JP3086768B2 - 磁気記録再生装置用増幅回路 - Google Patents

磁気記録再生装置用増幅回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、磁気記録再生装置用
増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】極めて一般的な磁気記録装置の記録増幅
回路の例を図１０に示す。すなわち、入力端子ＩＮａを
備えた記録増幅回路ＩＣ１０ａの出力端子ＯＵＴａはロ
ータリートランスＲＴａの１次側の一方の端子に接続
し、１次側の他方の端子は電源Ｖｃｃに接続する。ロー
タリートランスＲＴａの２次側の端子はそれぞれ磁気ヘ
ッドＨＤａに接続する。
【０００３】入力端子ｂを備えた記録増幅回路ＩＣ１０
ｂの出力端子ＯＵＴｂはロータリートランスＲＴｂの１
次側の一方の端子に接続し、１次側の他方の端子は電源
Ｖｃｃに接続する。ロータリートランスＲＴｂの２次側
の端子はそれぞれ磁気ヘッドＨＤｂに接続する。
【０００４】ここで、記録増幅回路ＩＣ１０ａ，１０ｂ
を含めてロータリートランスＲＴａ，ＲＴｂの１次側に
接続される回路は、磁気記録装置の通常の回路基板に配
置し、磁気ヘッドＨＤａ，ＨＤｂを含めたロータリート
ランスＲＴａ，ＲＴｂの２次側に接続された回路は、図
示しない回転シリンダに配置する。
【０００５】このように構成された記録増幅回路ＩＣ１
０ａ，１０ｂは、現在も大部分の磁気記録装置に採用さ
れている。磁気ヘッドには直流電流を流すことはできな
いが、このような構成ではロータリートランスで直流分
がカットされるため、ＩＣのバイアス電流がヘッドに流
れる心配はなく、ＩＣの回路構成は自由度が大きくでき
る。また、回路基板に搭載される記録増幅回路ＩＣと回
転シリンダに搭載される磁気ヘッドとは機械接触ではな
く、電気的結合により接続されるため、回転シリンダの
回転による摩擦ノイズなどの問題が生じる心配もない。
つまり、この回路は通常うまく動作する。
【０００６】ここで、一方の記録増幅回路ＩＣ１０ａ側
について考えるが、記録増幅回路ＩＣ１０ｂ側について
も同様のことがいえる。すなわち、ロータリートランス
ＲＴａの１次側インダクタンスをＬ１、２次側インダク
タンスをＬ２、結合係数をｋ、磁気ヘッドＨＤａのイン
ダクタンスをＬｈ、記録増幅回路ＩＣ１０ａの出力電流
をＩｓとしたとき、磁気ヘッドＨＤａに流れる記録電流
Ｉｒは、
【数１】 となる。ロータリートランスＲＴａのインダクタンスは
大きい方が望ましいが、インダクタンスを大きくすると
ロータリートランスの自己共振周波数が低くなり、必要
な伝送帯域をフラットに確保できないという問題を生じ
る。また、ロータリートランスＲＴａは磁気記録装置の
再生時には、再生増幅回路に接続されるため、微小信号
に対する増幅回路の雑音を相対的に小さくすることか
ら、ロータリートランスのステップアップ効果を利用す
ることが多い。すなわち、Ｌ１＞Ｌ２とする。結合係数
は理想的にｋ＝１．０とし、仮にステップアップを２倍
にするとして、Ｌ１＝２．０μＨ、Ｌ２＝１２．０μ
Ｈ、さらにＬｈ＝２．０μＨと各値を仮定する。これら
の値は磁気記録装置の設計により異なるが、比較的標準
的な値である。
【０００７】家庭用ＶＴＲの記録電流Ｉｒは３０ｍＡ〜
３５ｍＡを必要とする。また、２次歪は４０ｄＢ以下と
いうスペックを必要とする。式（１）のインダクタンス
に仮定した値を入れると、Ｉｒ＝１．２・Ｉｓとなり、
記録増幅回路ＩＣ１０ａの出力電流Ｉｓは２４ｍＡ〜３
０ｍＡ程度必要になる。２次歪を必要な小ささに押さえ
るため記録増幅回路の出力段バイアス電流と信号電流は
３０ｍＡ〜３５ｍＡ程度以上が必要になる。記録増幅回
路ＩＣ１０ａの電源電圧を５Ｖとすると、この部分での
消費電力は５Ｖ・３０ｍＡ＝１５０ｍＷを必要とする。
記録増幅回路を構成するのは出力段だけではなく、その
ドライブ回路やバイアス回路にも電力は必要なので、記
録増幅回路１個当り約２００ｍＷの消費電力が必要であ
る。
【０００８】磁気記録装置の記録電流Ｉｒの大きさは、
特にＶＨＳ方式のＨｉＦｉＶＴＲでは振幅精度が重要で
あり、この方式では図１１の回路により構成している。
図１０ではロータリートランスＲＴの１次側配線のー端
は、直接電源Ｖｃｃに接続されていたが、この例では値
が小さい抵抗ＲＭＯＮを介して電源Ｖｃｃに接続してい
る。 これは磁気ヘッドＨＤに流れる記録電流を調整す
るためのモニタ回路となる。ＶＨＳ方式ＨｉＦｉＶＴＲ
においては、ＨｉＦｉ記録信号を磁気テープに深層記録
した後、ビデオ記録信号を上から書きたす。先に書き込
むＨｉＦｉ記録信号は磁気テープの飽和レベル付近の大
きさで書き込みするため、記録電流精度はあまり問題に
はならないが、後から追加書き込みを行うビデオ記録信
号は、大きすぎるとＨｉＦｉ記録信号を消すことになっ
てしまうし、小さすぎるとビデオ記録信号の書き込みが
弱すぎるという問題を生じる。このため、後から書きた
すビデオ記録信号の記録電流精度は±１５％程度が必要
になる。回転シリンダの記録電流を測定することは困難
であるため、図に示すように１次側の記録電流をモニタ
して記録増幅回路の利得を可変するなりして記録レベル
を調整する必要がある。
【０００９】上記説明と同じように記録増幅回路ＩＣ１
０の出力電流をＩｓとしたとき、磁気ヘッドＨＤに流れ
る記録電流をＩｒは、
【数２】 となる。この式において、各インダクタンスの値を図１
０の場合と同じと仮定したときのロータリートランスの
インダクタンスは、±１０％以上のバラツキを持つこと
を考えれば、
【数３】 となり、ロータリートランスのインダクタンスばらつき
が±１０％程度ならば、記録電流は±４％程度ばらつ
く。また、ヘッドインダクタンスのばらつきもあり、こ
れは±０．３μＨ程度にもなるので、この影響は同様に
計算すると±６％になる。合計すると±１０％にもな
る。さらに、ロータリートランスの結合係数のばらつき
等もあり、ロータリートランス１次側電流は±５％未満
に調整する必要がある。
【００１０】図１２は、特開昭63-83902号に紹介された
もので、再生増幅回路を回転シリンダに搭載する回路例
である。記録時はスイッチＳＷ１とＳＷ２が閉で、スイ
ッチＳＷ３が開になり、記録電流はロータリートランス
ＲＴを介して磁気ヘッドＨＤ，スイッチＳＷ１に流れ
る。逆に再生時はスイッチＳＷ１とＳＷ２が開になり、
スイッチＳＷ３が閉になって、再生信号は再生増幅回路
１２で増幅された後、ロータリートランスＲＴを経由し
て回路基板にある信号処理回路に伝送する。
【００１１】このように構成すると、再生増幅回路１２
がうまく設計されれば、ロータリートランスＲＴ周辺の
雑音の影響は受けなくなり、また微小レベルの信号配線
が短くなるので、ノイズに対して有利になる。しかし、
再生増幅回路１２の利得は通常の家庭用ＶＴＲでは６０
ｄＢと大きく、しかも、磁気ヘッドＨＤやロータリート
ランスＲＴのインダクタンスは小さいので、スイッチＳ
Ｗ１〜ＳＷ３の実現は極めて困難になる。これらの回路
は回転シリンダに搭載されるのであるから、サイズや価
格の点からトランジスタを利用した能動スイッチが前提
になる。
【００１２】図１２の回路上での各スイッチＳＷ１〜Ｓ
Ｗ３は、信号経路に並列に入っているように見えるが、
その動作を考えれば直列に入っていることになる。記録
時も再生時も、それぞれのスイッチを信号電流が流れる
ため、そのインピーダンスが非常に重要である。
【００１３】例えば記録時はスイッチＳＷ１とＳＷ２が
ロータリートランスＲＴの２次側インダクタンスおよび
ヘッドと直列に入るので、各定数をこれまでの例と同じ
ように定義し、スイッチＳＷ１とＳＷ２のインピーダン
スをそれぞれ、Ｒｓ１、Ｒｓ２としたときの、磁気ヘッ
ドＨＤに流れる記録電流をＩｒは、
【数４】 となる。ここで、ｓ＝ｊω（ωは角周波数) である。す
なわち、記録電流は高域通過特性を持ち、低域を通すた
めにはスイッチＳＷ１とＳＷ２のそれぞれのインピーダ
ンスＲｓ１、Ｒｓ２は極めて小さい値でなくてはならな
い。家庭用ＶＴＲではクロマ信号は低域変換し、６２９
ｋＨｚで変調するので、１００ｋＨｚ以下まで信号を通
す必要がある。各インダクタンスの値をこれまでの例と
同じにするならば、Ｒｓ１＋Ｒｓ２＜３．１４Ωにする
必要がある。すなわち、飽和スイッチのオン抵抗をそれ
ぞれ１．５Ω以下にする必要がある。
【００１４】また再生時には、ロータリートランスＲＴ
のインダクタンスとスイッチＳＷ３のオン抵抗で帰還量
が決まるが、再生増幅回路の利得が６０ｄＢもあれば、
帰還される量は少なくとも１０００分の１にしなくては
ならない。磁気ヘッドＨＤやロータリートランスＲＴの
インピーダンスが低いこともあり、この実現が極めて難
しいことは明らかである。しかも、帰還経路で位相が回
る。また、スイッチＳＷ１はオン抵抗を小さくするため
サイズが大きくなるが、これは素子の寄生容量を増大さ
せる。これは直接再生増幅回路１２の入力容量の増大に
なるので、再生増幅回路１２の位相補償が困難になると
同時に、再生経路の周波数特性を劣化させることにな
る。
【００１５】このように、磁気記録再生装置の記録増幅
回路は種々の問題を抱えている。現在家庭用の磁気記録
装置としてＨｉＦｉＶＴＲが多数普及しているが、これ
はＨｉＦｉ音声のＡ，ＢｃｈとビデオのＡ，Ｂｃｈを同
時に記録する。先に説明したように、各記録増幅回路は
約２００ｍＷの消費電力を必要とするので、これらすべ
てを１チップに集積すると消費電力は８００ｍＷ程度必
要になる。小型のパッケージの消費電力の容量はせいぜ
い５００ｍＷ程度であり、１チップに集積して小型のパ
ッケージに入れることは極めて困難である。通常のＶＴ
ＲではＨｉＦｉ音声信号用とビデオ信号用とで別のＩＣ
が使用されており、コスト低減を妨げている。大型のパ
ッケージを使用すれば１チップに集積できるが、パッケ
ージが大型になるとコストアップになるため、現在では
１チップ化は行われていない。
【００１６】特に、記録増幅回路を別の利点から回転シ
リンダに搭載する場合には、基板面積が極めて小さくな
り、小型のパッケージでなくては実装できない。すなわ
ち、従来技術ではＨｉＦｉＶＴＲの記録増幅回路を１チ
ップに集積し、回転シリンダに搭載できなかった。２チ
ップならばＩＣ化することは可能だが、ＩＣは集積する
ことによってコストダウンが可能なので、１チップにす
ればコストダウンになる。また、２個よりも１個の方が
基板面積の点であきらかに小さく、回転シリンダに搭載
しやすい。
【００１７】ＨｉＦｉＶＴＲの場合、ビデオの記録電流
調整の精度は±５％が必要であるために、従来は自動で
調整することは難しく、測定器を見ながら人手により調
整しており、コストアップとなっていた。
【００１８】さらに、再生増幅回路を回転シリンダに搭
載する場合、記録および再生の切り換えを行うための能
動スイッチは、極めて低いインピーダンスにすることが
必要であり、実現が困難であった。また、実現するため
には、低域特性など、一部の特性が犠牲になっていた。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように従
来の磁気記録再生装置用増幅回路では、記録増幅用の消
費電力が特に大きく、ＨｉＦｉ用とビデオ用の増幅回路
は別々にＩＣ化されており、これらを回転シリンダ内に
搭載するには、スペース関係上極めて難しいものであっ
た。また、ＨｉＦｉＶＴＲでの記録電流調整は微妙な精
度を要求されることから人手による必要があり、コスト
アップとなる等の問題があった。この発明は、ＨｉＦｉ
記録増幅回路とビデオ記録増幅回路を１チップ化すると
ともに、記録電流の調整などの自動化を実現し、回転シ
リンダに搭載できる記録増幅回路を提供する。
【００２０】
【課題を解決するための手段】この発明の磁気記録再生
装置用増幅回路は、消費電力削減のために、記録増幅器
に出力バイアス電流を流す外部トランジスタと出力端子
の直流電位を固定する直流直流帰還回路とを設けた。家
庭用ＨｉＦｉＶＴＲにおいては、ＨｉＦｉ記録ヘッドを
駆動し、ビデオ記録ヘッドを差動駆動する手段を設け
た。また、記録増幅回路を回転シリンダに搭載した場
合、低インピーダンス入力のロータリートランス入力回
路と電流増幅回路を使用して記録増幅回路を構成した。
記録増幅回路と再生増幅回路の切り換えにおいて、記録
増幅回路の出力端子と再生増幅回路の入力端子とを兼用
させ、直列接続した磁気ヘッドの中点を再生増幅回路に
接続し、再生増幅回路の入力部と記録増幅回路の出力部
に切り換えのためのスイッチ回路を設けた。さらに、回
転シリンダに搭載した記録増幅回路において、定電圧回
路と外部基準抵抗で基準電流を発生させる回路を設け、
記録増幅回路のバイアス電流を外部抵抗で決めるよう構
成した。
【００２１】
【作用】上記した手段により、ＩＣの低消費電力化を図
り、複数の記録増幅回路を１チップに集積することを可
能にした。特に家庭用ＨｉＦｉＶＴＲにおいては、Ｈｉ
Ｆｉ記録増幅回路とビデオ記録増幅回路を１チップに集
積化することを可能とした。また、回転シリンダに記録
増幅回路を搭載する場合において、記録増幅回路の利得
誤差を大幅に低減した。また、記録再生スイッチのオン
抵抗の特性をゆるくできる記録再生切り換え手段によ
り、容易にスイッチを含めて記録再生増幅回路をＩＣ化
することを可能とした。このスイッチ方法は回転シリン
ダに記録増幅回路を搭載した場合にも低域特性を劣化さ
せない。
【００２２】
【実施例】この発明の実施例について図面を参照して詳
細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明するた
めの構成図である。なお、図１ではＩＣ１内に２回路の
記録増幅回路を持つように図示してあるが、ＨｉＦｉ記
録２ｃｈ、ビデオ記録は標準と３倍の各２ｃｈ、合計６
ｃｈ分の記録増幅回路入れた場合は、同様の回路が単に
数が増えることだけのため、ここでは他の回路は省略し
てある。以下、１回路を中心にして説明する。
【００２３】入力信号が入力された入力Ｉ１に接続され
た記録増幅回路ＩＣ１の入力端子ＩＮはアンプＡ１に入
力し、その出力はエミッタが接地されたトランジスタＱ
１のベースに接続する。トランジスタＱ１のコレクタは
記録増幅回路ＩＣ１の出力端子ＯＵＴに接続するととも
に直流帰還形増幅回路Ａ２を介して記録増幅回路ＩＣ１
のバイアス端子ＢＩに接続する。バイアス端子ＢＩはエ
ミッタが電源Ｖｃｃに接続された外付けトランジスタＱ
Ｘのベースに接続する。外付けトランジスタＱＸのコレ
クタは出力端子ＯＵＴに接続するとともに、コンデンサ
Ｃ１を介して磁気ヘッドＨＤに接続する。
【００２４】直流帰還型増幅回路Ａ２は記録増幅回路Ｉ
Ｃ１の出力端子ＯＵＴの直流電位を検出して、所望の電
位になるよう外付トランジスタＱＸのコレクタ電流を直
流帰還により調整するものである。
【００２５】このように構成された記録増幅回路は、磁
気ヘッドＨＤに対してはコンデンサＣ１により直流成分
はカットされるので、磁気ヘッドＨＤに直流成分が流れ
るおそれはない。また、記録回路の出力段バイアス電流
は、外付トランジスタＱＸを経由してＩＣ内の出力段ト
ランジスタＱ１を通って接地に流れる。
【００２６】ここで、わかりやすくするために適切な値
を代入して考えることとし、電源Ｖｃｃを５．０Ｖ、出
力端子の電圧を２．５Ｖに仮定して、図１０の説明と同
様に３０ｍＡのバイアス電流を出力段に流すことにすれ
ば、外部トランジスタが消費する電力は２．５Ｖ・３０
ｍＡ＝７５ｍＷとなる。また、ＩＣ１内の出力段が消費
する電力も２．５Ｖ・３０ｍＷ＝７５ｍＷとなり、図１
０のものに比べてＩＣ１の消費電力は半分になる。この
消費電力ならば、ＨｉＦｉ記録ヘッドのＡ，Ｂｃｈ、お
よびビデオ記録ヘッドのＡ，Ｂｃｈの計４ｃｈの総和で
も記録増幅回路ＩＣの出力段で消費する電力は７５ｍＷ
・４＝３００ｍＷとなる。図１０の従来例ではドライブ
回路などの他の回路の消費電力を５０ｍＷとしたが、こ
れを４ｃｈ分合計しても２００ｍＷであり、ＨｉＦｉ記
録増幅回路とビデオ記録増幅回路の４ｃｈの記録増幅回
路を１チップに集積してもＩＣの消費電力の５００ｍＷ
であり、十分小型のパッケージに収めることが可能にな
る。
【００２７】なお、家庭用ＶＨＳ方式ＶＴＲではビデオ
記録は標準（ＳＰ）モード記録専用ヘッドと３倍（Ｅ
Ｐ）モード記録専用ヘッドを別々に設けることが多い
が、標準モードと３倍モードは同時に動くことはありえ
ないので、どちらかの記録増幅回路はオフさせることが
可能であり、標準と３倍とで独立のヘッドを設けること
は消費電力の増大とはならない。すなわち、この実施例
を利用すれば、ＨｉＦｉ記録２ｃｈ、ビデオ記録は標準
と３倍の各２ｃｈ、合計６ｃｈの記録増幅回路を１チッ
プに集積することが可能となる。
【００２８】なお、外付トランジスタＱＸに関しても、
特に記録増幅回路ＩＣ１を回転シリンダに搭載する場合
には小型のものが要求されるが、一般的なチップトラン
ジスタであるスーパーミニ型のトランジスタの消費電力
は通常１５０ｍＷであるので、先の外部トランジスタの
消費電力７５ｍＷは十分にクリアする。
【００２９】この実施例では外付トランジスタＱＸとい
う外付け部品が増えてしまうが、チップトランジスタの
単価は高々数円であるので、ＩＣを１チップにすること
のコスト低減効果の方がずっと大きく、この発明の記録
増幅回路を用いた１チップＩＣはコストの面でも有利で
ある。
【００３０】また、トランジスタＱＸは定電電流として
動作するので、その周波数特性は、とくに重要ではない
ので、一般的なトランジスタを使用することができる。
さらに電源に信号成分は流れず、しかも、接地側は流れ
る信号自身でキャンセルを行うことができることから、
発振を防止できるばかりか、基板設計が容易に、電源回
路を安価にできる、という利点を有する。
【００３１】図２はこの発明の第１の他の実施例を示す
ものである。この実施例も消費電力を低減する手法の１
つである。家庭用ＨｉＦｉＶＴＲに関して説明を続け
る。ＶＨＳ方式ＨｉＦｉＶＴＲにおいては、ＨｉＦｉ記
録信号はＬｃｈとＲｃｈでＦＭ変調のキャリアが異な
り、１．３ＭＨｚと１．７ＭＨｚであるが、そのいずれ
もがビデオ信号との干渉を防ぐために帯域は狭く限定し
ている。ＨｉＦｉ記録信号の帯域はせいぜい１ＭＨｚ〜
２ＭＨｚの範囲に限定している。一方ビデオ記録信号
は、低域変換した色信号は１００ＫＨｚ以上に存在し、
ＦＭ変調された輝度信号は４．４ＭＨｚまで広がってい
る。また、ＳＶＨＳ方式の場合にはさらに広く、６．４
ＭＨｚまで伸びている。
【００３２】磁気ヘッドはインダクタンスの性質である
ので、基本的には周波数が高いほどそのインピーダンス
は上昇する。つまり、記録電流が一定ならば、周波数が
高いほど電圧振幅は大きくなる。磁気テープの記録レベ
ルはヘッドの巻き数と記録電流の大きさで決定されるた
め、ＨｉＦｉ記録電流もビデオ記録電流も、大雑把に捉
えれば大きさはあまり違わない。このことは電圧振幅で
見れば、ＨｉＦｉ記録ヘッドにわく電圧はビデオ記録ヘ
ッドにわく電圧の半分以下であることを意味する。
【００３３】例えば、記録電流をそれぞれ３０ｍＡｐｐ
とし、ヘッドのインダクタンスをそれぞれ２．０μＨと
すると、ＨｉＦｉヘッドにわく電圧はｆ＝１．５ＭＨｚ
として計算すれば２π・１．５ＭＨｚ・２．０μＨ・３
０ｍＡｐｐ＝０．５７Ｖｐｐとなり、ビデオヘッドにわ
く電圧はｆ＝５ＭＨｚとして計算すると２π・５ＭＨｚ
・２．０μＨ・３０ｍＡｐｐ＝１．８Ｖｐｐとなる。つ
まり、ＩＣの電源が５Ｖの場合には、ＨｉＦｉ記録増幅
回路の電源電圧には十分な余裕がある。ＨｉＦｉヘッド
にわく電圧は、２個直列駆動した場合でも、ビデオヘッ
ド１個にわく電圧よりも小さい。
【００３４】図２では、ＨｉＦｉ記録ヘッドは１個の記
録増幅回路Ａ３で２個の磁気ヘッドＨＤａ，ＨＤｂを直
列にドライブし、ビデオ記録ヘッドＨＤｃ，ＨＤｄは２
個の記録増幅回路Ａ４，Ａ５で直列接続したヘッドを差
動的にドライブする。記録増幅回路Ａ４，Ａ５は入力端
子ＩＮ２に入力された入力信号を差動信号に変換するシ
ングル入力差動出力アンプＡ６の差動出力する。
【００３５】記録ヘッドＨＤａ，ＨＤｂのうち、１個に
わく電圧は０．６Ｖｐｐ程度であるので、２個直列接続
して駆動しても１．２Ｖｐｐ程度であり、５Ｖの電源か
らみれば十分に余裕がある。記録増幅回路は電流出力に
してあるので、これに接続されるヘッドが２個であって
も１個であっても、記録増幅回路の消費電力は変わらな
い。すなわち、このような駆動方式を取ることにより、
消費電力を半分にできる。ＨｉＦｉ記録回路とビデオ記
録回路を１チップに集積する場合、それぞれの回路向け
に電源を別に与えることはコストの面で得策ではないの
で、電圧的に余裕のあるＨｉＦｉ記録増幅回路に関して
はヘッドの直列駆動は回路面積（すなわちコスト）の面
でも消費電力の面でも、極めて有利になる。また、ビデ
オ記録信号は周波数が高く、しかも、電圧振幅が大きい
ので、一般にＨｉＦｉ記録回路に比べ、歪みの点で極め
て不利である。通常ＨｉＦｉ記録回路に比べ、同じ記録
電流で同程度の歪みに押さえるためには、ビデオ記録回
路にはより多くのバイアス電流を流さなくてはならず、
消費電流を増す要因になっている。
【００３６】ここでは、ビデオ記録回路は直列接続した
ヘッドを差動的に駆動する方式を提案しており、原理的
に２次歪はキャンセルされ、歪みの問題は生じない。ビ
デオ記録信号はＦＭ変調された信号であるので、２次歪
は復調後の歪みになるため小さく押さえなくてはならな
いが、３次歪は復調後の歪みにはならないので問題とな
らない。差動駆動回路は原理的に偶数次歪をすべてキャ
ンセルし、偶数次歪みは極めて小さくできるので、この
ような用途には極めて有利である。この性質を活かせ
ば、ビデオ記録回路のバイアス電流は極限まで小さくす
ることが可能になり、２０ｍＡ程度まで削減することが
可能になる。
【００３７】ＨｉＦｉ記録増幅回路とビデオ記録増幅回
路を１チップに集積することを考えて消費電力の計算を
行ってみる。ＨｉＦｉ記録回路に関しては、バイアス電
流は３０ｍＡであるが、直列駆動すると１回路で２ｃｈ
を駆動できるため３０ｍＡ・５Ｖ＝５０ｍＷで２ｃｈの
駆動ができる。ドライブ回路の消費電力を考慮しても２
００ｍＷ程度である。また、ビデオ記録回路に関して
は、差動駆動により出力段バイアス電流を低減し、２０
ｍＡにしたとすれば、２０ｍＡ・５Ｖ・２個＝２００ｍ
Ｗで２ｃｈの駆動ができる。これに２個のドライブ回路
等の消費電力１００ｍＷを加算しても３００ｍＷであ
る。ＨｉＦｉ記録増幅回路とビデオ記録増幅回路の消費
電力の合計は２００ｍＷ＋３００ｍＷ＝５００ｍＷとな
り、１チップにした場合でも目標とする小型パッケージ
の消費電力５００ｍＷに押さえることが可能となる。
【００３８】この計算には、図１の実施例の内容は加味
していない。図１の実施例も、図２も、それぞれ独立に
消費電力を削減する技術であるので、両方を適用すれば
さらに消費電力を低減した記録増幅回路ＩＣの実現が可
能である。また、図１も図２も記録増幅回路ＩＣが回転
シリンダに搭載されることを考えた図で示しているが、
回転シリンダに搭載することと消費電力を削減すること
とは別の次元の事柄であるので、図１，図２の各実施例
の考えは、従来回路基板上の記録増幅回路ＩＣにも適用
できる。
【００３９】図２では差動駆動記録回路と直列駆動記録
回路を示したが、このような方式にすると記録電流の極
性が変わるため、従来とは異なった記録再生切り換えが
必要である。図３は差動駆動の記録再生切換の具体的な
実施例を説明する。ここから説明するこの発明の切換方
式は、図１２に示した従来の切換方式に比べて飽和スイ
ッチのインピーダンスに依存しないため、電子回路によ
る実現が容易であってスイッチをＩＣ内に集積すること
が可能となり、しかも特性的にも優れた方式である。
【００４０】図３において、スイッチＳＷ１，ＳＷ３〜
ＳＷ５は記録時と再生時により切り換えるスイッチ回路
で、各スイッチのコモン端子は記録時はＲ側に、再生時
はＰ側にそれぞれ接続する。シングル入力差動出力アン
プＡ６は記録信号を差動信号に変換する回路、ＲＡａ，
ＲＡｂは記録増幅回路、ＰＡａ，ＰＡｂは再生増幅回
路、さらに、ＨＤａはＡｃｈヘッド、ＨＤｂはＢｃｈヘ
ッドである。また、スイッチＳＷ２は再生時にＡｃｈ／
Ｂｃｈの選択をするスイッチである。磁気ヘッドＨＤ
ａ，ＨＤｂは回転シリンダにあるので、電気的接続をす
るためにはロータリートランスかスリップリングなどの
部品が必要になるが、記録／再生増幅回路を通常の回路
基板に配置する場合には、出力端子ＩＯ１〜ＩＯ３と磁
気ヘッドＨＤａ，ＨＤｂとの間にロータリートランスま
たはスリップリングを挿入する。
【００４１】また、回転シリンダに記録／再生増幅回路
を搭載する場合には、入力端子ＩＮとスイッチＳＷ１と
の間にロータリートランスまたはスリップリングを挿入
する。後者の場合には、ロータリートランスまたはスリ
ップリングのチャンネル数を削減できる。ロータリート
ランスもスリップリングも高価な部品であり、このｃｈ
数の削減はコスト低減に大きい効果がある。
【００４２】図３の記録時の動作について説明する。各
スイッチはＲ側に接続する。スイッチＳＷ２は記録時は
使用しないので、どちらに接続されていてもかまわな
い。入力端子ＩＮに供給される記録信号は、スイッチＳ
Ｗ１を介してシングル入力差動出力アンプＡ６に供給
し、差動記録信号に変換して記録増幅回路ＲＡａ，ＲＡ
ｂにそれぞれ供給する。記録増幅回路ＲＡａ，ＲＡｂ出
力は、スイッチＳＷ３，４を経由し、更にコンデンサＣ
１，Ｃ２を経由して記録ヘッドＨＤａ，ＨＤｂに伝達す
る。すなわち、記録電流は出力端子ＩＯ１，ＩＯ３との
間で差動的に流れる。スイッチＳＷ５は再生増幅回路Ｐ
Ａａ，ＰＡｂをオフさせるもので、直接は必要ない。出
力端子ＩＯ２は理想的動作のもとでは交流接地となるの
で信号は振れない。磁気ヘッドのインピーダンスに誤差
があるか、または記録電流に誤差があると、それらの誤
差に比例して振れることになる。
【００４３】ここで、記録ヘッドＨＤａ，ＨＤｂは差動
駆動するが、直列に接続されているために、仮に記録ヘ
ッドＨＤａ，ＨＤｂの極性に符号をつけると、図示のよ
うになる。図面上の上側をプラスということにして説明
する。再生時は、記録ヘッドＨＤａ，ＨＤｂヘッドの接
続点を接地して信号を取り出すことになるが、この時Ａ
ｃｈとＢｃｈでは極性を変える必要がある。
【００４４】再生時にはスイッチＳＷ１，ＳＷ３〜ＳＷ
５をＰ側に接続する。図の上半分に対してまず説明す
る。ヘッド中点の出力端子ＩＯ２はスイッチＳＷ５で接
地する。出力端子ＩＯ１に現れる再生信号はスイッチＳ
Ｗ３を経由して再生増幅回路ＰＡａで増幅する。スイッ
チＳＷ2 がＡｃｈを選択していれば、増幅された再生信
号はスイッチＳＷ１を経由して入力端子ＩＮに取り出す
ことができる。次に下半分に関して見れば、同様に出力
端子ＩＯ2 は接地されているので、出力端子ＩＯ3 に現
れる再生信号は、スイッチＳＷ4 を経由して再生増幅回
路ＰＡｂで増幅する。スイッチＳＷ2 がＢｃｈを選択し
ていれば、増幅された再生信号はスイッチＳＷ１を経由
して入力端子ＩＮに取り出すことができる。
【００４５】このとき、再生増幅回路ＰＡａ，ＰＡｂの
極性は記録増幅回路の極性にあわせて、一方を逆極性に
する必要がある。この図ではＢｃｈを逆極性にしてい
る。再生時もスイッチＳＷ5 は必須というわけではな
い。再生増幅回路ＰＡａ，ＰＡｂは差動入力にしておけ
ば、出力端子ＩＯ2 に信号が現れても差動入力の効果で
打ち消されるからである。しかし、増幅回路のＣＭＲＲ
（同相除去比）には限界があるので、スイッチＳＷ5 で
接地するほうがクロストークの点で望ましい。
【００４６】このような記録再生切換回路は、図１２に
比べ、複雑ではあるが実現は逆に容易であり、特性もよ
り良いものが実現できる。図３のスイッチＳＷ5 は先に
説明したように本質的ではないので、そのインピーダン
スも問題にはならない。他のスイッチは電子的切換スイ
ッチであるので、そのオン抵抗は特に低くする必要はな
く、これらも容易に実現できる。
【００４７】記録／再生増幅回路を回路基板に搭載する
場合には、ロータリートランスがヘッド側に配置され、
回転シリンダにはスイッチはないので、明らかにスイッ
チオン抵抗による低域ｆ特劣化の問題はない。記録／再
生増幅回路を回転シリンダに搭載する場合には、入力端
子ＩＮの入力インピーダンスを低くする必要があるが、
スイッチ回路とは分離されるため、帰還を利用してイン
ピーダンスを下げることが可能であるので、１Ω以下の
低インピーダンスも容易に実現できる。これに関して
は、後で詳しく説明する。
【００４８】再生時に関してみれば、図１２の従来例で
は再生増幅回路の帰還はスイッチだけで押さえていたた
め、再生増幅回路で増幅した信号が入力に帰還されて発
振するなどの問題が生じる恐れがあったが、この発明で
はその心配はない。再生増幅回路ＰＡａ，ＰＡｂの出力
は、一旦スイッチＳＷ１で切り離される。今度はオフ抵
抗が問題になるが、電子スイッチのオフ抵抗はスイッチ
の寄生容量程度にすぎず、小さいオン抵抗のスイッチを
作るよりは高いオフ抵抗のスイッチを作るほうがはるか
に容易である。
【００４９】さらに、帰還経路はシングル入力差動出力
アンプＡ2 、記録増幅回路ＲＡa ，ＲＡb と伝送される
が、これらの回路は再生時には必要ない回路なので、こ
れらの回路に関しては電源を落とすことも可能である。
すなわち、これらの回路の利得はゼロにできる。また、
途中経路に漏れ信号を遮断するためのスイッチを追加す
ることも容易である。すなわち、この発明の切換方法に
すれば、再生増幅回路で増幅した信号が入力に帰還され
ることはなく、発振などの心配は全くなく、容易に実現
できる。
【００５０】図４は直列駆動の場合の記録再生切換の実
施例を示すものである。基本的には差動駆動の場合と同
じである。スイッチＳＷ1 ，ＳＷ3 〜ＳＷ5 は記録時と
再生時で切り換えるスイッチ回路で、スイッチＳＷ1 ，
ＳＷ3 〜ＳＷ5 のコモン端子は、記録時はＲ側に、再生
時はＰ側にそれぞれ接続する。ＲＡc は記録増幅回路、
ＰＡa ，ＰＡb は再生増幅回路、ＨＤａはＡｃｈヘッ
ド、ＨＤb はＢｃｈヘッドである。ＳＷ2 は再生時にＡ
ｃｈ／Ｂｃｈの選択をするスイッチである。
【００５１】図４の動作について説明する。まず、記録
時はスイッチＳＷ1 ，ＳＷ3 〜ＳＷ5 はＲ側に接続す
る。スイッチＳＷ２は使用しないので、どちらの接続で
もよい。入力端子ＩＮに供給される記録信号は、スイッ
チＳＷ1 を介して記録増幅回路Ａ１に供給する。記録増
幅回路ＲＡｃの出力は、スイッチＳＷ3 を経由し、コン
デンサＣ１を経由して記録ヘッドＨＤａに伝達する。記
録電流は直列接続された磁気ヘッドＨＤa ，ＨＤb を流
れ、スイッチＳＷ4 を経て接地に流れる。スイッチＳＷ
5 は再生増幅回路ＰＡa ，ＰＡb をオフさせるもので直
接は必要ない。
【００５２】ここで、記録ヘッドＨＤａ，ＨＤｂは直列
に接続されているために、仮にヘッドの極性に符号をつ
けると、図のようになる。図面上の上側をプラスという
ことにして説明する。再生時は、ヘッドの中点を接地し
て信号を取り出すことになるが、このときＡｃｈとＢｃ
ｈでは極性が変わる。
【００５３】再生時の動作は図３の場合と全く同じであ
り、その効果も同じであるのでここでの細かな説明は省
略する。ただスイッチＳＷ4 の記録時の動作が異なるの
で、これに関して説明を加える。
【００５４】スイッチＳＷ4 は磁気ヘッドＨＤa ，ＨＤ
b と直列に挿入されるので、一見インピーダンスを低く
しないとｆ特などに悪影響を与えそうに見えるが、記録
増幅回路ＲＡｃが電流駆動であれば、インピーダンスは
特に低くする必要はない。記録増幅回路ＲＡc の出力電
流は、磁気ヘッドＨＤa ，ＨＤb を直列に流れると、ス
イッチＳＷ4 のインピーダンスに係わりなくスイッチＳ
Ｗ４を流れるしかない。仮にスイッチＳＷ4 のインピー
ダンスが変化したとしても、記録電流には変化はなく、
スイッチＳＷ4 の特性はあまり重要ではないことは明ら
かである。
【００５５】接続条件から見れば、図１１の従来で説明
した抵抗Ｒと同じ関係にあることからも、特別低インピ
ーダンスにする必要がないことがわかる。ただし、記録
電流は３０ｍＡpp程度と大きいことから、図１２の従来
で説明したスイッチのように１Ω以下にするほど厳しく
はないものの、数十Ω以下にする必要はある。あまり大
きいと、電圧振幅となって記録増幅回路のダイナミック
レンジを圧迫することになる。しかし、数十Ωという値
は、図１２に比べ、１０倍もゆるい仕様であり、電子ス
イッチでも容易に実現できる値である。ＩＣ内素子はサ
イズが小さいためスイッチのオン抵抗が大きく、従来手
法ではスイッチのＩＣ化が困難であったが、この実施例
を利用すれば容易にスイッチのＩＣ化が可能である。
【００５６】図３と図４では記録再生切換について説明
したが、この方法ではスイッチＳＷ３とＳＷ４の実現が
難しそうに見える。再生信号は極めて微小であるので、
その入力部にスイッチを入れるとスイッチが発生するノ
イズが大きく、Ｓ／Ｎが取れなくなるおそれがある。こ
こでは、差動駆動の記録再生切換についての具体的なス
イッチについて説明する。図５にその実施例を示す。図
３を具体化したもので、スイッチＳＷ３〜ＳＷ５をトラ
ンジスタ回路に置換してある。この置換については図４
に対しても同様の方法で可能である。
【００５７】図５について説明する。トランジスタＱ1
とＱ2 はそれぞれ記録増幅回路ＲＡa ，ＲＡb の出力段
を示す。トランジスタＱ1 とＱ2 から差動的に記録信号
電流を出力する。トランジスタＱ1 とＱ2 はＮＰＮトラ
ンジスタになっているので、実際に動作させるために
は、なんらかのバイアスが必要であるが、それは例えば
図１の実施例の方法を用いればよい。ここでは、交流的
な事柄についてのみ考慮することにする。
【００５８】トランジスタＱ3 とＱ4 はそれぞれ再生増
幅回路ＰＡa ，ＰＡb の初段を抜き出したものである。
ノイズの影響を小さくするためには初段で利得を稼ぐこ
とが重要であり、エミッタ接地アンプになっている。エ
ミッタ接地アンプは、一般に再生増幅回路初段で良く利
用される回路である。トランジスタＱ7 とＱ8 は図３の
スイッチＳＷ5 に相当する回路である。トランジスタＱ
5 〜Ｑ8 のベースにはに図示のＰＢ／ＯＮとかＲＥＣ／
ＯＮは、そのトラジスジスタがオンすることを意味す
る。
【００５９】記録時はトランジスタＱ8 をオンにし、ト
ランジスタＱ5 〜Ｑ7 をオフにする。つまり、トランジ
スタＱ1 とＱ2 で図３と同様にヘッドに記録電流を差動
的に流す。トランジスタＱ8 がオンしているので、トラ
ンジスタＱ3 とＱ4 はベースエミッタ接続が逆バイアス
になり、再生増幅回路ＰＡa ，ＰＡb はオフ状態にな
る。出力端子ＩＯ2 はほとんど振幅が振れないので抵抗
Ｒにはほとんど電流は流れない。
【００６０】再生時には逆にトランジスタＱ8 をオフに
し、Ｑ5 〜Ｑ7 をオンにする。すると、トランジスタＱ
1 ，Ｑ2 はベース・エミッタ接続がゼロバイアスにな
り、記録増幅回路ＲＡa ，ＲＡb はオフ状態になる。ト
ランジスタＱ7 がオンするので、トランジスタＱ3 とＱ
4 のエミッタ電位はほぼ０Ｖになり、ベースに適当なバ
イアスをかければ再生増幅回路ＰＡa ，ＰＡb はオン
し、再生電圧を増幅して取り出すことができる。
【００６１】このように構成すると、記録増幅回路ＲＡ
a ，ＲＡb の出力にも、再生増幅回路ＰＡa ，ＰＡb の
入力にも余分な素子が全く入らずに記録再生のスイッチ
を実現することができる。スイッチのノイズの心配は全
くない。また、差動電流信号への変換回路であるシング
ル入力差動増幅回路Ａ6 は再生時にはオフできるので、
トランジスタＱ5 やＱ6 のインピーダンスがある程度低
ければ、ここで再生の寄生インピーダンスによる帰還信
号は大幅に減衰できる。
【００６２】トランジスタＱ1 とＱ2 も再生時にはカッ
トオフしているので、この節点から再生増幅回路入力へ
の帰還量も非常に小さいので、寄生インピーダンスを介
しての帰還で再生増幅回路が発振するおそれもない。ど
のスイッチを取ってみても、厳しいオン抵抗やオフ抵抗
の仕様は不要であり、容易に実現可能である。また、ス
イッチ用の素子は信号経路には並列に入るだけのため、
記録に対しても再生に対しても全く特性の劣化は起こら
ない。
【００６３】記録増幅回路を回転シリンダに搭載する場
合、記録電流調整が問題となる。回転シリンダに記録増
幅回路を配置すると、磁気記録装置動作中はシリンダが
回転するので、記録電流を測定することができない。図
６は記録増幅回路を回転シリンダに搭載した場合でも記
録電流調整を可能にする実施例を示す。
【００６４】ロータリトランスを駆動するＩＣは従来と
同じ方法であるが、記録電流は回転シリンダに搭載した
記録増幅回路で増幅するので、図に示すインターフェー
スＩＣ６の出力電流は、特別大きい必要はない。回転シ
リンダの記録増幅回路７では、ロータリートランスＲＴ
の両側からトランジスタＱ1 およびＱ2 を備えたそれぞ
れの電流入力回路で受け取る。ロータリートランスＲＴ
を流れる電流は、トランジスタＱ1 を通り、トランジス
タＱ3 とＱ4 のカレントミラーにより電流増幅を行い、
記録電流として磁気ヘッドＨＤａに供給する。同時にロ
ータリートランスＲＴを流れる電流は、トランジスタＱ
２にも供給し、トランジスタＱ５とＱ６のカレントミラ
ーで増幅されて磁気ヘッドＨＤｂに供給する。
【００６５】トランジスタＱ1 とＱ2 の信号電流は、明
らかに逆相となるので、全く同じ回路で組み合わせした
この記録増幅回路７は、そのままで自然に直列接続され
た磁気ヘッドＨＤa ，ＨＤb を差動的に駆動する。ロー
タリートランスＲＴの電流を増幅し、磁気ヘッドＨＤa
，ＨＤb に記録電流として供給する過程において、一
切の電圧変換を行わずに電流増幅で行うために、極めて
精度良く増幅が可能である。トランジスタＱ1 およびＱ
2 が記録電流に与える影響は、１／ｈｆｅだけなので、
トランジスタの電流増幅率が多くの通常のトランジスタ
並みの性能の１００であれば、１％の誤差しか生じな
い。この誤差を減らそうとすれば、ダーリントン接続す
ることにより容易に無視できるほどに小さくできる。
【００６６】トランジスタＱ3 とＱ4 および、トランジ
スタＱ5 とＱ6 に関しても、ベース電流の影響はダーリ
ントン接続により容易に低減できる。誤差の要因となる
のは、カレントミラーの素子のペア性のみである。とこ
ろが、このカレントミラーは記録電流という大電流を流
すので、サイズは必然的に大きくなり、これに比例して
素子のペア精度も非常によい。ＩＣプロセスは素子の相
対精度が良いものであるが、素子サイズが大きくなれ
ば、さらに精度が向上する。このカレントミラーに関し
てみれば、１％あるいは２％の精度は容易に実現でき
る。
【００６７】この実施例の回転シリンダに搭載された記
録増幅回路７は、電流入力にして電流増幅して電流出力
とすれば非常に良い精度を得ることができる。このよう
にすればロータリートランスより後段は精度がいいので
考慮する必要はなく、回路基板側でモニタしての調整が
可能である。また、１％〜２％の精度まで誤差を小さく
でき、インダクタンスがばらついても記録電流精度には
全く影響を与えない。この場合の調整精度は、１３％〜
１４％の甘い調整精度でも問題ないことになり、容易に
記録電流の調整ができる。
【００６８】なお、ロータリートランス入力回路の入力
インピーダンスは、ロータリートランスＲＴの２次側イ
ンダクタンスと直列に入るので、低インピーダンスにし
ないと低域周波数特性が劣化する。ロータリートランス
入力回路はこの例に示すように帰還増幅回路で構成する
ことができる。帰還増幅回路の帰還量は、一般に低域は
小さく、位相補償の必要から高域は小さい。図示した帰
還増幅回路で構成されるロータリートランス入力回路の
入力インピーダンスは、低域で小さく高域で大きい。ロ
ータリートランスはインダクタンスであるので、そのイ
ンピーダンスは低域で小さく高域で大きい。すなわち、
帰還増幅回路で構成したロータリートランス入力回路は
インピーダンスが問題となる低域でインピーダンスを小
さくできるので、非常に都合がよい。帰還増幅回路のオ
ープンループ利得は１段アンプでも６０ｄＢは達成でき
るので、容易に１Ω以下のインピーダンスを達成でき
る。つまり、十分良い低域周波数特性を得ることができ
る。
【００６９】図７は記録電流自動調整の他の実施例を示
す。図６においては記録増幅回路７を回転シリンダに搭
載したことにより、記録電流調整精度は１３％とゆるく
することが可能になった。５％の精度では記録電流の自
動調整は困難であったが、１０％以上になると、記録電
流の自動調整が可能になる。
【００７０】図７は、図６の記録増幅回路７の構成と同
じとし、ロータリートランスＲＴの入力側のインターフ
ェースＩＣ６にＡＧＣ回路の構成を追加した点が図６と
異なる部分である。
【００７１】ビデオの記録信号には色信号と輝度信号が
多重されており、輝度信号はＦＭで振幅が一定で調整し
やすいが、色信号は色の濃さに応じて振幅が変化するた
め調整基準が難しい。同期信号部分には色信号はないの
で、インターフェースＩＣ６´のシンク入力ＳＹに入力
される同期信号に同期して、この区間だけＡＧＣ回路６
´ａの検波回路をゲートするようにすれば、同期信号部
分の振幅を検出して自動調整することが可能になる。Ａ
ＧＣ回路６´ａには検波回路や平滑回路や比較用基準電
源などの誤差要素が多くなるため、５％の精度で調整を
行うことは困難だが、１０％の精度ならば、このような
方法によって自動調整が可能である。ＡＧＣ回路６´ａ
も回転シリンダに搭載すると、ロータリートランスの伝
送利得の影響を含めて調整できるので、ＡＧＣ回路６´
ａを搭載すると記録電流精度が向上する。
【００７２】図８は図１と図６に示す実施例を総合する
とともに、具体的な回路構成を示したものである。この
実施例では記録増幅回路８の電流利得は３０倍に設定し
てある。トランジスタＱ５と入力アンプ８ａでロータリ
ートランスＲＴの入力回路を構成し、入力端子ＩＮに流
れるロータリートランスＲＴからの入力電流は、トラン
ジスタＱ５を通って、トランジスタＱ１とＱ２のカレン
トミラーで増幅して記録電流として磁気ヘッドＨＤに供
給する。ここでカレントミラー回路はトランジスタのベ
ース電流の影響を受けないようにダーリントン接続して
ある。
【００７３】記録増幅回路８の出力段のトランジスタＱ
２を流れるバイアス電流は外付トランジスタＱＸから供
給する。記録増幅回路８の平均出力電圧はバイアス電源
Ｖｂに等しくなるよう直流帰還をかけてある。出力端子
Ｏｕｔ１の電圧は抵抗Ｒ５とコンデンサＣＸ２により平
滑された直流電位をトランジスタＱ７のベースに取り出
す。トランジスタＱ６とＱ７の差動回路により電圧を比
較し、出力端子Ｏｕｔ１の直流電位が高い時にはトラン
ジスタＱ６のコレクタ電流が減少し、トランジスタＱ８
のベース電位およびエミッタ電位が上昇し、外付トラン
ジスタＱＸのコレクタ電流を減少させ、出力端子Ｏｕｔ
１の直流電位を下げる。記録増幅器８の出力段バイアス
は、電流源Ｉｂ１により決まり、Ｉｂ１・３０が出力段
トランジスタＱ２のバイアス電流となる。
【００７４】出力端子Ｏｕｔ１の電位がバイアス電源Ｖ
ｂとなる直流帰還が安定した状態では、トランジスタＱ
２のコレクタ電流は全て外付トランジスタＱＸを流れ
る。外付トランジスタＱＸのベース電位は直流成分が帰
還されているだけのため、トランジスタＱＸは記録信号
に対しては定電流源として動作する。したがって、外付
トランジスタＱＸの高周波特性や電流増幅率などはあま
り問題にはならない。信号電流は記録増幅器８から磁気
ヘッドＨＤに流れるだけであるので、この外付トランジ
スタＱＸの特性は、信号には影響を与えない。
【００７５】直列接続されたコンデンサ容量Ｃ１と抵抗
Ｒ６は、高周波の発振を防ぐフィードバックダンプであ
る。磁気ヘッドＨＤはインダクタンス性であるので、周
波数があがるとインピーダンスが上昇し、トランジスタ
Ｑ２のベースからみた電圧利得が周波数に比例して増加
する。このため、トランジスタＱ２のコレクタベース寄
生容量で帰還され、周波数が高いところで記録増幅回路
８は発振しやすくなる。抵抗Ｒ６はこの発振を防ぐ。磁
気ヘッドＨＤのインダクタンスはせいぜい２．０μＨ程
度であるので、１０ＭＨｚでも２・π・１０ＭＨｚ・
２．０μＨ＝１２５Ωにしかならない。
【００７６】このため、磁気ヘッドＨＤに並列に数百Ω
の抵抗を接続すれば共振をダンプできるが、出力端子Ｏ
ｕｔ１の電圧振幅は２Ｖｐｐ程度になるので、ダンプ用
に接続した抵抗に流れる電流は数ｍＡになり、この分は
消費電力となってしまう。また、この数百Ωを安定にし
ないと記録電流のリークになるので、ダンプ抵抗の非線
形性は歪みになってしまう。また、図３などに示すよう
に、記録再生切換を行う場合、再生時にはダンプ抵抗は
取り外さないと、ノイズの原因となってしまう。 この
ように考えると、ダンプ抵抗を直接磁気ヘッドと並列に
入れれば、歪みの問題はないもののノイズの問題が残
る。逆に、ダンプ抵抗を能動素子を介して接地すれば、
ノイズの問題はないが、スイッチさせる能動素子の非線
形性による歪みが出てしまう。ここではフィードバック
ダンプする方式を提示した。出力端子から抵抗Ｒ６を介
してカレントミラーのベースに帰還する方法である。出
力段トランジスタＱ２はダイオードに近い形になる。出
力端子Ｏｕｔ１から出力インピーダンスをみれば、トラ
ンジスタＱ２はコレクタであるのでインピーダンスは高
く無視できる。
【００７７】抵抗Ｒ6 はダイオード接続のトランジスタ
Ｑ3 とＱ4 さらに抵抗Ｒ１の直列回路がみえるが、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流の３０倍がトランジスタＱ
２を流れる。ダイオードインピーダンスやＲ１の値はＲ
６に比べて小さいので説明を簡単にするために無視する
と、結局インピーダンスはＲ６／（３０＋１）になる。
すなわち抵抗Ｒ6 の値を仮に１０ＫΩにすると記録増幅
回路の出力インピーダンスは約３００Ωと低くできる。
しかも、抵抗Ｒ６の値は実際には１０ＫΩと大きいの
で、非線形性による歪みの問題も、消費電力も少なくて
すむ。
【００７８】回転シリンダに記録増幅回路を搭載し、図
６のように記録増幅回路を電流増幅回路で構成した場
合、通常の信号処理回路とは異なり、ロータリートラン
ス入力端子から記録増幅回路の出力端子まで、信号の大
きさはすべて電流の大きさで規定される。ＩＣ内に製造
できる抵抗は絶対値精度は悪く、通常±２０％の範囲で
誤差をもつ。ＩＣ内部抵抗で記録電流回路のバイアスを
決めてやると、ＩＣ内部抵抗が大さくなった時でも回路
が動作するようバイアス電流を決めなくてはならない。
このため、通常２０％のマージンを持った状態で設計す
ることになる。さらに、抵抗が小さく製造されてしまっ
た場合、さらに２０％大きいバイアス電流が流れ、この
場合には消費電流は４０％も大きくなる。
【００７９】図１や図２で説明してきたように消費電力
は、１チップにするにはギリギリである。特に回転シリ
ンダに記録増幅回路を搭載する場合には、小型のパッケ
ージで１チップにすることが、ＩＣを基板に配置するス
ペースの問題から極めて重要であり、消費電力は無駄な
く厳しく管理する必要がある。図１、図２で示した実施
例により、１チップに集積することが可能となったが、
記録増幅回路の機能向上のため別回路を内蔵することを
考えれば、できるだけ消費電力は小さくすることが望ま
しい。機能向上ための別回路としては、図７に示した記
録電流自動調整回路を、回転シリンダに搭載された記録
増幅回路ＩＣに内蔵する場合などが考えられる。
【００８０】図９は記録電流自動調整回路を、回転シリ
ンダに搭載された記録増幅回路ＩＣ９に内蔵した場合の
実施例を示す。すなわち、ＩＣ９内に基準電圧回路Ｖｒ
ｅｆを設け、ＩＣの外に基準とする外部抵抗Ｒｒｅｆを
設ける。基準電流回路Ｉｒｅｆは、基準電圧回路Ｖｒｅ
ｆから得た基準とする電圧を外部抵抗Ｒｒｅｆに与え、
Ｒｒｅｆを流れる電流を基準とする基準定電流を発生す
る。この基準定電流で記録増幅回路にバイアス電流を与
えれば、ＩＣ内部抵抗に依存しないバイアス電流を得る
ことができる。
【００８１】記録増幅回路のダイナミックレンジは、記
録電流とバイアス電流の比で決まり、記録電流は、磁気
記録装置の仕様から決まる値である。バイアス電流は外
部の基準抵抗で決まり、記録増幅回路のダイナミックレ
ンジは、内部抵抗に依存しないで確保できる。また、異
なるセットに同じＩＣを応用する場合でも、記録電流の
大きさの仕様に合わせて消費電力とダイナミックレンジ
を最適化することができる。
【００８２】このように、回転シリンダに搭載した記録
増幅回路において、外部基準抵抗で記録増幅回路のバイ
アス電流を与えれば、ダイナミックレンジをＩＣ製造誤
差にかかわらず一定にできるとともに、消費電力を一定
にできる、という両方の効果がある。このため、バイア
ス電流のマージンが不要になり、実質的に４０％程度の
消費電力が低減できる。このような記録増幅回路にとっ
ては、極めて効果が大きい。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の記録増
幅回路によれば、記録増幅回路ＩＣの消費電力を低減し
てＨｉＦｉ音声記録増幅回路とビデオ記録増幅回路を１
チップ集積化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例を説明するための回路構成
図。
【図２】この発明の差動駆動と直列駆動による実施例を
説明するための回路構成図。
【図３】この発明の差動駆動による記録再生切換の実施
例を説明するための回路構成図。
【図４】この発明の直列駆動による記録再生切換の実施
例を説明するための回路構成図。
【図５】図３の具体的な回路例を説明するための回路
図。
【図６】この発明の記録電流調整の実施例について説明
するための回路構成図。
【図７】この発明の記録電流の自動調整についての実施
例を説明するための回路構成図。
【図８】図１と図６に示す実施例を総合し、具体的に示
した回路構成図。
【図９】この発明の基準電流を使用した記録増幅器のバ
イアス方法を説明するための回路構成図。
【図１０】従来の記録電流調整ついて説明するための回
路構成図。
【図１１】標準的な磁気記録装置の従来の回路構成図。
【図１２】回転シリンダに再生増幅回路を搭載した従来
の回路構成図。
【符号の説明】
１，７，８，９，Ａ３〜Ａ５，ＲＡａ〜ＲＡｃ…記録増
幅回路 Ａ１…アンプ、Ａ２…直流帰還型増幅回路 Ａ６…シングル入力差動出力アンプ ＢＩ…バイアス端子 ＱＸ…外付トランジスタ ＨＤ，ＨＤａ〜ＨＤｄ…磁気ヘッド ＰＡａ，ＰＡｂ…再生増幅回路 ＳＷ１〜ＳＷ５…スイッチ Ｃ１，Ｃ２，ＣＸ…コンデンサ ６，６´…インターフェースＩＣ ６´ａ…ＡＧＣ回路 Ｖｒｅｆ…基準電圧回路 Ｉｒｅｆ…基準電流回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−170705（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−314007（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−74101（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−3404（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−132403（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−77601（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G11B 5/02 G11B 5/027 H04N 5/91

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直列に接続された一組の磁気ヘッドを駆
    動しかつこの一組の磁気ヘッドからの読み取り信号を増
    幅する磁気記録再生装置用増幅回路において、前記直列に接続された一組の磁気ヘッドの中点電位を一
    方の入力とする 第１および第２の再生増幅回路と、前記一組の磁気ヘッドの前記中点とは異なる端部それぞ
    れにコモン端子がおのおの結合されかつ前記第１および
    第２の再生増幅回路の他方の入力に一方の端子がおのお
    の接続された第１および第２の切り換えスイッチと、 前記第１および第２の切り換えスイッチの他方の端子に
    出力が接続された第１および 第２の記録増幅回路とを有
    することを特徴とする磁気記録再生装置用増幅回路。
  2. 【請求項２】 直列に接続された一組の磁気ヘッドを駆
    動しかつこの一組の磁気ヘッドからの読み取り信号を増
    幅する磁気記録再生装置用増幅回路において、前記直列に接続された一組の磁気ヘッドの中点電位を一
    方の入力とする第１および第２の再生増幅回路と、 前記一組の磁気ヘッドの前記中点とは異なる端部の一方
    にコモン端子が結合されかつ前記第１の再生増幅回路の
    他方の入力に一方の端子が接続された第１の切り換えス
    イッチと、 前記一組の磁気ヘッドの前記中点とは異なる端部の他方
    に共通端子が結合されかつ前記第２の再生増幅回路の他
    方の入力に一方の端子が接続されかつ定電圧点に他方の
    端子が接続された第２の切り換えスイッチと、 前記第１の切り換えスイッチの他方の端子に出力が接続
    された 記録増幅回路とを有することを特徴とする磁気記
    録再生装置用増幅回路。
  3. 【請求項３】 直列に接続された一組の磁気ヘッドを駆
    動しかつこの一組の磁気ヘッドからの読み取り信号を増
    幅する磁気記録再生装置用増幅回路において、初段にトランジスタを有し前記直列に接続された一組の
    磁気ヘッドの中点電位 点がこの初段トランジスタのエミ
    ッタにおのおの接続された第１および第２の再生増幅回
    路と、 出力段にトランジスタを有し前記一組の磁気ヘッドの前
    記中点とは異なる端部それぞれがこの出力段トランジス
    タのコレクタにおのおの結合された第１および第２の記
    録増幅回路とを有し、 前記一組の磁気ヘッドの前記中点とは異なる端部それぞ
    れは、前記第１および第２の再生増幅回路の前記初段ト
    ランジスタのベースにもおのおの結合されている ことを
    特徴とする磁気記録再生装置用増幅回路。
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