1 はなくなり、また、第２の周波数偏差分Δｆ2 が
発生した場合も、電力増幅器３９が非能動状態に変化す
れば、第２の周波数偏差分Δｆ2 はなくなり、ともにも
との発振周波数に戻るものである。
周波数偏差分Δｆ1 だけ偏移している場合に、前置増幅
器３８が非能動状態に変化すれば、第１の周波数偏差分
Δｆ1 はなくなり、また、第２の周波数偏差分Δｆ2 が
発生した場合も、電力増幅器３９が非能動状態に変化す
れば、第２の周波数偏差分Δｆ2 はなくなり、ともにも
との発振周波数に戻るものである。
【００２８】このように、前記既知の送受信機における
送信部は、前置増幅器３８の能動及び非能動状態に基づ
く入力インピーダンスの変化、及び、電力増幅器３９の
能動及び非能動状態に基づく電源電圧Ｖｃｃの変動によ
り、ＶＣＯ３１の発振周波数が、変化し、その変化幅
は、例えば、基準発振周波数ｆT が１．９ＧＨｚである
場合、最大で±２０ｋＨｚ程度変動するという問題があ
る。
送信部は、前置増幅器３８の能動及び非能動状態に基づ
く入力インピーダンスの変化、及び、電力増幅器３９の
能動及び非能動状態に基づく電源電圧Ｖｃｃの変動によ
り、ＶＣＯ３１の発振周波数が、変化し、その変化幅
は、例えば、基準発振周波数ｆT が１．９ＧＨｚである
場合、最大で±２０ｋＨｚ程度変動するという問題があ
る。
【００２９】本発明は、前記問題点を除去するもので、
その目的は、前置増幅器の能動、非能動状態及び電力増
幅器の能動、非能動状態に係わりなく、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）の発振周波数の偏差を極力少なくした時分割
双方向通信装置を提供することにある。
その目的は、前置増幅器の能動、非能動状態及び電力増
幅器の能動、非能動状態に係わりなく、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）の発振周波数の偏差を極力少なくした時分割
双方向通信装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、送信タイムスロット期間にディジタル信
号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タ
イムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出
力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信
号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子
にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブライン
ドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力す
ると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号
源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電
圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発
振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出
力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差
信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発
振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタ
とを備えた手段を具備する。
に、本発明は、送信タイムスロット期間にディジタル信
号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タ
イムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出
力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信
号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子
にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブライン
ドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力す
ると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号
源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電
圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発
振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出
力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差
信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発
振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタ
とを備えた手段を具備する。
【００３１】
【作用】前記手段においては、抵抗を介してディジタル
信号源の出力端子にバイアス電圧を供給するバイアス供
給手段を設け、ディジタル信号源の出力端子に所定のバ
イアス電圧を与えるようにしている。この場合、ブライ
ンドスロットの期間においては、ディジタル信号源がデ
ィジタル信号を発生せず、ディジタル信号源の出力イン
ピーダンスが高くなっているので、ディジタル信号源の
出力端子の電圧は、バイアス供給手段から供給されるバ
イアス電圧によって設定される。一方、送信スロットの
期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を
発生し、ディジタル信号源の出力インピーダンスが低く
なるので、バイアス供給手段から供給されるバイアス電
圧はこの低い出力インピーダンスで短絡無効にされ、デ
ィジタル信号源の出力端子の電圧は、ディジタル信号に
よって設定される。すなわちブラインドスロットの期間
と送信タイムスロットの期間において、ディジタル信号
源の出力端子の電圧がわずかに異なるように設定され、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給される変調信号の中心
電圧はやや異なった値になっている。
信号源の出力端子にバイアス電圧を供給するバイアス供
給手段を設け、ディジタル信号源の出力端子に所定のバ
イアス電圧を与えるようにしている。この場合、ブライ
ンドスロットの期間においては、ディジタル信号源がデ
ィジタル信号を発生せず、ディジタル信号源の出力イン
ピーダンスが高くなっているので、ディジタル信号源の
出力端子の電圧は、バイアス供給手段から供給されるバ
イアス電圧によって設定される。一方、送信スロットの
期間においては、ディジタル信号源がディジタル信号を
発生し、ディジタル信号源の出力インピーダンスが低く
なるので、バイアス供給手段から供給されるバイアス電
圧はこの低い出力インピーダンスで短絡無効にされ、デ
ィジタル信号源の出力端子の電圧は、ディジタル信号に
よって設定される。すなわちブラインドスロットの期間
と送信タイムスロットの期間において、ディジタル信号
源の出力端子の電圧がわずかに異なるように設定され、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給される変調信号の中心
電圧はやや異なった値になっている。
【００３２】このように、前記手段によれば、ブライン
ドスロットから送信タイムスロットへの切換わり時に、
中心電圧がややシフトされて変調信号がＶＣＯに供給さ
れるので、前置増幅器や電力増幅器が非能動状態から能
動状態に切換わったことによるＶＣＯの発振周波数の変
動が打ち消され、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の
中心周波数は基準発振周波数に略一致し、ＶＣＯの発振
周波数の偏差を極力少なくすることができるだけでな
く、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向
通信装置を得ることができる。
ドスロットから送信タイムスロットへの切換わり時に、
中心電圧がややシフトされて変調信号がＶＣＯに供給さ
れるので、前置増幅器や電力増幅器が非能動状態から能
動状態に切換わったことによるＶＣＯの発振周波数の変
動が打ち消され、ＶＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の
中心周波数は基準発振周波数に略一致し、ＶＣＯの発振
周波数の偏差を極力少なくすることができるだけでな
く、高精度の送信周波数を持った高性能の時分割双方向
通信装置を得ることができる。
【００３３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて
説明する。
説明する。
【００３４】図１は、本発明による時分割双方向通信装
置の一実施例を示すブロック構成図であって、時分割双
方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すも
のである。
置の一実施例を示すブロック構成図であって、時分割双
方向通信装置の送受信機における送信部の構成を示すも
のである。
【００３５】ここで、本実施例の送信部と、図４に図示
されている既知の送信部との構成上の違いを比べると、
本実施例の送信部は、ディジタル信号源の出力端子にバ
イアス供給回路（バイアス供給手段）１６が接続されて
いるのに対し、既知の送信部は、かかるバイアス供給回
路が接続されていない点だけであるが、本実施例の送信
部の構成を明確にするために、本実施例の送信部の構成
については、既知の送信部の構成と同一部分を含めて全
体的に説明する。
されている既知の送信部との構成上の違いを比べると、
本実施例の送信部は、ディジタル信号源の出力端子にバ
イアス供給回路（バイアス供給手段）１６が接続されて
いるのに対し、既知の送信部は、かかるバイアス供給回
路が接続されていない点だけであるが、本実施例の送信
部の構成を明確にするために、本実施例の送信部の構成
については、既知の送信部の構成と同一部分を含めて全
体的に説明する。
【００３６】図１に示すように、送信部は、大別して、
位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、
電圧調整部とからなっている。この中で、位相制御部
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と位相制御用のＩＣ２
とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３とからなり、ＶＣＯ３
１の出力端子ＯがＩＣ２の入力に、ＩＣ２の出力がＬＰ
Ｆ３の入力に、ＬＰＦ３の出力がＶＣＯ１の誤差信号入
力端子ＩE にそれぞれ接続されている。なお、ＩＣ２
は、図４に示した既知の送信部に用いられたＩＣ３２と
同じものである。変調信号供給部は、ディジタル信号源
４と、バイアス供給回路１６と、波形整形回路５と、ガ
ウシャンフィルタ（ＧＦ）６とからなり、ディジタル信
号源３４の出力がバイアス供給回路１６を介して波形整
形回路５の入力に、波形整形回路５の出力がＧＦ６の入
力に、ＧＦ６の出力がＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM
にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッフ
ァ増幅器７と、前置増幅器８と、電力増幅器９と、送受
切換えスイッチ１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１と、アンテナ１２とからなり、ＶＣＯ１の出力端子
Ｏがバッファ増幅器７の入力に、バッファ増幅器７の出
力が前置増幅器８の入力に、前置増幅器８の出力が電力
増幅器９の入力に、電力増幅器９の出力が送受切換えス
イッチ１０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ１
０の可動接点がＢＰＦ１１の一方の端子に、ＢＰＦ１１
の他方の端子がアンテナ１２にそれぞれ接続されてい
る。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）１３と、第１
の電源スイッチ１４と、第２の電源スイッチ１５とから
なり、ＲＥＧ１３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ１３の
出力がＶＣＯ１、ＩＣ２、波形整形回路５、ＧＦ６、バ
ッファ増幅器７、バイアス供給回路１６の各電源端子
に、第１の電源スイッチ１４の可動接点が電源Ｖｃｃ
に、第１の電源スイッチ１４の固定接点が前置増幅器８
の電源端子に、第２の電源スイッチ１５の可動接点が電
源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ１５の固定接点が電力
増幅器９の電源端子にそれぞれ接続されている。
位相制御部と、変調信号供給部と、送信信号出力部と、
電圧調整部とからなっている。この中で、位相制御部
は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と位相制御用のＩＣ２
とローパスフィルタ（ＬＰＦ）３とからなり、ＶＣＯ３
１の出力端子ＯがＩＣ２の入力に、ＩＣ２の出力がＬＰ
Ｆ３の入力に、ＬＰＦ３の出力がＶＣＯ１の誤差信号入
力端子ＩE にそれぞれ接続されている。なお、ＩＣ２
は、図４に示した既知の送信部に用いられたＩＣ３２と
同じものである。変調信号供給部は、ディジタル信号源
４と、バイアス供給回路１６と、波形整形回路５と、ガ
ウシャンフィルタ（ＧＦ）６とからなり、ディジタル信
号源３４の出力がバイアス供給回路１６を介して波形整
形回路５の入力に、波形整形回路５の出力がＧＦ６の入
力に、ＧＦ６の出力がＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM
にそれぞれ接続されている。送信信号出力部は、バッフ
ァ増幅器７と、前置増幅器８と、電力増幅器９と、送受
切換えスイッチ１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１と、アンテナ１２とからなり、ＶＣＯ１の出力端子
Ｏがバッファ増幅器７の入力に、バッファ増幅器７の出
力が前置増幅器８の入力に、前置増幅器８の出力が電力
増幅器９の入力に、電力増幅器９の出力が送受切換えス
イッチ１０の一方の固定接点に、送受切換えスイッチ１
０の可動接点がＢＰＦ１１の一方の端子に、ＢＰＦ１１
の他方の端子がアンテナ１２にそれぞれ接続されてい
る。電圧調整部は、電圧調整器（ＲＥＧ）１３と、第１
の電源スイッチ１４と、第２の電源スイッチ１５とから
なり、ＲＥＧ１３の入力が電源Ｖｃｃに、ＲＥＧ１３の
出力がＶＣＯ１、ＩＣ２、波形整形回路５、ＧＦ６、バ
ッファ増幅器７、バイアス供給回路１６の各電源端子
に、第１の電源スイッチ１４の可動接点が電源Ｖｃｃ
に、第１の電源スイッチ１４の固定接点が前置増幅器８
の電源端子に、第２の電源スイッチ１５の可動接点が電
源Ｖｃｃに、第２の電源スイッチ１５の固定接点が電力
増幅器９の電源端子にそれぞれ接続されている。
【００３７】また、ＩＣ２には、基準クロック信号（Ｒ
ＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬ
Ｋ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬ
ストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号
（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第
１の電源スイッチ１４の制御端子には、送信イネーブル
信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ
１５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭ
Ｐ）が供給される。
ＥＦ ＣＬＫ）、ＰＬＬクロック信号（ＰＬＬ ＣＬ
Ｋ）、ＰＬＬデータ信号（ＰＬＬ ＤＡＴＡ）、ＰＬＬ
ストローブ信号（ＰＬＬ ＳＴＢ）、ＰＬＬ電力断信号
（ＰＬＬ ＰＷＲ ＤＷＮ）がそれぞれ供給される。第
１の電源スイッチ１４の制御端子には、送信イネーブル
信号（ＴＸ ＥＮＢ）が供給され、第２の電源スイッチ
１５の制御端子には、増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭ
Ｐ）が供給される。
【００３８】また、図２は、本実施例に用いられるバイ
アス電圧供給回路１６の構成の一例を示す回路図であっ
て、波形整形回路５の回路構成とともに示すものであ
る。
アス電圧供給回路１６の構成の一例を示す回路図であっ
て、波形整形回路５の回路構成とともに示すものであ
る。
【００３９】図２に示すように、バイアス電圧供給回路
１６は、ディジタル信号源４の出力端子Ｄと波形整形回
路５の入力端子Ｉとの間に接続配置され、電源Ｖｃｃと
接地間に接続され、可動端子が波形整形回路５の入力端
子Ｉに接続された可変抵抗２３からなる。この場合、可
変抵抗２３の抵抗値は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴ
Ａ）を発生していないときのディジタル信号源４の出力
端子Ｄにおける高い出力抵抗よりも小さく、かつ、ディ
ジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生しているときのデ
ィジタル信号源４の出力端子Ｄにおける低い出力抵抗よ
りも大きい値に選ぶ。また、波形整形回路５は、インバ
ータ用集積回路（ＩＣ）１７と、ＩＣ１７の入力端子Ｉ
に直列接続された入力抵抗１８と、ＩＣ１７の入出力端
子間に接続された帰還抵抗１９と、ＩＣ１７の出力端子
に直列接続された出力抵抗２０と、波形整形回路５の出
力端子にバイアス電圧を与える第１及び第２のバイアス
抵抗２１、２２とからなっている。
１６は、ディジタル信号源４の出力端子Ｄと波形整形回
路５の入力端子Ｉとの間に接続配置され、電源Ｖｃｃと
接地間に接続され、可動端子が波形整形回路５の入力端
子Ｉに接続された可変抵抗２３からなる。この場合、可
変抵抗２３の抵抗値は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴ
Ａ）を発生していないときのディジタル信号源４の出力
端子Ｄにおける高い出力抵抗よりも小さく、かつ、ディ
ジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生しているときのデ
ィジタル信号源４の出力端子Ｄにおける低い出力抵抗よ
りも大きい値に選ぶ。また、波形整形回路５は、インバ
ータ用集積回路（ＩＣ）１７と、ＩＣ１７の入力端子Ｉ
に直列接続された入力抵抗１８と、ＩＣ１７の入出力端
子間に接続された帰還抵抗１９と、ＩＣ１７の出力端子
に直列接続された出力抵抗２０と、波形整形回路５の出
力端子にバイアス電圧を与える第１及び第２のバイアス
抵抗２１、２２とからなっている。
【００４０】次いで、図３（ａ）乃至（ｆ）は、本実施
例の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況
を、既知の送信部における同じ各部の信号波形の時間的
変位状況と比較して表す説明図であって、（ａ）はディ
ジタル信号源４から出力されるディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）を、（ｂ）は波形整形回路５の出力信号を、
（ｃ）はＧＦ６の出力信号（変調信号）ＳM を、（ｄ）
は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｅ）は送
信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）をそれぞれ示す信号
波形図であり、（ｆ）はＶＣＯ１の発振周波数偏差を示
す説明図であり、いずれも、実線は本実施例の送信部に
係わるものであり、点線は既知の送信部に係わるもので
ある。
例の送信部における各部の信号波形の時間的変位状況
を、既知の送信部における同じ各部の信号波形の時間的
変位状況と比較して表す説明図であって、（ａ）はディ
ジタル信号源４から出力されるディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）を、（ｂ）は波形整形回路５の出力信号を、
（ｃ）はＧＦ６の出力信号（変調信号）ＳM を、（ｄ）
は増幅器立上げ信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）を、（ｅ）は送
信イネーブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）をそれぞれ示す信号
波形図であり、（ｆ）はＶＣＯ１の発振周波数偏差を示
す説明図であり、いずれも、実線は本実施例の送信部に
係わるものであり、点線は既知の送信部に係わるもので
ある。
【００４１】図３（ａ）乃至（ｆ）において、縦軸は各
信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ
示す。この場合、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの
期間における時間であって、図５に図示の各時間ｔ４乃
至ｔ１１に対応している。
信号の振幅または周波数偏差を、横軸は時間をそれぞれ
示す。この場合、時間ｔ４乃至ｔ１１は送信スロットの
期間における時間であって、図５に図示の各時間ｔ４乃
至ｔ１１に対応している。
【００４２】ところで、前記構成を備える本実施例の送
信部の動作と、既に述べた既知の送信部の動作との違い
は、変調信号供給部において、変調信号ＳM を得る過程
の動作に僅かの違いがあるだけで、その余の構成部分の
動作は殆んど変わりがないから、ここでは、図３（ａ）
乃至（ｆ）を併用し、本実施例の送信部の変調信号供給
部において変調信号ＳM を得る過程の動作についてだけ
説明し、その他の動作の説明については、既知の送信部
の動作説明と重複するので割愛する。
信部の動作と、既に述べた既知の送信部の動作との違い
は、変調信号供給部において、変調信号ＳM を得る過程
の動作に僅かの違いがあるだけで、その余の構成部分の
動作は殆んど変わりがないから、ここでは、図３（ａ）
乃至（ｆ）を併用し、本実施例の送信部の変調信号供給
部において変調信号ＳM を得る過程の動作についてだけ
説明し、その他の動作の説明については、既知の送信部
の動作説明と重複するので割愛する。
【００４３】まず、時間ｔ４において、それまでのブラ
インドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に
入る。このとき、ディジタル信号源４は、ディジタル信
号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生せず、その出力端子の出力
抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵
抗値よりも大きくなっているので、ディジタル信号源４
の出力端子には可変抵抗２３を介してバイアス電圧Ｖｂ
が加えられる。そして、ディジタル信号源４の出力端子
の電圧は、図３（ａ）に示されるように、既知の送信機
における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂだけ高く、
それに伴い、波形整形回路５の出力端子の電圧は、図３
（ｂ）に示されるように、既知の送信機における同出力
端子の電圧に比べて電圧Ｖｂ相当分だけ低く、また、Ｇ
Ｆ６の出力端子、即ち、ＶＣＯ１の変調信号入力端子Ｉ
M の電圧も、図３（ｃ）に示されるように、既知の送信
機における同出力端子の電圧に比べて若干低い。しか
し、この電圧に基いてブラインドスロット期間において
所定周波数に位相制御されていたので、ＶＣＯ１の基準
発振周波数ｆT1は、図３（ｆ）に示されるように、既知
の送信機における同基準発振周波数ｆT と同じである。
インドスロットの期間が終了し、送信スロットの期間に
入る。このとき、ディジタル信号源４は、ディジタル信
号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生せず、その出力端子の出力
抵抗値はバイアス電圧供給回路１６の可変抵抗２３の抵
抗値よりも大きくなっているので、ディジタル信号源４
の出力端子には可変抵抗２３を介してバイアス電圧Ｖｂ
が加えられる。そして、ディジタル信号源４の出力端子
の電圧は、図３（ａ）に示されるように、既知の送信機
における同出力端子の電圧に比べて電圧Ｖｂだけ高く、
それに伴い、波形整形回路５の出力端子の電圧は、図３
（ｂ）に示されるように、既知の送信機における同出力
端子の電圧に比べて電圧Ｖｂ相当分だけ低く、また、Ｇ
Ｆ６の出力端子、即ち、ＶＣＯ１の変調信号入力端子Ｉ
M の電圧も、図３（ｃ）に示されるように、既知の送信
機における同出力端子の電圧に比べて若干低い。しか
し、この電圧に基いてブラインドスロット期間において
所定周波数に位相制御されていたので、ＶＣＯ１の基準
発振周波数ｆT1は、図３（ｆ）に示されるように、既知
の送信機における同基準発振周波数ｆT と同じである。
【００４４】次いで、時間ｔ５になると、送信イネーブ
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベ
ルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が閉じ、前
置増幅器８が能動状態になる。このとき、ディジタル信
号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６
の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがな
いが、前置増幅器８の出力インピーダンスの低下によっ
て、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが低下するた
め、ＶＣＯ１の発振周波数は、基準発振周波数ｆT1より
も第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い第１の発振周波数
（ｆT1＋Δｆ1 ）に偏移する。
ル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は能動状態を指示するローレベ
ルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が閉じ、前
置増幅器８が能動状態になる。このとき、ディジタル信
号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ６
の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりがな
いが、前置増幅器８の出力インピーダンスの低下によっ
て、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンスが低下するた
め、ＶＣＯ１の発振周波数は、基準発振周波数ｆT1より
も第１の周波数偏差分Δｆ1 だけ高い第１の発振周波数
（ｆT1＋Δｆ1 ）に偏移する。
【００４５】続いて、時間ｔ６になると、増幅器立上げ
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベ
ルに変わり、第２の電源スイッチ１５の接点が閉じ、電
力増幅器９は能動状態になる。このときも、ディジタル
信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ
６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりが
ないが、電力増幅器９の電源投入に伴う電源電圧Ｖｃｃ
の低下によって、ＶＣＯ１の発振周波数は、それまでの
第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）よりもさらに第２の
周波数偏差分Δｆ2 だけ高い第２の発振周波数（ｆT1＋
Δｆ1 ＋Δｆ2）に再偏移する。ここまでの発振周波数
の偏移は既知の送信機におけるものと同じである。
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は能動状態を指示するハイレベ
ルに変わり、第２の電源スイッチ１５の接点が閉じ、電
力増幅器９は能動状態になる。このときも、ディジタル
信号源４の出力端子、波形整形回路５の出力端子、ＧＦ
６の出力端子の各電圧は、いずれも前の状態と変わりが
ないが、電力増幅器９の電源投入に伴う電源電圧Ｖｃｃ
の低下によって、ＶＣＯ１の発振周波数は、それまでの
第１の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）よりもさらに第２の
周波数偏差分Δｆ2 だけ高い第２の発振周波数（ｆT1＋
Δｆ1 ＋Δｆ2）に再偏移する。ここまでの発振周波数
の偏移は既知の送信機におけるものと同じである。
【００４６】続く、時間ｔ７になると、ディジタル信号
源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生する
ようになり、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧
供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも小さくなる
ので、可変抵抗２３を介してディジタル信号源４の出力
端子に加えられたバイアス電圧Ｖｂは、ディジタル信号
源４の低い出力抵抗値によって短絡無効にされ、ディジ
タル信号源４の出力端子にはディジタル信号（ＴＸ Ｄ
ＡＴＡ）が供給される。このディジタル信号はバイアス
電圧Ｖｂを基準とすれば負電圧側にシフトされた関係に
ある。そして、このディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）
は波形整形回路５において、図３（ｂ）に示すような方
形波信号に波形整形され、次いで、この方形波信号はＧ
Ｆ６において図３（ｃ）に示すような、バイアス電圧に
対してやや正電圧側にシフトされた正弦波状の変調信号
ＳM に変換され、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM に供
給される。このとき、ＬＰＦ３３は、ブラインドスロッ
ト期間においてバイアス電圧ＶｂによってＶＣＯ１が基
準発振周波数ｆT で発振していた時の制御電圧を保持し
ている。この制御電圧を与えられた状態のまま、ＶＣＯ
１は、正電圧側にシフトされた変調信号ＳM を供給さ
れ、第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）が等価
的に基準発振周波数ｆT1にシフトされた状態で周波数シ
フトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図３（ｆ）に示
すようなＧＦＳＫ変調信号が得られる。
源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）を発生する
ようになり、その出力端子の出力抵抗値はバイアス電圧
供給回路１６の可変抵抗２３の抵抗値よりも小さくなる
ので、可変抵抗２３を介してディジタル信号源４の出力
端子に加えられたバイアス電圧Ｖｂは、ディジタル信号
源４の低い出力抵抗値によって短絡無効にされ、ディジ
タル信号源４の出力端子にはディジタル信号（ＴＸ Ｄ
ＡＴＡ）が供給される。このディジタル信号はバイアス
電圧Ｖｂを基準とすれば負電圧側にシフトされた関係に
ある。そして、このディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）
は波形整形回路５において、図３（ｂ）に示すような方
形波信号に波形整形され、次いで、この方形波信号はＧ
Ｆ６において図３（ｃ）に示すような、バイアス電圧に
対してやや正電圧側にシフトされた正弦波状の変調信号
ＳM に変換され、ＶＣＯ１の変調信号入力端子ＩM に供
給される。このとき、ＬＰＦ３３は、ブラインドスロッ
ト期間においてバイアス電圧ＶｂによってＶＣＯ１が基
準発振周波数ｆT で発振していた時の制御電圧を保持し
ている。この制御電圧を与えられた状態のまま、ＶＣＯ
１は、正電圧側にシフトされた変調信号ＳM を供給さ
れ、第２の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2）が等価
的に基準発振周波数ｆT1にシフトされた状態で周波数シ
フトキーイング（ＧＦＳＫ）変調され、図３（ｆ）に示
すようなＧＦＳＫ変調信号が得られる。
【００４７】次に、時間ｔ８になると、ディジタル信号
源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停
止し、ＶＣＯ１への変調信号ＳM の供給が停止されるの
で、ＶＣＯ１におけるＧＦＳＫ変調信号の発生も停止さ
れ、ＶＣＯ１の発振周波数は非変調の第２の発振周波数
（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2 ）になる。
源４は、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）の発生を停
止し、ＶＣＯ１への変調信号ＳM の供給が停止されるの
で、ＶＣＯ１におけるＧＦＳＫ変調信号の発生も停止さ
れ、ＶＣＯ１の発振周波数は非変調の第２の発振周波数
（ｆT1＋Δｆ1 ＋Δｆ2 ）になる。
【００４８】続いて、時間ｔ９になると、増幅器立上げ
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレ
ベルに変化し、第２の電源スイッチ１５の接点が開き、
電力増幅器９は非能動状態に転換する。この電力増幅器
９の非能動状態への転換により、ＶＣＯ１の電源電圧Ｖ
ｃｃが上昇し、ＶＣＯ１の発振周波数は、非変調の第１
の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）になる。
信号（ＰＡ ＲＵＭＰ）は非能動状態を指示するローレ
ベルに変化し、第２の電源スイッチ１５の接点が開き、
電力増幅器９は非能動状態に転換する。この電力増幅器
９の非能動状態への転換により、ＶＣＯ１の電源電圧Ｖ
ｃｃが上昇し、ＶＣＯ１の発振周波数は、非変調の第１
の発振周波数（ｆT1＋Δｆ1 ）になる。
【００４９】次いで、時間ｔ１０になると、送信イネー
ブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイ
レベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が開
き、前置増幅器８が非能動状態になる。この前置増幅器
８の非能動状態への転換により前置増幅器８の出力イン
ピーダンス、即ち、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンス
が増大し、ＶＣＯ１の発振周波数は、もとの基準発振周
波数ｆT1になる。
ブル信号（ＴＸ ＥＮＢ）は非能動状態を指示するハイ
レベルに変わり、第１の電源スイッチ１４の接点が開
き、前置増幅器８が非能動状態になる。この前置増幅器
８の非能動状態への転換により前置増幅器８の出力イン
ピーダンス、即ち、ＶＣＯ１の出力負荷インピーダンス
が増大し、ＶＣＯ１の発振周波数は、もとの基準発振周
波数ｆT1になる。
【００５０】続いて、時間ｔ１１になると、送信スロッ
トの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を
経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前
述の動作が繰返し実行される。
トの期間が終了し、それに続く受信スロット等の期間を
経て、再び、次のブラインドスロットの期間に入リ、前
述の動作が繰返し実行される。
【００５１】かかる一連の動作に際して、バイアス電圧
供給回路１６の可変抵抗２３を調整し、送信タイムスロ
ットの期間において、ＧＦＳＫ変調信号の中心周波数が
ＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1に略等しくなるように設
定すれば、前置増幅器８が能動状態または非能動状態に
切換わった際の出力インピーダンスの変動に伴うＶＣＯ
１の出力負荷インピーダンスの変動に依存したＶＣＯ１
の発振周波数の偏移、あるいは、電力増幅器９が能動状
態または非能動状態に切換わった際の電源電圧Ｖｃｃの
変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移があったと
しても、送信スロットの期間に、ディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）によりＶＣＯ１から得られるＧＦＳＫ変調
信号の中心周波数を、ブラインドスロットの期間に、Ｖ
ＣＯ１から得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させる
ことが可能であり、送信スロットの期間におけるＶＣＯ
１の発振周波数の偏差を少なくすることができる。
供給回路１６の可変抵抗２３を調整し、送信タイムスロ
ットの期間において、ＧＦＳＫ変調信号の中心周波数が
ＶＣＯ１の基準発振周波数ｆT1に略等しくなるように設
定すれば、前置増幅器８が能動状態または非能動状態に
切換わった際の出力インピーダンスの変動に伴うＶＣＯ
１の出力負荷インピーダンスの変動に依存したＶＣＯ１
の発振周波数の偏移、あるいは、電力増幅器９が能動状
態または非能動状態に切換わった際の電源電圧Ｖｃｃの
変動に依存したＶＣＯ１の発振周波数の偏移があったと
しても、送信スロットの期間に、ディジタル信号（ＴＸ
ＤＡＴＡ）によりＶＣＯ１から得られるＧＦＳＫ変調
信号の中心周波数を、ブラインドスロットの期間に、Ｖ
