SE457182B - Anordning bestaaende av en skyddskrets foer att skydda en integrerad krets mot oeverbelastnings- och kortslutningsstroemmar - Google Patents

Description

15 20 25 457 182 z* basström. Överströmmen passerar även detekteringsmotstandet varvid diffe- rentialsteget avkänner överströmmen som en spänningsökning och tänder tyristorn sa att basströmmen till transistorsteget istället passerar genom tyristorn varvid transistorsteget som leder över-strömmen stryps sa att över- strömmen släcks ut.

Med anordningen enligt uppfinningen erhålls ett kortslutningsskydd med mycket kort reaktionstid. Därigenom kan den integrerade kretsen användas vid switch- frekvenser upp till 10 kHz utan risk att den förstörs vid eventuell kortslutning pa utgången. Genom överbelastningsskyddets konstruktion förhindras dessutom uppkomsten av de i samband med känd teknik tidigare nämnda svängningarna.

FlGURBESl-(RIVNING Sättet och anordningen enligt uppfinningen beskrivs närmare med hjälp av ett utföringsexempel under hänvisning till bifogad ritning i vilken Figur 1 visar slutsteget i ett halvledarrelä med skyddskretsen i förenklad form.

Figur 2 visar ett signalschema för slutsteget med skyddskretsen vid normal drift och vid kortslutning, Figur 3 visar slutsteget med skyddskretsen i mer detaljerad form.

F ÖREDRAGEN UTFÖRINGSFORM Enligt utföringsexempiet ingar en anordning enligt uppfinningen i slutsteget i ett halvledarrelä. Anordningen skyddar slutsteget mot för höga strömmar som orsakas av kortslutning eller överbelastning mellan slutstegets utgång och jord.

Figur l visar halviedarreläets slutsteg med en krets D, T, RSENSE för kort- siutnings-och överbelastningsskydd, i det följande benämnd skyddskrets S. Slut- steget innefattar en strömspegel QIO, G11 och darlingtonkopplade effekt- transistorer G20, Gzr-Strömspegeln består av en diodkopplad bipolärtransistor Gm av PNP-typ, samt av fem spegelvända, matchade bipolärtransistorer On av samma typ. Den diodkopplade transistorn Gm har bas och kollektor anslutna till en styringang IN. Till basen pa transistorn Gm är respektive bas pa de fem 1D 15 20 25 30 35 3 457 182 spegelvända transistorerna G11 kopplad. Transistorernas G11 kollektorer är anslutna till basen pà en hjälptransistor G21 av NPN-typ i darlingtonparet.

Hjâlptransistorns emitter är kopplad till basen pà en huvudtransistor Gm i paret. Mellan bas och emitter pà huvudtranslstorn G20 är ett motstånd RH inkopplat för att påskynda utsläckningen av ström genom huvudtransistorn G20 vid bortfall av basström till hjälptransistor G21. Till emittern pa darling- tonparets huvudtransistor G20 är ena änden pà ett detekteringsmotstànd RSENSE kopplad för detektering av överströmmar och till motstàndets andra ände är slutstegets utgàng OUT anslutet. Mellan utgången OUT och jord inkopplas en belastningsresistans RLOAD. Samtliga transistorer Gm, Gu i strömspegeln har emittrarna anslutna till en matningsspänning VCC och de tva transistorerna G20, G21 i darlingtonparet har kollektorerna anslutna till samma matningsspänning.

Med hjälp av figur 1 och signalschemat i figur 2 beskrivs nedan slutstegets funktion. Slutsteget kopplas omväxlande till respektive fràn beroende pâ om styringangen lN är aktiverad eller ej. Vid aktiverad styringàng är slutsteget tillslaget och driver en ström IOUT genom belastningsresistansen RLOAD, vid icke aktiverad styringàng IN är slutsteget frànslaget och ingen ström drivs genom belastningsresistansen RLOAD. Aktiverad styringàng innebär att en ström IIN _avges fràn basen pà transistorerna i strömspegeln till styringàngen IN.

