JPH03171710A

JPH03171710A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH03171710A
Application number: JP1309149A
Authority: JP
Inventors: Michio Hasegawa; 長谷川　迪雄; Masashi Sahashi; 政司佐橋
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-11-30
Filing date: 1989-11-30
Publication date: 1991-07-25
Anticipated expiration: 2014-07-05
Also published as: JP2914688B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

（従来の技術）近年、電子機器の小形化に伴い、電源類の薄形小形化が
望まれている。このような状況のもとで、安定な直流出
力を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータの薄形小形化が進
められている。

一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータには、トランス、インダ
クタなどの巻線部品が含まれている。例えば、回路の簡
単な非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでもインダクタが含
まれる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータを薄形小形
化するためには、インダクタなどの巻線部品の薄形小形
化が必要となり、またスイッチング周波数は高周波化の
傾向にある。

従来、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用されているインダク
タは一般にコイルとフエライトなどからなる磁心により
構成されている。したがって、スイッチング周波数の高
周波化に対しては、まず磁心材料を高周波化に対応でき
るものにしなければならない。しかし、従来のインダク
タの磁心に使用されているフエライトなどは、スイッチ
ング周波数が２００ｋｌｌｚ程度になると、損失が大幅
に増大する。このため、フエライトインダクタを用いた
ＤＣ−ＤＣコンバータでは効率が低下し、高周波用とし
ては実用的でないという問題がある。

（発明が鯉決しようとする課題）本発明は前記課題を解決するためになされたものであり
、２００ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で高い効率を
示す薄形小形のＤＣ−ＤＣコンバーどを提供することを
目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段と作用）本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッヲング手段の
オン状態とオフ状態とでエネルギーの蓄積と放出とを繰
り返すインダクタを備えｌＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記インダクラとしてコイルのみからなるインダク
タを用いたことを特徴とするものである。

一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、インダクタ
は例えば出力側平滑用のチョークコイ／１として使用さ
れ、その効率はインピーダンスＺに比例する。すなわち
、インダクタのインダクタ〉スをＬ１スイッチング周波
数をｆとしたとき、インピーダンスＺは近似的にＺ−２πｆ−Ｌで表わされる。したがって、高周波鎮域ではＬｃｊｆに
反比例して小さくてもよいことになる。本究明に係るイ
ンダクタのように、コイルのみからｂり磁心を有しない
インダクタのインダクタンスＬは、コイル及び磁心から
なるインダクタの場合に比べてかなり小さい。ただし、
コイル及び磁心がらなるインダクタではインダクタンス
Ｌは高周波側では急激に低下するのに対し、コイルのみ
からなり磁心をＨしないインダクタではその値は前者わ
され、この値が小さすぎるとＤＣ−ＤＣコンバータの効
率が低下する。この式において、Ｒはインピーダンスの
実数部であり、コイルのみからなり磁心を有しないイン
ダクタではコイル抵抗に専しく、コイル及び磁心からな
るインダクタではコイル抵抗と磁心の鉄損に比例する量
との和になる。

本発明に係るインダクタのように、コイルのみからなり
磁心を有しないインダクタでは、コイル及び磁心からな
るインダクタに比べて、Ｌも低下するが、Ｒも低下する
ので、Ｑが小さくなるとは眼らない。

また、Ｌとコイル線間容量ｃ，の共振周波数ｆ″　″″
２π　ノＬＣ，は、コイルのみからなり磁心を有しないインダクタの場
合には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比
べて高周波側に移行し、Ｑの周波数依存性におけるピー
クは高周波側に移行するのでスイッチング周波数を高周
波側に設定する場合には磁心をＨしないインダクタの方
が有利となる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタではインダク
タンスの直流ｉｉ特性がよいことが要求されるが、一般
にコイルのみからなり磁心を有しないインダクタの場合
には、コイル及び磁心からなるインダクタの場合に比べ
て直流ｆｆｉｆｉ特性はよいので、この点に関しても高
周波側では前者の方が有利となる。特に、平面状に形成
されたコイルを用いることにより、薄形小形化がｈＪ能
となる。

また、Ｌを大きくするためには、平面状のコイルを積層
すればよく、薄形小形化の支障にはならない。以上のよ
うに、スイッチング周波数の高周波化が可能となり、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの薄形小形化が可能となる。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

まず、以下のようにして評価用インダクタを作製した。

第３図及び第４図に示すように、２５μｓ厚のポリイミ
ドフィルム１ｌの両面にＩ　Ｏ　ｏｆｉ厚のＣｕ箔を両
張りして中央部のスルーホールｌ３を介して接続した両
面ＦＰＣ板（フレキシブルプリント回路板）を用意した
。両面のＣｕ箔をエッチングして外周部の寸法が２０ｗ
ｗ　Ｘ　２０ｍ　，　：７イル線幅２　０　Ｄｔｎｓ、
コイルビッチ５００，ＩＺＩ１，コイル巻線数４０回（
各面２０回）のスパイラルコイル１２ａ，　１２ｂを加
工して平面状コイル１を作製した。

この平面状コイル１を７μ厚のポリイミドフィルム２を
挾んで２個積層し、直列に接続して２層構造のコイル積
層体を作製した。

この２層構造のコイル積層体を７ｐ厚のポリイミドフィ
ルム３を介して２個積層し、並列に接続して４層構造の
コイル積層体を作製し、更にその両面に７μ鴇厚のポリ
イミドフィルム４を積層して評価用インダクタ（Ｓ　Ｃ
）とした。

第３図及び第５図に示すように、前述した評価用コイル
（Ｓ　Ｃ）の両面に１辺の長さ２　５　ａｍの正方形状
の非＾＾質磁性合金薄帯５を１層ずつ、又は５層ずつ順
次積層して、評価用インダクタ（ＡＩ、Ａ５）とした。

なお、非品質磁性合金薄帯としては、１１１ロール法に
より作製した、（　Ｆ　ｅ　Ｏ．９５Ｎ　ｂ　Ｏ．Ｔ＋５）　８２Ｓ　
ｉ　ｂ　Ｂ　１２なる組成を有し、平均厚さ１Ｇ．、幅
２５ｍ道の非品質磁性合金薄帯から１辺の長さが２５ｍ
ｍの正方形となるように切り出したものを用いた。この
非品質磁性合金薄４＋′ｒについては、ｌ　Ｏ　ｋ　Ｉ
Ｉ　ｚにおける失効透磁率μ＋ｏ＊　””　１　×１０
’　、飽和磁化４πＭｓ−１２ＪｋＧである。

これらのｇ・Ｆ価用インダクタ（ＳＣ，ＡＩ、Ａ５）に
ついて、Ｌ，Ｑの周波数特性を第６図に、３００ｋ　ｌ
ｌ　ｚにおけるＬの直流重畳特性を第７図に示す。

第６図から、１００ｋ｝ｌｚ以上の周波数では評価用イ
ンダクタ（Ｓ　Ｃ）のＱが最も大きいことがわかる。

また、第７図から、３００ｋｌｌｚにおけるＬの直流重
畳特性は評価用インダクタ（Ｓ　Ｃ）の場合が最も良好
であることがわかる。

丈施例１及び比較例１、２前述した３種の評価用コイルを用い、２Ｗ、出力電圧５
Ｖ，スイッチング周波数３００ｋｌｌｚの他励型、非絶
縁降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー型、外形
寸法：約３０ｍｍＸ３０關×８開）を試作した。このＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、第１図に示す回路構或を有する
。

第１図において、電源電圧Ｖｌ．．はスイッチングトラ
ンジスタ２ｌのコレクタ端子とエミッタ端子との間を介
して、インダクタ２２及びコンデンサ２３からなる直列
回路に供給される。この直列同路にはダイオード２４が
並列に接続されている。また、前記直列同路を構成する
コンデンサ２３には、抵抗２５及び抵抗２６からなる直
列抵抗が並列に接続されている。抵抗２６に生じる電圧
は比較回路部２８に人力されて基準電源２７の基準電圧
と比較され、その比較桔果に対応する電圧レベルの信号
が増幅回路部２９を介してオン・オフ峙比率制御回路３
０に人力される。オン・オフ肪比率制御凹路３０は、増
軸凹路部２９の出力電圧レベルに応じたオン・オフ峙比
率でスイッチングトランジスタ２１をオン・オフ駆動す
る。また、前記コンデンサ２３の両端が出力端子となり
、そこに負荷３１が接続されている。

第１図に示す非絶縁降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を説明する。スイッチングトランジスタ２ｌがオンの
ときには電流がインダクタ２２側に流れ、インダクタ２
２に電磁エネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサ
２３の充電も行われ、ｆｊ　Ｔｈエネルギーが蓄えられ
る。スイッチングトランジスタ２１をオフにすると、イ
ンダクタ２２の電磁エネルギーがダイオード２４を通し
て放出され、電流が流れる。この間、負荷３１はインダ
クタ２２とダイオード２４の蓄積エネルギーによって連
続的に給電を受ける。スイッチングトランジスタ２１が
オン・オフする周期を一定とし、オン・オフ時比率制御
回路３０によりオン・オフの時間を制御することにより
、負荷３ｌに印加される電圧のレベルを一定に調整でき
る。

これらのＤＣ−ＤＣコンバータについて、人力電圧１５
Ｖ１出力電流０．４Ａのときの効早を測定した。その結
果、インダクタとして前述したＳＣ１Ａ１、Ａ５の３８
の評価用インダクタを用いた各場合に、それぞれ８０．
５％、６５．０％、７０．０％の効率が得られた。この
ことから、コイルのみからなり磁心を有しないインダク
タを用いたＤＣ−ＤＣコンバータでは大きな効率が得ら
れることがわかる。

なお、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば第２図
に示す非絶縁昇圧型のものでも、非絶縁昇降圧型（図示
せず）でもよいことは勿論である。

第２図において、電源電圧Ｖ０はインダクタ２２を介し
て、ダイオード２４及びコンデンサ２３からなる直列園
路に供給される。この直列口路にはスイッチングトラン
ジスタ２ｌのコレクタ端子とエミッタ端子との間が並列
に接続されている。また、前記直列同路を構成するコン
デンサ２３には、抵抗２５及び抵抗２６からなる直列抵
抗が並列に接続されている。抵抗２６に生じる電圧は比
較回路部２８に人力されて基準電源２７の基準電圧と比
較され、その比較結果に対応する電圧レベルの信号が増
幅回路部２９を介してオン・オフ特比率制御回路３０に
人力される。オン・オフ時比率制御回路３０は、増幅回
路部２ｌの出力電圧レベルに応じたオン・オフ特比率を
もってスイッチングトランジスタ２１をオン◆オフ駆動
する。また、前記コンデンサ２３の両端が出力端子とな
り、そこに負荷３ｌが接続されている。

第２図に示す非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を説明する。スイッチングトランジスタ２ｌがオンの
ときには電源電圧Ｖ１が全てインダクタ２２に印加され
て電流が流れ、インダクタ２２に電磁エネルギーが蓄え
られる。この間、コンデンサ２３の電荷はダイオード２
４に阻止され、スイッチングトランジスタ２ｌ側には流
れない。負荷３１にはコンデンサ２３の放電により電力
が供給される。スイッチングトランジスタ２１をオフに
すると、蓄積された電磁エネルギーのためにインダクタ
２２に電圧が生じ、これが電源電圧に重畳されてダイオ
ード２４を通して電流が流れる。スイッチングトランジ
スタ２ｌがオン・オフする周期を一定とし、オン・オフ
時比率制御回路３０によりオン・オフの時間を制御する
ことにより、負荷３１に印加される電圧のレベルを一定
に３８整できる。

［発明の効果］以上詳述したように本允明のＤＣ−ＤＣコンバータでは
、スイッチング周波数が２００ｋＨｚ以上で大きな効率
が得られ、スイッチング周波数の高周波化に対応するこ
とができ、しかも薄形小形化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例における非絶縁降圧型のＤＣ−
ＤＣコンバータの回路図、第２図は本発明の他の実施例
における非絶縁昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
、第３図は本発明の実施例及び比較例のＤＣ−ＤＣコン
バータに用いられたインダクタの平面図、第４図は本発
明の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータに用いられたインダ
クタの断面図、第５図は本発明の比較例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに用いられたインダクタの断面図、第６図は本
発明の丈施例及び比較例のＤＣ−ＤＣコンバータに用い
られたインダクタについてインダクタンスとＱ値の周波
数特性を示す図、第７図は本発明の実施例及び比較例の
ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられたインダクタについて
インダクタンスの直流重畳特性を示す図である。１・・・平面状コイル、２、３、４・・・ポリイミドフ
ィルム、５・・・非晶質磁性合金薄帯、目・・・ポリイ
ミドフィルム、１２ｇ，１２ｂ・・・スパイラルコイル
、１３・・・スルーホール、２！・・・スイッチングト
ランジスタ、２２・・・インダクタ、２３・・・コンデ
ンサ、２４・・・ダイオード、２５、２６・・・抵抗、
２７・・・基準電源、２８・・・比較同路部、２９・・
・増幅同路部、３０・・・オン・オフ時比早制御回路、
３ｌ・・・負荷。

Claims

【特許請求の範囲】

スイッチング手段のオン状態とオフ状態とでエネルギー
の蓄積と放出とを繰り返すインダクタを備えたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、前記インダクタとしてコイルの
みからなるインダクタを用いたことを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ。