JP3271319B2 - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電力系統において高調
波成分や不平衡成分を含む多相交流電圧と多相交流電流
から高調波電流や無効電流または脈流電力や無効電力を
分離検出してこれを補償する電力補償装置などに適用さ
れる瞬時電流（電力）を検出する電流検出装置に関する
ものである。
波成分や不平衡成分を含む多相交流電圧と多相交流電流
から高調波電流や無効電流または脈流電力や無効電力を
分離検出してこれを補償する電力補償装置などに適用さ
れる瞬時電流（電力）を検出する電流検出装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は、例えば電気学会産業応用部門全
国大会講演論文集Ｓ．４−６「アクティブフィルタの制
御」に示された従来の電流（電力）の検出装置を示すブ
ロック図である。アクティブフィルタは配電系統に接続
されたサイリスタ変換装置などが発生する高調波電流や
無効電力を検出し、これを打ち消すような電流を電力変
換装置から系統に給電して障害電流を補償する電力補償
装置の一つであるが、ここでは特に文献記載の内容で本
発明と直接関連する高調波、無効電流（電力）の検出装
置の部分に関して説明する。
国大会講演論文集Ｓ．４−６「アクティブフィルタの制
御」に示された従来の電流（電力）の検出装置を示すブ
ロック図である。アクティブフィルタは配電系統に接続
されたサイリスタ変換装置などが発生する高調波電流や
無効電力を検出し、これを打ち消すような電流を電力変
換装置から系統に給電して障害電流を補償する電力補償
装置の一つであるが、ここでは特に文献記載の内容で本
発明と直接関連する高調波、無効電流（電力）の検出装
置の部分に関して説明する。
【０００３】図９に於いて、１１は３相交流電圧ｖR 、
ｖS 、 ｖT の基準相としてＲ相の電圧ｖR が基準信号と
して入力されるＰＬＬ回路、１２はこのＰＬＬ回路１１
により検出した位相θv から２相正弦波信号を出力する
２相正弦波発生器、１３は３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉ
T をこの２相正弦発生器１２の出力を用いて回転直交２
軸座標に変換する３φ／２φ座標変換器、１４はこの３
φ／２φ座標変換器１３の出力である各軸成分ｉｐ，ｉ
ｑが入力されるローパスフィルタ、１５はローパスフィ
ルタ１４の各出力ｉｐ’、ｉｑ’を上記２相正弦波発生
器１２の出力に基づいて３相交流に変換する２φ／３φ
座標変換器、１６は上記３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT
からこの２φ／３φ座標変換器１５の各相出力を各々減
算してｉCR 、ｉCS 、ｉCTを得る減算器である。
ｖS 、 ｖT の基準相としてＲ相の電圧ｖR が基準信号と
して入力されるＰＬＬ回路、１２はこのＰＬＬ回路１１
により検出した位相θv から２相正弦波信号を出力する
２相正弦波発生器、１３は３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉ
T をこの２相正弦発生器１２の出力を用いて回転直交２
軸座標に変換する３φ／２φ座標変換器、１４はこの３
φ／２φ座標変換器１３の出力である各軸成分ｉｐ，ｉ
ｑが入力されるローパスフィルタ、１５はローパスフィ
ルタ１４の各出力ｉｐ’、ｉｑ’を上記２相正弦波発生
器１２の出力に基づいて３相交流に変換する２φ／３φ
座標変換器、１６は上記３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT
からこの２φ／３φ座標変換器１５の各相出力を各々減
算してｉCR 、ｉCS 、ｉCTを得る減算器である。
【０００４】次に動作について説明する。先ず図に於い
てＰＬＬ回路１１には３相交流電圧の代表相としてＲ相
の電圧検出値が入力され、ＰＬＬ回路１１は交流電圧の
基本波成分の瞬時位相θV を検出し出力する。この瞬時
位相の検出はθV は次段の２相正弦波発生器１２に入力
され、ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV の２相信号が生成され
る。この２相信号は先ず３φ／２φ座標変換器１３に入
力される。この３φ／２φ座標変換器１３は上記２相信
号ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV に基づき３相交流電流ｉR 、
ｉS 、 ｉT を次式により回転直交座標の成分ｉｐ、ｉｑ
に変換する。
てＰＬＬ回路１１には３相交流電圧の代表相としてＲ相
の電圧検出値が入力され、ＰＬＬ回路１１は交流電圧の
基本波成分の瞬時位相θV を検出し出力する。この瞬時
位相の検出はθV は次段の２相正弦波発生器１２に入力
され、ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV の２相信号が生成され
る。この２相信号は先ず３φ／２φ座標変換器１３に入
力される。この３φ／２φ座標変換器１３は上記２相信
号ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV に基づき３相交流電流ｉR 、
ｉS 、 ｉT を次式により回転直交座標の成分ｉｐ、ｉｑ
に変換する。
【０００５】
【数１】
【０００６】（１）式による座標変換は、図１０に示す
ベクトル図のように３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT が作
る瞬時電流ベクトルｉを３相交流電圧の基本波成分が作
る瞬時電圧ベクトルｖ0 に同期した回転直交座標の成分
に分解する作用を有する。すなわち、ｓｉｎθV に基づ
き変換した電流成分ｉｐは交流電圧の基本波成分が作る
瞬時電圧ベクトル（以下、「基準電圧ベクトル」とい
う）と同方向の成分となり、一方ｃｏｓθV に基づき変
換した電流成分ｉｑは上記基準電圧ベクトルと直交する
成分となる。
ベクトル図のように３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT が作
る瞬時電流ベクトルｉを３相交流電圧の基本波成分が作
る瞬時電圧ベクトルｖ0 に同期した回転直交座標の成分
に分解する作用を有する。すなわち、ｓｉｎθV に基づ
き変換した電流成分ｉｐは交流電圧の基本波成分が作る
瞬時電圧ベクトル（以下、「基準電圧ベクトル」とい
う）と同方向の成分となり、一方ｃｏｓθV に基づき変
換した電流成分ｉｑは上記基準電圧ベクトルと直交する
成分となる。
【０００７】ここで電力を電圧、電流ベクトルを用いて
表すと、有効電力とは電圧ベクトルと電流ベクトルの内
積で与えられ、また無効電力は外積で与えられる。また
上記電流成分ｉｐは電圧ベクトルと同方向の電流ベクト
ルの成分であるから、有効電力を生じる電流成分すなわ
ち有効電流となり、上記電流成分ｉｑは電力ベクトルと
直交する電流ベクトルの成分であるから無効電力を生じ
る電流成分すなわち無効電流となる。
表すと、有効電力とは電圧ベクトルと電流ベクトルの内
積で与えられ、また無効電力は外積で与えられる。また
上記電流成分ｉｐは電圧ベクトルと同方向の電流ベクト
ルの成分であるから、有効電力を生じる電流成分すなわ
ち有効電流となり、上記電流成分ｉｑは電力ベクトルと
直交する電流ベクトルの成分であるから無効電力を生じ
る電流成分すなわち無効電流となる。
【０００８】更に、（１）式による座標変換の別の作用
としては、交流電流に基本波の正相成分に加えて高調波
成分や逆相成分が存在する場合において、基本波の正相
成分は直流量として変換され、逆相成分は２ω0 、高調
波成分は（ｎ±１）ω0 の周波数（ここでω0 は基本波
周波数、ｎは高調波次数）を有する交流量として変換さ
れる。瞬時有効電流（電力）、瞬時無効電流（電力）と
は、これら基本波の正相成分以外の電流成分を含めた瞬
時値を用いて上記ベクトルの内積、外積により定義され
る諸量であって、従来の有効電力、無効電力の概念を包
含はするが、必ずしも同義では無いため「瞬時」という
語を付加して区別するのが一般である。
としては、交流電流に基本波の正相成分に加えて高調波
成分や逆相成分が存在する場合において、基本波の正相
成分は直流量として変換され、逆相成分は２ω0 、高調
波成分は（ｎ±１）ω0 の周波数（ここでω0 は基本波
周波数、ｎは高調波次数）を有する交流量として変換さ
れる。瞬時有効電流（電力）、瞬時無効電流（電力）と
は、これら基本波の正相成分以外の電流成分を含めた瞬
時値を用いて上記ベクトルの内積、外積により定義され
る諸量であって、従来の有効電力、無効電力の概念を包
含はするが、必ずしも同義では無いため「瞬時」という
語を付加して区別するのが一般である。
【０００９】更に、以上から３相交流電流ｉR 、 ｉS 、
ｉT が高調波成分を含む歪波であったり、不平衡多相交
流であるとき、３φ／２φ座標変換器１３の出力は直流
量（基本波の正相成分）に交流量（基本波の逆相成分や
高調波成分）が重畳したものとなり、瞬時有効電流ｉ
ｐ、瞬時無効電流ｉｑとなる。これらを各々ローパスフ
ィルタ１４に入力し高周波成分を遮断するように構成す
ると、基本波成分の正相成分の電流成分のみが直流であ
るためローパスフィルタ１４の出力ｉｐ' 、ｉｑ' は基
本波の正相成分が分離抽出でき、ｉｐ' は（基本波）有
効電流、ｉｑ' は（基本波）無効電流となる。この電流
成分ｉｐ' 、ｉｑ' を２相正弦波発生器１２の出力を再
度用いて２φ／３φ座標変換器１５により３相の電流値
に逆変換することにより、基本波の正相成分のみが３相
交流瞬時値として抽出される。
ｉT が高調波成分を含む歪波であったり、不平衡多相交
流であるとき、３φ／２φ座標変換器１３の出力は直流
量（基本波の正相成分）に交流量（基本波の逆相成分や
高調波成分）が重畳したものとなり、瞬時有効電流ｉ
ｐ、瞬時無効電流ｉｑとなる。これらを各々ローパスフ
ィルタ１４に入力し高周波成分を遮断するように構成す
ると、基本波成分の正相成分の電流成分のみが直流であ
るためローパスフィルタ１４の出力ｉｐ' 、ｉｑ' は基
本波の正相成分が分離抽出でき、ｉｐ' は（基本波）有
効電流、ｉｑ' は（基本波）無効電流となる。この電流
成分ｉｐ' 、ｉｑ' を２相正弦波発生器１２の出力を再
度用いて２φ／３φ座標変換器１５により３相の電流値
に逆変換することにより、基本波の正相成分のみが３相
交流瞬時値として抽出される。
【００１０】更に、この３相各相の基本波の正相成分を
３相電流の各相瞬時値から減算器１６により減じると、
逆相電流と高調波電流のみが抽出された３相電流検出値
ｉCR 、ｉCS 、ｉCTが得られる。
３相電流の各相瞬時値から減算器１６により減じると、
逆相電流と高調波電流のみが抽出された３相電流検出値
ｉCR 、ｉCS 、ｉCTが得られる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流（電力）検
出装置は上述のように構成されている。この検出原理か
ら明らかなように瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効電
流（電力）の検出性能は３相交流電圧の基本波成分が作
る基準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する性能に依存し
ていることが分かる。すなわち、多相交流電流を上記基
準電圧ベクトルに同期した回転座標の成分に変換するこ
とにより、座標変換された電流成分が瞬時有効電流及び
瞬時無効電流として分離されて得られ、かつ多相交流電
流の基本波成分の正相分が直流量として変換されること
からローパスフィルタなどの帯域分離手段によって、逆
相成分や高調波成分と分離検出することが可能となる。
ところが、従来の電流（電力）の検出装置では、この基
準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する手段としてＰＬＬ
回路が用いられているため、以下の問題点がある。
出装置は上述のように構成されている。この検出原理か
ら明らかなように瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効電
流（電力）の検出性能は３相交流電圧の基本波成分が作
る基準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する性能に依存し
ていることが分かる。すなわち、多相交流電流を上記基
準電圧ベクトルに同期した回転座標の成分に変換するこ
とにより、座標変換された電流成分が瞬時有効電流及び
瞬時無効電流として分離されて得られ、かつ多相交流電
流の基本波成分の正相分が直流量として変換されること
からローパスフィルタなどの帯域分離手段によって、逆
相成分や高調波成分と分離検出することが可能となる。
ところが、従来の電流（電力）の検出装置では、この基
準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する手段としてＰＬＬ
回路が用いられているため、以下の問題点がある。
【００１２】先ず、第１の問題点は、ＰＬＬ回路に基準
信号として入力される交流電圧が高調波成分を含む歪波
の場合、高調波成分の影響により基本波成分に安定に同
期しない可能性がある。従って、実際には電圧検出信号
をＰＬＬ回路に入力する際に安定な動作を確保する目的
から高調波成分を予め減衰させるためのフィルタリング
が必要となる。系統電圧に含まれる高調波は３次調波程
度からを考慮する必要があり、３次調波以上の周波数成
分に対して十分な減衰を得ようとした場合、基本波との
周波数比が高々３倍しかないため基本波成分に影響が無
いようなフィルタを選定することは不可能である。特
に、位相がフィルタの影響により大きくシフトするため
に、電圧の位相を検出する為の手段としては誤差の発生
や、補正手段や調整要素が別に必要となるなど問題であ
る。
信号として入力される交流電圧が高調波成分を含む歪波
の場合、高調波成分の影響により基本波成分に安定に同
期しない可能性がある。従って、実際には電圧検出信号
をＰＬＬ回路に入力する際に安定な動作を確保する目的
から高調波成分を予め減衰させるためのフィルタリング
が必要となる。系統電圧に含まれる高調波は３次調波程
度からを考慮する必要があり、３次調波以上の周波数成
分に対して十分な減衰を得ようとした場合、基本波との
周波数比が高々３倍しかないため基本波成分に影響が無
いようなフィルタを選定することは不可能である。特
に、位相がフィルタの影響により大きくシフトするため
に、電圧の位相を検出する為の手段としては誤差の発生
や、補正手段や調整要素が別に必要となるなど問題であ
る。
【００１３】第２の問題点は、ＰＬＬ回路による位相検
出では多相交流電圧に基本波周波数の逆相成分が含まれ
る場合、逆相成分の周波数は正相成分と同一であるた
め、フィルタによっても分離不可能であり直接影響を受
けることである。特に、従来例のように１相の電圧を基
準相として用いる場合は逆相成分が存在することによっ
て位相ずれが生じている場合、これによって生じる検出
誤差は全く補正することができない。結局、従来のＰＬ
Ｌ回路を用いた基準電圧ベクトルの瞬時位相検出は、多
相交流電圧に高調波成分や逆相成分が存在する場合に問
題があるということができ、このために電流（電力）検
出性能にも問題が生じるということができる。
出では多相交流電圧に基本波周波数の逆相成分が含まれ
る場合、逆相成分の周波数は正相成分と同一であるた
め、フィルタによっても分離不可能であり直接影響を受
けることである。特に、従来例のように１相の電圧を基
準相として用いる場合は逆相成分が存在することによっ
て位相ずれが生じている場合、これによって生じる検出
誤差は全く補正することができない。結局、従来のＰＬ
Ｌ回路を用いた基準電圧ベクトルの瞬時位相検出は、多
相交流電圧に高調波成分や逆相成分が存在する場合に問
題があるということができ、このために電流（電力）検
出性能にも問題が生じるということができる。
【００１４】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、多相交流電圧が高調波や逆相成分
を含む歪波電圧や不平衡電圧であっても、それに含まれ
る基本波成分の正相成分のみによって作られる基準電圧
ベクトルを正確に検出でき、よって高性能な電流（電
力）の検出を可能とするとともに、調整手段を全く必要
とせず、かつ簡単な構成で実現可能な電流（電力）検出
装置を得ることを目的としている。
めになされたもので、多相交流電圧が高調波や逆相成分
を含む歪波電圧や不平衡電圧であっても、それに含まれ
る基本波成分の正相成分のみによって作られる基準電圧
ベクトルを正確に検出でき、よって高性能な電流（電
力）の検出を可能とするとともに、調整手段を全く必要
とせず、かつ簡単な構成で実現可能な電流（電力）検出
装置を得ることを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
所定の基本周波数ωを発生する発振器と、この発振器の
出力周波数ωを積分して位相θを得る積分器と、上記Ｎ
相多相交流電圧を該位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段
の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段の出力と上記ローパスフィルタの出力とか
ら瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑを演算する手段と、
この瞬時有効電力ｐおよび瞬時無効電力ｑと上記ローパ
スフィルタの出力とから瞬時有効電流及び瞬時無効電流
を演算する演算手段とを有する。請求項２の発明に係る
電流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流
から該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効
電流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於い
て、上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸
座標に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標
変換手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパス
フィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転
する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上
記第１の座標変換手段の直交２軸座標の成分とするベク
トルとなる上記ローパスフィルタの出力を、この直交２
軸座標の一方の座標軸を基準とした極座標で表した場合
の角度である角度検出値Δθｖを演算する角度検出手段
と、この角度検出値Δθｖに基づき上記ローパスフィル
タの出力の一つが常時零になるように上記位相θを制御
する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変換手段の
出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流として直接得ると
共に、上記第２の座標変換手段の出力と上記ローパスフ
ィルタの出力の他方の出力の一つとを演算することによ
って瞬時有効電力及び瞬時無効電力を出力する。
流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
所定の基本周波数ωを発生する発振器と、この発振器の
出力周波数ωを積分して位相θを得る積分器と、上記Ｎ
相多相交流電圧を該位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段
の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段の出力と上記ローパスフィルタの出力とか
ら瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑを演算する手段と、
この瞬時有効電力ｐおよび瞬時無効電力ｑと上記ローパ
スフィルタの出力とから瞬時有効電流及び瞬時無効電流
を演算する演算手段とを有する。請求項２の発明に係る
電流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流
から該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効
電流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於い
て、上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸
座標に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標
変換手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパス
フィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転
する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上
記第１の座標変換手段の直交２軸座標の成分とするベク
トルとなる上記ローパスフィルタの出力を、この直交２
軸座標の一方の座標軸を基準とした極座標で表した場合
の角度である角度検出値Δθｖを演算する角度検出手段
と、この角度検出値Δθｖに基づき上記ローパスフィル
タの出力の一つが常時零になるように上記位相θを制御
する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変換手段の
出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流として直接得ると
共に、上記第２の座標変換手段の出力と上記ローパスフ
ィルタの出力の他方の出力の一つとを演算することによ
って瞬時有効電力及び瞬時無効電力を出力する。
【００１６】請求項３の発明に係る電流検出装置は、Ｎ
相多相交流電圧とＮ相多相交流電流から該Ｎ相多相交流
電圧の基本波成分に対する瞬時有効電流と瞬時無効電流
とを検出する電流検出装置に於いて、上記Ｎ相多相交流
電圧を位相θで回転する直交２軸座標に変換する第１の
座標変換手段と、この第１の座標変換手段の出力を所定
の周波数帯域に制限するローパスフィルタと、上記Ｎ相
多相交流電流を上記位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第２の座標変換手段と、上記ローパスフィルタの
出力を入力するとともに、このローパスフィルタの出力
の一つが常時零になるように上記位相θを制御する位相
制御手段とを有し、上記第２の座標変換手段の出力を瞬
時有効電流及び瞬時無効電流とする。請求項４の発明に
係る電流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流
電流から該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時
有効電流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於
いて、上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２
軸座標に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座
標変換手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパ
スフィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回
転する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、
上記ローパスフィルタの出力を入力するとともに、この
ローパスフィルタの出力の一つが常時零となるように上
記位相θを制御する位相制御手段とを有し、上記第２の
座標変換手段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流と
して直接得ると共に、上記第２の座標変換手段の出力と
上記ローパスフィルタの出力の他方の出力の一つとを演
算することによって瞬時有効電力と瞬時無効電力を出力
する。
相多相交流電圧とＮ相多相交流電流から該Ｎ相多相交流
電圧の基本波成分に対する瞬時有効電流と瞬時無効電流
とを検出する電流検出装置に於いて、上記Ｎ相多相交流
電圧を位相θで回転する直交２軸座標に変換する第１の
座標変換手段と、この第１の座標変換手段の出力を所定
の周波数帯域に制限するローパスフィルタと、上記Ｎ相
多相交流電流を上記位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第２の座標変換手段と、上記ローパスフィルタの
出力を入力するとともに、このローパスフィルタの出力
の一つが常時零になるように上記位相θを制御する位相
制御手段とを有し、上記第２の座標変換手段の出力を瞬
時有効電流及び瞬時無効電流とする。請求項４の発明に
係る電流検出装置は、Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流
電流から該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時
有効電流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於
いて、上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２
軸座標に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座
標変換手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパ
スフィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回
転する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、
上記ローパスフィルタの出力を入力するとともに、この
ローパスフィルタの出力の一つが常時零となるように上
記位相θを制御する位相制御手段とを有し、上記第２の
座標変換手段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流と
して直接得ると共に、上記第２の座標変換手段の出力と
上記ローパスフィルタの出力の他方の出力の一つとを演
算することによって瞬時有効電力と瞬時無効電力を出力
する。
【００１７】請求項５の発明に係る電流検出装置は、Ｎ
相多相交流電圧とＮ相多相交流電流から該Ｎ相多相交流
電圧の基本波成分に対する瞬時有効電流と瞬時無効電流
とを検出する電流検出装置に於いて、上記Ｎ相多相交流
電圧を位相θで回転する直交２軸座標に変換する第１の
座標変換手段と、この第１の座標変換手段の一つの出力
を所定の周波数帯域に制限する第１のローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段のそれぞれの出力を所定の周波数帯域に制
限する第２と第３のローパスフィルタと、これらの第２
と第３のローパスフィルタの出力を上記位相θでＮ相交
流に逆変換する第３の座標変換手段と、上記第１のロー
パスフィルタの出力が常時零になるように上記位相θを
制御する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変換手
段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流とする。
相多相交流電圧とＮ相多相交流電流から該Ｎ相多相交流
電圧の基本波成分に対する瞬時有効電流と瞬時無効電流
とを検出する電流検出装置に於いて、上記Ｎ相多相交流
電圧を位相θで回転する直交２軸座標に変換する第１の
座標変換手段と、この第１の座標変換手段の一つの出力
を所定の周波数帯域に制限する第１のローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段のそれぞれの出力を所定の周波数帯域に制
限する第２と第３のローパスフィルタと、これらの第２
と第３のローパスフィルタの出力を上記位相θでＮ相交
流に逆変換する第３の座標変換手段と、上記第１のロー
パスフィルタの出力が常時零になるように上記位相θを
制御する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変換手
段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流とする。
【００１８】
【作用】本発明における電流検出装置では、多相交流電
圧を回転直交座標の成分に変換する座標変換手段により
瞬時電圧ベクトルが直交座標の２成分として検出され
る。更に、この各成分をローパスフィルタにより高調波
成分を遮断することによって、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分が作る基準電圧ベクトルを抽出できる。ま
た、同様に多相交流電流を座標変換する手段によって得
た瞬時電流ベクトルと上記基準電圧ベクトルとから瞬時
有効電流（電力）及び瞬時無効電流（電力）が演算検出
できるものである。
圧を回転直交座標の成分に変換する座標変換手段により
瞬時電圧ベクトルが直交座標の２成分として検出され
る。更に、この各成分をローパスフィルタにより高調波
成分を遮断することによって、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分が作る基準電圧ベクトルを抽出できる。ま
た、同様に多相交流電流を座標変換する手段によって得
た瞬時電流ベクトルと上記基準電圧ベクトルとから瞬時
有効電流（電力）及び瞬時無効電流（電力）が演算検出
できるものである。
【００１９】ここで、多相交流電圧を座標変換する際の
座標回転位相角を多相交流電圧の基本波周波数に応じた
所定の基準周波数を発生する発振器と、この基準周波数
を積分して上記回転角を演算出力する積分器により与え
るように構成することにより、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分のみを容易に極低周波数することができ、
ローパスフィルタによる分離を容易にするとともに、こ
のローパスフィルタが基準電圧ベクトルの位相角の検出
に影響を及ぼさないようにすることが可能となる。
座標回転位相角を多相交流電圧の基本波周波数に応じた
所定の基準周波数を発生する発振器と、この基準周波数
を積分して上記回転角を演算出力する積分器により与え
るように構成することにより、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分のみを容易に極低周波数することができ、
ローパスフィルタによる分離を容易にするとともに、こ
のローパスフィルタが基準電圧ベクトルの位相角の検出
に影響を及ぼさないようにすることが可能となる。
【００２０】また、上記座標回転位相角θを上記ローパ
スフィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角
度検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相
制御手段の出力により与えるように構成したものでは、
上記作用に加え、座標回転位相角θを検出した基準電圧
ベクトルと常に一致させるように検出装置内部で自動調
節するため、調整要素が全く不要となる。更に、多相交
流電流をこの座標回転位相角θで座標変換した各成分は
直接、瞬時有効電流、瞬時無効電流となり、検出装置の
構成が簡単になる。
スフィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角
度検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相
制御手段の出力により与えるように構成したものでは、
上記作用に加え、座標回転位相角θを検出した基準電圧
ベクトルと常に一致させるように検出装置内部で自動調
節するため、調整要素が全く不要となる。更に、多相交
流電流をこの座標回転位相角θで座標変換した各成分は
直接、瞬時有効電流、瞬時無効電流となり、検出装置の
構成が簡単になる。
【００２１】また、上記ローパスフィルタの出力の一つ
を常時零となるように制御する構成では、位相制御手段
にこのローパスフィルタの出力を直接入力でき、角度検
出手段が不要になり検出装置の構成が一層簡単になる。
更に、この場合多相交流電圧を座標変換する手段が位相
角を制御するために使用する成分のみ演算するように構
成することもできるため、装置の構成を更に一層簡単に
することもできる。
を常時零となるように制御する構成では、位相制御手段
にこのローパスフィルタの出力を直接入力でき、角度検
出手段が不要になり検出装置の構成が一層簡単になる。
更に、この場合多相交流電圧を座標変換する手段が位相
角を制御するために使用する成分のみ演算するように構
成することもできるため、装置の構成を更に一層簡単に
することもできる。
【００２２】
【実施例】実施例１． 以下、本発明の一実施例を図に基づいて説明する。図１
は、本発明の一実施例による電流検出装置を示すブロッ
ク図である。
は、本発明の一実施例による電流検出装置を示すブロッ
ク図である。
【００２３】図において、１は発振器、２はこの発振器
１の出力である周波数ωを積分して位相角θを出力する
積分器、３はこの積分器２の出力である位相角θにより
３相交流電圧ｖR ，ｖs ，ｖT を回転直交座標に変換す
る第１の座標変換器、４はこの第１の座標変換器３の出
力である各軸成分ｖａ，ｖｂが入力されるローパスフィ
ルタ、５は上記位相角θにより３相交流電流ｉR ，ｉ
S ，ｉT を回転直交座標に変換する第２の座標変換器、
６はこの第２の座標変換器５の各軸出力成分ｉａ，ｉｂ
と上記ローパスフィルタの各出力ｖａ’，ｖｂ’からベ
クトルの内積、外積を演算することにより瞬時有効電力
ｐ、瞬時無効電力ｑを演算するベクトル積演算器、７は
このベクトル積演算器６の出力ｐ，ｑと上記ローパスフ
ィルタ４の各出力とから瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無効電
流ｉｑを演算する電流成分演算器である。
１の出力である周波数ωを積分して位相角θを出力する
積分器、３はこの積分器２の出力である位相角θにより
３相交流電圧ｖR ，ｖs ，ｖT を回転直交座標に変換す
る第１の座標変換器、４はこの第１の座標変換器３の出
力である各軸成分ｖａ，ｖｂが入力されるローパスフィ
ルタ、５は上記位相角θにより３相交流電流ｉR ，ｉ
S ，ｉT を回転直交座標に変換する第２の座標変換器、
６はこの第２の座標変換器５の各軸出力成分ｉａ，ｉｂ
と上記ローパスフィルタの各出力ｖａ’，ｖｂ’からベ
クトルの内積、外積を演算することにより瞬時有効電力
ｐ、瞬時無効電力ｑを演算するベクトル積演算器、７は
このベクトル積演算器６の出力ｐ，ｑと上記ローパスフ
ィルタ４の各出力とから瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無効電
流ｉｑを演算する電流成分演算器である。
【００２４】次いで動作について説明する。発振器１の
周波数ωを積分器２により積分演算すると、位相角θは
θ＝ωｔとなる。これを３相交流電圧が入力される第１
の座標変換器３の座標回転角として用いて座標変換する
と、その出力ｖａ及びｖｂは次式となる。
周波数ωを積分器２により積分演算すると、位相角θは
θ＝ωｔとなる。これを３相交流電圧が入力される第１
の座標変換器３の座標回転角として用いて座標変換する
と、その出力ｖａ及びｖｂは次式となる。
【００２５】
【数２】
【００２６】ここで、３相交流電圧が次式のような周波
数ω0 の平衡３相交流とする。
数ω0 の平衡３相交流とする。
【００２７】
【数３】
【００２８】（３）式を（２）式に代入して整理する
と、第１の座標変換器３の出力ｖａ，ｖｂは次式とな
る。
と、第１の座標変換器３の出力ｖａ，ｖｂは次式とな
る。
【００２９】
【数４】
【００３０】（４）式から、周波数ω0 の平衡３相電圧
は周波数が（ω0 −ω）の２相正弦波信号に変換される
ことが分かる。
は周波数が（ω0 −ω）の２相正弦波信号に変換される
ことが分かる。
【００３１】さて、ここで３相電圧に逆相成分が存在す
る場合は、結果のみ示すと周波数がω0 ＋ωの２相正弦
波に、高調波成分は次式をｎとしたときｎω0 ±ωの周
波数を有する２相正弦波に変換される。
る場合は、結果のみ示すと周波数がω0 ＋ωの２相正弦
波に、高調波成分は次式をｎとしたときｎω0 ±ωの周
波数を有する２相正弦波に変換される。
【００３２】従って、基準周波数ωを３相交流電圧の基
本波周波数ω0 に近づけるほど、基本波の平衡分すなわ
ち正相成分は低周波となり、ω0 ＝ωのとき直流成分と
なる。一方、逆相成分は２ω0 の周波数に、高調波成分
は（ｎ±１）ω0 の周波数に近づく。つまり、基本波の
正相成分による成分と逆相成分や高調波成分による成分
の周波数比を極めて高くすることが可能となる。ここで
交流電圧の基本波周波数ω0 は系統電圧では５０Ｈz ま
たは６０Ｈz に正確かつ安定に保持されているので、発
振器１の出力周波数ωをこれと殆ど同一に設定すること
は容易であり、結果として第１の座標変換器３の出力成
分ｖａ，ｖｂの内、基本波の正相成分によるものを極低
周波数化することができる。
本波周波数ω0 に近づけるほど、基本波の平衡分すなわ
ち正相成分は低周波となり、ω0 ＝ωのとき直流成分と
なる。一方、逆相成分は２ω0 の周波数に、高調波成分
は（ｎ±１）ω0 の周波数に近づく。つまり、基本波の
正相成分による成分と逆相成分や高調波成分による成分
の周波数比を極めて高くすることが可能となる。ここで
交流電圧の基本波周波数ω0 は系統電圧では５０Ｈz ま
たは６０Ｈz に正確かつ安定に保持されているので、発
振器１の出力周波数ωをこれと殆ど同一に設定すること
は容易であり、結果として第１の座標変換器３の出力成
分ｖａ，ｖｂの内、基本波の正相成分によるものを極低
周波数化することができる。
【００３３】次いで、この第１の座標変換器３の出力ｖ
ａ，ｖｂをローパスフィルタ４により低域濾波すること
によりその出力ｖａ’，ｖｂ’は基本波の正相成分のみ
を抽出したものとなる。この際、不要成分との周波数比
が増大していることから、ローパスフィルタ４のカット
オフ周波数は基本波の正相成分による周波数（ω0 −
ω）に対して十分大きくすることができる。この効果に
よりローパスフィルタの構成が容易になるだけでなく、
基本波の正相成分による座標成分ｖａ’，ｖｂ’がロー
パスフィルタ４によってゲインは無論のこと、位相にお
いても影響を受けないように構成することができる。
ａ，ｖｂをローパスフィルタ４により低域濾波すること
によりその出力ｖａ’，ｖｂ’は基本波の正相成分のみ
を抽出したものとなる。この際、不要成分との周波数比
が増大していることから、ローパスフィルタ４のカット
オフ周波数は基本波の正相成分による周波数（ω0 −
ω）に対して十分大きくすることができる。この効果に
よりローパスフィルタの構成が容易になるだけでなく、
基本波の正相成分による座標成分ｖａ’，ｖｂ’がロー
パスフィルタ４によってゲインは無論のこと、位相にお
いても影響を受けないように構成することができる。
【００３４】結局、ローバスフィルタ４の各出力ｖ
ａ’，ｖｂ’は３相交流電圧の基本波の正相分の情報の
み正確に抽出し、これを成分とするベクトルは正確な基
準電圧ベクトルを示すことになる。
ａ’，ｖｂ’は３相交流電圧の基本波の正相分の情報の
み正確に抽出し、これを成分とするベクトルは正確な基
準電圧ベクトルを示すことになる。
【００３５】上述のように基準電圧ベクトルが位相θで
回転する直交座標の成分として得られるので、次にこれ
と瞬時電流ベクトルとから瞬時有効電力ｐ、瞬時無効電
力ｑが演算できる。すなわち、３相交流電流を座標変換
する第２の座標変換器５の出力ｉａ，ｉｂは瞬時電流ベ
クトルの直交成分となるが、第１と第２の座標変換器
３，５は同一の回転位相角θを用いるように構成してい
るため、両者は同一座標であり、基準電圧ベクトルと瞬
時電流ベクトルの内積や外積の演算は各成分を用いて演
算することができる。
回転する直交座標の成分として得られるので、次にこれ
と瞬時電流ベクトルとから瞬時有効電力ｐ、瞬時無効電
力ｑが演算できる。すなわち、３相交流電流を座標変換
する第２の座標変換器５の出力ｉａ，ｉｂは瞬時電流ベ
クトルの直交成分となるが、第１と第２の座標変換器
３，５は同一の回転位相角θを用いるように構成してい
るため、両者は同一座標であり、基準電圧ベクトルと瞬
時電流ベクトルの内積や外積の演算は各成分を用いて演
算することができる。
【００３６】ベクトル積演算器６は、基準電圧ベクトル
の成分ｖａ′、ｖｂ′及び瞬時電流ベクトルの成分ｉ
ａ、ｉｂから次式により瞬時有効電力ｐ、瞬時無効電力
ｑを演算する。
の成分ｖａ′、ｖｂ′及び瞬時電流ベクトルの成分ｉ
ａ、ｉｂから次式により瞬時有効電力ｐ、瞬時無効電力
ｑを演算する。
【００３７】
【数５】
【００３８】次いで、電流成分演算器７は、上記ベクト
ル積演算器６により演算した瞬時有効電力ｐ及び瞬時無
効電力ｑと基準電圧ベクトルの成分ｖａ’，ｖｂ’か
ら、基準電圧ベクトルと同方向の電流成分すなわち瞬時
無効電流ｉｐと基準電圧ベクトルと直交する電流成分す
なわち瞬時無効電流ｉｑを演算する。これは、下記の式
（７）〜（１０）に示す関係から容易に得られ、結局、
図２のブロック図に示す電流成分演算器７により瞬時有
効電流ｉｐ、及び瞬時無効電流ｉｑが演算され出力され
る。
ル積演算器６により演算した瞬時有効電力ｐ及び瞬時無
効電力ｑと基準電圧ベクトルの成分ｖａ’，ｖｂ’か
ら、基準電圧ベクトルと同方向の電流成分すなわち瞬時
無効電流ｉｐと基準電圧ベクトルと直交する電流成分す
なわち瞬時無効電流ｉｑを演算する。これは、下記の式
（７）〜（１０）に示す関係から容易に得られ、結局、
図２のブロック図に示す電流成分演算器７により瞬時有
効電流ｉｐ、及び瞬時無効電流ｉｑが演算され出力され
る。
【００３９】
【数６】
【００４０】実施例２． 従来例の説明で述べたように３相交流電流を変換する第
２の座標変換器５の回転軸が基準電圧ベクトルと一致し
ている場合、この座標変換器５の出力である電流成分ｉ
ａ，ｉｂは直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時有効電流ｉｑ
となる。図３は、基準電圧ベクトルの角度を検出して、
この角度検出値に基づき回転直交座標の回転位相角θを
制御することにより、座標軸が基準電圧ベクトルと常に
一致するように自動制御するように構成したものであ
る。
２の座標変換器５の回転軸が基準電圧ベクトルと一致し
ている場合、この座標変換器５の出力である電流成分ｉ
ａ，ｉｂは直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時有効電流ｉｑ
となる。図３は、基準電圧ベクトルの角度を検出して、
この角度検出値に基づき回転直交座標の回転位相角θを
制御することにより、座標軸が基準電圧ベクトルと常に
一致するように自動制御するように構成したものであ
る。
【００４１】図において、３１はローパスフィルタ４の
各出力が入力され、この成分からベクトルの角度Δθｖ
を検出する角度検出器、３２はこの角度検出値Δθｖに
基づき回転位相角θを制御する位相コントローラであ
り、第１と第２の座標変換器３，５はこの位相コントロ
ーラ３２の出力である回転位相角θにより座標変換を行
う構成とする。
各出力が入力され、この成分からベクトルの角度Δθｖ
を検出する角度検出器、３２はこの角度検出値Δθｖに
基づき回転位相角θを制御する位相コントローラであ
り、第１と第２の座標変換器３，５はこの位相コントロ
ーラ３２の出力である回転位相角θにより座標変換を行
う構成とする。
【００４２】次いで動作であるが、ローパスフィルタ４
の各出力ｖａ’，ｖｂ’は直交回転座標上での基準電圧
ベクトルの検出成分となるが、この直交成分から、基準
電圧ベクトルの角度Δθｖを例えば図４に内部構成を示
す角度検出器３１の演算により検出する。
の各出力ｖａ’，ｖｂ’は直交回転座標上での基準電圧
ベクトルの検出成分となるが、この直交成分から、基準
電圧ベクトルの角度Δθｖを例えば図４に内部構成を示
す角度検出器３１の演算により検出する。
【００４３】この角度Δθｖは直交座標のａ軸からの基
準電圧検出ベクトルの角度に相当する。従って、この角
度検出値Δθｖが零となるように回転座標の回転位相角
を制御すれば基準電圧ベクトルに回転直交座標のａ軸が
一致することになる。この制御は例えば図４に内部構成
を示す位相コントローラ３２により行われる。この例で
は零を角度指令値として、角度検出値Δθｖとの偏差値
を比例積分演算するものとしている。この位相コントロ
ーラ３２は例えばΔθｖが正の値に検出された場合これ
を増幅し周波数ωを増加させることにより座標回転の回
転速度を増加させ基準電圧ベクトルの回転速度に追いつ
こうとする。逆に、Δθｖが負となった場合はこれと逆
の作用となり結果として角度検出値Δθｖが常に零とな
るように座標回転位相角θが制御される。
準電圧検出ベクトルの角度に相当する。従って、この角
度検出値Δθｖが零となるように回転座標の回転位相角
を制御すれば基準電圧ベクトルに回転直交座標のａ軸が
一致することになる。この制御は例えば図４に内部構成
を示す位相コントローラ３２により行われる。この例で
は零を角度指令値として、角度検出値Δθｖとの偏差値
を比例積分演算するものとしている。この位相コントロ
ーラ３２は例えばΔθｖが正の値に検出された場合これ
を増幅し周波数ωを増加させることにより座標回転の回
転速度を増加させ基準電圧ベクトルの回転速度に追いつ
こうとする。逆に、Δθｖが負となった場合はこれと逆
の作用となり結果として角度検出値Δθｖが常に零とな
るように座標回転位相角θが制御される。
【００４４】回転座標のａ軸が基準電圧ベクトルと一致
するように制御すると、上述のように第２の座標変換器
３の出力ｉａ、ｉｂが直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無
効電流ｉｑとなる。更に、ローパスフィルタ４の出力ｖ
ａ’，ｖｂ’においても、ｖｂ’＝０となり、ｖａ’は
基準電圧ベクトルの大きさを示すことになるため、内
積、外積による瞬時電力の演算も極めて簡単になり、図
３に示すように瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑは各
々ｉａ・ｖａ’及びｉｂ・ｖｂ’の乗算によって演算で
きる。
するように制御すると、上述のように第２の座標変換器
３の出力ｉａ、ｉｂが直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無
効電流ｉｑとなる。更に、ローパスフィルタ４の出力ｖ
ａ’，ｖｂ’においても、ｖｂ’＝０となり、ｖａ’は
基準電圧ベクトルの大きさを示すことになるため、内
積、外積による瞬時電力の演算も極めて簡単になり、図
３に示すように瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑは各
々ｉａ・ｖａ’及びｉｂ・ｖｂ’の乗算によって演算で
きる。
【００４５】ここで、角度検出器３１の構成としては、
図４に示した逆正接演算を行う他に、図５に示すような
逆正接演算を省略した構成でも、角度検出の線形性は悪
くなるが、同様の効果を有する。
図４に示した逆正接演算を行う他に、図５に示すような
逆正接演算を省略した構成でも、角度検出の線形性は悪
くなるが、同様の効果を有する。
【００４６】実施例３． 図６は、回転直交座標の回転位相角θをローパスフィル
タ４の出力に基づいて直接制御するもので、図３の構成
に対し基準電圧ベクトルの角度検出手段を不要とし構成
を簡単にしたものである。図において、６１はローパス
フィルタ４の一方の出力ｖｂが入力される位相コントロ
ーラであり、この位相コントローラ６１の出力θを座標
回転位相角とするように構成する。
タ４の出力に基づいて直接制御するもので、図３の構成
に対し基準電圧ベクトルの角度検出手段を不要とし構成
を簡単にしたものである。図において、６１はローパス
フィルタ４の一方の出力ｖｂが入力される位相コントロ
ーラであり、この位相コントローラ６１の出力θを座標
回転位相角とするように構成する。
【００４７】この場合の動作原理は、ローパスフィルタ
４の一方の出力であるｖｂ’が基準電力ベクトルの角度
をθv としたときｖｂ’＝ ｜ｖ0 ｜・ｓｉｎθｖ（こ
こで｜ｖ0 ｜は基準電力ベクトルの大きさ）となること
から、基準電圧ベクトルの角度θv に対応して変化する
ことによる。従って、図７に例示した位相コントローラ
６１にフィードバック信号として入力することにより前
述と同様な動作を行うことができる。
４の一方の出力であるｖｂ’が基準電力ベクトルの角度
をθv としたときｖｂ’＝ ｜ｖ0 ｜・ｓｉｎθｖ（こ
こで｜ｖ0 ｜は基準電力ベクトルの大きさ）となること
から、基準電圧ベクトルの角度θv に対応して変化する
ことによる。従って、図７に例示した位相コントローラ
６１にフィードバック信号として入力することにより前
述と同様な動作を行うことができる。
【００４８】実施例４． 図８は、図６に示した構成を従来例に応用したものであ
り、その構成は従来例と同様に３相交流電流の高調波電
流成分ｉcR，ｉcS, ｉcTを分離検出するように構成した
ものである。図において、３０１は３相交流電圧を座標
変換する際に一成分ｖｂのみを演算するように構成した
第１の座標変換器であり、８１は位相コントローラ６１
の出力である位相θにより回転座標の成分を３相交流量
に逆変換する２φ／３φ座標変換器である。
り、その構成は従来例と同様に３相交流電流の高調波電
流成分ｉcR，ｉcS, ｉcTを分離検出するように構成した
ものである。図において、３０１は３相交流電圧を座標
変換する際に一成分ｖｂのみを演算するように構成した
第１の座標変換器であり、８１は位相コントローラ６１
の出力である位相θにより回転座標の成分を３相交流量
に逆変換する２φ／３φ座標変換器である。
【００４９】図８において、回転直交座標の位相制御に
座標変換器３０１の座標成分ｖｂのみを用いるようにし
た場合、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑの検出はで
きない。しかし、ローパスフィルタから得られるもう一
方の成分出力ｖａ’を第１の座標変換器３０１から導出
すれば、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑが検出でき
ることは明らかである。従って、従来例のように電流の
高調波成分のみを検出する場合は、ｖａ' の検出は不要
となる。このように、座標変換器３０１のｂ軸成分ｖｂ
のみを演算するように構成しても、図８に示した構成で
従来例と同様の動作により高調波成分が３相交流として
抽出検出できる。
座標変換器３０１の座標成分ｖｂのみを用いるようにし
た場合、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑの検出はで
きない。しかし、ローパスフィルタから得られるもう一
方の成分出力ｖａ’を第１の座標変換器３０１から導出
すれば、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑが検出でき
ることは明らかである。従って、従来例のように電流の
高調波成分のみを検出する場合は、ｖａ' の検出は不要
となる。このように、座標変換器３０１のｂ軸成分ｖｂ
のみを演算するように構成しても、図８に示した構成で
従来例と同様の動作により高調波成分が３相交流として
抽出検出できる。
【００５０】尚、上記各実施例では、多相交流として３
相交流を取り扱う検出装置を示したが、回転座標変換は
Ｎ相多相交流についても３相交流の場合と同様に取り扱
うことができる。すなわち、実施例の座標変換手段をＮ
相多相交流の座標変換するものに換えれば、他は同一の
構成により、上記各実施例と同様の効果を奏する。
相交流を取り扱う検出装置を示したが、回転座標変換は
Ｎ相多相交流についても３相交流の場合と同様に取り扱
うことができる。すなわち、実施例の座標変換手段をＮ
相多相交流の座標変換するものに換えれば、他は同一の
構成により、上記各実施例と同様の効果を奏する。
【００５１】
【発明の効果】以上のように、本発明によればＮ相多相
交流電圧（但し、Ｎは２，３…）を位相角θで回転する
回転直交座標の成分に変換し、この出力をローパスフィ
ルタで帯域制限した成分出力と多相交流電流を上記位相
角θで回転する回転角直交座標の成分に変換した成分と
から瞬時電流（電力）を演算するように構成し、上記位
相角θを所定の基準周波数を発生する発振器と、この基
準周波数を積分する積分器により得るように構成したの
で、多相交流電圧が、高周波や逆相成分を含む歪波電圧
や不平衡電圧であっても正確な検出ができる効果があ
る。
交流電圧（但し、Ｎは２，３…）を位相角θで回転する
回転直交座標の成分に変換し、この出力をローパスフィ
ルタで帯域制限した成分出力と多相交流電流を上記位相
角θで回転する回転角直交座標の成分に変換した成分と
から瞬時電流（電力）を演算するように構成し、上記位
相角θを所定の基準周波数を発生する発振器と、この基
準周波数を積分する積分器により得るように構成したの
で、多相交流電圧が、高周波や逆相成分を含む歪波電圧
や不平衡電圧であっても正確な検出ができる効果があ
る。
【００５２】また、上記座標回転位相角を上記ローパス
フィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角度
検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相制
御手段の出力により与えるように構成したものでは、上
記効果に加えて周波数設定などの調整要素が不要とな
り、また装置の構成を簡単にすることができる。
フィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角度
検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相制
御手段の出力により与えるように構成したものでは、上
記効果に加えて周波数設定などの調整要素が不要とな
り、また装置の構成を簡単にすることができる。
【００５３】また、上記座標回転位相角を上記ローパス
フィルタの出力の一つが常時零になるように制御する位
相制御手段の出力により与えるように構成したもので
は、装置の構成を一層簡単にすることができる。
フィルタの出力の一つが常時零になるように制御する位
相制御手段の出力により与えるように構成したもので
は、装置の構成を一層簡単にすることができる。
【００５４】更に、この場合多相交流電圧を座標変換す
る手段を２軸座標の一つの成分のみ演算するように構成
したものでは、装置の構成を更に簡単にすることができ
る利点がある。
る手段を２軸座標の一つの成分のみ演算するように構成
したものでは、装置の構成を更に簡単にすることができ
る利点がある。
【図１】 本発明の実施例１を示すブロック図である。
【図２】 図１の電流成分演算器の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】 本発明の実施例２を示すブロック図である。
【図４】 図３の角度検出器と位相コントローラの構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図５】 図３の角度検出器と位相コントローラの他の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施例３を示すブロック図である。
【図７】 図６の位相コントローラの構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】 本発明の実施例４を示すブロック図である。
【図９】 従来の電流（電力）検出装置を示すブロック
図である。
図である。
【図１０】 従来の電流（電力）検出装置の原理を説明
するためのベクトル図である。
するためのベクトル図である。
１ 発振器 ２ 積分器 ３ 第１の座標変換器 ４ ローパスフィルタ ５ 第２の座標変換器 ６ ベクトル積演算器（瞬時有効、無効電力演算手段） ７ 電流成分演算器（瞬時有効、無効電流演算手段） ３１ 角度検出器 ３２ 位相コントローラ（位相制御手段） ６１ 位相コントローラ（位相制御手段）
Claims (5)
- 【請求項１】 Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
所定の基本周波数ωを発生する発振器と、この発振器の
出力周波数ωを積分して位相θを得る積分器と、上記Ｎ
相多相交流電圧を該位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段
の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段の出力と上記ローパスフィルタの出力とか
ら瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑを演算する手段と、
この瞬時有効電力ｐおよび瞬時無効電力ｑと上記ローパ
スフィルタの出力とから瞬時有効電流及び瞬時無効電流
を演算する演算手段とを有することを特徴とする電流検
出装置。 - 【請求項２】 Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標
に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換
手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィ
ルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する
直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上記第
１の座標変換手段の直交２軸座標の成分とするベクトル
となる上記ローパスフィルタの出力を、この直交２軸座
標の一方の座標軸を基準とした極座標で表した場合の角
度である角度検出値Δθｖを演算する角度検出手段と、
この角度検出値Δθｖに基づき上記ローパスフィルタの
出力の一つが常時零になるように上記位相θを制御する
位相制御手段とを有し、上記第２の座標変換手段の出力
を瞬時有効電流及び瞬時無効電流として直接得ると共
に、上記第２の座標変換手段の出力と上記ローパスフィ
ルタの出力の他方の出力の一つとを演算することによっ
て瞬時有効電力及び瞬時無効電力を出力するようになさ
れたことを特徴とする電流検出装置。 - 【請求項３】 Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標
に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換
手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィ
ルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する
直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上記ロ
ーパスフィルタの出力を入力するとともに、このローパ
スフィルタの出力の一つが常時零になるように上記位相
θを制御する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変
換手段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流とするこ
とを特徴とする電流検出装置。 - 【請求項４】 Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標
に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換
手段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィ
ルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する
直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上記ロ
ーパスフィルタの出力を入力するとともに、このローパ
スフィルタの出力の一つが常時零となるように上記位相
θを制御する位相制御手段とを有し、上記第２の座標変
換手段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無効電流として直
接得ると共に、上記第２の座標変換手段の出力と上記ロ
ーパスフィルタの出力の他方の出力の一つとを演算する
ことによって瞬時有効電力と瞬時無効電力を出力するよ
うになされたことを特徴とする電流検出装置。 - 【請求項５】 Ｎ相多相交流電圧とＮ相多相交流電流か
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流とを検出する電流検出装置に於いて、
上記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標
に変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換
手段の一つの出力を所定の周波数帯域に制限する第１の
ローパスフィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相
θで回転する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手
段と、この第２の座標変換手段のそれぞれの出力を所定
の周波数帯域に制限する第２と第３のローパスフィルタ
と、これらの第２と第３のローパスフィルタの出力を上
記位相θでＮ相交流に逆変換する第３の座標変換手段
と、上記第１のローパスフィルタの出力が常時零になる
ように上記位相θを制御する位相制御手段とを有し、上
記第２の座標変換手段の出力を瞬時有効電流及び瞬時無
効電流とすることを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23346092A JP3271319B2 (ja) | 1992-09-01 | 1992-09-01 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23346092A JP3271319B2 (ja) | 1992-09-01 | 1992-09-01 | 電流検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0682494A JPH0682494A (ja) | 1994-03-22 |
| JP3271319B2 true JP3271319B2 (ja) | 2002-04-02 |
Family
ID=16955383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23346092A Expired - Lifetime JP3271319B2 (ja) | 1992-09-01 | 1992-09-01 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3271319B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6397157B1 (en) * | 1999-07-02 | 2002-05-28 | General Electric Company | Method and apparatus for real time measurement of three phase electrical parameters |
| JP2023002993A (ja) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | 自励式無効電力補償装置を用いた力率制御方法 |
| JP2023002994A (ja) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | 自励式無効電力補償装置を用いた力率制御方法 |
| CN118518937B (zh) * | 2024-07-23 | 2024-10-08 | 东方电子股份有限公司 | 应用在高压级联svg的宽频电流提取方法及系统 |
| CN118518922A (zh) * | 2024-07-24 | 2024-08-20 | 东方电子股份有限公司 | 不平衡电流的检测方法及装置 |
-
1992
- 1992-09-01 JP JP23346092A patent/JP3271319B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0682494A (ja) | 1994-03-22 |
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