Ej aktiverad styringàng innebär att ingen ström avges fràn strömspegeln till styringàngen. Enligt exemplet är styringàngen IN icke aktiverad vid tiden t=t0 (se figur 2) och eftersom ström dà ej kan passera fran basen pà transistorerna i strömspegeln G10, G11 till styringàngen IN är samtliga transistorer i slutsteget strypta och strömmen IOUT genom belastningsmotstândet RLOAD är lika med noll. Vid tiden t=tl aktiveras styringàngen varvid transistorerna G10, G11 i strömspegeln börjar leda. Kollektorströmmarna genom transistorerna G11 i strömspegeln bildar en matningström IM som utgör basström till dariington- parets hjälptransistor G21. I darlingtonparet förstärks matningsströmmen IM och ger en utgàngsström IOUT genom belastningsresistansen RLOAD. Utgångs- strömmen IOUT kan exempelvis vara ZA. Vid tiden t=t2 deaktiveras styr- ingången IN varvid samtliga transistorer stryps och utgàngsströmmen IOUT gàr ner till noll. Sàledes styrs omkopplingen av ström IOUT till belastnings- motstandet med en inström IIN pà styringàngen sà att slutsteget år tillslaget när ström IOUT leds genom belastningsresistarzsen och frànslaget när ingen 10 15 20 25 30 457 182 f. ström leds genom belastningsresistansen.

Signalschemat i figur 2 visar också hur några spänningar i kretsen varierar vid till- och frånslag av slutsteget. Utspänningen VOUT över belastningsresistansen RLOAD är lika med noll när slutsteget är frånslaget, och lika med matnings- spänningen VCC minus kollektor- emitterspänningen VCEZÛ när slutsteget är tillslaget. Spänningsfallet över detekteringsmotståndet RSENSE är försumbar-t i förhållande till ovan nämnda spänningar. Vid tillslaget slutsteg, dvs då trans- istorn G20 leder, är spänningsfallet VCEZU ca 2V vilket i signalschemat är illustrerat med låg signal och vid frånslaget slutsteg d v s då transistorn är strypt är spänningsfallet VCEZÛ lika med matningsspänningen VCC vilket i signalschemat är illustrerat med hög signal. Potentialdifferensen V A mellan de spegelvända transistorernas Gill kollektorer, punkt A (se figur l), och jord är lika med utspänningen VOUT plus bas-emitterspänningarna VBEZÜ, VBEZI i darlingtonparet. Vid normaldrift innebär således tillslaget slutsteg att potent- ialdifferensen V A är hög medan frånslaget slutsteg innebär att den är låg.

För att skydda slutsteget mot kortslutnings- och överbelastningsströmmar som kan uppstå pa dess utgång är, som tidigare nämnts, en skyddskrets inbyggd i slutsteget. Det är denna skyddskrets som är föremål för uppfinningen. Kort- slutning orsakas av direktkontakt mellan utgången OUT och jord, överbelastning orsakas av att belastningsresistansen minskar och blir lägre än en bestämd undre gräns. Skyddskretsen visas i förenklad form i figur 1 och innefattar detekteringsmotståndet RSENSE, för detektering av strömändringar på slut- stegets utgång OUT, ett differentialsteg D vilket har en första och en andra ingång ansluten till vardera sidan om detekteringsmotståndet för att avkänna spänningen VSENSE över detekteringsmotståndet och en utgång B ansluten till en tyristor T som vid överbelastning eller kortslutning tänds av differential- steget. Tyristorn T har en första anslutning till kollektorerna på de spegelvända transistorerna G11 i strömspegeln och en andra anslutning till jord, så att i matningsströmmen IM vid överbelastning eller kortslutning kan ledas genom tyristorn istället för genom darlingtonparet G20, G21. För att beskriva hur skyddskretsen fungerar, antages att kortslutning mellan utgång OUT och jord sker när slutsteget är tillslaget. Enligt exemplet inträffar kortslutningen vid tiden t=t3, se signalschemat i figur 2, varvid utspänningen VOUT går ner till noll. Eftersom spänningsfallet över detekteringsmotståndet RSENSE är för- 10 15 20 25 30 35 S 457 182 sumbart i förhållande till matningsspänningen VCC erhålls hela matnings- spänningen VCC över kollektor-emitter pä darlingtonparets huvudtransistor G20, vilket i signalschemat är illustrerat med att kollektor-emitterspänningen VCEZD över huvudtransistorn G20 blir hög. Därmed orsakar kortslutningen att en kortslutningsströrn passerar genom transistorn G20 och detekterings- motståndet RSENSE växande utgängsström IOUT. Differentialsteget D känner av kortslutnings- . Kortslutningsströmmen visas i signalschemat som en strömmen som en ökande spänning VSENSE över detekteringsmotständet RSENSE och tänder därvid tyristorn T sä att den blir ledande. Genom att tyristorn blir ledande sä byter matningsströmmen IM frän strömspegeln Gm, Gu väg och passerar genom tyristorn T till jord istället för genom darling- tonparet G G21 eftersom motståndet genom den ledande tyristorn är lägre I än motstäriget genom darlingtonparet. Matningen av basström till darling- tontransistorerna G20, G21 upphör följaktligen varvid dessa stryps och ej kan leda ström. Därmed släcks även kortslutningsströmmen ut vilket enligt exemplet sker vid tiden t=t4. Vid kortslutningen sjunker spänningen mellan punkt A (figur 1) och jord till mindre än lV, vilket motsvarar tyristorns framspänningsfall när den leder. Efter tändningen, vid tiden t=t4, leder tyristorn ström IT sä länge som styringängen IN är aktiverad. Tyristorn slutar leda ström första gängen styringängen deaktiveras efter det att kortslutningen inträffade. Enligt exemplet sker detta vid tiden t=t5. Om kortslutningen ej kvarstär när styringängen IN nästa gang aktiveras fungerar slutsteget normalt igen vilket visas i signalschemat. Om kortslutningen däremot kvarstär nästa gäng styringängen lN .aktiveras erhälls äter en kortslutningsström genom darlingtonparets huvudtransistor G20 vilket detekteras av detekterings- motståndet sä att differentialsteget tänder tyristorn pä nytt sä att kort- slutningsströmmen gär ner till noll. De streckade kurvorna i signalschemat beskriver signalerna om kortslutning ej inträffar.

Figur 3 visar slutsteget med en mer detaljerad bild av skyddskretsen S.

Differentialsteget innefattar huvudsakligen tvä NPN-bipolärtransistorer, en första translator G30 och en andra transistor G31. Tyrsistorn bestär främst av tvä bipolârtransistorer, en ledtransistor G40 av PNP-typ och en tändtransistor G41 av NPN-typ. Skyddskretsen är avstängd, d v s strömlös, när slutsteget är fränslaget och den arbetar i ett beredskapsläge när slutsteget är tillslaget och kortslutning eller överbelastning ej föreligger pä utgängen. I beredskapsläget är 457 182 6 10 15 20 25 3D skyddskretsw beredd att snabbt skydda slutsteget om kortslutning eller över- belastning inträffar på dess utgång.

I beredskapsläget är de två transistorerna G30, G31 i differentialsteget ledande genom att en konstant ström IR leds genom ett strömbegränsningsmotständ R32 till dessa. Strömmen IR bestäms av motståndets RH storlek, av bas-emitter- spânningarna VßEzl, VBEZU i darlingtonparet samt av bas-emítteispänningen VBE3Û i differentialstegets första transistor Om (RH x IR = VBEZI + VBEZÜ - VBÜO). Spänningsfallet över ett emittermotstånd R35 är försumbart i för- hållande till dessa spänningar. Strömmen IR levererar basström till den första transistorn G30 samt kollektorström, via ett kollektorrnotstånd R33, till nämnda transistor och bestämmer därmed basemitterspänningen VBÜÛ. Genom kollektormotstàndet R” flyter även basström till den andra transistorn 031, vilken basström ocksa passerar ett motstånd RM som är avsett för stabilisering av nämnda basström. Bas-emitterspänningen VBEH pa den andra transistorn G31 i differentialsteget bestäms av bas- emitterspänningen VBÜO, spännings- fallet över emittermotstàndet RBS, spänningsfallet över kollektormotstandet RB samt av spänningsfallet VSENSE över detekteringsmotståndet RSENSE vilket spänningsfall varierar med strömmen genom nämnda detekterings- motstand (VBEn = VBÜÛ + VR3S-VR33+VSENSE). Spänningsfallet över stabiliseringsmotstandet RM är försumbart. Kollektorströmmen IC till dif- ferentialstegets andra transistor G31 bestäms av transistorns G31 bas-emitter- spänning V Genom lämpligt komponentval ges i beredskapsläget den andra transistornsëíí en bas-emitterspânning VBEH av en sådan storlek att dess kollektorström IC, när den passerar ett första motstånd B42 i tyristorn, ger ledtransistorn G40 en inspänning, som utgörs av emitterbasspânningen VEBW, vars storlek underskrider det värde vid vilket ledtransistorn Gm] tänds sa att transistorn Gm i beredskapsläget ej erhåller full tändspänning men ges en inspänning av sådan storlek att även en liten höjning av denna förmår tända transistorn. Av det ovan nämnda framgår att även en liten ökning av spänningen VSENSE ökar ledtransistorns G40 ínspänníng sa att ledtransïstorn tänds.

