JP2914688B2 - Dc―dcコンバータ - Google Patents
Dc―dcコンバータInfo
- Publication number
- JP2914688B2 JP2914688B2 JP1309149A JP30914989A JP2914688B2 JP 2914688 B2 JP2914688 B2 JP 2914688B2 JP 1309149 A JP1309149 A JP 1309149A JP 30914989 A JP30914989 A JP 30914989A JP 2914688 B2 JP2914688 B2 JP 2914688B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inductor
- converter
- coil
- magnetic core
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 [発明の目的] (産業上の利用分野) 本発明はDC−DCコンバータに関する。
(従来の技術) 近年、電子機器の小形化に伴い、電源類の薄形化が望
まれている。このような状況のもとで、安定な直流出力
を得るためのDC−DCコンバータの薄形小形化が進められ
ている。
まれている。このような状況のもとで、安定な直流出力
を得るためのDC−DCコンバータの薄形小形化が進められ
ている。
一般に、DC−DCコンバータには、トランス、インダク
タなどの巻線部品が含まれている。例えば、回路の簡単
な非絶縁型DC−DCコンバータでもインダクタが含まれ
る。したがって、DC−DCコンバータを薄形小形化するた
めには、インダクタなどの巻線部品の薄形小形化が必要
となり、また、スイッチング周波数は高周波化の傾向に
ある。
タなどの巻線部品が含まれている。例えば、回路の簡単
な非絶縁型DC−DCコンバータでもインダクタが含まれ
る。したがって、DC−DCコンバータを薄形小形化するた
めには、インダクタなどの巻線部品の薄形小形化が必要
となり、また、スイッチング周波数は高周波化の傾向に
ある。
従来、DC−DCコンバータに使用されているインダクタ
は一般にコイルとフェライトなどからなる磁心により構
成されている。したがって、スイッチング周波数の高周
波化に対しては、まず磁心材料を高周波化に対応できる
ものにしなければならない。しかし、従来のインダクタ
の磁心に使用されているフェライトなどは、スイッチン
グ周波数が200kHz程度になると、損失が大幅に増大す
る。このため、フェライトインダクタを用いたDC−DCコ
ンバータでは効率が低下し、高周波用としては実用的で
ないという問題がある。
は一般にコイルとフェライトなどからなる磁心により構
成されている。したがって、スイッチング周波数の高周
波化に対しては、まず磁心材料を高周波化に対応できる
ものにしなければならない。しかし、従来のインダクタ
の磁心に使用されているフェライトなどは、スイッチン
グ周波数が200kHz程度になると、損失が大幅に増大す
る。このため、フェライトインダクタを用いたDC−DCコ
ンバータでは効率が低下し、高周波用としては実用的で
ないという問題がある。
(発明が解決しようとする課題) 本発明は前記課題を解決するためになされたものであ
り、200kHz以上のスイッチング周波数で高い効率を示す
薄形小形のDC−DCコンバータを提供することを目的とす
る。
り、200kHz以上のスイッチング周波数で高い効率を示す
薄形小形のDC−DCコンバータを提供することを目的とす
る。
[発明の構成] (課題を解決するための手段と作用) 本発明のDC−DCコンバータは、スイッチング手段のオ
ン状態とオフ状態とでエネルギーの蓄積と放出とを繰り
返すインダクタを備えたDC−DCコンバータにおいて、前
記インダクタとして平面状に形成された空心コイルを用
いたことを特徴とする。
ン状態とオフ状態とでエネルギーの蓄積と放出とを繰り
返すインダクタを備えたDC−DCコンバータにおいて、前
記インダクタとして平面状に形成された空心コイルを用
いたことを特徴とする。
一般に、DC−DCコンバータにおいては、インダクタは
例えば出力側平滑用のチョークコイルとして使用され、
その効率はインピーダンスZに比例する。すなわち、イ
ンダクタのインダクタンスをL、スイッチング周波数を
fとしたとき、インピーダンスZは近似的に Z=2πf・L で表わされる。したがって、高周波領域ではLはfに反
比例して小さくてもよいことになる。本発明に係るイン
ダクタのように、コイルのみからなり磁心を有しない
(すなわち空心コイルからなる)インダクタのインダク
タンスLは、コイル及び磁心からなるインダクタの場合
に比べてかなり小さい。ただし、コイル及び磁心からな
るインダクタではイダクタンスLは高周波側では急激に
低下するのに対し、コイルのみからなり磁心を有しない
