JP3088234B2 - 映像信号受信装置における適応形クランプ回路 - Google Patents
映像信号受信装置における適応形クランプ回路Info
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- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/16—Circuitry for reinsertion of dc and slowly varying components of signal; Circuitry for preservation of black or white level
- H04N5/18—Circuitry for reinsertion of dc and slowly varying components of signal; Circuitry for preservation of black or white level by means of "clamp" circuit operated by switching circuit
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Description
てクランプ回路に関するもので、特に映像信号の伝送と
記録過程で損失された直流信号を復することにおいて、
基準信号となる区間を再生するように積分時定数を多元
化する映像信号受信装置の適応形(adaptive)
クランプ回路に関するものである。
過した入力信号をこのキャパシタと並列に構成されるダ
イオードと抵抗によりレベル“0”(基準レベル)に変
化させるためのものである。従来から使用されてきたク
ランプ回路は、ある一つの値に固定された時定数により
初期状態では適応時間が長くかかり、正常状態では動作
が不安定になる。
は、電源を印加した後に次の正常状態に至るまで長時間
の間に映像が非正常状態で出力され、音声は雑音が多く
含まれ出力されるためである。これを補完するために、
映像信号及び音声信号にミュートを加えてきた。また、
前記正常状態での動作の不安定は結局は映像信号でレベ
ル変化をもたらしてちらつき(フリッカ)現象を発生さ
せ、MUSE(Multiple Sub−Nyqui
st Sampling Encoding)放送方式
のディジタルオーディオ処理部分でエラーを誘発させ
る。これを補完するための方法としては、映像信号及び
音声信号にミュートを加える方法しか仕方がなかった。
明する。入力端Iiに入力されるアナログ信号はバッフ
ァ101で緩衝される。このバッファ101で緩衝され
た信号は、キャパシタCcで直流成分を遮断させてA/
D変換器102に入力される。前記キャパシタCcを通
過した信号はA/D変換器102でディジタル化され
る。
号処理部に入力され、そのデータのうちの一部であるM
SBとM−1のデータはコード変換器103に入力され
る。そして、このMSB信号はクランピングのためのス
イッチSW1,SW2を通じて演算増幅器OP1の反転
端子(−)に入力される。MSB信号は入力信号の最上
位レベルになるので、このMSB信号を前記入力信号の
クランピング時に使用する。
に示すように構成される。A/D変換器102の出力信
号のうち、MSBとM−1の信号は排他的(エクスクル
ーシブ)ORゲートEXOを通じて下記の表1に示すQ
1のように発生され、これをインバータN1で反転する
と表1に示すQ2のように発生される。
出力のうちのMSB,M−1の出力は排他的ORゲート
EXOに入力される。この排他的ORゲートEXOの出
力は二つの入力状態が同じときは“ロウ”、異なるとき
には“ハイ”が出力される。そして、MSB,M−1が
全部“1”であるときには入力レベルが非常に高いこと
を意味し、全部“0”であるときにはその入力レベルが
非常に低いことを意味するので、前記Q1,Q2の論理
値から入力信号レベルを迅速に一定のレベルにするため
の調整が要求される。
Dゲート104,105に入力され、ANDゲート10
4,105の他入力端には垂直クランプ端VCが接続さ
れ、このANDゲート104,105は図3の参照番号
301のように垂直クランプ端VCの入力が“ハイ”に
あると、コード変換器103の出力に従ってスイッチS
W1,SW2をオン、オフさせて入力信号のレベルを調
整する。前記スイッチSW1,SW2がオンとされる場
合、A/D変換器102から出力されるMSB信号は抵
抗R1,R3,キャパシタC1,C2で構成されるRC
フィルタでフィルタリングされる。前記RCフィルタを