ＣＯ１から得られる基準発振周波数ｆT1に略一致させる
ことが可能であり、送信スロットの期間におけるＶＣＯ
１の発振周波数の偏差を少なくすることができる。
【００５２】このように、本実施例によれば、ディジタ
ル信号源４の出力端子にバイアス供給回路１６を接続
し、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス電圧を与
えることにより、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）、
波形整形回路５の出力方形波信号、及び、ＧＦ６の出力
正弦波信号（変調信号）ＳM のそれぞれを中心電圧をシ
フトさせ、各信号を中心電圧に対して実質的に非対称に
しているので、前置増幅器８や電力増幅器９の能動状態
または非能動状態への切換わり時に、ＶＣＯ１の発振周
波数が僅かに変動したとしても、送信スロット期間にＶ
ＣＯ１で得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブ
ラインドスロット期間にＶＣＯ１で得られる基準発振周
波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロッ
トの期間のＶＣＯ１の発振周波数の偏差を極めて少なく
することができる。
ル信号源４の出力端子にバイアス供給回路１６を接続
し、ディジタル信号源４の出力端子にバイアス電圧を与
えることにより、ディジタル信号（ＴＸ ＤＡＴＡ）、
波形整形回路５の出力方形波信号、及び、ＧＦ６の出力
正弦波信号（変調信号）ＳM のそれぞれを中心電圧をシ
フトさせ、各信号を中心電圧に対して実質的に非対称に
しているので、前置増幅器８や電力増幅器９の能動状態
または非能動状態への切換わり時に、ＶＣＯ１の発振周
波数が僅かに変動したとしても、送信スロット期間にＶ
ＣＯ１で得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ブ
ラインドスロット期間にＶＣＯ１で得られる基準発振周
波数ｆT1に略一致させることが可能であり、送信スロッ
トの期間のＶＣＯ１の発振周波数の偏差を極めて少なく
することができる。
【００５３】なお、前記実施例においては、バイアス電
圧供給回路１６の構成を可変抵抗２３で構成する場合を
挙げて説明したが、本発明は、バイアス電圧供給回路１
６を可変抵抗２３で構成する場合に限られるものではな
く、バイアス電圧供給回路１６を固定抵抗で構成するよ
うにしてもよい。
圧供給回路１６の構成を可変抵抗２３で構成する場合を
挙げて説明したが、本発明は、バイアス電圧供給回路１
６を可変抵抗２３で構成する場合に限られるものではな
く、バイアス電圧供給回路１６を固定抵抗で構成するよ
うにしてもよい。
【００５４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ブライン
ドスロットの期間にはバイアス電圧供給手段から供給さ
れるバイアス電圧によって設定され、一方、送信スロッ
トの期間には前記バイアス電圧が無効にされ、ディジタ
ル信号によって設定される。すなわち、ブラインドスロ
ットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧
と、送信スロットの期間におけるディジタル信号源の出
力端子の電圧とが異なるように設定され、ＶＣＯに供給
される変調信号の中心電圧は実質的にややシフトされた
状態になっている。
れば、ディジタル信号源の出力端子の電圧は、ブライン
ドスロットの期間にはバイアス電圧供給手段から供給さ
れるバイアス電圧によって設定され、一方、送信スロッ
トの期間には前記バイアス電圧が無効にされ、ディジタ
ル信号によって設定される。すなわち、ブラインドスロ
ットの期間におけるディジタル信号源の出力端子の電圧
と、送信スロットの期間におけるディジタル信号源の出
力端子の電圧とが異なるように設定され、ＶＣＯに供給
される変調信号の中心電圧は実質的にややシフトされた
状態になっている。
【００５５】このように、本発明によれば、前置増幅器
や電力増幅器の能動状態または非能動状態への切換わり
時に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数がそれぞ
れ僅かに変動したとしても、中心電圧が実質的にややシ
フトされた変調信号をＶＣＯに供給することにより、Ｖ
ＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ＶＣ
Ｏの基準発振周波数に略一致させることができ、送信ス
ロットの期間におけるＶＣＯの発振周波数の偏差を極力
少なくすることができ、高精度の送信周波数を持った高
性能の時分割双方向通信装置が得られるという効果があ
る。
や電力増幅器の能動状態または非能動状態への切換わり
時に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数がそれぞ
れ僅かに変動したとしても、中心電圧が実質的にややシ
フトされた変調信号をＶＣＯに供給することにより、Ｖ
ＣＯで得られるＧＦＳＫ変調信号の中心周波数を、ＶＣ
Ｏの基準発振周波数に略一致させることができ、送信ス
ロットの期間におけるＶＣＯの発振周波数の偏差を極力
少なくすることができ、高精度の送信周波数を持った高
性能の時分割双方向通信装置が得られるという効果があ
る。
【図１】本発明に係わる時分割双方向通信装置の送信部
の一実施例を示すブロック構成図である。
の一実施例を示すブロック構成図である。
【図２】図１に図示された本実施例に用いられるバイア
ス電圧供給回路の構成の一例を示す回路図である。
ス電圧供給回路の構成の一例を示す回路図である。
【図３】図１に図示された本実施例における各部の信号
波形の時間的変位状況を示す説明図である。
波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図４】既知の時分割双方向通信装置の送信部の一例を
示すブロック構成図である。
示すブロック構成図である。
【図５】図４に図示された既知の送信部における各部の
信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
信号波形の時間的変位状況を示す説明図である。
【図６】既知の送受信機の送信部におけるＶＣＯの構成
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図７】既知の送受信機の送信部における波形整形回路
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２ 位相制御用ＩＣ（ＰＬＬ）
３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４ ディジタル信号源
５ 波形整形回路
６ ガウシャンフィルタ（ＧＦ）
７ バッファ増幅器
８ 前置増幅器
９ 電力増幅器
１０ 送受切換えスイッチ１１
１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１２ アンテナ
１３ 電圧調整器（ＲＥＧ）
１４ 第１の電源スイッチ
１５ 第２の電源スイッチ
１６ バイアス供給回路
１７ インバータ用集積回路（ＩＣ）
１８ 入力抵抗
１９ 帰還抵抗
２０ 出力抵抗
２１ 第１のバイアス抵抗
２２ 第２のバイアス抵抗
２３ 可変抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 送信タイムスロット期間にディジタル信
号を出力するとともに低出力抵抗値を呈し、前記送信タ
イムスロット直前のブラインドスロット期間に前記低出
力抵抗値よりも高い高出力抵抗値を呈するディジタル信
号源と、抵抗を介して前記ディジタル信号源の出力端子
にバイアス電圧を加えるバイアス供給手段と、ブライン
ドスロット期間に所定の送信周波数の発振信号を出力す
ると共に送信タイムスロット期間に前記ディジタル信号
源の出力に基づいて変調された被変調信号を出力する電
圧制御発振器と、前記ブラインドスロット期間に前記発
振信号と基準周波数信号との位相差を示す誤差信号を出
力し、前記送信タイムスロット期間に実質的に前記誤差
信号を無効状態にする位相制御回路と、前記電圧制御発
振器に加える前記誤差信号を平滑するローパスフィルタ
とを備えることを特徴とする時分割双方向通信装置。 - 【請求項２】 前記バイアス供給手段は、前記ディジタ
ル信号源の低出力抵抗値よりも高い抵抗値を有する抵抗
を、前記ディジタル信号源の出力端子と電源供給端子間
に接続したものであることを特徴とする請求項１に記載
の時分割双方向通信装置。 - 【請求項３】 前記ディジタル信号源の出力ディジタル
信号は、少なくとも波形整形回路及びガウシャンフィル
タを介して前記電圧制御発振器に供給されることを特徴
とする請求項１に記載の時分割双方向通信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32570694A JP3404437B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 時分割双方向通信装置 |
| DE1995148040 DE19548040C2 (de) | 1994-12-27 | 1995-12-21 | Bidirektionale Zeitmultiplex-Übertragungsvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32570694A JP3404437B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 時分割双方向通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181724A JPH08181724A (ja) | 1996-07-12 |
| JP3404437B2 true JP3404437B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=18179802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32570694A Expired - Fee Related JP3404437B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 時分割双方向通信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3404437B2 (ja) |
| DE (1) | DE19548040C2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19933544B4 (de) * | 1999-07-16 | 2011-01-20 | Infineon Technologies Ag | Demodulationsvorrichtung für Zeitmultiplex-Übertragungssysteme |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3727235A1 (de) * | 1987-08-14 | 1989-02-23 | Siemens Ag | Einrichtung zur zeitmultiplexen uebertragung von signalen |
| KR940007469B1 (ko) * | 1991-05-23 | 1994-08-18 | 삼성전자 주식회사 | 이동 무선전화기에 있어서 주파수 소스회로 |
| DE4225821A1 (de) * | 1992-08-05 | 1994-02-10 | Sel Alcatel Ag | Signalpegel - Regeleinrichtung |
| GB2270817B (en) * | 1992-09-17 | 1996-08-07 | Ingersoll Rand Co | Communication system for portable units such as compressors |
-
1994
- 1994-12-27 JP JP32570694A patent/JP3404437B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-12-21 DE DE1995148040 patent/DE19548040C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08181724A (ja) | 1996-07-12 |
| DE19548040A1 (de) | 1996-07-11 |
| DE19548040C2 (de) | 1998-02-05 |
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