JP3106818B2 - ディジタル無線受信方法および装置 - Google Patents
ディジタル無線受信方法および装置Info
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- JP3106818B2 JP3106818B2 JP05298450A JP29845093A JP3106818B2 JP 3106818 B2 JP3106818 B2 JP 3106818B2 JP 05298450 A JP05298450 A JP 05298450A JP 29845093 A JP29845093 A JP 29845093A JP 3106818 B2 JP3106818 B2 JP 3106818B2
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル無線受信
方法および装置に関し、さらに詳しくは、音声品質を確
保しつつ、できるだけ消費電力を小さくするようにした
ディジタル無線受信方法および装置に関する。特に、デ
ィジタル自動車電話，ディジタル携帯電話，ディジタル
コードレス電話（ＰＨＳ）等に有用である。
方法および装置に関し、さらに詳しくは、音声品質を確
保しつつ、できるだけ消費電力を小さくするようにした
ディジタル無線受信方法および装置に関する。特に、デ
ィジタル自動車電話，ディジタル携帯電話，ディジタル
コードレス電話（ＰＨＳ）等に有用である。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来のディジタル無線受信装置
の一例の要部ブロック図である。このディジタル無線受
信装置３００は、アンテナからの高周波信号を増幅し且
つ所定のローカル信号でダウンコンバートして中間周波
数信号とするＲＦ部１と、前記中間周波数信号を増幅す
るＩＦ部２と、ＤＱＰＳＫ方式の復調を行う遅延検波器
３３と、パラレル／シリアル変換を行うＰ／Ｓ部４と、
シリアル受信データから音声情報を取り出して出力する
と共にエラー情報を出力するフレーミング部・ボイスデ
コーダ部５と、前記音声情報により音声を出力するスピ
ーカ６と、前記エラー情報により再送要求などのプロト
コル制御を行うＭＰＵ７と、前記Ｐ／Ｓ部４に同期再生
クロックを与えるＢＴＲ部８と、前記遅延検波器３３に
サンプリングクロックを与えると共にＢＴＲ部８に同期
クロックを与えるクロック発生器９とを具備している。
の一例の要部ブロック図である。このディジタル無線受
信装置３００は、アンテナからの高周波信号を増幅し且
つ所定のローカル信号でダウンコンバートして中間周波
数信号とするＲＦ部１と、前記中間周波数信号を増幅す
るＩＦ部２と、ＤＱＰＳＫ方式の復調を行う遅延検波器
３３と、パラレル／シリアル変換を行うＰ／Ｓ部４と、
シリアル受信データから音声情報を取り出して出力する
と共にエラー情報を出力するフレーミング部・ボイスデ
コーダ部５と、前記音声情報により音声を出力するスピ
ーカ６と、前記エラー情報により再送要求などのプロト
コル制御を行うＭＰＵ７と、前記Ｐ／Ｓ部４に同期再生
クロックを与えるＢＴＲ部８と、前記遅延検波器３３に
サンプリングクロックを与えると共にＢＴＲ部８に同期
クロックを与えるクロック発生器９とを具備している。
【０００３】なお、上記ディジタル無線受信装置３００
と類似の構成は、例えば「１９９０年電子情報通信学会
秋季全国大会；Ｂ−３００；π／４シフトＱＰＳＫベー
スバンド遅延検波器の構成と特性；ＮＴＴ無線システム
研究所」に開示がある。
と類似の構成は、例えば「１９９０年電子情報通信学会
秋季全国大会；Ｂ−３００；π／４シフトＱＰＳＫベー
スバンド遅延検波器の構成と特性；ＮＴＴ無線システム
研究所」に開示がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のディジタル
無線受信装置３００では、シンボルレートｆ（例えば１
９２ｋＨｚ）の３２倍の周波数のサンプリングクロック
３２ｆが遅延検波器３３に与えられている。この場合、
サンプリングレート（例えば６．１４４ＭＨｚ）は十分
高速であり、ディジタル自動車電話，ディジタル携帯電
話，ディジタルコードレス電話（ＰＨＳ）等の用途では
十分な音声品質が得られる。しかし、サンプリングレー
トが高速であると、遅延検波器３３における消費電力が
大きく、ディジタル自動車電話器，ディジタル携帯電話
器，ディジタルコードレス電話器（ＰＨＳ）等における
電池の消耗が早くなる問題点がある。一方、サンプリン
グレートを低速にすると消費電力は小さくなるが、フェ
ージングやマルチパスなどの影響を受けやすくなり、音
声品質が低下する問題点がある。そこで、この発明の目
的は、音声品質を確保しつつ、できるだけ消費電力を小
さくするように構成したディジタル無線受信方法および
装置を提供することにある。
無線受信装置３００では、シンボルレートｆ（例えば１
９２ｋＨｚ）の３２倍の周波数のサンプリングクロック
３２ｆが遅延検波器３３に与えられている。この場合、
サンプリングレート（例えば６．１４４ＭＨｚ）は十分
高速であり、ディジタル自動車電話，ディジタル携帯電
話，ディジタルコードレス電話（ＰＨＳ）等の用途では
十分な音声品質が得られる。しかし、サンプリングレー
トが高速であると、遅延検波器３３における消費電力が
大きく、ディジタル自動車電話器，ディジタル携帯電話
器，ディジタルコードレス電話器（ＰＨＳ）等における
電池の消耗が早くなる問題点がある。一方、サンプリン
グレートを低速にすると消費電力は小さくなるが、フェ
ージングやマルチパスなどの影響を受けやすくなり、音
声品質が低下する問題点がある。そこで、この発明の目
的は、音声品質を確保しつつ、できるだけ消費電力を小
さくするように構成したディジタル無線受信方法および
装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明のディジタル無
線受信方法は、ディジタル変調方式がＰＳＫ方式である
ディジタル無線受信方法であって、ディジタル復調デー
タのエラー率を監視し、このエラー率が所定の上限値よ
り大きくなった場合にはディジタル復調のためのサンプ
リングレートを高速化し、前記エラー率が所定の下限値
より小さくなった場合には前記サンプリングレートを低
速化するように、ディジタル復調のためのサンプリング
レートを切り換えることを特徴とするものである。この
発明のディジタル無線受信装置は、ディジタル変調方式
がＰＳＫ方式であるディジタル無線受信装置であって、
ディジタル復調手段と、ディジタル復調データのエラー
率を算出するエラー率算出手段と、前記エラー率が所定
の上限値より大きくなった場合にはディジタル復調手段
におけるサンプリングレートを高速化すると共に前記エ
ラー率が所定の下限値より小さくなった場合には前記サ
ンプリングレートを低速化するサンプリングレート切換
手段とを具備したことを特徴とするものである。
線受信方法は、ディジタル変調方式がＰＳＫ方式である
ディジタル無線受信方法であって、ディジタル復調デー
タのエラー率を監視し、このエラー率が所定の上限値よ
り大きくなった場合にはディジタル復調のためのサンプ
リングレートを高速化し、前記エラー率が所定の下限値
より小さくなった場合には前記サンプリングレートを低
速化するように、ディジタル復調のためのサンプリング
レートを切り換えることを特徴とするものである。この
発明のディジタル無線受信装置は、ディジタル変調方式
がＰＳＫ方式であるディジタル無線受信装置であって、
ディジタル復調手段と、ディジタル復調データのエラー
率を算出するエラー率算出手段と、前記エラー率が所定
の上限値より大きくなった場合にはディジタル復調手段
におけるサンプリングレートを高速化すると共に前記エ
ラー率が所定の下限値より小さくなった場合には前記サ
ンプリングレートを低速化するサンプリングレート切換
手段とを具備したことを特徴とするものである。
【０００６】なお、上記構成において、エラー率として
は、例えばビットエラー率や、フレームエラー率などを
用いることが出来る。また、上限値と下限値は、通常は
上限値＞下限値とするが、上限値＝下限値としてもよ
い。また、この発明は、例えばπ／４ＤＱＰＳＫ（π／
４ Differential Quadrilateral Phase Shift Keyin
g），ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrilateral Phase
Shift Keying），ＱＰＳＫ（Quadrilateral Phase Shif
t Keying），ＰＳＫ（Phase Shift Keying）などのＰＳ
Ｋ方式のディジタル変調方式に適用可能である。