通過した信号は演算増幅器OP1,キャパシタC1で構
成される積分回路で積分され、直流化レベルに変換され
る。そして、この演算増幅器OP1の出力はキャパシタ
Cchに充電される。
参照番号302のように水平クランプ端HCに提供され
る信号により、ラインごとにHD(Horizonta
lity Duration)部分で直流を設定するよ
うに水平クランプパルスをオン/オフさせる。ここで、
クランプレベルは送信側で設定した128/256レベ
ル(MUSE信号の中間(neutral)レベル)に
ロッキングさせるようになる。
chの充電までクランプ信号が低いレベルに量子化され、
コード変換器103の入力コードは全て“ロウ”(0)
から始まる。このとき、MSBの状態は“ロウ”であっ
て、これはA/D変換器102に入力される信号のレベ
ルが低いことを意味する。このように、負性信号である
MSBは上記表1のようにスイッチSW1,SW2を通
じて抵抗R1,R3,キャパシタC1,C2,演算増幅
器OP1に印加されることによってキャパシタCchの充
電電圧は高くなり、A/D変換器102に印加される直
流成分の信号を高める方向に動作される。このとき、オ
ン/オフされるスイッチSW1,SW2はクランプ信号
のレベルにより異なる。その理由は、抵抗R1,R3と
キャパシタC1,C2によって発生されるRC時定数値
がそれぞれ異なるためである。したがって、動作速度は
スイッチSW1を通じる場合が速く、スイッチSW2を
通じる場合が遅い。
は
その選択範囲が狭い。その理由は、その選択範囲があま
りに広くて正常状態で安定化し難いためである。そし
て、前記クランピング速度を上昇させるためにはスイッ
チSW1,SW2のスイッチング速度を速くしなければ
ならず、また、安定化を図るためにはスイッチSW1,
SW2のスイッチング速度を落とさなければならない
が、これらを同時に満足させることはできない。
的は、受信信号の基準になる区間で積分時定数を多元化
して適応的に初期状態で適応時間を短縮させ、正常状態
の動作を安定化させることができる回路を提供すること
にある。
るために本発明は、映像信号処理装置のクランプ回路に
おいて、前記映像処理装置の入力信号をディジタル化す
るA/D変換器と、前記A/D変換器の出力の上位部分
のデータから複数の異なる時定数のうちいずれかを選択
するための制御信号を発生するコード変換器と、前記制
御信号をクランピング時点で出力するANDゲートとか
ら構成され前記入力信号のクランピング動作速度調節の
ための制御信号を発生する制御信号発生手段と、前記制
御信号発生手段で発生する制御信号に基づいてクランピ
ング時点でスイッチングされるスイッチと、前記スイッ
チの選択に従って通過された前記A/D変換器の出力の
MSB信号を、時定数が異なってRCフィルタリングし
出力する抵抗、キャパシタとから構成され前記入力信号
のレベルを適応的にクランピングするための可変応答利
得信号を発生する可変応答信号発生手段と、前記可変応
答信号発生手段の出力する可変応答利得信号を積分して
水平クランプ信号のタイミングで前記入力信号をクラン
ピングして、前記入力信号の水平同期信号の直流成分を
適応的に変換するクランピング手段とを含んでなること
を特徴とする。
を参照して詳細に説明する。図面の説明においては、同
一の構成要素に対してはできるだけ同一の符号又は参照
番号を使用する。複合映像信号の入力される信号レベル
は基準レベル“0”から多くの変化がある場合、映像処
理を経る間に元の信号にひどい損傷を与える。これを解
決するための方法はクランピングにより映像信号の基準
レベルを取らなければならない。上記基準レベルを取る
ためには初期状態での適応を速くし、正常状態で安定化
させる。すると、元の信号を復することにおいて画質又
は音質の向上をもたらすことになる。
広い範囲の可変利得調節方式を取ろうとする。この可変
利得調節方式を用いる構成は、図1とは異なってスイッ
チSW1,SW2と並列に2個のスイッチSW3,SW
4を追加して構成されており、コード変換器403は図
5に示すように前記4個のスイッチSW1〜SW4をそ
れぞれ制御する信号を発生するように構成されている。
コード変換器403はA/D変換器102から出力され
る上位ビットMSB,M−1,M−2,M−3の入力に
従って、下記の表2に示すようにスイッチSW1〜SW
4をオン/オフするための制御信号を発生する。
ート104〜107に印加される。このANDゲート1
04〜107は垂直クランプ端VCに印加される垂直ク
ランプ信号が“ハイ”のとき、コード変換器403の出
力値を受けてスイッチSW1〜SW4のオン/オフを制
御する。前記スイッチSW1〜SW4にはMSB値を選
択的に入力する。スイッチSW1〜SW4で選択された
値は抵抗R1〜R8とキャパシタC1〜C4に入力され
る。この抵抗R1〜R8とキャパシタC1〜C4で前記
選択された値の遅延が起こる時定数が決定され、演算増
幅器OP1,キャパシタC1を通じて積分される。この
積分されて通過された信号はキャパシタCchに充電さ
れ、適応的にクランピングするようになっている。
1〜R8とキャパシタC1〜C4,CI,Cch,Ccの
値は下記の表3の通りである。
号(映像又は音声)に含まれている雑音を除去すると同
時に増幅する。このバッファ101の出力信号はA/D
変換器102に入力され、このA/D変換器102は前
記アナログ信号をディジタルデータに変換させる。前記
入力端Iiの入力信号に対するクランピングは最大基準
端RefBと最小基準端RefTの入力範囲内で行われるこ
とで、これは従来と同様である(RefTはA/D変換時
の上位基準レベル、RefBはA/D変換時の下位基準レ
ベル)。このA/D変換器102の入力信号のうち、R
efT(Reference Top)とRefB(Ref
erence Bottom)との間にある信号のみが
ディジタルデータに変換される。
タルデータはディジタル信号処理回路(図示せず)に入
力される。前記A/D変換器102の出力のうち、映像
信号の上位レベルに該当するMSB,M−1〜M−3の
データはコード変換器403に入力される。一方、前記
MSB信号は抵抗R2,R4,R6,R8を通じてスイ
ッチSW1〜SW4に入力されるように接続されてい
る。
は、図5に示すように排他的ORゲート201〜203
に入力される。排他的ORゲート201の出力はインバ
ータ210で反転されて出力端Q1の出力として出力さ
れる。この出力はANDゲート104を通じてスイッチ
SW1のオン/オフを制御するようになる。前記MSB
が“1”,M−1が“1”の状態は入力信号のレベルが
基準より格段に高い場合で、MSBが“0”,M−1が
“0”の状態は入力信号のレベルが基準より低い場合で
ある。したがって、排他的ORゲート202の出力はク
ランピングを速く調節するための制御信号になる。排他
的ORゲート202,203の出力はインバータ20
4,205で反転される。前記インバータ204と排他
的ORゲート201の出力はANDゲート206,20
7に入力され、前記各入力が全て“ハイ”のときにのみ
検出値が発生するとみなす。
ランピングされなければならない状態に至るとき、図4
のANDゲート107を通じてスイッチSW4を動作さ
せてクランピング動作を遅くする。このANDゲート2
07の出力は入力信号がクランピングされるべき状態に
到達したとき、図4のANDゲート107を介してスイ
ッチSW4を動作させクランプ動作を遅くする。そし
て、ANDゲート206は直接入力され、ANDゲート
207の出力はインバータ208を介してANDゲート
209に入力される。前記ANDゲート207,209
の出力はNORゲート212に入力される。前記NOR
ゲート212の出力と排他的ORゲート201の出力は
ANDゲート211に入力される。したがって、AND
ゲート211,209,207の出力端Q2,Q3,Q
4の状態はスイッチSW2〜SW4をオン/オフさせ
る。前記クランピングにおいて、スイッチSW2,SW
3はスイッチSW2を前記スイッチSW1の動作時より
速くする。前記スイッチSW3のオンによるクランプ動
作は前記スイッチSW2の動作時より速く行なわれるよ
うにする。スイッチSW1〜SW4の動作によりクラン
ピング速度が調節されるというのは、各スイッチSW1
〜SW4の次の端に接続される抵抗R1,R3,R5,
R7とキャパシタC1〜C4が上記表3のようにRC時
定数が異なって決定されるように設計されており、クラ
ンプの処理速度が異なって調節されるためである。
の数を4個としたが、それ以上を備えることもできる。
スイッチSWiは数が多い程安定度の面で効果を得るこ
とができるが、コード変換器403の構成は一層複雑に
なる。この場合にはクランピングの速度調節が難しくな
り、従って、適切な数のスイッチの選択は必需的にな
る。
W1〜SW4を4個で構成して従来より初期に応答速度
を速くし、正常状態の安定度を向上させた結果を得るこ
とになる。A/D変換器102でディジタルに変換され
たデータは、上記表2のように図5のコード変換器40
3を通じて発生される論理値によりANDゲート104
〜107で、図3に示す波形のように垂直クランプ端V
Cの垂直クランプ信号によってMUSE信号のうち、ク
ランプ処理領域でのみ図4のスイッチSW1,SW2,
SW3,SW4を制御(“1”が加えられるときに動
作)する。このMSB信号はスイッチSW1〜SW4の
スイッチング制御により、抵抗R1,R3,R5,R
7,キャパシタC1〜C3で構成された回路でRCフィ
ルタリングされる。前記RCフィルタリングされた信号
は演算増幅器OP1とキャパシタC1によって積分さ
れ、直流化された後にキャパシタCchに蓄積される。
ラインごとにHD部分302に直流を設定するように水
平クランプ端HCの信号によって充電される。つまり、
演算増幅器OP1,キャパシタC1を通じる反転積分に
従って発生されたキャパシタCchの充電電圧は、A/D
変換器103に印加される信号の直流を高める役割をす
る。このとき、動作の速度はスイッチSW1〜SW4の
オン/オフ状態によりクランプレベルが異なるので、前
記スイッチSW1を通じる場合が一番クランピング速度
が速く、スイッチSW4の場合にクランピング速度が一
番遅くなるように設計されている。
は基準レベルとクランピングされるべきレベル(入力さ
れたクランプ信号がA/D変換されて01111111
とか10000000のコードを出力する状態)との差
が一番大きいときに動作される。そして、スイッチSW
4は入力信号がクランピングされるべき状態に近くなる
ときにスイッチングされる。したがって、キャパシタC
chは前記スイッチSW1に充電電圧が速い速度で高くな
って、
に充電され、スイッチSW2はスイッチSW1より遅い
速度で充電させる役割をする。前記キャパシタCchは
と、スイッチSW3が動作され充電される。キャパシタ
Cchは前記
スイッチSW4が動作され充電される。この
番小さい細密な動作を実行する。したがって、正常状態
に至るまでスイッチSW1,SW2,SW3,SW4は
順に動作して速い速度で正常状態に至るようにし、正常
状態に到達した以後に前記スイッチSW4は細密な動作
で安定化状態に至ることになる。
ベルに応じてクランピング動作を適応的に迅速・安定に
処理して、画像のちらつき及び不安定と音声の歪み現象
を防止できる効果がある。
フィールド信号構造図。
Claims (1)
- 【請求項1】 映像信号処理装置のクランプ回路におい
て、 前記映像処理装置の入力信号をディジタル化するA/D
変換器と、前記A/D変換器の出力の上位部分のデータから複数の
異なる時定数のうちいずれかを選択するための制御信号
を発生するコード変換器と、前記制御信号をクランピン
グ時点で出力するANDゲートとから構成され前記入力
信号 のクランピング動作速度調節のための制御信号を発
生する制御信号発生手段と、 前記制御信号発生手段で発生する制御信号に基づいてク
ランピング時点でスイッチングされるスイッチと、前記
スイッチの選択に従って通過された前記A/D変換器の
出力のMSB信号を、時定数が異なってRCフィルタリ
ングし出力する抵抗、キャパシタとから構成され前記入
力信号のレベルを適応的にクランピングするための可変
応答利得信号を発生する可変応答信号発生手段と、 前記可変応答信号発生手段の出力する可変応答利得信号
を積分して水平クランプ信号のタイミングで前記入力信
号をクランピングして、前記入力信号の水平同期信号の
直流成分を適応的に変換するクランピング手段とを含ん
でなることを特徴とする適応形クランプ回路。
Applications Claiming Priority (2)
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JP2009206823A (ja) * | 2008-02-27 | 2009-09-10 | Canon Inc | 直流電流除去回路 |
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-
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- 1994-03-24 JP JP06054115A patent/JP3088234B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-05-12 US US08/241,716 patent/US5483295A/en not_active Expired - Lifetime
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