インダクタではその値は前者より高周波側まで保たれ
る。
例えば出力側平滑用のチョークコイルとして使用され、
その効率はインピーダンスZに比例する。すなわち、イ
ンダクタのインダクタンスをL、スイッチング周波数を
fとしたとき、インピーダンスZは近似的に Z=2πf・L で表わされる。したがって、高周波領域ではLはfに反
比例して小さくてもよいことになる。本発明に係るイン
ダクタのように、コイルのみからなり磁心を有しない
(すなわち空心コイルからなる)インダクタのインダク
タンスLは、コイル及び磁心からなるインダクタの場合
に比べてかなり小さい。ただし、コイル及び磁心からな
るインダクタではイダクタンスLは高周波側では急激に
低下するのに対し、コイルのみからなり磁心を有しない
インダクタではその値は前者より高周波側まで保たれ
る。
また、コイルのQ値は近似的に で表わされ、この値が小さすぎるとDC−DCコンバータの
効率が低下する。この式において、Rはインピーダンス
の実数部であり、コイルのみからなり磁心を有しないイ
ンダクタではコイル抵抗に等しく、コイル及び磁心から
なるインダクタではコイル抵抗と磁心の鉄損に比例する
量との和になる。本発明に係るインダクタのように、コ
イルのみからなり磁心を有しないインダクタでは、オイ
ル及び磁心からなるインダクタに比べて、Lも低下する
が、Rも低下するので、Qが小さくなるとは限らない。
効率が低下する。この式において、Rはインピーダンス
の実数部であり、コイルのみからなり磁心を有しないイ
ンダクタではコイル抵抗に等しく、コイル及び磁心から
なるインダクタではコイル抵抗と磁心の鉄損に比例する
量との和になる。本発明に係るインダクタのように、コ
イルのみからなり磁心を有しないインダクタでは、オイ
ル及び磁心からなるインダクタに比べて、Lも低下する
が、Rも低下するので、Qが小さくなるとは限らない。
また、Lとコイル線間容量Clの共振周波数 は、コイルのみからなり磁心を有しないインダクタの場
合には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比
べて高周波側に移行し、Qの周波数依存性におけるピー
クは高周波側に移行するので、スイッチング周波数を高
周波側に設定する場合には磁心を有しないインダクタの
方が有利となる。
合には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比
べて高周波側に移行し、Qの周波数依存性におけるピー
クは高周波側に移行するので、スイッチング周波数を高
周波側に設定する場合には磁心を有しないインダクタの
方が有利となる。
また、DC−DCコンバータのインダクタでは、インダク
タンスの直流重畳特性がよいことが要求されるが、一般
にコイルのみからなり磁心を有しないインダクタの場合
には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比べ
て直流重畳特性はよいので、この点に関しても高周波側
では前者の方が有利となる。特に、平面状に形成された
コイルを用いることにより、薄形小形化が可能となる。
また、Lを大きくするためには、平面状のコイルを積層
すればよく、薄形小形化の支障にはならない。以上のよ
うに、スイッチング周波数の高周波化が可能となり、DC
−DCコンバータの薄形小形化が可能となる。
タンスの直流重畳特性がよいことが要求されるが、一般
にコイルのみからなり磁心を有しないインダクタの場合
には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比べ
て直流重畳特性はよいので、この点に関しても高周波側
では前者の方が有利となる。特に、平面状に形成された
コイルを用いることにより、薄形小形化が可能となる。
また、Lを大きくするためには、平面状のコイルを積層
すればよく、薄形小形化の支障にはならない。以上のよ
うに、スイッチング周波数の高周波化が可能となり、DC
−DCコンバータの薄形小形化が可能となる。
(実施例) 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
まず、以下のようにして評価用インダクタを作製し
た。
た。
第3図及び第4図に示すように、25μm厚のポリイミ
ドフィルム11の両面に100μm厚のCu箔を両張りして中
央部のスルーホール13を介して接続した両面FPC板(フ
レキシブルプリント回路板)を用意した。両面のCu箔を
エッチングして外周部の寸法が20mm×20mm、コイル線幅
200μm、コイルピッチ500μm、コイル巻線数40回(各
面20回)のスパイラルコイル12a、12bを加工して平面状
コイル1を作製した。
ドフィルム11の両面に100μm厚のCu箔を両張りして中
央部のスルーホール13を介して接続した両面FPC板(フ
レキシブルプリント回路板)を用意した。両面のCu箔を
エッチングして外周部の寸法が20mm×20mm、コイル線幅
200μm、コイルピッチ500μm、コイル巻線数40回(各
面20回)のスパイラルコイル12a、12bを加工して平面状
コイル1を作製した。
この平面状コイル1を7μm厚のポリイミドフィルム
2を挟んで2個積層し、直列に接続して2層構造のコイ
ル積層体を作製した。
2を挟んで2個積層し、直列に接続して2層構造のコイ
ル積層体を作製した。
この2層構造のコイル積層体を7μm厚のポリイミド
フィルム3を介して2個積層し、並列に接続して4層構
造のコイル積層体を作製し、更にその両面に7μm厚の
ポリイミドフィルム4を積層して評価用インダクタ(S
C)とした。
フィルム3を介して2個積層し、並列に接続して4層構
造のコイル積層体を作製し、更にその両面に7μm厚の
ポリイミドフィルム4を積層して評価用インダクタ(S
C)とした。
第3図及び第5図に示すように、前述した評価用コイ
ル(SC)の両面に1辺の長さ25mmの正方形状の非晶質磁
性合金薄帯5を1層ずつ、又は5層ずつ順次積層して、
評価用インダクタ(A1、A5)とした。
ル(SC)の両面に1辺の長さ25mmの正方形状の非晶質磁
性合金薄帯5を1層ずつ、又は5層ずつ順次積層して、
評価用インダクタ(A1、A5)とした。
なお、非晶質磁性合金薄帯としては、単ロール法によ
り作製した、 (Fe0.95Nb0.05)82Si6B12 なる組成を有し、平均厚さ16μm、幅25mmの非晶質磁性
合金薄帯から1辺の長さが25mmの正方形となるように切
り出したものを用いた。この非晶質磁性合金薄帯につい
ては、10kHzにおける実効透磁率μ10k=1×104、飽和
磁化4πMS=12.3kGである。
り作製した、 (Fe0.95Nb0.05)82Si6B12 なる組成を有し、平均厚さ16μm、幅25mmの非晶質磁性
合金薄帯から1辺の長さが25mmの正方形となるように切
り出したものを用いた。この非晶質磁性合金薄帯につい
ては、10kHzにおける実効透磁率μ10k=1×104、飽和
磁化4πMS=12.3kGである。
これらの評価用インダクタ(SC、A1、A5)について、
L、Qの周波数特性を第6図に、300kHzにおけるLの直
流重畳特性を第7図に示す。
L、Qの周波数特性を第6図に、300kHzにおけるLの直
流重畳特性を第7図に示す。
第6図から、100kHz以上の周波数では評価用インダク
タ(SC)のQが最も大きいことがわかる。また、第7図
から、300kHzにおけるLの直流重畳特性は評価用インダ
クタ(SC)の場合が最も良好であることがわかる。
タ(SC)のQが最も大きいことがわかる。また、第7図
から、300kHzにおけるLの直流重畳特性は評価用インダ
クタ(SC)の場合が最も良好であることがわかる。
実施例1及び比較例1、2 前述した3種の評価用コイルを用い、2W、出力電圧5
V、スイッチング周波数300kHzの他励型、非絶縁降圧型
のDC−DCコンバータ(チョッパー型、外形寸法:約300m
m×30mm×8mm)を試作した。このDC−DCコンバータは、
第1図に示す回路構成を有する。
V、スイッチング周波数300kHzの他励型、非絶縁降圧型
のDC−DCコンバータ(チョッパー型、外形寸法:約300m
m×30mm×8mm)を試作した。このDC−DCコンバータは、
第1図に示す回路構成を有する。
第1図において、電源電圧Vinはスイッチングトラン
ジスタ21のコレクタ端子とエミッタ端子との間を介し
て、インダクタ22及びコンデンサ23からなる直列回路に
供給される。この直列回路にはダイオード24が並列に接
続されている。また、前記直列回路を構成するコンデン
サ23には、抵抗25及び抵抗26からなる直列抵抗が並列に
接続されている。抵抗26に生じる電圧は比較回路部28に
入力されて基準電源27の基準電圧と比較され、その比較
結果に対応する電圧レベルの信号が増幅回路部29を介し
てオン・オフ時比率制御回路30に入力される。オン・オ
フ時比率制御回路30は、増幅回路部29の出力電圧レベル
に応じたオン・オフ時比率でスイッチングトランジスタ
21をオン・オフ駆動する。また、前記コンデンサ23の両
端が出力端子となり、そこに負荷31が接続されている。
ジスタ21のコレクタ端子とエミッタ端子との間を介し
て、インダクタ22及びコンデンサ23からなる直列回路に
供給される。この直列回路にはダイオード24が並列に接
続されている。また、前記直列回路を構成するコンデン
サ23には、抵抗25及び抵抗26からなる直列抵抗が並列に
接続されている。抵抗26に生じる電圧は比較回路部28に
入力されて基準電源27の基準電圧と比較され、その比較
結果に対応する電圧レベルの信号が増幅回路部29を介し
てオン・オフ時比率制御回路30に入力される。オン・オ
フ時比率制御回路30は、増幅回路部29の出力電圧レベル
に応じたオン・オフ時比率でスイッチングトランジスタ
21をオン・オフ駆動する。また、前記コンデンサ23の両
端が出力端子となり、そこに負荷31が接続されている。
第1図に示す非絶縁降圧型のDC−DCコンバータの動作
を説明する。スイッチングトランジスタ21がオンのとき
には電流がインダクタ22側に流れ、インダクタ22に電磁
エネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサ23の充電
も行われ、静電エネルギーが蓄えられる。スイッチング
トランジスタ21をオフにすると、インダクタ22の電磁エ
ネルギーがダイオード24を通して放出され、電流が流れ
る。この間、負荷31はインダクタ22とダイオード24の蓄
積エネルギーによって連続的に給電を受ける。スイッチ
ングトランジスタ21がオン・オフする周期を一定とし、
オン・オフ時比率制御回路30によりオン・オフの時間を
制御することにより負荷31に印加される電圧のレベルを
一定に調整できる。
を説明する。スイッチングトランジスタ21がオンのとき
には電流がインダクタ22側に流れ、インダクタ22に電磁
エネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサ23の充電
も行われ、静電エネルギーが蓄えられる。スイッチング
トランジスタ21をオフにすると、インダクタ22の電磁エ
ネルギーがダイオード24を通して放出され、電流が流れ
る。この間、負荷31はインダクタ22とダイオード24の蓄
積エネルギーによって連続的に給電を受ける。スイッチ
ングトランジスタ21がオン・オフする周期を一定とし、
オン・オフ時比率制御回路30によりオン・オフの時間を
制御することにより負荷31に印加される電圧のレベルを
一定に調整できる。
これらのDC−DCコンバータについて、入力電圧15V、
出力電流0.4Aのときの効率を測定した。その結果、イン
ダクタとして前述したSC、A1、A5の3種の評価用インダ
クタを用いた各場合に、それぞれ80.5%、65.0%、70.0
%の効率が得られた。このことから、コイルのみからな
り磁心を有しないインダクタを用いたDC−DCコンバータ
では大きな効率が得られることがわかる。
出力電流0.4Aのときの効率を測定した。その結果、イン
ダクタとして前述したSC、A1、A5の3種の評価用インダ
クタを用いた各場合に、それぞれ80.5%、65.0%、70.0
%の効率が得られた。このことから、コイルのみからな
り磁心を有しないインダクタを用いたDC−DCコンバータ
では大きな効率が得られることがわかる。
なお、本発明のDC−DCコンバータは、例えば第2図に
示す非絶縁昇圧型のものでも、非絶縁昇降圧型(図示せ
ず)でもよいことは勿論である。
示す非絶縁昇圧型のものでも、非絶縁昇降圧型(図示せ
ず)でもよいことは勿論である。
第2図において、電源電圧Vinはインダクタ22を介し
て、ダイオード24及びコンデンサ23からなる直列回路に
供給される。この直列回路にはスイッチングトランジス
タ21のコレクタ端子とエミッタ端子との間が並列に接続
されている。また、前記直列回路を構成するコンデンサ
23には、抵抗25及び抵抗26からなる直列抵抗が並列に接
続されている。抵抗26に生じ電圧は比較回路部28に入力
されて基準電源27の基準電圧と比較され、その比較結果
に対応する電圧レベルの信号が増幅回路部29を介してオ
ン・オフ時比率制御回路30に入力される。オン・オフ時
比率制御回路30は、増幅回路部21の出力電圧レベルに応
じたオン・オフ時比率をもってスイッチングトランジス
タ21をオン・オフ駆動する。また、前記コンデンサ23の
両端が出力端子となり、そこに負荷31が接続されてい
る。
て、ダイオード24及びコンデンサ23からなる直列回路に
供給される。この直列回路にはスイッチングトランジス
タ21のコレクタ端子とエミッタ端子との間が並列に接続
されている。また、前記直列回路を構成するコンデンサ
23には、抵抗25及び抵抗26からなる直列抵抗が並列に接
続されている。抵抗26に生じ電圧は比較回路部28に入力
されて基準電源27の基準電圧と比較され、その比較結果
に対応する電圧レベルの信号が増幅回路部29を介してオ
ン・オフ時比率制御回路30に入力される。オン・オフ時
比率制御回路30は、増幅回路部21の出力電圧レベルに応
じたオン・オフ時比率をもってスイッチングトランジス
タ21をオン・オフ駆動する。また、前記コンデンサ23の
両端が出力端子となり、そこに負荷31が接続されてい
る。
2図に示す非絶縁昇圧型のDC−DCコンバータの動作を
説明する。スイッチングトランジスタ21がオンのときに
は電源電圧Vinが全てインダクタ22に印加されて電流が
流れ、インダクタ22に電磁エネルギーが蓄えられる。こ
の間、コンデンサ23の電荷はダイオード24に阻止され、
スイッチングトランジスタ21側には流れない。負荷31に
はコンデンサ23の放電により電力が供給される。スイッ