Kollektørmßtstândet R” kompenserar temperaturkänsligheten hos de- tekteringsmotståndet R . Emittermotståndets R SENSE 35 detekteringsmotstandets RSENSE värde kan hållas mycket lagt. värde är valt sa att Enligt exemplet inträffar kortslutning mellan utgången OUT och jord vid tiden I 1D 15 20 25 30 v 457 182 t=t3 i signalschemat i figur 2. Som tidigare nämnts erhalls därvid matnings- spänningen V över kollektor-emitter på darlingtonparets huvudtransistor G20 varvid en ksxšslutningsström passerar nämnda transistor samt genom de- tekteringsmotstàndet RSENSE. På grund av kortslutningsströmmen ökar spänningen VSENSE över detekteringsmotståndet vilket som tidigare beskrivits, ökar bas-emitterspänningen Vagn på differentialstegets andra transistor G31 (VBEH = VBÜU + VR” - VR” + VSENSE) varvid skyddskretsen aktiveras och tyristorn tänds. Kollektorströmmen IC genom transístorn G31 ökar därvidpch passerar det första motståndet R42 i tyristorn så att emitter-baæpänningen VEBw pa tyristorns ledtransistor Gm snabbt ökar till tändnivån varvid lad- transistorn tänds. Genom ledtransistorn flyter därmed en ström som passerar ett andra motstånd Ras i tyristorn varvid tändtransistorns G41 bas-emitter- spänning VBEM ökar sa att tändtransistorn GM tänds varvid hela matnings- strömmen IMut fran strömspegeln Gm-Gll leds genom tyristorn istället för genom darlingtonparet. Tyristorn är därmed tänd och skyddskretsen arbetar i aktivt läge, vilket inträffar vid tiden t = ta. Efter tyristorns tändning matas ej transístorerna i darlingtonparet G20, G21 med basström vilket medför att de stryps och upphör att leda varvid kortslutningsströmmen går ner till noll.

Darlingtonparets huvudtransistor G20 skyddas därmed fran att förstöras av kortslutningsströmmen. Skyddskretsen arbetar i aktivt läge tills slutsteget blir frånslaget, vilket förhindrar uppkomsten av de i samband med känd teknik tidigare nämnda svängningarna.

För att påskynda tändningen av tyristorn vid kortslutning är en kondensator C36 (Millerkondensator) ansluten mellan kollektor och bas på differentialstegets andra transistor G31. Vid kortslutning ändras spänningen mellan kollektor och bas på differentialstegets andra transistor G31 varvid kondensatorn C36 tillför ström till basen på transistorn G31 som omedelbart svarar med att dra mer kollektorström IC genom tyristorns första motstånd Raz. Ledtransistorn G40 erhåller därvid snabbt tillräckligt stor emitter-basspänning (inspänning) VEBw för att tändas. Därefter fortsätter tändningen av tyristorn enligt tidigare beskrivning. Kondensatorn C36 medger således en mycket snabb ökning av kollektorströmmen IC till differentialstegets andra transistor G31 vilket medför att tyristorn tänds på maximalt 5/0 s, dvs kortslutningsskyddet utlöses inom denna tid. 10 15 20 25 30 457 182 8' Skyddskretsen enligt uppfinningen har saledes, tack vare dess konstruktion, en mycket kort reaktionstid vilket innebär att kortslutningsströmmen upphör innan darlingtonparets huvudtransistor G20 tar skada. Därmed är problemet med lång reaktionstid hos de skyddskretsar som idag finns undanröjt. Slutsteget med skyddskretsen enligt exemplet kan, tack vare den korta reaktionstiden, ges en switchfrekvens på upp till 1D kHz utan risk att slutstegets livslängd påverkas negativt vid eventuell kortslutning på dess utgång.

Tyristorn är kraftigt temperaturberoende och dess tändsäkerhet minskar vid låga temperaturer. För att tyristorn ska ha hög tändsäkerhet inom ett brett temperaturområde har det andra motståndet R 43 ett högt resistansvärde så att erforderlig ström genom motståndet, för att tända tyristorn, blir låg. Ett högt värde på motståndet Rß ökar emellertid tyristorns känslighet för ström- transienter och därmed risken för att tyristorn tänds felaktigt, exempelvis av de strömtransienter som uppstår p g a att transistorerna G31, G40, Gal innehåller kapacitanser till jord. Slutsteget kopplar ström till och från en belastning varvid tyristorn utsätts för en spänningsderivata dVA/dt. Vid en hög spänningsderivata orsakar nämnda kapacitanser kapacitiva strömmar, d v s strömtransienter, vilka passerar genom tyristorns första motstånd Rag varvid tyristorn riskerar att självtända. Genom att ansluta en kondensator C44 på ca 10 pF parallellt med tyristorn, reduceras spänningsderivatan dVA/dt och därmed även nämnda strömtransienter varvid risken för självtändníng elimi- neras.

För att undvika felaktig tändning av tyristorn vid korta spänhingsfluktationer på slutstegets utgång OUT, är en liten kondensator C215, som enligt exemplet utgörs av PN-övergången i en diod, ansluten mellan bas och emitter på tändtransistorn Q al. Korta spänningsfluktationer på utgången kan orsaka ström- transienter genom ledtransistorn Gao vilka transienter på samma sätt som vid en kortslutning tänder tyristorn. Kondensatorn C45 kortsluter ström- transienterna för att förhindra att de passerar det andra motståndet R43 och därvid genom att tända tändtransistorn G41 tänder tyristorn.

Skyddskretsen skyddar, som tidigare nämnts, slutsteget också mot för höga strömmar som uppstår pga överbelastning. Avstängningsförloppet vid över- strömmar sker därvid på samma sätt som vid kortslutning med den skillnaden fa» 9 457 182 att om överbelastningsförloppet är relativt långsamt tillför inte kondensatorn C36 ström till basen på translator G31. Överströmmen bryts enligt exemplet när den är ca 3,5 A genom att tyristorn tänds.

Claims (4)

10 15 20 25 3D 457 182 10 PATENTKRAV

1. Anordning bestående av en skyddskrets för att skydda en integrerad krets mot överbelastnings- och kortslutningsströmmar vilken integrerade krets för- utom nämnda skyddskrets innefattar ett första transistorsteg (Gm, G11) anslutet till ett andra transistorsteg (G20, G21), en styringång (IN), en utgång (OUT) samt en belastningsresistans (RLOAD) ansluten mellan nämnda utgång (OUT) och jord, varvid styringången (IN) styr den integrerade kretsen sa att den omväxlande kopplas till respektive från varvid vid tillslagen integrerad krets en matningsström (IM) förstärks genom nämnda andra transistorsteg (G20, G21) och levereras till kretsens utgång OUT över belastningsresistansen (RLOAD), och att vid frånslagen integrerad krets ingen ström leds till utgången OUT k ä n n e t e c k n a d därav att nämnda skyddskrets (S) består av ett detekt- eringsmotstånd (RSENSE) anslutet i serie med nämnda belastningsresistans (RLOAD), ett differentialsteg (D) innefattande en första transistor (G30) och en andra transistor (G31) vilket differentialsteg har en första och en andra ingång ansluten till vardera sidan om detekteringsmotståndet (RSENSE) för avkänning av en spänning (VSENSE) över detekteringsmotståndet och en utgång (B) ansluten till en tyristor (T) innefattande en ledtransistor (G40) och en tänd- transistor (G41) vilken tyristor har en första anslutning till kollektorn på nämnda första transistorsteg (G10, G11) och en andra anslutning till jord, varvid differentialsteget vid aktivering av skyddskretsen tänder tyristorn, och att nämnda skyddskrets vid tillslagen integrerad krets intar ett beredskapsläge i vilket inspänningen (VEBMI) till ledtransistorn (G an) underskrider den spännings- nivå vid vilken transistorn tänds, och att skyddskretsen (S) vid överbelastning eller kortslutning på den integrerade kretsen utgång (OUT) aktiveras varvid inspänningen (VEBw) till tyristorns ledtransistor (Gw) överskrider transistorns tänd/spänningsnivå så att transistorn (G 40) tänds varvid skyddskretsen övergår till aktivt läge i vilket nämnda ström (IM) leds genom tyristorn (T) istället för genom nämnda andra transistorsteg (G20, G21) som därvid stryps varvid överbelastnings-eller kortslutningsströmmen slåcks ut, och att skyddskretsen arbetar i aktivt läge tills den integrerade kretsen blir frânslagen.

2. Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att en Miller- kondensator (C36) är ansluten till differentialstegets (D) andra transistor (G31) för snabb aktivering av skyddskretsen vid kortslutning. f.) H 457 182

3. Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att en kon- densator (CM) är ansluten parallellt med tyristorn för att genom reduktion av strömtransienter förhindra felaktig tändning av tyristorn.

4. Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att en kon- densator (C 4 5) är ansluten mellan nämnda tëndtransístors (G41) bas och jord för att genom kortslutning av strömtransienter förhindra felaktig tändning av tyristorn.