は、例えばビットエラー率や、フレームエラー率などを
用いることが出来る。また、上限値と下限値は、通常は
上限値＞下限値とするが、上限値＝下限値としてもよ
い。また、この発明は、例えばπ／４ＤＱＰＳＫ（π／
４ Differential Quadrilateral Phase Shift Keyin
g），ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrilateral Phase
Shift Keying），ＱＰＳＫ（Quadrilateral Phase Shif
t Keying），ＰＳＫ（Phase Shift Keying）などのＰＳ
Ｋ方式のディジタル変調方式に適用可能である。
【０００７】
【作用】この発明のディジタル無線受信方法および装置
では、エラー率が所定の上限値より大きくなった場合に
は、サンプリングレートを高速化する。すると、フェー
ジングやマルチパスなどの影響を受けにくくなり、エラ
ー率が小さくなる。エラー率が所定の下限値より小さく
なった場合には、サンプリングレートを低速化する。す
ると、フェージングやマルチパスなどの影響を受けやす
くなり、エラー率が大きくなる。この結果、エラー率は
所定の上限値と下限値の間に確保され、一定の音声品質
を確保できる。また、サンプリングレートが必要以上に
高速化されることがなく、消費電力を節約できる。
では、エラー率が所定の上限値より大きくなった場合に
は、サンプリングレートを高速化する。すると、フェー
ジングやマルチパスなどの影響を受けにくくなり、エラ
ー率が小さくなる。エラー率が所定の下限値より小さく
なった場合には、サンプリングレートを低速化する。す
ると、フェージングやマルチパスなどの影響を受けやす
くなり、エラー率が大きくなる。この結果、エラー率は
所定の上限値と下限値の間に確保され、一定の音声品質
を確保できる。また、サンプリングレートが必要以上に
高速化されることがなく、消費電力を節約できる。
【０００８】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明をさら
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明のディジタル無線
受信装置の一実施例を示すブロック図である。このディ
ジタル無線受信装置１００では、ＲＦ部１によりアンテ
ナからの高周波信号を増幅し且つ所定のローカル信号で
ダウンコンバートして中間周波数信号を生成し、ＩＦ部
２により前記中間周波数信号を増幅し、サンプリングレ
ート可変式遅延検波器３によりＤＱＰＳＫ方式の復調を
行い、Ｐ／Ｓ部４によりパラレル／シリアル変換を行
い、フレーミング部・ボイスデコーダ部５によりシリア
ル受信データから音声情報を取り出し、スピーカ６によ
り音声を出力する。また、ＭＰＵ７は、前記フレーミン
グ部・ボイスデコーダ部５からのエラー情報により再送
要求などのプロトコル制御を行う。また、ＢＴＲ部８
は、前記Ｐ／Ｓ部４に同期再生クロックを与える。ま
た、クロック発生器９は、シンボルレートｆの３２倍の
周波数のクロック３２ｆを発生し、前記ＢＴＲ部８に与
える。以上の構成は基本的に従来と同じであるが、以下
の構成が従来と異なっている。サンプリングレート可変
式遅延検波器３は、内部で１シンボル分遅延させるため
のシフトレジスタのビット数を切り換えることが出来る
と共に、前記クロック発生器９で発生したクロック３２
ｆまたはそれを分周した１６ｆ，８ｆ，４ｆのいずれか
をサンプリングクロックセレクタ１０を介してサンプリ
ングクロックとして入力される。エラー率算出部１１
は、前記エラー情報に基づいてビットエラー率Ｅを算出
する。サンプリングレート選択部１２は、前記ビットエ
ラー率Ｅに基づいてサンプリングレートを選択し、それ
に合わせて前記サンプリングクロックセレクタ１０から
与えるサンプリングクロックを切り換えると共に、前記
サンプリングレート可変式遅延検波器３におけるシフト
レジスタのビット数を切り換える。
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明のディジタル無線
受信装置の一実施例を示すブロック図である。このディ
ジタル無線受信装置１００では、ＲＦ部１によりアンテ
ナからの高周波信号を増幅し且つ所定のローカル信号で
ダウンコンバートして中間周波数信号を生成し、ＩＦ部
２により前記中間周波数信号を増幅し、サンプリングレ
ート可変式遅延検波器３によりＤＱＰＳＫ方式の復調を
行い、Ｐ／Ｓ部４によりパラレル／シリアル変換を行
い、フレーミング部・ボイスデコーダ部５によりシリア
ル受信データから音声情報を取り出し、スピーカ６によ
り音声を出力する。また、ＭＰＵ７は、前記フレーミン
グ部・ボイスデコーダ部５からのエラー情報により再送
要求などのプロトコル制御を行う。また、ＢＴＲ部８
は、前記Ｐ／Ｓ部４に同期再生クロックを与える。ま
た、クロック発生器９は、シンボルレートｆの３２倍の
周波数のクロック３２ｆを発生し、前記ＢＴＲ部８に与
える。以上の構成は基本的に従来と同じであるが、以下
の構成が従来と異なっている。サンプリングレート可変
式遅延検波器３は、内部で１シンボル分遅延させるため
のシフトレジスタのビット数を切り換えることが出来る
と共に、前記クロック発生器９で発生したクロック３２
ｆまたはそれを分周した１６ｆ，８ｆ，４ｆのいずれか
をサンプリングクロックセレクタ１０を介してサンプリ
ングクロックとして入力される。エラー率算出部１１
は、前記エラー情報に基づいてビットエラー率Ｅを算出
する。サンプリングレート選択部１２は、前記ビットエ
ラー率Ｅに基づいてサンプリングレートを選択し、それ
に合わせて前記サンプリングクロックセレクタ１０から
与えるサンプリングクロックを切り換えると共に、前記
サンプリングレート可変式遅延検波器３におけるシフト
レジスタのビット数を切り換える。
【０００９】図２に、サンプリングレート選択部１２が
サンプリングレートを選択する動作のフローチャートを
示す。ステップＳ１では、サンプリングレートＳＲ＝８
ｆを選択する。ステップＳ２では、受信データを待つな
どのタイミング調整を行う。ステップＳ３では、１０-2
≧ビットエラー率Ｅ≧１０-3か否かチェックする。１０
-2≧Ｅ≧１０-3なら、前記ステップＳ２に戻り、現在の
サンプリングレートＳＲを保持する。１０-2≧Ｅ≧１０
-3でないなら、ステップＳ４に進む。ステップＳ４で
は、Ｅ＞１０-2か否かチェックする。Ｅ＞１０-2なら、
ステップＳ５へ進む。Ｅ＞１０-2でないなら、ステップ
Ｓ７へ進む。
サンプリングレートを選択する動作のフローチャートを
示す。ステップＳ１では、サンプリングレートＳＲ＝８
ｆを選択する。ステップＳ２では、受信データを待つな
どのタイミング調整を行う。ステップＳ３では、１０-2
≧ビットエラー率Ｅ≧１０-3か否かチェックする。１０
-2≧Ｅ≧１０-3なら、前記ステップＳ２に戻り、現在の
サンプリングレートＳＲを保持する。１０-2≧Ｅ≧１０
-3でないなら、ステップＳ４に進む。ステップＳ４で
は、Ｅ＞１０-2か否かチェックする。Ｅ＞１０-2なら、
ステップＳ５へ進む。Ｅ＞１０-2でないなら、ステップ
Ｓ７へ進む。
【００１０】ステップＳ５では、サンプリングレートＳ
Ｒ＝３２ｆか否かチェックする。ＳＲ＝３２ｆなら、サ
ンプリングレートＳＲが既に最高速なので、何もせず、
前記ステップＳ２に戻る。ＳＲ＝３２ｆでないなら、ス
テップＳ６に進む。ステップＳ６では、サンプリングレ
ートＳＲを現在の２倍に変更し、前記ステップＳ２に戻
る。
Ｒ＝３２ｆか否かチェックする。ＳＲ＝３２ｆなら、サ
ンプリングレートＳＲが既に最高速なので、何もせず、
前記ステップＳ２に戻る。ＳＲ＝３２ｆでないなら、ス
テップＳ６に進む。ステップＳ６では、サンプリングレ
ートＳＲを現在の２倍に変更し、前記ステップＳ２に戻
る。
【００１１】ステップＳ７では、サンプリングレートＳ
Ｒ＝４ｆか否かチェックする。ＳＲ＝４ｆなら、サンプ
リングレートＳＲが既に最低速なので、何もせず、前記
ステップＳ２に戻る。ＳＲ＝４ｆでないなら、ステップ
Ｓ８に進む。ステップＳ８では、サンプリングレートＳ
Ｒを現在の１／２倍に変更し、前記ステップＳ２に戻
る。
Ｒ＝４ｆか否かチェックする。ＳＲ＝４ｆなら、サンプ
リングレートＳＲが既に最低速なので、何もせず、前記
ステップＳ２に戻る。ＳＲ＝４ｆでないなら、ステップ
Ｓ８に進む。ステップＳ８では、サンプリングレートＳ
Ｒを現在の１／２倍に変更し、前記ステップＳ２に戻
る。
【００１２】上記ディジタル無線受信装置１００では、
通常の環境下では、ビットエラー率Ｅが１０-2〜１０-3
の間に維持されるので、良好な音声品質を確保すること
が出来る。また、サンプリングレートＳＲが３２ｆ，１
６ｆ，８ｆ，４ｆの４段階に切り換えられるので、サン
プリングレート可変式遅延検波器３における消費電力
は、ＳＲ＝３２ｆのときを１００％とすると、１００
％，５０％，２５％，１２．５％の４段階に切り換わる
こととなり、従来の１００％固定の場合よりも節電で
き、電池の消耗が少なくなる。
通常の環境下では、ビットエラー率Ｅが１０-2〜１０-3
の間に維持されるので、良好な音声品質を確保すること
が出来る。また、サンプリングレートＳＲが３２ｆ，１
６ｆ，８ｆ，４ｆの４段階に切り換えられるので、サン
プリングレート可変式遅延検波器３における消費電力
は、ＳＲ＝３２ｆのときを１００％とすると、１００
％，５０％，２５％，１２．５％の４段階に切り換わる
こととなり、従来の１００％固定の場合よりも節電で
き、電池の消耗が少なくなる。
【００１３】
【発明の効果】この発明のディジタル無線受信方法およ
び装置によれば、エラー率が所定の上限値と下限値の間
に確保されるので、必要な音声品質を確保できる。ま
た、サンプリングレートが必要以上に高速化されること
がないので、消費電力を節約できる。
び装置によれば、エラー率が所定の上限値と下限値の間
に確保されるので、必要な音声品質を確保できる。ま
た、サンプリングレートが必要以上に高速化されること
がないので、消費電力を節約できる。
【図１】この発明のディジタル無線受信装置の一実施例
の要部ブロック図である。
の要部ブロック図である。
【図２】図１のディジタル無線受信装置におけるサンプ
リングレート選択動作のフローチャートである。
リングレート選択動作のフローチャートである。
【図３】従来のディジタル無線受信装置の一例のブロッ
ク図である。
ク図である。
１００ ディジタル無線受信装置 １ ＲＦ部 ２ ＩＦ部 ３ サンプリングレート可変型検波器 ４ Ｐ／Ｓ部 ５ フレーミングボイスデコーダ ６ スピーカ ７ ＭＰＵ ８ ＢＴＲ ９ クロック発生器 １０ サンプリングクロックセレクタ １１ エラー率算出部 １２ サンプリングレート選択部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/22 H04L 1/00 H04L 27/38
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル変調方式がＰＳＫ方式である
ディジタル無線受信方法であって、ディジタル復調デー
タのエラー率を監視し、このエラー率が所定の上限値よ
り大きくなった場合にはディジタル復調のためのサンプ
リングレートを高速化し、前記エラー率が所定の下限値
より小さくなった場合には前記サンプリングレートを低
速化するように、ディジタル復調のためのサンプリング
レートを切り換えることを特徴とするディジタル無線受
信方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載のディジタル無線受信方
法において、前記ＰＳＫ方式が、π／４ＤＱＰＳＫ，Ｄ
ＱＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＰＳＫのいずれかであることを特
徴とするディジタル無線受信方法。 - 【請求項３】 ディジタル変調方式がＰＳＫ方式である
ディジタル無線受信装置であって、ディジタル復調手段
と、ディジタル復調データのエラー率を算出するエラー
率算出手段と、前記エラー率が所定の上限値より大きく
なった場合にはディジタル復調手段におけるサンプリン
グレートを高速化すると共に前記エラー率が所定の下限
値より小さくなった場合には前記サンプリングレートを
低速化するサンプリングレート切換手段とを具備したこ
とを特徴とするディジタル無線受信装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載のディジタル無線受信装
置において、前記ＰＳＫ方式がＤＱＰＳＫであり、前記
ディジタル復調手段が遅延検波器であり、且つ、前記サ
ンプリングレート切換手段は、前記遅延検波器へのサン
プリングクロックの周波数を切り換えると共にそれに合
わせて該遅延検波器のシフトレジスタのビット数を切り
換えることを特徴とするディジタル無線受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05298450A JP3106818B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | ディジタル無線受信方法および装置 |
| US08/345,665 US5963590A (en) | 1993-11-29 | 1994-11-28 | Method for receiving digital radio signals and a digital radio signals receiver |
| CA002136896A CA2136896C (en) | 1993-11-29 | 1994-11-29 | Method for receiving digital radio signals and a digital radio signals receiver |
| US08/775,116 US5956376A (en) | 1993-11-29 | 1996-12-30 | Apparatus for varying a sampling rate in a digital demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05298450A JP3106818B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | ディジタル無線受信方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154441A JPH07154441A (ja) | 1995-06-16 |
| JP3106818B2 true JP3106818B2 (ja) | 2000-11-06 |
Family
ID=17859870
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05298450A Expired - Fee Related JP3106818B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | ディジタル無線受信方法および装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5963590A (ja) |
| JP (1) | JP3106818B2 (ja) |
| CA (1) | CA2136896C (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11202900A (ja) | 1998-01-13 | 1999-07-30 | Nec Corp | 音声データ圧縮方法及びそれを適用した音声データ圧縮システム |
| JP3967472B2 (ja) * | 1998-09-07 | 2007-08-29 | 富士通株式会社 | Ｃｄｍａ受信機 |
| US7142567B1 (en) * | 1999-04-01 | 2006-11-28 | Sedna Patent Services, Llc | Rate generator in a video on demand system having multiple constant bit rate data |
| US20010052104A1 (en) * | 2000-04-20 | 2001-12-13 | Motorola, Inc. | Iteration terminating using quality index criteria of turbo codes |
| KR20020014534A (ko) * | 2000-08-18 | 2002-02-25 | 박종섭 | 저전력 오디오 프로세서 |
| US7197098B2 (en) * | 2000-12-29 | 2007-03-27 | Intel Corporation | High-speed serial data recovery |
| US20020168031A1 (en) * | 2001-05-14 | 2002-11-14 | Carroll Sean C. | Method and apparatus for communication in an environment having repetitive noise |
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