チングトランジスタ21をオフにすると、蓄積された電磁
エネルギーのためにインダクタ22の電圧が生じ、これが
電源電圧に重畳されてダイオード24を通して電流が流れ
る。スイッチングトランジスタ21がオン・オフする周期
を一定とし、オン・オフ時比率制御回路30によりオン・
オフの時間を制御することにより、負荷31に印加される
電圧のレベルを一定に調整できる。
説明する。スイッチングトランジスタ21がオンのときに
は電源電圧Vinが全てインダクタ22に印加されて電流が
流れ、インダクタ22に電磁エネルギーが蓄えられる。こ
の間、コンデンサ23の電荷はダイオード24に阻止され、
スイッチングトランジスタ21側には流れない。負荷31に
はコンデンサ23の放電により電力が供給される。スイッ
チングトランジスタ21をオフにすると、蓄積された電磁
エネルギーのためにインダクタ22の電圧が生じ、これが
電源電圧に重畳されてダイオード24を通して電流が流れ
る。スイッチングトランジスタ21がオン・オフする周期
を一定とし、オン・オフ時比率制御回路30によりオン・
オフの時間を制御することにより、負荷31に印加される
電圧のレベルを一定に調整できる。
[発明の効果] 以上詳述したように本発明のDC−DCコンバータでは、
スイッチング周波数が200kHz以上で大きな効率が得ら
れ、スイッチング周波数の高周波化に対応することがで
き、しかも薄形小形化が可能となる。
スイッチング周波数が200kHz以上で大きな効率が得ら
れ、スイッチング周波数の高周波化に対応することがで
き、しかも薄形小形化が可能となる。
第1図は本発明の実施例における非絶縁降圧型のDC−DC
コンバータの回路図、第2図は本発明の他の実施例にお
ける非絶縁昇圧型のDC−DCコンバータの回路図、第3図
は本発明の実施例及び比較例のDC−DCコンバータに用い
られたインダクタの平面図、第4図は本発明の実施例の
DC−DCコンバータに用いられたインダクタの断面図、第
5図は本発明の比較例のDC−DCコンバータに用いられた
インダクタの断面図、第6図は本発明の実施例及び比較
例のDC−DCコンバータに用いられたインダクタについて
インダクタンスとQ値の周波数特性を示す図、第7図は
本発明の実施例及び比較例のDC−DCコンバータに用いら
れたインダクタについてインダクタンスの直流重畳特性
を示す図である。 1……平面状コイル、2、3、4……ポリイミドフィル
ム、5……非晶質磁性合金薄帯、11……ポリイミドフィ
ルム、12a、12b……スパイラルコイル、13……スルーホ
ール、21……スイッチングトランジスタ、22……インダ
クタ、23……コンデンサ、24……ダイオード、25、26…
…抵抗、27……基準電源、28……比較回路部、29……増
幅回路部、30……オン・オフ時比率制御回路、31……負
荷。
コンバータの回路図、第2図は本発明の他の実施例にお
ける非絶縁昇圧型のDC−DCコンバータの回路図、第3図
は本発明の実施例及び比較例のDC−DCコンバータに用い
られたインダクタの平面図、第4図は本発明の実施例の
DC−DCコンバータに用いられたインダクタの断面図、第
5図は本発明の比較例のDC−DCコンバータに用いられた
インダクタの断面図、第6図は本発明の実施例及び比較
例のDC−DCコンバータに用いられたインダクタについて
インダクタンスとQ値の周波数特性を示す図、第7図は
本発明の実施例及び比較例のDC−DCコンバータに用いら
れたインダクタについてインダクタンスの直流重畳特性
を示す図である。 1……平面状コイル、2、3、4……ポリイミドフィル
ム、5……非晶質磁性合金薄帯、11……ポリイミドフィ
ルム、12a、12b……スパイラルコイル、13……スルーホ
ール、21……スイッチングトランジスタ、22……インダ
クタ、23……コンデンサ、24……ダイオード、25、26…
…抵抗、27……基準電源、28……比較回路部、29……増
幅回路部、30……オン・オフ時比率制御回路、31……負
荷。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02M 3/00 - 3/44 H01F 31/00 H01F 17/00 H01F 37/00
Claims (1)
- 【請求項1】スイッチング手段のオン状態とオフ状態と
でエネルギーの蓄積と放出とを繰り返すインダクタを備
えたDC−DCコンバータにおいて、前記インダクタとして
平面状に形成された空心コイルを用いたことを特徴とす
るDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1309149A JP2914688B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Dc―dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1309149A JP2914688B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Dc―dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03171710A JPH03171710A (ja) | 1991-07-25 |
JP2914688B2 true JP2914688B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=17989505
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1309149A Expired - Fee Related JP2914688B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Dc―dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2914688B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4715512B2 (ja) * | 2005-12-28 | 2011-07-06 | パナソニック電工株式会社 | 電磁誘導部品および電源装置 |
-
1989
- 1989-11-30 JP JP1309149A patent/JP2914688B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH03171710A (ja) | 1991-07-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2941484B2 (ja) | 平面トランス | |
JP4635969B2 (ja) | コイル装置、トランスおよびスイッチング電源 | |
US20080186122A1 (en) | Integrated structure of passive elements in LLC resonance converter realized by flexible circuit boards | |
TW490687B (en) | Multilayer inductor | |
JP2958892B2 (ja) | 平面インダクタ | |
JP4883392B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2000260639A (ja) | コイル装置およびこれを用いたスイッチング電源装置 | |
JP6954477B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3549286B2 (ja) | 積層ノイズ対策部品 | |
JP3973084B2 (ja) | 平面トランス、多層基板およびスイッチング電源装置 | |
JP2914688B2 (ja) | Dc―dcコンバータ | |
JP5429649B2 (ja) | インダクタ内蔵部品及びこれを用いたdc−dcコンバータ | |
JP2583792Y2 (ja) | 薄型dc−dcコンバータ | |
US20230307174A1 (en) | Coil inductor and method for forming the same | |
JP3141893B2 (ja) | 平面インダクタ | |
JP2000243637A (ja) | 薄型インダクタ及びこれを用いた薄型dc−dcコンバータ | |
JP2735295B2 (ja) | 平面インダクタ | |
JP2958893B2 (ja) | 平面インダクタ | |
JP2970303B2 (ja) | プリントコイル形トランス | |
JP3244210B2 (ja) | プリントコイル形トランスを用いたスイッチング電源装置 | |
JP6365805B2 (ja) | Dcdcコンバータモジュールおよびdcdcコンバータ回路 | |
WO2010001336A1 (en) | Inductors and methods of manufacture thereof | |
JP3218585B2 (ja) | プリントコイル形トランス | |
JP2001326120A (ja) | インダクティブ素子及びこのインダクティブ素子を用いたdc−dcコンバータ | |
JP3163945B2 (ja) | 偏平形積層トランス |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080416 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 10 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |