JP2916133B2 - Ｉｇｂｔの短絡能力を改善するための回路 - Google Patents

Ｉｇｂｔの短絡能力を改善するための回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は短絡保護回路に係
り、さらに詳しくは、モータ制御回路における高効率Ｉ
ＧＢＴを保護するための回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】モータ制御用ＩＧＢＴインバータで共通
の要求は、５〜１０μ秒の範囲にわたる期間でＩＧＢＴ
が短絡に耐えられなければならないということである。
【０００３】任意の時間間隔にわたってＩＧＢＴが短絡
に耐える能力は、基本的には短絡時の利得で決定され
る。
【０００４】現時点で、基本的に２種類のＩＧＢＴが一
般に利用できる。即ち、主としてモータ制御用に設計さ
れている「短絡型」と、短絡能力が必要とされないよう
な、たとえばスイッチング電源などの用途に設計されて
いる「高効率型」である。これら２種類のデバイスの間
には本質的な関連(trade-off) が存在する。短絡型ＩＧ
ＢＴ（代表的には１０μ秒までの短絡に耐えるように設
計される）は本質的に高効率型ＩＧＢＴより効率が劣る
が、高効率型は短絡能力の点でより制限がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図１に示すプロットに
図示してあるように、本出願の譲受人であるインターナ
ショナル整流器（International Rectifier Corporatio
n ）によって製造されたＧｅｎ４型高効率ＩＧＢＴは短
絡定格型より短絡電流がおよそ２倍である。高効率型の
短絡電流が大きくなると、耐短絡時間が短絡定格型の耐
短絡時間の半分以下にまで制限される。
【０００６】本出願の譲受人などの半導体メーカーにと
って、高効率型だけを選択して、短絡定格型コンポーネ
ントの製造を排除するのが望ましいと言える。
【０００７】潜在的な利点には次のようなものがある： １．２種類の異なるタイプの代わりに、１種類の基本的
な高効率型ＩＧＢＴの製造により、製造物流、在庫管
理、その他が簡略化される。
【０００８】２．設計上の柔軟性が大きくなり、システ
ム性能が改善されて短絡能力を要求する用途でのシステ
ムの問題解決をよりよく行うことができる。
【０００９】本発明の目的は、基本的にユーザに対して
は透過的で顕著に簡単なオフチップソリューションにお
いて、高効率型ＩＧＢＴの短絡能力を改善するための回
路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、請求項１の発明は、モータ制御回路において
高効率型ＩＧＢＴを保護する回路であって、前記高効率
型ＩＧＢＴと直列にコモンエミッタ抵抗を設けて前記Ｉ
ＧＢＴの短絡能力を増加することを特徴とする。
【００１１】請求項２の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記モータ制御回路は６台の高効率型ＩＧＢ
Ｔによるモータ制御のための３相インバータを含み、前
記コモンエミッタ抵抗の個々が前記６台のＩＧＢＴのう
ち３台と直列に設けていることを特徴とする。
【００１２】請求項３の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記コモンエミッタ抵抗は前記モータ制御回
路の下側サイドレール上に設けた単一のシャント抵抗を
含み、前記コモンエミッタ抵抗は、短絡電流を制限する
コモンエミッタ抵抗を提供することおよび電流信号フィ
ードバックのための抵抗電流測定シャントをさらに提供
することの２つの機能を提供することを特徴とする。
【００１３】請求項４の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記コモンエミッタ抵抗は所定の抵抗を有す
る接続ワイヤを具えたことを特徴とする。
【００１４】請求項５の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記回路は電力系回路盤から別個のドライバ
基板へのコネクタを含み、前記コモンエミッタ抵抗は
（ｉ）前記別個のドライバ基板上に配置され、（ii）前
記電力回路基板上に配置された薄膜抵抗を含み、または
（iii ）所定の抵抗を有する前記コネクタを含むことを
特徴とする。
【００１５】請求項６の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記コモンエミッタ抵抗は通常動作電流で抵
抗値が低く短絡電流では抵抗値が高い非線形抵抗を含む
ことを特徴とする。
【００１６】請求項７の発明は、請求項６に記載の回路
において、前記非線形抵抗は電力ＭＯＳＦＥＴ(poewer
MOSFET) トランジスタを含むことを特徴とする。
【００１７】請求項８の発明は、請求項１に記載の回路
において、前記モータ制御回路には前記回路の高圧側と
低圧側の双方に高効率ＩＧＢＴを設けており、前記回路
はさらに前記高圧側に２型障害を検出するための電流検
出器を含むことを特徴とする。
【００１８】請求項９の発明は、請求項８に記載の回路
において、前記２型障害を検出するための電流検出器は
２型障害の存在下では比較的値が低い抵抗を介してコン
デンサを比較的急速に充電することができ、２型障害の
存在しない場合には比較的値が低い抵抗を介して比較的
緩速に充電することができる閾値ダイオードを含む抵抗
／オプト・インシュレータ回路を具えたことを特徴とす
る。
【００１９】請求項１０の発明は、請求項２に記載の回
路において、前記コモンエミッタ抵抗の個々の抵抗は前
記３相インバータの低圧側にある前記６台のＩＧＢＴの
うちの３台についてベクトル制御シャント抵抗を含み、
前記モータ制御回路は更に前記３相インバータ回路のい
ずれかの交流出力端子と低圧側バスレールの間の低イン
ピーダンスを検出するための複数のコンパレータを含む
電流検出器を具えたことを特徴とする。
【００２０】さらに詳しく説明すると、本発明は、その
各種実施例において、高利得高効率型ＩＧＢＴに外部コ
モンエミッタ抵抗を追加してＩＧＢＴの短絡能力を向上
させる。
【００２１】本発明のその他の特徴ならびに利点は添付
の図面を参照する本発明の後述の説明から明らかになる
であろう。
【００２２】
【発明の実施の形態】図２（Ａ）と図２（Ｂ）を比較す
ると、本発明により高利得高効率型ＩＧＢＴの外部コモ
ンエミッタ抵抗Ｒが追加されているのが分かる。さらに
詳しく説明すると、図２（Ｂ）に図示してあるような抵
抗Ｒの追加によって、実効ゲート−エミッタ電圧から直
接減算する電圧ＩSC×Ｒのため、短絡時の実効利得が減
少する。
【００２３】図３に図示したオシログラムでは、１２０
０Ｖサイズ７ＩＧＢＴで、抵抗無しの場合の約５μ秒の
耐短絡時間に比べ、２０ｍΩのコモンエミッタ抵抗(com
monemitter resistor) により、８５０Ｖでの短絡時間
２０μ秒が許容されることが示されている。
【００２４】有利にも、通常動作条件下では、Ｒの両端
に発生する電圧は小さく、以下に示す計算上の推定から
明らかなように、通常動作するゲート−エミッタ電圧を
変化させる影響はほとんど無視できる。
【００２５】１．６００Ｖ、サイズ４、Ｇｅｎ４高効率
型ＩＧＢＴに３３ｍΩコモンエミッタ抵抗Ｒを設けた場
合に、図２（Ｂ）の回路では、 通常動作出力電流（３馬力）＝１２Ａ ｒｍｓ Ｒの通常動作電流＝８．４Ａ ｒｍｓ Ｒの通常動作損失＝８．４2 ×０．０３３＝２．３Ｗ である。
【００２６】１２Ａ出力時のＩＧＢＴでの推定損失は、 周波数 損失 Ｒでの％損失 ４ｋＨｚ １３．５Ｗ １７．６ ８ｋＨｚ １５．４Ｗ １４．９ １２ｋＨｚ １７．８Ｗ １２．９ ２．１２００Ｖ、サイズ４、Ｇｅｎ４高効率型ＩＧＢＴ
に６６ｍΩコモンエミッタ抵抗Ｒを設けた場合に、図２
（Ｂ）の回路では、 通常動作出力電流＝６Ａ ｒｍｓ Ｒの通常動作電流＝４．２Ａ ｒｍｓ Ｒの通常動作損失＝４．２2 ×０．０６６＝１．１５Ｗ
である。
【００２７】６Ａ出力時のＩＧＢＴでの推定損失は、 周波数 損失 Ｒでの％損失 ４ｋＨｚ １１．３Ｗ １０．６ ８ｋＨｚ １８．１Ｗ ６．６ １２ｋＨｚ ２４．８Ｗ ４．８ 上記の計算から、６００Ｖ定格高効率型ＩＧＢＴで全負
荷時のコモンエミッタ抵抗に投影される損失が、１０マ
イクロ秒の短絡時間を提供するコモンエミッタ抵抗で
は、ＩＧＢＴ損失のうちの１３〜１７．５％の間である
と分かる。抵抗で追加される推定損失は実際には１０マ
イクロ秒短絡定格６００ＶＩＧＢＴで追加される推定損
失とほぼ同等であり、高効率型のそれに上回る。
【００２８】１２００Ｖ定格高効率型ＩＧＢＴで１０マ
イクロ秒短絡能力を提供するコモンエミッタ抵抗で推定
される全負荷損失はＩＧＢＴ損失のうちの５乃〜１１％
の間である。明らかに、これらの追加される損失は１２
００Ｖ１０マイクロ秒短絡定格ＩＧＢＴをコモンエミッ
タ抵抗つき高効率型の代わりに使用した場合に付加され
る損失より、約３０％小さい。
【００２９】本発明によるコモンエミッタ抵抗の使用
は、コンポーネントレベルで見た場合には、短絡定格型
の損失に対して、全体としての損失に何らかの有意な減
少をもたらすものではないが、本発明は前述したような
製造上の利点に加えて、システムレベルでの損失減少な
らびにその他の応用上の利点を実際に提供するものであ
る。応用上の利点としては次のようなものが挙げられ
る： １．ＩＧＢＴ設計を変更することなく、コモンエミッタ
抵抗の値を単に選択するだけで、短絡時間を特定用途で
要求される特定の値に調節できる。要求される短絡時間
が小さいほど、抵抗値が小さく、また付加損失が小さく
なる。
【００３０】２．コモンエミッタ抵抗の付加損失はＩＧ
ＢＴダイへ外部的に消費される。ＩＧＢＴは最小限の損
失の高効率型を維持し、短絡定格型ＩＧＢＴから得られ
る以上の出力が所与のＩＧＢＴダイ(die) サイズで可能
になる、即ち、電力が消費されるべきであるとすれば、
ＩＧＢＴより抵抗で電力を消費する方が良い。
【００３１】３．モータ制御用３相インバータでは、６
個のＩＧＢＴのうちの３個だけのコモンエミッタ抵抗
で、以下でさらに詳しく説明するように、インバータ全
体に必要な短絡能力（たとえば１０マイクロ秒）を供給
できる。さらに、単一のコモンエミッタ抵抗が３相イン
バータ回路の下側部分にある３個のＩＧＢＴ全部に使用
できる。コモンエミッタ抵抗または抵抗群の全損失分
は、短絡定格ＩＧＢＴ６個の全増分損失１５％に対し
て、約７．５％まで全インバータの増分損失を減少す
る。しかし、ほぼ同等の総損失の回路を実現するため
に、３個の短絡定格ＩＧＢＴと３個の高効率型をコモン
エミッタ抵抗無しで使用することも可能なことは認識さ
れるべきである。ただしこのような回路では異なった２
種類のＩＧＢＴが必要となるので、短絡型ＩＧＢＴを必
要としない本発明の前記の目的を実現し得ない。
【００３２】４．数馬力までの駆動の場合に普通に見ら
れるように、抵抗電流測定シャントが全電力系の一部分
をなしている場合、シャント抵抗（または抵抗群）は短
絡電流の制限と電流信号フィードバックにコモンエミッ
タ抵抗の２重機能を用いることができる。これが図４
（Ａ）ならびに図４（Ｂ）に図示してある。よって本発
明は単一の下側シャント抵抗（または下側ＩＧＢＴのた
めの個別の「ベクトル制御」シャント抵抗）を含む既存
の電力系(power train) への交換を容易にし、１０マイ
クロ秒短絡能力を得られ、同一出力電力で約１５％まで
総インバータ損失を減少する。
【００３３】本発明のコモンエミッタ抵抗回路の各種実
施例としては次のようなものが挙げられる： １．好適な方法ならびに回路は既存の電流検出シャント
（またはシャント群）がすでに電力系に存在していれば
これらのシャントを使用するもの。
【００３４】２．別の実施例は所望の抵抗を有する接続
ワイヤを使用するもの。
【００３５】３．更に別の実施例は電力回路盤の基板上
に外部薄膜抵抗を装着するもの。
【００３６】４．更に別の実施例は電力レベル回路基板
から所望の抵抗を有する別のドライバ基盤へのコネクタ
を使用するもの。
【００３７】５．別の実施例は別のドライバ基板に所望
の抵抗を追加するもの。
【００３８】通常動作中に低い増分損失および／または
短絡時間の増加を得るためには、通常動作電流で抵抗値
が低く、かつ短絡電流で抵抗値が大きくなる非線形性コ
モンエミッタ抵抗が本発明の考え得る更に別の実施例で
好適である。このような非線形性抵抗は以下に挙げるよ
うな方法で実現できる： １．プラスの温度係数を有する多結晶シリコン抵抗器。
短絡電流に起因する温度増加により必要な時に高いコモ
ンエミッタ抵抗が得られ、耐短絡時間が増加する。さら
に高い動作温度での抵抗増加も初期の高い動作温度で障
害が発生した場合に短絡電流を更に大きく制限する。
【００３９】２．電流にともなって増加する抵抗値を有
するデバイス、たとえば電力用ＭＯＳＦＥＴたとえば本
出願の譲受人であるインターナショナル整流器会社で製
造した２０Ｖ用ＨＥＸＦＥＴ。図５は２０Ｖ用ＨＥＸＦ
ＥＴ（たとえばＧｅｎ５サイズ１ＨＥＸＦＥＴ）が高効
率ＩＧＢＴ（たとえば６００ＶＧｅｎ４サイズ４高効率
ＩＧＢＴ）にコモンエミッタ抵抗を提供する回路構成を
示す。ＩＧＢＴの短絡電流はＨＥＸＦＥＴの短絡電流に
制限される。つまり、図５の例では、高効率ＩＧＢＴに
は約１５マイクロ秒の短絡時間が与えられる。ＨＥＸＦ
ＥＴダイの面積はＩＧＢＴ面積の約１５％であることか
ら、追加のＨＥＸＦＥＴは重大なコスト追加にならな
い。図５に図示してある構成において、ＩＧＢＴにだけ
またはＨＥＸＦＥＴにだけ駆動パルスを印加し、他のデ
バイスのゲートには一定の１５Ｖだけを印加することが
できることは注意すべきである。
【００４０】すでに説明したように、３相インバータだ
けの底部ＩＧＢＴ用の単一のコモンエミッタ抵抗、また
は個別の抵抗を、線間出力短絡に対して６個のＩＧＢＴ
全部を保護するために使用できる。これは線間短絡電流
が直列に下側および上側ＩＧＢＴを通って流れるためで
ある。上側ＩＧＢＴの線間短絡保護は下側ＩＧＢＴの電
流制限作用によって提供される。
【００４１】上側ＩＧＢＴについてだけコモンエミッタ
抵抗を使用しても線間短絡に対する完全なインバータ保
護を提供する。しかし、抵抗シャント、またはシャント
群がすでに回路の下側に存在している時には、このよう
な既存のコンポーネントをコモンエミッタ抵抗として使
用する方が簡単かつ経済的である。
【００４２】ある種の障害の際には、上側ＩＧＢＴだけ
に障害電流を流すことが可能で、このような場合下側Ｉ
ＧＢＴは上側の電流を制限するには力不足である。上側
ＩＧＢＴだけに短絡電流を発生させ得る２種類の障害は
次の通りである： １型障害−インバータ出力での接地障害 ２型障害−交流出力端子からマイナスのバス端子Ｎへの
短絡の不用意な外部接続。
【００４３】これら２種類の障害は両方とも上側ＩＧＢ
Ｔについてのコモンエミッタ抵抗に頼らなくとも処理で
きる。さらに詳しく説明すると、１型障害は１０マイク
ロ秒またはそれ以上の期間について何らの追加の保護手
段無しでもほとんど全て本質的に耐えることができる。
図６に図示してあるように、接地障害電流の経路は入力
供給インピーダンスを通るので、接地障害電流の立ち上
りレートと見込み振幅は入力線のインピーダンスによっ
て厳しく制限される。相対的に振幅の小さい接地障害電
流は１０マイクロ秒のシャットダウン期間内で高効率Ｉ
ＧＢＴに損傷を与えない。
【００４４】２型障害は、障害電流が低インピーダンス
・バスコンデンサから上側ＩＧＢＴを通ってマイナスの
バス端子Ｎへ流れるため、もっと厳しい。この種の障害
のために上側ＩＧＢＴにコモンエミッタ抵抗を設ける必
要性は、次のようにして回避できる： ａ）マイナスのバス端子Ｎへのユーザのアクセスを防止
する。マイナスのバスＮへの外部的アクセスを与える理
由は、オプションで外部遮断用の回路に接続点を提供す
ることにある。内部遮断トランジスタを有する電力系で
は外部からアクセスできるＮ端子を必要としないことに
なる。ユーザがインバータ交流端子を遮断端子へ誤配線
する可能性も未だ残っているが、自分自身のコモンエミ
ッタ抵抗を有する遮断ＩＧＢＴは上側ＩＧＢＴに短絡保
護を提供する。
【００４５】ｂ）コモンエミッタ抵抗を有していない上
側高効率ＩＧＢＴの利得のため非常に大きな短絡電流を
有する２型障害と線間障害とを識別するように上側バス
電流検出器を設計する。たとえば、上側バスには線間障
害と２型の大電流障害を識別するように設計してある抵
抗／オプト(resistor/opto) 回路を設けることができ
る。抵抗／オプト検出回路は線間障害には下側障害検出
回路より更に遅く反応するように設計し、線間障害での
シャットダウン時間を下側障害検出回路で制御できるよ
うにする。
【００４６】上側検出回路は大振幅の２型障害に対して
できる限り高速応答するように設計して、インバータを
シャットダウンしできる限り高速に、たとえば１または
２マイクロ秒以内で上側ＩＧＢＴを保護するのが望まし
い。
【００４７】上側障害検出器の概略図が図７に図示して
ある。線間短絡では、Ｒs の両端に発生する電圧はツェ
ナーダイオードＺ（または何らかの他の種類の閾値ダイ
オード）を導通させるには不十分である。コンデンサＣ
は抵抗Ｒ１を介して充電される。時定数Ｒ１Ｃは、下側
検出回路（図示していない）によって設定されるトリッ
プ時間の間にオプトが出力を供給しないようにする。ツ
ェナーダイオードは充分に低い閾値では利用できず、こ
の場合ツェナーダイオードＺを直列の２ないし３個のダ
イオード、または約２Ｖの閾値を有するＬＥＤで置き換
えることができる。
【００４８】大振幅２型障害では、Ｒs の両端に発生す
る電圧はＺを導通させるのに充分である。コンデンサＣ
はこの場合、Ｒ１よりかなり小さい抵抗値を有するＲ２
経由で急速に充電される。オプト・インシュレータは１
ないし２マイクロ秒以内のトリップ・パルスを供給し、
上側ＩＧＢＴを保護する。２型障害での１ないし２マイ
クロ秒のトリップパルスだけは完全に無雑音とすべき
で、この種の障害で非常に高速なシャットダウン時間に
よる「有害トリップ(nuisance trip) 」の問題を回避す
る。
【００４９】通常レベルの障害電流では、上側トリップ
回路は実際には下側回路よりもフィルタリングと耐雑音
性が良い。高速トリップは上側シャントでの異常に高い
電流によってのみ開始することができ、この大電流それ
自身は真の２型障害によってのみ発生し得るものであ
る。
【００５０】ｃ）マイナスのバス端子Ｎへのいずれかの
交流出力端子の間の低インピーダンスを検出する回路を
追加して、インバータの投入前に端子間の誤配線の結果
としての２型障害の発生を防止する。もし電源投入期間
中にＵ、Ｖ、またはＷのどれかからＮへ低インピーダン
スが検出され、ＩＧＢＴゲートが未だ遮断されている場
合、電源投入シーケンスの終わりでドライバ（したがっ
てＩＧＢＴゲートへのドライバ信号）の遮断が維持さ
れ、これによって２型障害の発生を防止する。概略実施
が図８に図示してある。
【００５１】本発明は、上記で説明した各種実施例にお
いて、高効率型ＩＧＢＴだけの製造を行なう方法を提供
し、これによりコスト節約に関する全ての効果が必然的
に伴う。
【００５２】本発明はこれの特定の実施例に関連して説
明したが、その他多くの変化および変更、ならびにその
他の使用は当該技術の熟練者には明らかになろう。した
がって本発明は本明細書での特定の開示によって制限さ
れるのではなく、添付の請求項によってのみ制限される
ことが望ましい。
【００５３】
【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、 １．ＩＧＢＴ設計を変更することなく、コモンエミッタ
抵抗の値を単に選択するだけで、短絡時間を特定用途で
要求される特定の値に調節できる。要求される短絡時間
が小さいほど、抵抗値が小さく、また付加損失が小さく
なる。
【００５４】２．コモンエミッタ抵抗の付加損失はＩＧ
ＢＴダイへ外部的に消費される。ＩＧＢＴは最小限の損
失の高効率型を維持し、短絡定格型ＩＧＢＴから得られ
る以上の出力が所与のＩＧＢＴダイ(die) サイズで可能
になる、即ち、電力が消費されるべきであるとすれば、
ＩＧＢＴより抵抗で電力を消費する方が良い。
【００５５】３．モータ制御用３相インバータでは、６
個のＩＧＢＴのうちの３個だけのコモンエミッタ抵抗
で、以下でさらに詳しく説明するように、インバータ全
体に必要な短絡能力（たとえば１０マイクロ秒）を供給
できる。さらに、単一のコモンエミッタ抵抗が３相イン
バータ回路の下側部分にある３個のＩＧＢＴ全部に使用
できる。コモンエミッタ抵抗または抵抗群の全損失分
は、短絡定格ＩＧＢＴ６個の全増分損失１５％に対し
て、約７．５％まで全インバータの増分損失を減少す
る。しかし、ほぼ同等の総損失の回路を実現するため
に、３個の短絡定格ＩＧＢＴと３個の高効率型をコモン
エミッタ抵抗無しで使用することも可能なことは認識さ
れるべきである。ただしこのような回路では異なった２
種類のＩＧＢＴが必要となるので、短絡型ＩＧＢＴを必
要としない本発明の前記の目的を実現し得ない。
【００５６】４．数馬力までの駆動の場合に普通に見ら
れるように、抵抗電流測定シャントが全電力系の一部分
をなしている場合、シャント抵抗（または抵抗群）は短
絡電流の制限と電流信号フィードバックにコモンエミッ
タ抵抗の２重機能を用いることができる。これが図４
（Ａ）ならびに図４（Ｂ）に図示してある。よって本発
明は単一の下側シャント抵抗（または下側ＩＧＢＴのた
めの個別の「ベクトル制御」シャント抵抗）を含む既存
の電力系(power train) への交換を容易にし、１０マイ
クロ秒短絡能力を得られ、同一出力電力で約１５％まで
総インバータ損失を減少する。
【図面の簡単な説明】
【図１】高効率型ＩＧＢＴに対する短絡定格型ＩＧＢＴ
の短絡特性を示す特性図である。
【図２】（Ａ）は本発明による高効率型ＩＧＢＴの短絡
電流に対するコモンエミッタ抵抗の追加の作用を示す回
路図、（Ｂ）は本発明による高効率型ＩＧＢＴの短絡電
流に対するコモンエミッタ抵抗の追加の作用を示す回路
図である。
【図３】２０ｍΩコモンエミッタ抵抗を設けてある１２
００Ｖサイズ７Ｇｅｎ３の２０μ秒耐短絡時間を示す特
性図である。
【図４】（Ａ）は短絡電流を制限するためのコモンエミ
ッタ抵抗を提供する下側コモンバスに既存の電流検出シ
ャントの使用を示す回路図、（Ｂ）は短絡電流を制限す
るためのコモンエミッタ抵抗を提供する既存の独立ベク
トル制御下側端子シャントの使用を示す回路図である。
【図５】高電圧高効率型ＩＧＢＴを保護するための低電
圧ＨＥＸＦＥＴの使用を示す回路図である。
【図６】接地フォールト電流が入力線インピーダンスを
通り、そのため立ち上りレートが遅く振幅が制限される
ことを示す回路図である。
【図７】線間短絡に対してゆっくり応答し、出力端子と
マイナスのバス端子の不用意な外部接続によって発生す
る短絡に迅速に応答するアッパーフォールト検出器設計
を示す回路図である。
【図８】すでに存在している短絡を検出しゲートドライ
バ回路を禁止することにより交流出力端子とマイナスの
バス端子の不用意な外部接続によって発生する短絡を回
避するための回路を示す回路図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−3680（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−266712（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H03K 17/08

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 モータ制御回路において高効率型ＩＧＢ
    Ｔを保護する回路であって、前記高効率型ＩＧＢＴと直
    列にコモンエミッタ抵抗を設けて前記ＩＧＢＴの短絡能
    力を増加することを特徴とする回路。
  2. 【請求項２】 前記モータ制御回路は６台の高効率型Ｉ
    ＧＢＴによるモータ制御のための３相インバータを含
    み、前記コモンエミッタ抵抗の個々が前記６台のＩＧＢ
    Ｔのうち３台と直列に設けていることを特徴とする請求
    項１に記載の回路。
  3. 【請求項３】 前記コモンエミッタ抵抗は前記モータ制
    御回路の下側サイドレール上に設けた単一のシャント抵
    抗を含み、前記コモンエミッタ抵抗は、短絡電流を制限
    するコモンエミッタ抵抗を提供することおよび電流信号
    フィードバックのための抵抗電流測定シャントをさらに
    提供することの２つの機能を提供することを特徴とする
    請求項１に記載の回路。
  4. 【請求項４】 前記コモンエミッタ抵抗は所定の抵抗を
    有する接続ワイヤを具えたことを特徴とする請求項１に
    記載の回路。
  5. 【請求項５】 前記回路は電力系回路盤から別個のドラ
    イバ基板へのコネクタを含み、前記コモンエミッタ抵抗
    は（ｉ）前記別個のドライバ基板上に配置され、（ii）
    前記電力回路基板上に配置された薄膜抵抗を含み、また
    は（iii ）所定の抵抗を有する前記コネクタを含むこと
    を特徴とする請求項１に記載の回路。
  6. 【請求項６】 前記コモンエミッタ抵抗は通常動作電流
    で抵抗値が低く短絡電流では抵抗値が高い非線形抵抗を
    含むことを特徴とする請求項１に記載の回路。
  7. 【請求項７】 前記非線形抵抗は電力ＭＯＳＦＥＴ(poe
    wer MOSFET) トランジスタを含むことを特徴とする請求
    項６に記載の回路。
  8. 【請求項８】 前記モータ制御回路には前記回路の高圧
    側と低圧側の双方に高効率ＩＧＢＴを設けており、前記
    回路はさらに前記高圧側に２型障害を検出するための電
    流検出器を含むことを特徴とする請求項１に記載の回
    路。
  9. 【請求項９】 前記２型障害を検出するための電流検出
    器は２型障害の存在下では比較的値が低い抵抗を介して
    コンデンサを比較的急速に充電することができ、２型障
    害の存在しない場合には比較的値が低い抵抗を介して比
    較的緩速に充電することができる閾値ダイオードを含む
    抵抗／オプト・インシュレータ回路を具えたことを特徴
    とする請求項８に記載の回路。
  10. 【請求項１０】 前記コモンエミッタ抵抗の個々の抵抗
    は前記３相インバータの低圧側にある前記６台のＩＧＢ
    Ｔのうちの３台についてベクトル制御シャント抵抗を含
    み、前記モータ制御回路は更に前記３相インバータ回路
    のいずれかの交流出力端子と低圧側バスレールの間の低
    インピーダンスを検出するための複数のコンパレータを
    含む電流検出器を具えたことを特徴とする請求項２に記
    載の回路。
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