JPH09331677A - 多出力スイッチング電源装置とそれに用いるチョークコイル - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 チョークコイルを小型軽量化し、それを用い
た多出力スイッチング電源装置の電力損失を低減して電
力効率を向上する。 【解決手段】 多出力スイッチング電源装置であるＤＣ
−ＤＣコンバータ３の、各２次整流平滑回路２１〜２３
にそれぞれ設けたチョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３を、互
いにコアを共有する協調チョークコイル７とすると共
に、その協調チョークコイル７の磁気特性を負荷電流が
小さい時にはインダクタンスが大きく、負荷電流が大き
い時にはインダクタンスが小さくなる電流依存性の磁気
特性とする。したがって、共通コアが小型軽量化すると
共に、無負荷時にも電流カットオフを生ずることなくダ
ミー電流を少なくして電力損失を低減し、電力効率を向
上させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、多出力スイッチ
ング電源装置とその複数の２次整流平滑回路にそれぞれ
用いる各チョークコイルに関し、特に互いに磁心を共有
すると共に、負荷電流が大きくなった時にそのインダク
タンスが小さくなる電流依存性の磁気特性を有するチョ
ークコイルを用いた多出力スイッチング電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】各種の電子機器の電源装置として、電力
容量に比べて安価で小型軽量であり、電力変換効率が高
いため電力損失とそれに伴う発熱が少なく、複数の互い
に独立した直流電力が得られると共に定電圧制御機能も
備えている多出力スイッチング電源装置が広く用いられ
ている。

【０００３】従来の最も一般的な多出力スイッチング電
源装置は、例えば図２３に示すように、交流電源１から
入力する１次交流電力をダイオードブリッジ４と大容量
のコンデンサＣ１とからなる１次整流平滑回路２によっ
て１次直流電力に変換する。トランス６，トランジスタ
Ｑ，スイッチング制御回路５及び３個の２次整流平滑回
路２０ａ〜２０ｃからなる多出力スイッチング電源装置
であるＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、１次直流電力を入
力して、互いに独立した３個の２次直流電力をそれぞれ
一対の出力端子８ｐ，８ｎから出力する。

【０００４】互いに同様な構成からなる２次整流平滑回
路の、例えば２次整流平滑回路２０ｃのチョークコイル
ＣＨｃは、トランジスタＱがオンの時に２次巻線Ｎ２３
に誘起される２次交流電力の整流ダイオードＤｓ３を介
して流れるコンデンサＣ２３の充電電流によって励起さ
れ、トランジスタＱがオフの時に励起によって蓄積した
磁気エネルギを電流に再変換し、転流ダイオードＤｔ３
を介してコンデンサＣ２３をさらに充電する。

【０００５】この場合、チョークコイルＣＨｃに僅かで
も常に電流が流れていれば、２次整流平滑回路２０ｃの
出力電圧は、トランジスタＱオン時の入力電圧（２次巻
線Ｎ２３の端子間電圧）とトランジスタＱのオンデュー
ティ比との積になる関係が成立する（２次整流平滑回路
２０ａ，２０ｂも同様）から、その出力電圧をスイッチ
ング制御回路５にフィードバックして、出力電圧が予め
設定した電圧になるように制御することが出来る。

【０００６】しかしながら、チョークコイルＣＨｃに電
流が流れない不連続状態、すなわち電流カットオフが生
じると出力電圧が上昇するから、トランジスタＱのオン
デューティ比が瞬間的にゼロになってスイッチングが停
止し、そのため出力電圧が低下すると再びスイッチング
が始まるという間欠発振が発生する。間欠発振が始まる
と、その周波数は可聴周波数域内に入ることが多いから
不快なノイズ音が出るようになると共に、その間欠発振
の周波数ですべての２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃの
出力電圧が変動し不安定になる。

【０００７】また、フィードバック系でない２次整流平
滑回路２０ａ又は２０ｂでは、そのチョークコイルＣＨ
ａ又はＣＨｂに電流カットオフが生じると、間欠発振は
発生しないが、その２次整流平滑回路の出力電圧が上昇
するという問題が発生する。したがって、すべての２次
整流平滑回路２０ａ〜２０ｃのコンデンサＣ２１〜Ｃ２
３にそれぞれ並列にダミー抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３を接続し
て、いずれの２次整流平滑回路の負荷電流がゼロになっ
ても、そのチョークコイルの電流がカットオフしないだ
けのダミー電流を常時流す必要があった。

【０００８】しかしながら、一般にチョークコイルのイ
ンダクタンスとそれに流れる電流のリップル分との積は
一定すなわち反比例する関係にある。また、無負荷時に
もチョークコイルに流れる電流がカットオフしない臨界
値は、電流のリップル分のｐ−ｐ値の略１／２であり、
ダミー電流はその臨界値より大きく設定しなければなら
ない。したがって、チョークコイルのインダクタンスが
大きければダミー電流は少なくて済むが、インダクタン
スが小さいとダミー電流が大きくなるから、それによる
電力損失とそれに伴う発熱とが無視出来なくなる。

【０００９】一方、チョークコイルのインダクタンスを
大きく設定すると、２次整流平滑回路の出力電流に対し
てチョークコイルのサイズ，重量が大きくなる。この傾
向は、２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃすべてについて
同様であるから、最大出力電流が大きく、出力数（２次
整流平滑回路の数）が多いスイッチング電源装置であれ
ば、サイズ及び重量の増大とそのコストアップが大きな
問題となっていた。

【００１０】そのため、図２３に示したような互いに独
立したチョークコイルＣＨａ〜ＣＨｃにおいては、（詳
しくは後述するが、）図２０に示すＩ型コア１６と、巻
線が巻き付けられた巻線枠を装着する中央脚１７ａを有
するＥ型コア１７とで通常の磁気回路が構成されるが、
その磁気回路の一部である中央脚１７ａの上面に段差を
設けて、電流が小さい間はインダクタンスが大きく、電
流が大きくなるとインダクタンスが小さくなる磁気特性
を形成し、ダミー電流を減少させると共に、コアを小型
軽量化したものがあった。

【００１１】さらに、例えば特公平７−５０９９０号公
報の第３図に従来例として示されたように、それぞれコ
ンデンサ２１，２２を備えた２個の２次整流平滑回路の
各チョークコイルｎ１，ｎ２を、互いに磁心（コア）を
共有する協調チョークコイル１９で構成する例があっ
た。

【００１２】あるいは、同公報の第１図に示された提案
のように、それぞれコンデンサ１０〜１２を備えた３個
の２次整流平滑回路の各チョークコイルを協調チョーク
コイル９で構成すると共に、フィードバック系以外の２
次整流平滑回路の各チョークコイルに直列にインダクタ
７，８を設け、協調チョークコイル９を構成する各チョ
ークコイルの巻数が回路常数により決定される特別の巻
数比を満足出来なかった場合に、それによるトラブルを
防止するという提案もあった。

【００１３】このような協調チョークコイルを用いる
と、巻線の巻数比を上記の特別な巻数比とすることによ
り、いずれかの２次整流平滑回路の出力電圧が一定電圧
になるように制御されていれば、トランスのクロスレギ
ュレーションによって他の２次整流平滑回路の出力電圧
も略一定に保持される。また、協調チョークコイルのい
ずれかの巻線に臨界値以上の電流が流れていれば、電流
カットオフが生じないため、軽負荷時の出力電圧の異常
な上昇を防止出来るから、互いに独立したチョークコイ
ルを用いた場合に比べて、コア全体が小型軽量になり、
ダミー電流による電力損失を低減することが可能にな
る。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、トラン
ジスタＱのスイッチング周波数は、トランス及びチョー
クコイルを小型化するために１００ｋＨｚ以上の高周波
域にあり、近年ますます周波数を高くする傾向にあるた
め、チョークコイルの巻数は数ターン程度と少なくなっ
ている。基本的に巻数は１／２ターンの整数倍であり、
１／２ターン未満の端数に設定することは出来ない。そ
のため、実際の設計に当って、必要なインダクタンスで
且つ特別な巻数比を満足する巻数を得ることが困難にな
る。

【００１５】特別な巻数比が満足されないと、協調チョ
ークコイルの巻線間でエネルギの授受が行なわれたり、
希望の出力電圧が得られなくなったり、軽負荷時の出力
電圧上昇や不要な発振の発生等のトラブルが生じる。こ
の問題に対して、特公平７−５０９９０号公報に示され
た提案は極めて有効な解決手段であるが、出力数より１
個少ない数のインダクタを追加することによって、多出
力スイッチング電源装置の大型化及びコストアップを招
くという問題があった。

【００１６】また、協調チョークコイルを用いることに
よって、互いに独立した複数のチョークコイルに比べ
て、コアが小型軽量化したことは確かであるが、大電力
の多出力スイッチング電源装置においては、協調チョー
クコイルといえども大型のコアを必要とし、それに伴っ
て巻かれる巻線も太く長いものになるため、その重量と
共に銅損，鉄損による電力損失や発熱が大きな問題にな
ってくる。

【００１７】この発明は上記の点に鑑みてなされたもの
であり、多出力スイッチング電源装置に用いられる協調
チョークコイルをさらに小型軽量化すると共に、電力損
失を低減して発熱を抑え、その電力効率を向上すること
を目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、１次直流電力をトランスの１次巻線とス
イッチング素子との直列回路に入力し、スイッチング素
子をスイッチングすることによりトランスの複数の２次
巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれチョークコ
イルを備えた複数の２次整流平滑回路により２次直流電
力に交換して出力する多出力スイッチング電源装置にお
いて、複数の２次整流平滑回路の各チョークコイルは互
いに磁心を共有すると共に、負荷電流が小さい時にはそ
のインダクタンスが大きく負荷電流が大きい時にはイン
ダクタンスが小さくなる磁気特性にしたものである。

【００１９】また、上記の多出力スイッチング電源装置
に用いる互いに磁心を共有するチョークコイルであっ
て、チョークコイルの共有する磁心が形成する磁気回路
の一部にギャップを設けたものである。

【００２０】あるいは、チョークコイルの共有する磁心
を、その厚さ方向に互いに材質の異なる複数の磁心を重
ねて構成したものである。さらに、チョークコイルの重
ねて構成した磁心が形成する磁気回路の一部にギャップ
を設けるとなおよい。

【００２１】これらのチョークコイルのギャップを、磁
気回路の断面の一部に段差を設けて構成するとよい。ま
た、ギャップを磁気回路の断面の全部又はその一部を斜
面に形成することにより構成してもよい。あるいは、ギ
ャップを磁気回路の断面の全部又はその一部を斜面及び
段差で形成することにより構成してもよい。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面を参照しながら具体的に説明する。図１は、この発明
の一実施形態である多出力スイッチング電源装置の構成
の一例を示す回路図である。図１に示した多出力スイッ
チング電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ３は、ダイ
オードブリッジ４と大容量のコンデンサＣ１とからなる
１次整流平滑回路２が交流電源１から入力する交流電力
を変換した１次直流電力を入力し、３個の互いに独立し
た（２次）直流電力をそれぞれの正負の出力端子８ｐ，
８ｎから出力する。

【００２３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、３個の２次巻
線Ｎ２１，Ｎ２２，Ｎ２３を有する高周波用フォーワー
ド型のトランス６と、トランス６の１次巻線Ｎ１と直列
に接続されたスイッチング素子であるトランジスタ（Ｆ
ＥＴでもよい）Ｑと、２次巻線Ｎ２１〜Ｎ２３にそれぞ
れ接続された各一対の出力端子８ｐ，８ｎを有する２次
整流平滑回路２１，２２，２３と、２次整流平滑回路２
３の出力電圧を検出してその検出電圧に応じたパルス幅
のスイッチングパルスをトランジスタＱのベースに出力
するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成さ
れている。

【００２４】トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタ
Ｑとの直列回路の両端には、１次整流平滑回路２により
変換された１次直流電力が入力し、トランジスタＱがス
イッチング制御回路５から入力するスイッチングパルス
に応じてスイッチングすることにより、１次巻線Ｎ１に
流れる電流がオン・オフし、そのオン・オフによって２
次巻線Ｎ２１〜Ｎ２３にそれぞれ２次交流電力が誘起さ
れる。

【００２５】２次整流平滑回路２１〜２３は互いに構
成，作用が同様であるから、例えばフィードバック系で
ある２次整流平滑回路２３について説明すると、トラン
ジスタＱがオンの時に２次巻線Ｎ２３に起電力が誘起さ
れると、電流は整流ダイオードＤｓ３を介して流れ、平
滑用大容量のコンデンサＣ２３を充電すると共に、チョ
ークコイルＣＨ３を励起して磁気エネルギを蓄積させ
る。

【００２６】トランジスタＱがオフになると、２次巻線
Ｎ２３の起電力の極性が反転し、整流ダイオードＤｓ３
に電流が流れなくなる。一方、チョークコイルＣＨ３の
極性も反転し、蓄積された磁気エネルギは電流に再変換
されて転流ダイオードＤｔ３を流れ、同様にコンデンサ
Ｃ２３を充電する。コンデンサＣ２３に並列に接続され
たダミー抵抗Ｒｄ３には、その抵抗値とコンデンサＣ２
３の端子間電圧とに応じたダミー電流が流れている。

【００２７】スイッチング制御回路５は、コンデンサＣ
２３の端子間電圧すなわち２次整流平滑回路２３の出力
電圧を検出して、その検出電圧が予め設定した設定電圧
より低ければ、スイッチングパルスのオンの幅を拡げ
る、即ちオンデューティ比を上げて出力電圧を高くす
る。検出電圧が設定電圧より高ければパルスオンの幅を
狹くする、即ちオンデューティ比を下げて出力電圧を低
くする。このようにして、２次整流平滑回路２３の出力
電圧は、設定電圧を保持するようにフィードバック制御
されている。

【００２８】ここまでのＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成
及び作用の説明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ（図２
３）と変るところがないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ
のチョークコイルＣＨａ〜ＣＨｃが互いに独立であった
のに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のチョークコイル
ＣＨ１〜ＣＨ３は互いにコア（磁心）を共有する協調チ
ョークコイル７であることにより、作用及び効果が異な
ってくる。

【００２９】すなわち、既に説明したように、協調チョ
ークコイルを用いたことにより、トランス６のクロスレ
ギュレーションによって、それぞれフィードバック系で
ない２次整流平滑回路２１，２２の出力電圧が、２次整
流平滑回路２０ａ，２０ｂの出力電圧に比べて、電圧変
動がより少なくなって安定化すると共に、コア全体がよ
り小型軽量化し、コストも安くなる。この点について
は、従来の協調チョークコイルを用いた多出力スイッチ
ング電源装置及び特公平７−５０９９０号公報に示され
た提案も、同様な効果が得られている。

【００３０】しかしながら、この発明による多出力スイ
ッチング電源装置に用いる協調チョークコイル７が、従
来の協調チョークコイルと大きく異なる特徴は、従来の
独立したチョークコイルにおいて行なわれていながら、
協調チョークコイルにおいてはその例がなかった「負荷
電流が小さい時にはそのインダクタンスが大きく、負荷
電流が大きい時にはインダクタンスが小さくなる磁気特
性」を有していることである。

【００３１】協調チョークコイル７に上記の磁気特性を
もたせることにより、独立したチョークコイルと同様
に、そのコアを小型軽量化してコストを下げると共に、
ダミー電流を減少して電力損失を低減し、電力効率を向
上させることが出来るが、協調チョークコイル７の場合
は独立したチョークコイルよりも更にダミー電流を少な
くすることが出来るという効果がある。以下、その理由
を各実施形態と共に説明する。

【００３２】図２０は、電流の大小に関係なく一定のイ
ンダクタンスを有する従来のチョークコイルに用いるコ
アの構成の一例を示す斜視図である。また、チョークコ
イルに流れるダミー電流Ｉｄと負荷電流Ｉｆを合わせた
電流をチョーク電流Ｉｃｈとして、図２０に示したコア
を用いたチョークコイルにおいて、図２１はチョーク電
流Ｉｃｈに対するインダクタンスＬの特性（以下「Ｉ−
Ｌ特性」という）を示す線図であり、図２２は無負荷時
及び負荷時のそれぞれチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す
波形図である。

【００３３】図２０に示したコアは、２点鎖線で示した
Ｉ型コア１６と、実線で示したＥ型コア１７との組み合
せで構成され、Ｅ型コア１７の中央脚１７ａに、それぞ
れ図示しない巻線を巻き付けた巻線枠が挿し込まれた
後、Ｉ型コア１６と一体に構成される。Ｅ型コア１７の
中央脚１７ａとその両側脚１７ｂ，１７ｃは、互いに同
じ高さでその上端面は同一平面上にあるから、Ｉ型コア
１６との間にはギャップが存在しない。

【００３４】このようにギャップがないコアを用いたチ
ョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図２１に示したように、
インダクタンスＬは電流に無関係に一定の値を有し、チ
ョーク電流Ｉｃｈが或る値を超えてコアが磁気飽和状態
になる（以下単に「飽和する」という）と、インダクタ
ンスＬは急激に低下する。この場合のチョーク電流波形
は、図２２に示したように、無負荷時にはインダクタン
スＬに応じた臨界値に相当するダミー電流Ｉｄのみが流
れ、負荷時には負荷電流Ｉｆとダミー電流Ｉｄとの和の
電流が流れるが、そのリップル分（ｐ−ｐ値）は、イン
ダクタンスＬが一定であるから、変化しない。

【００３５】なお、Ｅ型コア１７の中央脚１７ａの上端
面を、両側脚１７ｂ，１７ｃの上側面より僅かに低くし
て、全面平行ギャップを設けたコアもある。その全面平
行ギャップを有するコアを用いたチョークコイルもイン
ダクタンスＬ一定であるが、そのＩ−Ｌ特性は図２１に
示したＩ−Ｌ特性に比べて、インダクタンスＬが低下す
る代りに、コアが飽和するチョーク電流Ｉｃｈが大きく
なるから、大電流の回路においてコアを小型化する目的
や、オーディオ回路においてコアの飽和による歪の発生
を抑制する目的に用いられる場合が多い。

【００３６】この発明が対象とするギャップは、チョー
クコイルのＩ−Ｌ特性を負荷電流Ｉｆが小さい時にはそ
のインダクタンスＬが大きく、負荷電流Ｉｆが大きい時
にはインダクタンスＬが小さくなるようにするためのも
のである。したがって、上記のようにインダクタンスＬ
が一定でチョーク電流Ｉｃｈを大きくする目的の全面平
行ギャップは含まない。

【００３７】図２は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバー
タ３の各２次整流平滑回路２１〜２３のチョークコイル
ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３からなる協調チョークコイル７
に用いるギャップを設けた（以下同様にＩ型コアを省略
して示す）共通コアの第１実施形態であるＥ型コアの構
成の一例を示す斜視図である。図３は、図２に示したＥ
型コア１０を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例
を示す線図であり、図４はそのチョークコイルのチョー
ク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。

【００３８】図２に示したＥ型コア１０は、図示しない
Ｉ型コアと共に形成する磁気回路の一部である断面（中
央脚１０ａの上端面）の一部に段差１０ｂを設けたもの
である。このような段差１０ｂを設けたことにより、こ
のコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図３に
示したように、インダクタンスＬ一定の部分が２段にな
って、チョーク電流Ｉｃｈが小さい時にはインダクタン
スＬが大きく、チョーク電流Ｉｃｈが大きい時にインダ
クタンスＬが小さくなる特性が得られる。

【００３９】すなわち、図３に示したように、チョーク
電流Ｉｃｈが小さい間は、磁気回路に流れる磁力線が、
段差１０ｂに比べて磁気抵抗が小さい中央脚１０ａの上
端面の残りの部分１０ｃに集中し、大きなインダクタン
スＬが得られる。チョーク電流Ｉｃｈが増加して上端面
の残りの部分１０ｃが飽和に近づくと、磁力線は磁気抵
抗が大きい段差１０ｂにも流れるようになって、インダ
クタンスＬが減少し始め、残りの部分１０ｃが完全に飽
和すると、磁力線の増加分はすべて段差１０ｂを流れ
て、段差１０ｂが飽和するまでは、低いインダクタンス
値になる。

【００４０】そのため、チョーク電流波形は図４に示し
たように、無負荷時はインダクタンスＬが大きいからリ
ップル分が小さく、ダミー電流Ｉｄを小さく設定するこ
とが出来る。一方、負荷時にはインダクタンスＬが小さ
くなるからリップル分が大きくなるが、この時には負荷
電流Ｉｆが大きいから、ダミー電荷Ｉｄが小さいままで
も、図示したように電流カットオフは発生しない。しか
も、ギャップを設けたことにより、コアが飽和する最大
チョーク電流は増大する。

【００４１】したがって、コアのサイズが同じであれば
チョーク電流Ｉｃｈの最大値が大きくなり、しかもダミ
ー電流Ｉｄが小さいままであるから、負荷電流Ｉｆの最
大値をさらに大きくとることが出来る。この効果は、互
いに独立したチョークコイルについてもいえることであ
るが、図１に示したチョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３のよ
うに、互いにコアを共有する協調チョークコイル７の場
合はさらに有効になってくる。

【００４２】一般に、協調チョークコイルでは、複数の
２次整流平滑回路にそれぞれ流れるダミー電流と負荷電
流との和のチョーク電流とその巻数との積に応じてコア
に発生する磁力線の総計が問題であって、個々の２次整
流平滑回路に流れる電流の大小は問題にならない。しか
しながら、図１に示した協調チョークコイル７は、特別
な巻数比の問題をクリアするために、各チョークコイル
ＣＨ１〜ＣＨ３を互いに同じ巻数比に揃えている。した
がって、２次整流平滑回路２１〜２３の各ダミー抵抗Ｒ
ｄ１〜Ｒｄ３にそれぞれ流れるダミー電流の合計が、図
４に示したダミー電流Ｉｄになる。

【００４３】そのため、２次整流平滑回路２１〜２３の
各出力電圧が互いに異なる場合は、出力電圧の最も低い
２次整流平滑回路のダミー電流を大きく設定し、出力電
圧の高い２次整流平滑回路のダミー電流を小さく抑える
ことにより、図４に示したダミー電流Ｉｄを変えること
なく、ダミー電流による電力損失を最小にして、スイッ
チング電源装置全体の電力変換効率を向上させることが
出来る。さらに、その場合に、ダミー電流を小さく抑え
た２次整流平滑回路の負荷電流が増大して協調チョーク
コイル７のインダクタンスが小さくなり、その結果とし
てリップル分が大きくなっても電流カットオフは発生し
ないという効果もある。

【００４４】図５は、図２に示した段差つきＥ型コア１
０の一実施例の段差の寸法の一例を示す（中央脚１０ａ
の先端部のみ示した）側面図であり、図６は、図５に示
したＥ型コアを用いたチョークコイルの（図３に対応す
る）Ｉ−Ｌ特性の実測値を示す線図である。この実施例
は、図１に示したスイッチング電源装置の２次整流平滑
回路２３の電力容量が出力電圧２４Ｖ，最大電流２３Ａ
であって、チョーク電流Ｉｃｈ＝０の時にインダクタン
スＬ＝３２０μＨ、Ｉｃｈ＝０．３Ａの時にＬ＝２１５
μＨ、Ｉｃｈ＝２３Ａの時にＬ＝３０〜６０μＨのチョ
ークコイルを得るためのものである。

【００４５】そのため、ＥＩ４４規格のコア（中央脚の
幅１２mm）を加工して、図５に示したように、段差の深
さを２．５mmとし、その横幅をそれぞれ５mm（破
線）、６mm（２点鎖線）、７mm（実線）に設定し
た。図５に示したＥ型コアをＩ型コアと組み合せて協調
チョークコイルを試作し、そのＩ−Ｌ型特性を実測した
結果、図６にそれぞれ破線，２点鎖線，実線で示
した結果が得られた。

【００４６】すなわち、破線で示した段差幅５mmのコ
アは、最大電流Ｉｃｈ＝２３Ａで飽和ギリギリであった
が、２点鎖線，実線で示した段差幅６mm，７mmのコ
アは、それぞれＩｃｈ＝２３ＡでＬ＝３０〜４０μＨで
あり、Ｉｃｈ＝０．３Ａの時にＬ＝３００〜４００μＨ
で略満足する結果が得られている。そのため、同一容量
で段差のない従来の協調チョークコイルと比較して、コ
アはＥＩ５０規格からＥＩ４４規格になって約１０％小
型化し、コストは６００円から５００円と約２０％ダウ
ンし、ダミー電流Ｉｄを０．２Ａから０．１Ａに下げる
（省エネルギ２．４Ｗ）ことが出来た。

【００４７】図７は、図２に示した段差つきＥ型コアの
一変型を示す斜視図である。図７に示したＥ型コア１１
は、図２に示した段差の幅が中央脚の幅の１／２であっ
たコアの代りに、深さが同じで幅が２／３である段差
を、その厚さ（奥行）の３／４だけ設け、厚さの残り１
／４を段差なしとして構成したものである。図７に示し
たような段差でギャップを構成しても、中央脚１１ａの
上端面を上から見た時の段差部１１ｂの有効面積とその
深さが同じであれば、図２に示したＥ型コア１０と同等
の作用及び効果が得られる。

【００４８】図８は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバー
タ３の協調チョークコイル７の共通コアの第２実施形態
であるＥ型コアの構成の一例を示す斜視図である。図９
は、図８に示したＥ型コア１２を用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図１０はそのチ
ョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図
である。

【００４９】図８に示したＥ型コア１２は、磁気回路の
一部である断面（中央脚１２ａの上端面）に、ギャップ
としての斜面１２ｂを、その一辺が上端面と一致してギ
ャップがゼロになるように設けたことにより、このコア
を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図９に示した
ように、そのインダクタンスＬがチョーク電流Ｉｃｈ＝
０の時に最高で、チョーク電流Ｉｃｈの増大と共にリニ
アに減少して、遂には飽和状態に達する特性が得られ
る。

【００５０】そのため、チョーク電流波形は図１０に示
したように、無負荷時はインダクタンスＬが大きいから
リップル分が小さく、ダミー電流Ｉｄを小さく設定する
ことが出来ると共に、負荷電流Ｉｆの増大に伴ってイン
ダクタンスＬが減少するから、リップル分も増大してゆ
くが、ダミー電流Ｉｄと負荷電流Ｉｆの和であるチョー
ク電流Ｉｃｈは、増大してゆくリップル分（の１／２）
より常に大きいから、電流カットオフは発生しない。

【００５１】図１１は、図１に示した協調チョークコイ
ル７の共通コアの第３実施形態であるＥ型コアの構成の
一例を示す斜視図である。図１２は、図１１に示したＥ
型コア１３を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例
を示す線図であり、図１３はそのチョークコイルのチョ
ーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。

【００５２】図１１に示したＥ型コア１３は、その中央
脚１３ａの上端面１３ｂの一部に、ギャップとしての斜
面１３ｃと段差１３ｄとを設けたことにより、このコア
を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図１２に示し
たように、図３に示したＩ−Ｌ特性に比べて、２段にな
っている大小のインダクタンスＬ一定の部分の幅が狹く
なった代りに、その中間が緩やかな斜線で結ばれてい
る。したがって、そのＩ−Ｌ特性は、図３と図９にそれ
ぞれ示したＩ−Ｌ型特性の中間的な特性を示している。

【００５３】したがって、図１３に示したチョーク電流
Ｉｃｈの波形図は、無負荷時と最大負荷に近い負荷時と
についてのみ示しているから、図４及び図１０にそれぞ
れ示したチョーク電流波形図との差が明らかではない
が、中間的な負荷に対するチョーク電流Ｉｃｈの波形
も、Ｅ型コア１０，１２を用いたチョークコイルの間に
なっている。

【００５４】図１４は、図１に示した協調チョークコイ
ル７の共通コアの第４実施形態であり、ギャップを設け
る代りに材質の異なるコアを重ねて構成したＥ型コアの
一例を示す斜視図である。図１５は、図１４に示したＥ
型コア１４を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例
を示す線図であり、図１６はそのチョークコイルのチョ
ーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。

【００５５】図１４に示したＥ型コア１４は、同一サイ
ズであって互いに磁気特性の異なる材質からなる複数の
コア１４ａ，１４ｂを、その厚さ方向に重ねて構成した
ものである。例えばダストコアとフェライトコアとで
は、磁気抵抗や飽和限界等の磁気特性が異なるため、ギ
ャップのない磁気回路を形成しても、そのＩ−Ｌ特性は
その一例を図１５に示したように、上下２段のＬ特性が
現れる。

【００５６】したがって、チョーク電流Ｉｃｈの波形図
も、図１６に示したように、無負荷時にはリップル分を
抑えてダミー電流Ｉｄを少なくし、負荷時にはリップル
分が大きくなっても電流カットオフが生じないようにす
ることが出来る点では、ギャップを設けたＥ型コア１０
〜１３と同様な効果が得られる。ギャップを設けたＥ型
コア１０〜１３は、既に説明したようにギャップの型状
を変えることによって、任意のＩ−Ｌ特性が得られると
いう長所があったが、それに比べて図１４に示したＥ型
コアでは、材質の組み合わせやその種類を変えても、Ｉ
−Ｌ特性の選択の自由度は多少狹くなる傾向がある。

【００５７】図１７は、図１に示した協調チョークコイ
ル７の共通コアの第５実施形態であり、材質の異なるコ
アを重ねて構成したものに、さらにギャップを設けたＥ
型コアの一例を示す斜視図である。図１８は、図１７に
示したＥ型コア１５を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特
性の一例を示す線図であり、図１９はそのチョークコイ
ルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。

【００５８】図１７に示したＥ型コア１５は、図１４に
示したＥ型コア１４と同様に、互いに異なる材質からな
るＥ型コア１５ａ，１５ｂを厚さ方向に重ねて構成した
ものに、さらに図８に示したＥ型コア１２の斜面１２ｂ
と同様な、斜面１５ｃからなるギャップを設けたもので
ある。そのため、Ｅ型コア１５を用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性は、図１８に示したように、チョーク電流
Ｉｃｈの増大に伴ってそれぞれ減少するが、その傾斜が
異なる２段のリニア部分からなっている。図１９に示し
たチョーク電流Ｉｃｈの波形図は、重複するところが多
いので、説明を省略する。

【００５９】いうまでもなく、図１７に示したＥ型コア
１５の全面斜面１５ｃは、ギャップの一例を示したもの
であり、ギャップは全面斜面に限定されるものではな
く、段差（図２，図７）、斜面と段差の組み合わせ（図
１１）、又は例示しなかったが中央脚の上端面の一部を
残した斜面によって構成してもよい。あるいは、異なる
材質からなるＥ型コアの少くともいずれか１つにギャッ
プを設けてもよい。

【００６０】以上、図２，図７，図８，図１１，図１
４，図１７にそれぞれ示したＥ型コア１０〜１５は、図
２０に示したＥ型コア１７と同様にＩ型コアと組み合わ
せるものとして説明したが、組み合わせるコアは必ずし
もＩ型コアに限定されるものではなく、例えばＥ型コア
とＥ型コアの組み合わせであってもよい。また、Ｅ型コ
アの中央脚の形状も、図示したような角柱状ではなく、
例えば円柱状であっても同様な効果が得られる。

【００６１】以上説明した各種のＥ型コアを共通コアと
する協調チョークコイル７を用いるに当って、図１に示
したＤＣ−ＤＣコンバータ３は、各チョークコイルＣＨ
１〜ＣＨ３をそれぞれ２次整流平滑回路のグランドライ
ン側に設けたが、それぞれホットライン側に設けても同
様な効果が得られることはいうまでもない。また、もし
何等かの理由で、各チョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３が各
２次整流平滑回路のグランドラインとホットラインとに
分れて設けられたとしても、トランジスタＱがオンにな
って各チョークコイルを励起する電流が流れた時に、そ
れぞれの巻線が共通コアを同方向に磁化する向きに巻か
れていれば、同様な効果が得られる。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように、この発明による協
調チョークコイルは小型軽量であると共に、それを用い
た多出力スイッチング電源装置は電力損失を低減して発
熱を抑え、電力効率を向上することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態であり多出力スイッチン
グ電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を、１次
整流平滑回路と共に示す回路図である。

【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの協調チョ
ークコイルの共通コアに用いられるＥ型コアの第１実施
形態の構成の一例を示す斜視図である。

【図３】図２に示したＥ型コアを用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図４】図３に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイ
ルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図５】図２に示したＥ型コアの実施例のサイズの一例
を示す側面図である。

【図６】図５に示したＥ型コアを用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性の実測値を示す線図である。

【図７】図２に示したＥ型コアの第１実施形態の構成の
他の例を示す斜視図である。

【図８】Ｅ型コアの第２実施形態の構成の一例を示す斜
視図である。

【図９】図８に示したＥ型コアを用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図１０】図９に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコ
イルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図１１】Ｅ型コアの第３実施形態の構成の一例を示す
斜視図である。

【図１２】図１１に示したＥ型コアを用いたチョークコ
イルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図１３】図１２に示したＩ−Ｌ特性を有するチョーク
コイルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図１４】Ｅ型コアの第４実施形態の構成の一例を示す
斜視図である。

【図１５】図１４に示したＥ型コアを用いたチョークコ
イルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図１６】図１５に示したＩ−Ｌ特性を有するチョーク
コイルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図１７】Ｅ型コアの第５実施形態の構成の一例を示す
斜視図である。

【図１８】図１７に示したＥ型コアを用いたチョークコ
イルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図１９】図１８に示したＩ−Ｌ特性を有するチョーク
コイルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図２０】一定のインダクタンスを有する従来のチョー
クコイルのコアの構成の一例を示す斜視図である。

【図２１】図２０に示したコアを用いたチョークコイル
のＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。

【図２２】図２１に示したＩ−Ｌ特性を有するチョーク
コイルに流れる電流の一例を示す波形図である。

【図２３】従来の多出力スイッチング電源装置の構成の
一例を示す回路図である。

【符号の説明】

１：交流電源 ２：１次整流平滑回路 ３：ＤＣ−ＤＣコンバータ（多出力スイッチング電源装
置） ５：スイッチング制御回路 ６：トランス ７：協調チョークコイル １１〜１５：Ｅ型コア（磁心） ２１〜２３：２次整流平滑回路 Ｃ２１〜Ｃ２３：コンデンサ ＣＨ１〜ＣＨ３：チョークコイル Ｎ１：１次巻線 Ｎ２１〜Ｎ２３：２次巻線 Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次直流電力をトランスの１次巻線とス
   イッチング素子との直列回路に入力し、前記スイッチン
   グ素子をスイッチングすることにより前記トランスの複
   数の２次巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれチ
   ョークコイルを備えた複数の２次整流平滑回路により２
   次直流電力に交換して出力する多出力スイッチング電源
   装置において、 前記複数の２次整流平滑回路の各チョークコイルは、互
   いに磁心を共有すると共に、負荷電流が小さい時にはそ
   のインダクタンスが大きく、負荷電流が大きい時にはイ
   ンダクタンスが小さくなる磁気特性を有することを特徴
   とする多出力スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の多出力スイッチング電源
   装置に用いる互いに磁心を共有するチョークコイルであ
   って、 前記チョークコイルの共有する磁心が形成する磁気回路
   の一部にギャップを設けたことを特徴とするチョークコ
   イル。
3. 【請求項３】 請求項１記載の多出力スイッチング電源
   装置に用いる互いに磁心を共有するチョークコイルであ
   って、 前記チョークコイルの共有する磁心を、その厚さ方向に
   互いに材質の異なる複数の磁心を重ねて構成したことを
   特徴とするチョークコイル。
4. 【請求項４】 請求項３記載のチョークコイルにおい
   て、 前記チョークコイルの磁心が形成する磁気回路の一部に
   ギャップを設けたことを特徴とするチョークコイル。
5. 【請求項５】 請求項２又は４記載のチョークコイルに
   おいて、 前記ギャップが前記磁気回路の断面の一部に段差を設け
   たものであることを特徴とするチョークコイル。
6. 【請求項６】 請求項２又は４記載のチョークコイルに
   おいて、 前記ギャップが前記磁気回路の断面の全部又はその一部
   を斜面に形成したものであることを特徴とするチョーク
   コイル。
7. 【請求項７】 請求項２又は４記載のチョークコイルに
   おいて、 前記ギャップが前記磁気回路の断面の全部又はその一部
   を斜面及び段差で形成したものであることを特徴とする
   チョークコイル。