JP3236825B2 - ダブルエンドコンバータ装置 - Google Patents

ダブルエンドコンバータ装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、倍電流整流方式に
よる整流平滑回路を用いた、プッシュプルコンバータ、
ハーフブリッジコンバータ、非対称ハーフブリッジコン
バータ、フルブリッジコンバータおよびアクティブクラ
ンプ方式コンバータなどのダブルエンド（両極性）コン
バータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の倍電流整流方式による整流平滑
回路を有する電源装置として、図１７に示す電源装置８
１が従来から知られている。この電源装置８１は、スイ
ッチング用のトランス２と、倍電流整流平滑回路８２と
を備えている。この場合、倍電流整流平滑回路８２は、
トランス２の二次巻線２ｂの一端２ｂ１および低電位側
の出力端子１６ｂの間に接続された平滑用のチョークコ
イル１４と、二次巻線２ｂの他端２ｂ２および高電位側
の出力端子１６ｂの間に接続されチョークコイル１４と
同一インダクタンス値を有する平滑用のチョークコイル
１５と、二次巻線２ｂの一端２ｂ１および出力端子１６
ａの間に接続された整流素子としてのダイオード１１
と、二次巻線２ｂの他端２ｂ２および出力端子１６ａの
間に接続された整流素子としてのダイオード１２とを備
え、二次巻線２ｂの両端に誘起した両極性電圧を整流平
滑することによって生成した直流電圧ＶO を負荷４に出
力する。
【０００３】この電源装置８１では、トランス２の一次
巻線２ａの一端２ａ１および他端２ａ２にそれぞれ接続
された図外のプッシュプルＦＥＴ回路が１８０゜位相で
駆動されることにより、図１８（ａ）に示すように、電
圧値±ＶS の両極性電圧ＶSが、トランス２の二次巻線
２ｂの両端に誘起する。この場合、一方のＦＥＴが２５
％のデューティー比Ｄでオン状態に制御される周期Ｔ1
においては、そのオン期間ＴONに二次巻線２ｂの一端２
ｂ１側に高電圧が誘起され、この誘起電圧に基づいて、
図１７に示す電流Ｉ31が、二次巻線２ｂの一端２ｂ１、
ダイオード１１、負荷４、チョークコイル１５、および
二次巻線２ｂの他端２ｂ２からなる電流経路を流れる。
この際に、チョークコイル１５の両端には、図１８
（ｂ）に示すように、図１７に示す向きで、電圧値（Ｖ
S −ＶO ）の電圧ＶL15 が発生し、これにより、チョー
クコイル１５にエネルギーが蓄積される。
【０００４】また、周期Ｔ1 のオフ期間ＴOFF において
は、チョークコイル１５に蓄積されたエネルギーに基づ
いて、同図に示す向きの電流Ｉ32が、チョークコイル１
５の一端、ダイオード１２、負荷４、およびチョークコ
イル１５の他端からなる電流経路を流れる。この結果、
チョークコイル１５の両端の電圧ＶL15 が電圧値（−Ｖ
O ）になると共に、チョークコイル１５には、図１８
（ｄ）に示すように、電流変動幅（（ＶS −ＶO ）・Ｔ
ON／Ｌo 、ただし、Ｌo はチョークコイル１４，１５の
インダクタンス値）の範囲で変動する電流ＩL15 が流れ
る。
【０００５】さらに、他方のＦＥＴが２５％のデューテ
ィー比Ｄでオン状態に制御される周期Ｔ2 （周期Ｔ1 と
同一時間）においては、そのオン期間ＴONに二次巻線２
ｂの他端２ｂ２側に高電圧が誘起され、この誘起電圧に
基づいて、図１７に示す電流Ｉ33が、二次巻線２ｂの他
端２ｂ２、ダイオード１２、負荷４、チョークコイル１
４、および二次巻線２ｂの一端２ｂ１からなる電流経路
を流れる。この際に、チョークコイル１４の両端には、
図１８（ｃ）に示すように、図１７に示す向きで、電圧
値（ＶS −ＶO ）の電圧ＶL14 が発生し、これにより、
チョークコイル１４にエネルギーが蓄積される。
【０００６】また、周期Ｔ2 のオフ期間ＴOFF において
は、チョークコイル１４に蓄積されたエネルギーに基づ
いて、図１７に示す向きの電流Ｉ34が、チョークコイル
１４の一端、ダイオード１１、負荷４、およびチョーク
コイル１４の他端からなる電流経路を流れる。この結
果、チョークコイル１４の両端の電圧ＶL14 が電圧値
（−ＶO ）になると共に、チョークコイル１４には、図
１８（ｅ）に示すように、電流変動幅（（ＶS −ＶO ）
・ＴON／Ｌo ）の範囲で変動する電流ＩL14 が流れる。
以上の動作過程において、電流ＩL15 ，ＩL14 の平均電
流値は、両者の総和が図１７，１８（ｆ）にそれぞれ示
す出力電流Ｉ0 となり、かつ、互いの電流値が等しいた
め、それぞれ出力電流Ｉ0 の１／２の電流値となる。な
お、コンデンサ１３を流れるリップル電流ＩC は、図１
７，１８（ｇ）にそれぞれ示すように、電流変動幅
（（１−２Ｄ）・ＶO ／ｆ、ただし、Ｄはデューティー
比、ｆは周期Ｔの逆数）の範囲で変動する。
【０００７】このように、各周期Ｔ1 ，Ｔ2 の期間に亘
って、チョークコイル１４，１５による平滑動作が行わ
れる結果、図１８（ｆ）に示すように、リップル成分が
ほぼ除去された出力電流Ｉo が負荷４に出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置８１には、以下の問題点がある。第１に、従来
の電源装置８１における倍電流整流平滑回路８２では、
別個独立したチョークコイル１４，１５を用いている。
このため、電源装置８１には、倍電流整流平滑回路８２
の構成部品点数が多いため、部品取付けなどに起因して
製作コストが嵩んでいるという問題点がある。
【０００９】第２に、チョークコイル１４，１５には、
図１８（ｄ），（ｅ）にそれぞれ示すように、所定電流
値の直流電流が常時流れている。この場合、図１６に示
す、励磁インダクタンス（ＬX ）に対する直流電流の特
性が示すように、平滑用チョークコイル（上記の倍電流
整流平滑回路８２においては、チョークコイル１４，１
５）の励磁インダクタンス（ＬX ）と、平滑用チョーク
コイルに許容される直流電流との間には、所定の関係が
ある。つまり、平滑用チョークコイルは、平滑フィルタ
としての効果を上げるためには、励磁インダクタンスが
大きいのが好ましい反面、励磁インダクタンスが大きく
なるに従って、飽和直流電流値が低下してしまう。具体
的には、平滑用チョークコイルの磁性体としての実効体
積が小さい場合、特性ＣＨ１に示すように、励磁インダ
クタンスを小さな値（Ｌ2 ）にしたときには、ある程度
大きな電流値（Ｉ22）まで磁気飽和させずに使用するこ
とができるが、励磁インダクタンスを大きな値（Ｌ1 ）
にしたときには、磁気飽和させずに使用できる限界の電
流値が、極めて小さな電流値（Ｉ21）に低下するため、
磁性体が磁気飽和を起こすおそれがある。また、特性Ｃ
Ｈ２が示すように、磁性体としての実効体積を十分に大
きくした場合には、励磁インダクタンスを小さな値（Ｌ
2 ）にすれば、ある程度大きな電流値（Ｉ24）まで磁気
飽和させずに使用することができ、しかも、励磁インダ
クタンスをある程度大きな値（Ｌ1 ）にしたときであっ
ても、特性ＣＨ１の場合と比較して、より大きな電流値
（Ｉ23）まで磁気飽和させずに使用することができる。
しかし、かかる場合には、大きな実装スペースを必要と
する。
【００１０】このため、従来の電源装置８１には、倍電
流整流平滑回路８２のチョークコイル１４，１５が磁気
飽和を引き起こすおそれがあり、かかる場合には、チョ
ークコイル１４，１５やトランス２の一次側のプッシュ
プルＦＥＴ回路が破損したり、チョークコイル１４，１
５が平滑フィルタとして機能しなくなったりするという
問題点がある。一方、倍電流整流平滑回路８２において
磁気飽和を生じさせることなく平滑フィルタとしての効
果を十分に発揮させる場合には、チョークコイル１４，
１５の磁性体としての実効体積を十分に大きくせざるを
得ず、かかる場合には、倍電流整流平滑回路８２の大型
化、ひいては、電源装置８１の大型化を招くという問題
点がある。
【００１１】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、小型化を図りつつ、部品点数の低減に
よる製作コストの低減、および平滑効果の向上を図るこ
とが可能なダブルエンドコンバータ装置を提供すること
を主目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のダブルエンドコンバータ装置は、スイッチ
ング用の第１トランスの出力巻線の一端および低電位側
出力部の間に接続された第１のインダクタと、出力巻線
の他端および低電位側出力部の間に接続された第２のイ
ンダクタと、出力巻線の一端および高電位側出力部の間
に接続された第１の整流素子と、出力巻線の他端および
高電位側出力部の間に接続された第２の整流素子とを備
えた整流平滑回路を有し、出力巻線に誘起した両極性電
圧を整流平滑することによって直流電圧を生成するダブ
ルエンドコンバータ装置において、第１のインダクタお
よび第２のインダクタは、各巻線を流れる電流によって
発生する磁束が相殺可能に巻き回された第２トランスの
第１の巻線および第２の巻線でそれぞれ構成されている
ことを特徴とする。
【００１３】請求項２記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１記載のダブルエンドコンバータ装置にお
いて、第１のインダクタンスおよび第２のインダクタ
は、第２トランスの等価的リーケージインダクタンス
と、等価的励磁インダクタンスとの直列回路でそれぞれ
構成されていることを特徴とする。
【００１４】請求項３記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１または２記載のダブルエンドコンバータ
装置において、第２トランスは、第１の巻線および第２
の巻線が所定距離で離間されてそれぞれ巻き回されて構
成されていることを特徴とする。
【００１５】請求項４記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１から３のいずれかに記載のダブルエンド
コンバータ装置において、第２トランスは、磁束バイパ
ス用経路を有することを特徴とする。
【００１６】請求項５記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１から４のいずれかに記載のダブルエンド
コンバータ装置において、第２トランスは、低透磁率の
磁気コアが用いられていることを特徴とする。
【００１７】請求項６記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１から５のいずれかに記載のダブルエンド
コンバータ装置において、第２トランスは、ギャップが
形成された磁気コアに第１の巻線および第２の巻線が巻
き回されて構成されていることを特徴とする。
【００１８】請求項７記載のダブルエンドコンバータ装
置は、請求項１から６のいずれかに記載のダブルエンド
コンバータ装置において、第１の巻線および第２の巻線
の少なくとも一方に直列接続された第３のインダクタを
備えていることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るダブルエンドコンバータ装置の好適な実施の形
態について説明する。なお、従来の電源装置８１と同一
の構成要素については、同一の符号を付して重複した説
明を省略する。
【００２０】最初に、図１を参照して、本発明に係るダ
ブルエンドコンバータ装置における整流平滑回路の動作
原理について説明する。同図に示すように、倍電流整流
平滑回路３は、従来の倍電流整流平滑回路８２と同様に
してダイオード１１，１２およびコンデンサ１３を備
え、倍電流整流平滑回路８２におけるチョークコイル１
４，１５に代えて、リーケージトランスであって本発明
における第２トランスに相当するトランス１７を備えて
いる。この場合、トランス１７は、実際には、図２に示
すように、巻数ｎ１の第１巻線１７ａ、および巻数ｎ２
の第２巻線１７ｂを備え、両巻線１７ａ，１７ｂは、電
流が流れた際に発生する磁束を互いに打ち消し合うよう
にそれぞれ巻き回されている。また、トランス１７は、
等価的には、図３に示すように、第１巻線１７ａが、第
１巻線１７ａ側換算のリーケージインダクタンスＬL1
と、第１巻線１７ａ側換算の励磁インダクタンスＬX1と
の直列回路で表され、第２巻線１７ｂが、第２巻線１７
ｂ側換算のリーケージインダクタンスＬL2と、第２巻線
１７ｂ側換算の励磁インダクタンスＬX2との直列回路で
表される。
【００２１】さらに、図３に示したトランス１７は、図
４に示す等価回路としても表すことができる。つまり、
このトランス１７では、リーケージインダクタンスＬL1
とリーケージインダクタンスＬL2とが、第１巻線１７ａ
側換算したリーケージインダクタンスＬL として表され
る。このため、以下、トランス１７の第１巻線１７ａを
リーケージインダクタンスＬL と励磁インダクタンスＬ
X1との直列回路で表し、第２巻線１７ｂを励磁インダク
タンスＬX2で表すものとする。したがって、倍電流整流
平滑回路３においては、トランス１７は、図１に示すよ
うに、第１巻線１７ａの両端ａ，ｂに、リーケージイン
ダクタンスＬL および励磁インダクタンスＬX1の直列回
路が接続され、第２巻線１７ｂの両端ｃ，ｄに、励磁イ
ンダクタンスＬX2が接続された等価回路として表され
る。
【００２２】また、トランス１７は、例えば、図６
（ａ）に示すように、ギャップ２１，２１が形成され、
全体として０字状リング型コアを形成するフェライトコ
ア２２，２２が用いられており、同図（ｂ）に示すよう
に、第１巻線１７ａとしての導線２３が、フェライトコ
ア２２，２２の一方の巻柱に巻き回され、第２巻線１７
ｂとしての導線２４が、他方の巻柱に導線２３とは所定
距離で離間されて巻き回されている。このトランス１７
では、ギャップ２１，２１の大きさを調整することによ
り、励磁インダクタンスＬX1，ＬX2の大きさを調整する
ことができ、フェライトコア２２の形状を変更して導線
２３と導線２４との離間距離を調整することにより、リ
ーケージインダクタンスＬL （つまり、リーケージイン
ダクタンスＬL1およびリーケージインダクタンスＬL2）
の大きさを調整することができるようになっている。具
体的には、リーケージインダクタンスＬL を大きくする
場合には、導線２３，２４の離間距離が大きくなるよう
なフェライトコア２２を使用し、励磁インダクタンスＬ
X を大きくする場合には、ギャップ２１，２１を小さく
する。したがって、ギャップ２１，２１の大きさおよび
導線２３，２４間の離間距離をそれぞれ調整することに
より、リーケージインダクタンスＬL および励磁インダ
クタンスＬX1 ，ＬX2の大きさを任意に規定することが
できる。
【００２３】さらに、トランス１７に代えて、図７
（ａ）に示すリーケージトランスを使用することもでき
る。このトランス２５は、互いの先端部同士を接触させ
ないで対向配置した中足２６，２６を有するフェライト
コア２２ａを用いて構成されている。この場合、中足２
６，２６は、本発明における磁束バイパス経路を形成
し、同図に示すように、磁束φ１が磁束バイパス経路を
通過することにより、トランス２５のリーケージインダ
クタンスＬL を増加させる。また、同図（ｂ）に示すよ
うに、低透磁率の磁性体を用いた中足２８で、フェライ
トコア２２ｂ本体の中間部位を連結してもよい。この場
合にも、中足２８は、本発明における磁束バイパス経路
を形成し、同図に示すように、磁束φ２が磁束バイパス
経路を通過することにより、トランス２７のリーケージ
インダクタンスＬL を増加させる。さらに、低透磁率フ
ェライトコアを用いてフェライトコア２２，２２全体を
構成することもできる。この場合にも、リーケージイン
ダクタンスＬL を増加させることができる。また、図８
に示すように、トランス１７の導線２３に空芯型のコイ
ル２９を接続することによってリーケージインダクタン
スＬL を増加させてもよい。この場合には、リーケージ
インダクタンスＬL を容易に調整することができる。ま
た、導線２３を巻き回すことによってコイル２９を形成
してもよい。
【００２４】次に、電源装置１の動作について、図１，
５を参照して説明する。なお、以下、第１巻線１７ａお
よび第２巻線１７ｂの巻数比を１：１で構成したトラン
ス１７を例にして説明する。この場合、励磁インダクタ
ンスＬX1，ＬX2が互いに等しくなるため、以下、両者を
特に区別しない場合には、励磁インダクタンスＬX1，Ｌ
X2をそれぞれ励磁インダクタンスＬX ともいう。
【００２５】まず、この電源装置１では、トランス２の
一次巻線２ａの一端２ａ１および他端２ａ２にそれぞれ
接続された図外のプッシュプルＦＥＴ回路が１８０゜位
相で駆動されることにより、図５（ａ）に示すように、
電圧値±ＶS の両極性電圧ＶS が、トランス２の二次巻
線２ｂの両端に誘起する。この場合、一方のＦＥＴが２
５％のデューティー比Ｄでオン状態に制御される周期Ｔ
1 においては、そのオン期間ＴONに二次巻線２ｂの一端
２ｂ１側に高電圧が誘起され、この誘起電圧に基づい
て、図１に示す電流Ｉ1 が、二次巻線２ｂの一端２ｂ
１、ダイオード１１、負荷４、第２巻線１７ｂとしての
励磁インダクタンスＬX2、および二次巻線２ｂの他端２
ｂ２からなる電流経路を流れる。この際に、励磁インダ
クタンスＬX2の両端には、図５（ｂ）に示すように、図
１に示す向きで、電圧値（ＶS −ＶO）の電圧ＶLX2 が
発生し、これにより、第２巻線１７ｂにエネルギーが蓄
積される。同時に、同図（ｃ）および図１に示すよう
に、電圧ＶLX2 とは正負が反転した電圧ＶLX1 が励磁イ
ンダクタンスＬX1の両端に発生する。また、周期Ｔ1 の
オフ期間ＴOFF においては、第２巻線１７ｂに蓄積され
たエネルギーに基づいて、図１に示す向きの電流Ｉ2
が、第２巻線１７ｂの一端ｃ、ダイオード１２、負荷
４、および第２巻線１７ｂの他端ｄからなる電流経路を
流れる。この結果、励磁インダクタンスＬX2の両端のＶ
LX2 が電圧値（−ＶO ）になると共に、励磁インダクタ
ンスＬX2には、図５（ｆ）に示すように、電流変動幅
（（１−２Ｄ／ＬL）−（１−Ｄ）／ＬX ）・ＶO ／
ｆ）の範囲で変動する電流Ｉｂが流れる。
【００２６】また、他方のＦＥＴが２５％のデューティ
ー比Ｄでオン状態に制御される周期Ｔ2 においては、そ
のオン期間ＴONに二次巻線２ｂの他端２ｂ２側に電圧が
誘起され、この誘起電圧に基づいて、図１に示す電流Ｉ
3 が、二次巻線２ｂの他端２ｂ２、ダイオード１２、負
荷４、励磁インダクタンスＬX1およびリーケージインダ
クタンスＬL の直列回路である第１巻線１７ａ、並びに
二次巻線２ｂの一端２ｂ１からなる電流経路を流れる。
この際に、第１巻線１７ａの両端ａ，ｂには、図５
（ｄ）に示すように、励磁インダクタンスＬX1の両端の
電圧ＶLX1 （図１参照）と、リーケージインダクタンス
ＬL の両端の電圧ＶLL（同図参照）との加算電圧（最大
値および最小値がそれぞれ値（ＶS −ＶO ）および値
（−ＶO ）の電圧）が発生し、これにより、第１巻線１
７ａにエネルギーが蓄積される。この場合、リーケージ
インダクタンスＬL の両端の電圧ＶLLは、図５（ｄ）に
示す第１巻線１７ａの両端の電圧（ＶLX1 ＋ＶLL）か
ら、同図（ｃ）に示す励磁インダクタンスＬX1の両端の
電圧ＶLX1 を減算した電圧となる。このため、電圧ＶLL
は、同図（ｅ）に示すように、最大値および最小値がそ
れぞれ値（（１−２Ｄ）・ＶO ／Ｄ）および値（−２Ｖ
O ）で周期がＴ1 ／２（＝Ｔ2 ／２）の電圧となる。
【００２７】また、周期Ｔ2 のオフ期間ＴOFF において
は、第１巻線１７ａに蓄積されたエネルギーに基づい
て、図１に示す向きの電流Ｉ4 が、第１巻線１７ａの一
端ａ、ダイオード１１、負荷４、および第１巻線１７ａ
の他端ｂからなる電流経路を流れる。この結果、第１巻
線１７ａには、図５（ｇ）に示すように、電流変動幅
（（１−２Ｄ／ＬL ）・ＶO ／ｆ）の範囲で変動する電
流Ｉａが流れる。なお、コンデンサ１３には、図１，５
（ｈ）にそれぞれ示すように、僅かな電流変動幅（２・
（１−２Ｄ／ＬL ）−（１−Ｄ）／ＬX ）・ＶO ／ｆ）
の範囲で変動するリップル電流ＩC が流れる。以上の動
作過程において、電流Ｉａ，Ｉｂの平均電流値は、両者
の総和が図１に示す出力電流Ｉ0 （図１８（ｆ）参照）
となり、かつ、互いの電流値が等しいため、それぞれ出
力電流Ｉ0 の１／２の電流値となる。このため、電流Ｉ
ａと電流Ｉｂとが流れることによってそれぞれ発生する
磁束が互いに打ち消し合わされる。また、瞬時的にみて
も、図５（ｉ）に示すように、トランス１７に流れる励
磁電流ＩT は、同図（ｆ）に示す電流Ｉｂと、同図
（ｇ）に示す電流Ｉａとが相殺された電流変動幅（（１
−Ｄ）・ＶO ／（ＬX ・ｆ））の範囲で僅かに変動する
にすぎない。
【００２８】このように、この電源装置１によれば、倍
電流整流平滑回路３におけるトランス１７の第１巻線１
７ａおよび第２巻線１７ｂを平滑用コイルとして用いた
ことにより、両巻線１７ａ，１７ｂを電流（Ｉ0 ／２）
が流れることによってそれぞれ発生する磁束が互いに打
ち消し合わされるため、トランス１７を流れる励磁電流
ＩT の直流成分がほぼ０Ａとなる。この結果、トランス
１７の直流バイアスによる磁気飽和が防止され、これに
より、小さい実効体積のフェライトコア２２，２２を用
いて大きな励磁インダクタンスＬX を有する平滑用コイ
ルを構成することができるため、より優れた平滑フィル
タとして機能させることができる。また、従来の電源装
置８１における倍電流整流回路８２の２つのチョークコ
イル１４，１５を１つのトランス１７に置き代えたこと
により、倍電流整流平滑回路３の小型化、ひいては電源
装置１の小型化を図ることができる。
【００２９】次に、具体的な電源装置の構成について、
図９，１０を参照して説明する。なお、電源装置１と同
一の機能を有するものについては、同一の符号を付して
重複した説明を省略する。
【００３０】図９に示す電源装置３１は、アクティブク
ランプ方式のダブルエンドフォワードコンバータであっ
て、トランス２の一次巻線２ａ側に、直流電源３２、交
互にそれぞれ駆動されるｎチャネル型のＦＥＴ３３，３
４、およびコンデンサ３５を備えている。
【００３１】この電源装置３１では、同図に示すスイッ
チング信号ＳS1がＦＥＴ３３のゲートに入力され、その
オン期間ＴONにおいて、ＦＥＴ３３がオン状態に制御さ
れる。この際には、同図に示すように、直流電源３２、
一次巻線２ａ、ＦＥＴ３３のドレインおよびソース、並
びに直流電源３２からなる電流経路を電流Ｉ11が流れ、
これに応じて、図１０（ａ）に示すように、図９に示す
向きで電圧値（＋ＶO／Ｄ）の電圧が二次巻線２ｂの両
端に誘起する。なお、この電圧と、後述するスイッチン
グ信号ＳS2のオン期間ＴONに二次巻線２ｂの両端に誘起
する電圧とで、本発明における両極性電圧を構成し、以
下、周期Ｔにおいて誘起する両電圧を総称して、以下、
両極性電圧ＶS という。この場合、電源装置１における
両極性電圧ＶS とは異なり、この電源装置３１における
トランス２の二次巻線２ｂの両端に発生する両極性電圧
ＶS は、正側および負側の電圧波形が非対称になってい
る。
【００３２】次いで、両極性電圧ＶS に基づいて、電源
装置１と同様にして、図９に示す電流Ｉ1 が流れ、第２
巻線１７ｂの両端には、図１０（ｂ）に示すように、図
９に示す向きで、電圧値（ＶS −ＶO ＝（１−Ｄ）・Ｖ
O ／Ｄ )の電圧ＶLX2 が発生し、これにより、第２巻線
１７ｂにエネルギーが蓄積される。同時に、図１０
（ｃ）に示すように、電圧ＶLX2 とは正負が反転した電
圧値（（１−Ｄ）・ＶO ／Ｄ）の電圧ＶLX1 が励磁イン
ダクタンスＬX1の両端に発生する。また、スイッチング
信号ＳS1のオフ期間ＴOFF においては、第２巻線１７ｂ
に蓄積されたエネルギーに基づいて、図９に示す向きの
電流Ｉ2 が流れる結果、電圧ＶLX2 および電圧ＶLX1 が
それぞれ電圧値（−ＶO ）および電圧値（ＶO ）になる
と共に、第２巻線１７ｂには、図１０（ｆ）に示すよう
に、電流変動幅（（１−２Ｄ／ＬL ）−（１−Ｄ）／Ｌ
X ）・ＶO ／ｆ）の範囲で変動する電流Ｉｂが流れる。
【００３３】次いで、スイッチング信号ＳS1のオフ期間
ＴOFF では、スイッチング信号ＳS2のオン期間ＴONとな
り、この期間では、図９に示すように、一次巻線２ａに
蓄積されているエネルギーに基づいて、一次巻線２ａ、
ＦＥＴ３４のソースおよびドレイン、コンデンサ３５、
並びに一次巻線２ａからなる電流経路を電流Ｉ12が流れ
ることにより、コンデンサ３５にエネルギーが蓄積され
る。一方、一次巻線２ａの蓄積エネルギーが放出される
と、コンデンサ３５の蓄積エネルギーに基づいて、コン
デンサ３５、ＦＥＴ３４のドレインおよびソース、一次
巻線２ａ、並びにコンデンサ３５からなる電流経路を電
流Ｉ13が流れる。
【００３４】このスイッチング信号ＳS2のオン期間ＴON
では、二次巻線２ｂの両端に両極性電圧ＶS が誘起し、
両極性電圧ＶS に基づいて、電源装置１と同様にして、
図９に示す電流Ｉ3 が流れ、この際に、第１巻線１７ａ
の両端には、図１０（ｄ）に示すように、図９に示す向
きであって、電圧ＶLX1 および電圧ＶLLの加算電圧（最
大値および最小値がそれぞれ値（Ｄ・ＶO ／（１−Ｄ）
＝ＶS −ＶO ）および値（−ＶO ）が発生し、これによ
り、第１巻線１７ａにエネルギーが蓄積される。この場
合、リーケージインダクタンスＬL の両端の電圧ＶLL
は、図１０（ｄ）に示す電圧（ＶLX1 ＋ＶLL）から、同
図（ｃ）に示す電圧ＶLX1 を減算した電圧となる。この
ため、電圧ＶLLは、同図（ｅ）に示すように、最大値お
よび最小値がそれぞれ値（（１−２Ｄ）・ＶO ／Ｄ）お
よび値（−（１−２Ｄ）・ＶO ／（１−Ｄ））で周期が
Ｔの電圧となる。
【００３５】また、電源装置１と同様にして、スイッチ
ング信号ＳS2のオフ期間ＴOFF においては、第１巻線１
７ａに蓄積されたエネルギーに基づいて、図９に示す向
きの電流Ｉ4 が流れる結果、第１巻線１７ａには、図１
０（ｇ）に示すように、電流変動幅（（１−２Ｄ／ＬL
）・ＶO ／ｆ）の範囲で変動する電流Ｉａが流れる。
なお、コンデンサ１３には、図９，１０（ｈ）にそれぞ
れ示すように、僅かな電流変動幅（２・（１−２Ｄ／Ｌ
L ）−（１−Ｄ）／ＬX ）・ＶO ／ｆ）の範囲で変動す
るリップル電流ＩC が流れる。
【００３６】以上の動作過程において、電流Ｉａ，Ｉｂ
の平均電流値は、両者の総和が図９に示す出力電流Ｉ0
となり、かつ、互いの電流値が等しいため、それぞれ出
力電流Ｉ0 の１／２の電流値となる。このため、この電
源装置３１においても、両巻線１７ａ，１７ｂを電流
（ＩO ／２）が流れることによってそれぞれ発生する磁
束が互いに打ち消し合わされる。また、瞬時的にみて
も、図１０（ｉ）に示すように、トランス１７に流れる
励磁電流ＩT は、同図（ｆ）に示す電流Ｉｂと、同図
（ｇ）に示す電流Ｉａとが相殺された電流変動幅（（１
−Ｄ）・ＶO ／（ＬX・ｆ））の範囲で僅かに変動する
にすぎない。
【００３７】このように、この電源装置３１において
も、電源装置１と同様にして、トランス１７の磁気飽和
が防止され、これにより、小さい実効体積のフェライト
コア２２，２２を用いて大きな励磁インダクタンスＬX
を有する平滑用コイルを構成することができるため、よ
り優れた平滑フィルタとして機能させることができると
共に、倍電流整流平滑回路３の小型化、ひいては電源装
置３１の小型化を図ることができる。
【００３８】なお、本発明は、上記した電源装置３１の
構成に限らず、トランス２の一次巻線２ａ側の構成を適
宜変更することができる。例えば、図１１に示す電源装
置４１のように、２つの一次巻線４２ａ，４２ｂおよび
二次巻線４２ｃを有するトランス４２と、一次巻線４２
ａおよび直流電源３２の直列回路に並列接続されたＦＥ
Ｔ４３と、一次巻線４２ｂおよび直流電源３２の直列回
路に並列接続されたＦＥＴ４４とを備えてプッシュプル
コンバータで構成することもできる。この場合、両ＦＥ
Ｔ４３，４４のゲートには、図１２に示すように、両Ｆ
ＥＴ４３，４４を１８０゜位相で駆動するためのスイッ
チング信号ＳS3，ＳS4がそれぞれ入力される。なお、こ
の電源装置４１、および以下に説明する各種の電源装置
における倍電流整流平滑回路３は、電源装置１における
倍電流整流平滑回路３と同様にして作動する。このた
め、電源装置１における各構成要素と同一の構成要素に
ついて同一の符号を付し、電源装置としての動作説明を
省略する。
【００３９】また、図１３に示す電源装置５１のよう
に、一次巻線２ａ側に、２つのＦＥＴ４３，４４の直列
回路と、２つのコンデンサ５２，５３の直列回路とを、
直流電源３２に並列接続し、ＦＥＴ４３，４４の接続点
およびコンデンサ５２，５３の接続点に一次巻線２ａの
両端２ａ２，２ａ１をそれぞれ接続した、いわゆるハー
フブリッジ型コンバータで構成することもできる。この
場合にも、両ＦＥＴ４３，４４のゲートには、図１２に
示すスイッチング信号ＳS3，ＳS4がそれぞれ入力され
る。
【００４０】さらに、図１４に示す電源装置６１のよう
に、一次巻線２ａ側に、２つのＦＥＴ６２，６３の直列
回路と、２つのＦＥＴ６４，６５の直列回路とを、直流
電源３２に並列接続し、ＦＥＴ６２，６３の接続点およ
びＦＥＴ６４，６５の接続点に一次巻線２ａの両端２ａ
１，２ａ２をそれぞれ接続した、いわゆるフルブリッジ
型コンバータで構成することもできる。この場合には、
両ＦＥＴ６２，６５のゲートには、図１２に示すスイッ
チング信号ＳS3が入力され、両ＦＥＴ６３，６４のゲー
トには、図１２に示すスイッチング信号ＳS4が入力され
る。
【００４１】また、図１５に示す電源装置７１のよう
に、一次巻線２ａ側に、２つのＦＥＴ７２，７３の直列
回路を直流電源３２に並列接続し、ＦＥＴ７３のドレイ
ン−ソース間に、コンデンサ７４および一次巻線２ａの
直列回路を並列接続した、いわゆる非対称ハーフブリッ
ジ型コンバータで構成することもできる。この場合に
は、両ＦＥＴ７２，７３のゲートには、図９に示すスイ
ッチング信号ＳS1，ＳS2がそれぞれ入力される。
【００４２】また、上記した各電源装置では、スイッチ
ングトランスの一次巻線側に配設するスイッチング素子
としてＦＥＴを使用した例について説明したが、本発明
は、これに限定されず、トランジスタなど種々のスイッ
チング素子を用いることができる。さらに、本発明の実
施の形態では、第１巻線１７ａおよび第２巻線１７ｂの
巻数比を１：１で構成したトランス１７を例に挙げて説
明したが、これに限らず、任意の巻数比で構成すること
ができる。この場合、巻数比を適宜選択することによ
り、コンデンサ１３を流れるリップル電流ＩC 大きさを
任意に定めることができる。
【００４３】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載および請求
項２記載のダブルエンドコンバータ装置によれば、各巻
線を流れる電流によって発生する磁束が相殺可能に巻き
回された第２トランスの第１巻線および第２巻線を平滑
用の第１および第２のインダクタとして用いたことによ
り、第２トランスを流れる励磁電流を激減させることが
できると共に第２トランスの磁気飽和を防止することが
できる。これにより、小さい実効体積のコアを用いて、
より大きな励磁インダクタンスを有する平滑用のインダ
クタを構成することができる。この結果、より優れた平
滑フィルタを有するダブルエンドコンバータ装置を提供
することができると共に、部品点数の低減による製作コ
ストの低減、および整流平滑回路の小型化、ひいては、
ダブルエンドコンバータ装置のコストダウンおよび小型
化を図ることができる。
【００４４】また、請求項３記載のダブルエンドコンバ
ータ装置によれば、第１巻線および第２巻線を所定距離
で離間してそれぞれ巻き回すことにより、第２トランス
のリーケージインダクタンスを任意の値に規定すること
ができる結果、平滑フィルタとしての効果を目的または
用途に応じて任意に定めることができる。
【００４５】さらに、請求項４記載のダブルエンドコン
バータ装置によれば、第２トランスに磁束バイパス用経
路を形成したことにより、第２トランスのリーケージイ
ンダクタンスを任意の値に規定することができる結果、
平滑フィルタとしての効果を目的または用途に応じて任
意に定めることができる。
【００４６】また、請求項５記載のダブルエンドコンバ
ータ装置によれば、低透磁率の磁気コアを用いて第２ト
ランスを構成したことにより、第２トランスのリーケー
ジインダクタンスを任意の値に規定することができる結
果、平滑フィルタとしての効果を目的または用途に応じ
て任意に定めることができる。
【００４７】また、請求項６記載のダブルエンドコンバ
ータ装置によれば、ギャップが形成された磁気コアに第
１の巻線および第２の巻線を巻き回して第２トランスを
構成したことにより、第２トランスのリーケージインダ
クタンスを任意の値に規定することができる結果、平滑
フィルタとしての効果を目的または用途に応じて任意に
定めることができる。
【００４８】さらに、請求項７記載のダブルエンドコン
バータ装置によれば、第１の巻線および第２の巻線の少
なくとも一方に直列接続された第３のインダクタを備え
たことにより、第２トランスのリーケージインダクタン
スを容易に任意の値に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図
である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置１における
トランス１７の回路図である。
【図３】図２におけるトランス１７の等価回路図であ
る。
【図４】図２，３におけるトランス１７の等価回路図で
ある。
【図５】本発明の実施の形態に係る電源装置１における
各部の電圧または電流波形図であって、（ａ）は、二次
巻線２ｂの両端に誘起した両極性電圧ＶS の電圧波形
図、（ｂ）は、励磁インダクタンスＬX2の両端における
電圧ＶLX2 の電圧波形図、（ｃ）は、励磁インダクタン
スＬX1の両端における電圧ＶLX1 の電圧波形図、（ｄ）
は、第１巻線１７ａの両端の電圧（ＶLX1 ＋ＶLL）の電
圧波形図、（ｅ）は、リーケージインダクタンスＬL の
両端の電圧ＶLLの電圧波形図、（ｆ）は、第２巻線１７
ｂを流れる電流Ｉｂの電流波形図、（ｇ）は、第１巻線
１７ａを流れる電流Ｉａの電流波形図、（ｈ）は、コン
デンサ１３を流れるリップル電流ＩCの電流波形図、
（ｉ）は、トランス１７を流れる励磁電流ＩT の電流波
形図である。
【図６】（ａ）は、図２におけるトランス１７に用いら
れているフェライトコア２２，２２の外観斜視図、
（ｂ）は、トランス１７の外観斜視図である。
【図７】（ａ）は、他のトランス２５の外観斜視図、
（ｂ）は、さらに他のトランス２７の外観斜視図であ
る。
【図８】トランス１７の導線２３に直列接続されるコイ
ル２９およびトランス１７の外観斜視図である。
【図９】本発明の実施の形態に係る電源装置３１の回路
図および電源装置３１に入力されるスイッチング信号Ｓ
S1，ＳS2の電圧波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係る電源装置３１にお
ける各部の電圧または電流波形図であって、（ａ）は、
二次巻線２ｂの両端に誘起した両極性電圧ＶS の電圧波
形図、（ｂ）は、励磁インダクタンスＬX2の両端におけ
る電圧ＶLX2 の電圧波形図、（ｃ）は、励磁インダクタ
ンスＬX1の両端における電圧ＶLX1 の電圧波形図、
（ｄ）は、第１巻線１７ａの両端の電圧（ＶLX1 ＋ＶL
L）の電圧波形図、（ｅ）は、リーケージインダクタン
スＬL の両端の電圧ＶLLの電圧波形図、（ｆ）は、第２
巻線１７ｂを流れる電流Ｉｂの電流波形図、（ｇ）は、
第１巻線１７ａを流れる電流Ｉａの電流波形図、（ｈ）
は、コンデンサ１３を流れるリップル電流ＩC の電流波
形図、（ｉ）は、トランス１７を流れる励磁電流ＩT の
電流波形図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係る電源装置４１の回
路図である。
【図１２】図１１に示す電源装置４１などに入力される
スイッチング信号ＳS3，ＳS4の電圧波形図である。
【図１３】本発明の実施の形態に係る他の電源装置５１
の回路図である。
【図１４】本発明の実施の形態に係る他の電源装置６１
の回路図である。
【図１５】本発明の実施の形態に係る他の電源装置７１
の回路図である。
【図１６】励磁インダクタンスＬX に対する直流電流の
関係を示す特性図である。
【図１７】従来の電源装置８１の回路図である。
【図１８】従来の電源装置８１における各部の電圧また
は電流の波形図であって、（ａ）は、二次巻線２ｂの両
端に誘起した両極性電圧ＶS の電圧波形図、（ｂ）は、
チョークコイル１５の両端における電圧ＶL15 の電圧波
形図、（ｃ）は、チョークコイル１４の両端におけるＶ
L14 の電圧波形図、（ｄ）は、チョークコイル１５を流
れる電流ＩL15 の電流波形図、（ｅ）は、チョークコイ
ル１４を流れる電流ＩL14 の電流波形図、（ｆ）は、出
力電流Ｉ0 の電流波形図、（ｇ）は、コンデンサ１３を
流れるリップル電流ＩC の電流波形図である。
【符号の説明】
１ 電源装置 ２ トランス ２ｂ 二次巻線 ２ｂ１ 二次巻線２ｂの一端 ２ｂ２ 二次巻線２ｂの他端 ３ 倍電流整流平滑回路 １１ ダイオード １２ ダイオード １６ａ 出力端子 １６ｂ 出力端子 １７ トランス １７ａ 第１巻線 １７ｂ 第２巻線 ２１ ギャップ ２２ フェライトコア ２２ａ フェライトコア ２２ｂ フェライトコア ２３ 導線 ２４ 導線 ２５ トランス ２６ 中足 ２７ トランス ２８ 中足 ２９ コイル ３１ 電源装置 ４１ 電源装置 ４２ トランス ４２ａ 一次巻線 ４２ｂ 一次巻線 ４２ｃ 二次巻線 ５１ 電源装置 ６１ 電源装置 ７１ 電源装置 ＬL リーケージインダクタンス ＬX 励磁インダクタンス ＬX1 励磁インダクタンス ＬX2 励磁インダクタンス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 3/337

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング用の第１トランスの出力巻
    線の一端および低電位側出力部の間に接続された第１の
    インダクタと、前記出力巻線の他端および前記低電位側
    出力部の間に接続された第２のインダクタと、前記出力
    巻線の一端および高電位側出力部の間に接続された第１
    の整流素子と、前記出力巻線の他端および前記高電位側
    出力部の間に接続された第２の整流素子とを備えた整流
    平滑回路を有し、前記出力巻線に誘起した両極性電圧を
    整流平滑することによって直流電圧を生成するダブルエ
    ンドコンバータ装置において、前記第１のインダクタお
    よび前記第２のインダクタは、各巻線を流れる電流によ
    って発生する磁束が相殺可能に巻き回された第２トラン
    スの第１の巻線および第２の巻線でそれぞれ構成されて
    いることを特徴とするダブルエンドコンバータ装置。
  2. 【請求項２】 前記第１のインダクタンスおよび前記第
    ２のインダクタは、前記第２トランスの等価的リーケー
    ジインダクタンスと、等価的励磁インダクタンスとの直
    列回路でそれぞれ構成されていることを特徴とする請求
    項１記載のダブルエンドコンバータ装置。
  3. 【請求項３】 前記第２トランスは、前記第１の巻線お
    よび前記第２の巻線が所定距離で離間されてそれぞれ巻
    き回されて構成されていることを特徴とする請求項１ま
    たは２記載のダブルエンドコンバータ装置。
  4. 【請求項４】 前記第２トランスは、磁束バイパス用経
    路を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか
    に記載のダブルエンドコンバータ装置。
  5. 【請求項５】 前記第２トランスは、低透磁率の磁気コ
    アが用いられていることを特徴とする請求項１から４の
    いずれかに記載のダブルエンドコンバータ装置。
  6. 【請求項６】 前記第２トランスは、ギャップが形成さ
    れた磁気コアに前記第１の巻線および前記第２の巻線が
    巻き回されて構成されていることを特徴とする請求項１
    から５のいずれかに記載のダブルエンドコンバータ装
    置。
  7. 【請求項７】 前記第１の巻線および前記第２の巻線の
    少なくとも一方に直列接続された第３のインダクタを備
    えていることを特徴とする請求項１から６のいずれかに
    記載のダブルエンドコンバータ装置。
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