JP4352478B2 - 直交磁界変圧器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチングレギュレータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リアクタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から汎用電子機器で負荷電力が２５０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストした後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッチングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズである電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチング電源技術が利用されている。
【０００３】
図６は従来のブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路の１例を示すものである。
【０００４】
図６のブースト電圧共振型ソフトスイッチング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧Ｖ_ACは制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成された整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路でブースト用直流電圧Ｅ_B に変換される。
【０００５】
整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力はブーストダイオードＤ_B を介して、後述する直交磁界変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと記す）のリアクタ巻線Ｎ_R （インダクタンスＬ_R ）を介して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer ：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ₁ 及びＮ₃ （夫々のインダクタンスＬ₁ 及びＬ₃ ）の中点に接続されている。
【０００６】
又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサＣｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ₃ の巻始め点に接続され、１次巻線Ｎ₁ の巻終りはスイッチング用トランジスタＱ₁ に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されている。
【０００７】
更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒｓを介してスイッチング用トランジスタＱ₁ のベース及びクランプダイオードＤ₁ の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ_B の一端に接続されている。
【０００８】
電流制限抵抗Ｒ_B の他端はチョークコイルＬ_B 及び時定数コンデンサＣ_B を介してＰＩＴの１次巻線側のドライブ巻線Ｎ_D （インダクタンスＬ_D ）の巻終り点に接続し、ドライブ巻線Ｎ_D の巻始め端は接地電位に落とされている。
【０００９】
スイッチング用トランジスタＱ₁ のエミッタは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ₁ のベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ₁ が接続されコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続されている。
【００１０】
ＰＩＴの２次側巻線Ｎ₂ 及びＮ₄ は夫々整流回路Ｄ₂ 及びＤ₃ を介して安定化した直流電圧Ｅ₀ 及びＥ₀ ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ₀ 及びＥ₀ ′は制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴＬの出力はＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給され、この制御巻線Ｎ_C の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ巻線Ｎ_R のインダクタンスＬ_R を可変して、ブーストダイオードＤ_B に供給するブースト電圧を制御する様に成されている。
【００１１】
上述の構成で、スイッチング用トランジスタＱ₁ やチョークコイルＬ_B 等の回路で電圧共振型コンバータを構成し、ブーストダイオードＤ_B からリアクタ巻線Ｎ_R に供給される電圧をスイッチングしている。電圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを構成し、スイッチング用トランジスタＱ₁ がオフの時にスイッチング用トランジスタＱ₁ の電圧波形をチョークコイルＬ_B と時定数コンデンサＣ_B のＬＣで共振させて正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ_R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成されている。
【００１２】
又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例えば商用電源ＡＣの交流電圧Ｖ_ACの上昇や負荷電力Ｐ₀ の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線Ｎ_C の制御電流（Ｉ_C ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線Ｎ_R のインダクタンスＬ_R を増加（又は減少）させて出力電圧Ｅ₀ 又はＥ₀ ′を一定値に安定化させる様に成されている。
【００１３】
上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成を図７（Ａ）に示す。図７（Ａ）でＰＲＴはフェライト磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａと、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマイラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成された直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１と成されている。
【００１４】
上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成した。
【００１５】
次に図７（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００ターン巻回する。
【００１６】
更に、前方側の下側の脚１ｃと、後方側の下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線Ｎ_R を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図６の回路に用いてリアクタ巻線Ｎ_R にスイッチング用トランジスタＱ₁ でスイッチングされる交流電流Ｉ_R を流し、制御巻線Ｎ_C にインダクタンス制御用の直流制御電流Ｉ_C を流した場合にはリアクタ巻線Ｎ_R と制御巻線Ｎ_C とは互に直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているので直流制御電流Ｉ_C に制御巻線ターン数Ｎ_C1を乗じた起磁力によって生ずる直流磁束φ_C と交流電流Ｉ_R にリアクタ巻線ターン数Ｎ_R1を乗じた起磁力によって生ずる交流磁束φ_R を発生する。
【００１７】
図７（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の磁路に流れる磁束φ_R 及びφ_C を示しているが、後方側の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φ_R ′及びφ_C ′が発生しているが４脚の前方側及び後方側の磁束φ_C ，φ_C ′，φ_R ，φ_R ′は交流電流Ｉ_R の極性によって加え合って例えばφ_R ＋φ_C 又はφ_R ′＋φ_C ′となったり、打ち消し合って例えばφ_R −φ_C 又はφ_R ′−φ_C ′となったりし、加え合ったり、減じ合ったりした動作を繰り返している。
【００１８】
従って、加え合う脚ではＢ−Ｈカーブ（Ｂは磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であり、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂは低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
図７（Ａ）で説明したＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介して接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけに５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタンス直流重畳特性曲線を図７（Ｂ）に示す。
【００２０】
図７（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ_R に流す交流電流Ｉ_R （Ａ）、縦軸は制御巻線Ｎ_C に流す直流制御電流Ｉ_C をパラメータとしたリアクタ巻線Ｎ_R 側のインダクタンスＬ_R （ｍＨ）の変化状態を示すもので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍのギャップ２を設けた場合であり、制御電流Ｉ_C が増大し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダクタンス特性を示す。
【００２１】
又、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと板状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成した場合には、図７（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
【００２２】
上述の様にインダクタンス直流重畳特性の拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入してギャップ２を構成するので磁束φ_C ，φ_C ′中にギャップ２が存在するため制御電流Ｉ_C が増大する。又、磁束φ_R ，φ_R ′中のギャップは僅少のため交流電流Ｉ_R の増加に伴って４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。この為にリアクタ巻線Ｎ_R のインダクタンス可変範囲は図７（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定されてしまう為に次の様な問題が発生する。
【００２３】
（イ）上述の様に制御巻線Ｎ_C に流れる直流制御電流Ｉ_C によって直流の磁束φ_C ，φ_C ′が通る磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和させるための直流制御電流Ｉ_C が極めて大きくなり制御巻線Ｎ_C の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増大する問題が生ずる。
【００２４】
（ロ）又、リアクタ巻線Ｎ_R に流れる交流電流Ｉ_R によって発生する交流磁束φ_R ，φ_R ′が通る磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタンス直流重畳特性はリアクタ巻線Ｎ_R に流れる交流電流の増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下してしまう問題が生ずる。
【００２５】
（ハ）又、ギャップ２が僅少なため、マイラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μや寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタンス値が変動する。
【００２６】
（ニ）更に、インダクタンス可変範囲は直流制御電流Ｉ_C が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図７（Ｂ）の様に約６倍程度しか変化しないため図６で説明したブーススト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用すると、図８（Ａ）の商用交流電圧Ｖ_ACとブースト電圧Ｅ_B 間の特性曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ₀maxと最小負荷電力Ｐ₀min時のブースト電圧Ｅ_B を略一定に制御する為には図８（Ｂ）の商用交流電圧Ｖ_ACとリアクタ巻線Ｎ_R のインダクタンスＬ_R の特性曲線に示す様にＰＩＴの１次巻線Ｎ₁ のインダクタンスＬ₁ に対して、ＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ_R のインダクタンスＬ_R は
Ｌ_R ＝（０．１〜１．２）Ｌ₁
のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変インダクタンス範囲としなければならない問題があった。尚、図８（Ａ）でＥｉは平滑コンデンサＣｉ 端の電圧である。
【００２７】
（ホ）上述のＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ_R のターン数Ｎ_R1のインダクタンスＬ_R はギャップ長をｌ_g 、交流磁束φ_R の平均磁路長をｌ_R 、リアクタ巻線Ｎ_R のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ₀ 、フェライトコアの実効透磁率をμ_e とすればインダクタンスＬ_R は次の（１）式で求められる。

ここでインダクタンスＬ_R の拡大を図るためにはコア断面積Ｓやリアクタ巻線Ｎ_R のターン数Ｎ_R1を増加させればよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌ_g や平均磁路長ｌ_R が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も発生する。
【００２８】
本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴを得ようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明は方形の板部１ａの頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを延設し、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に平板状磁芯１ｇを突き合せた形状とした磁芯１の隣り合う２本の脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを束にして互に直交する様に制御巻線Ｎ_C 及びリアクタ巻線Ｎ_R を巻回して成るＰＲＴであって、平板状磁芯１ｇを２組の同一寸法の平板状磁芯部１ｇａ及び１ｇｂに分割し、分割した平板状磁芯部１ｇａ及び１ｇｂ間にＶ字状或は平行な磁気空隙４を設け、制御巻線Ｎ_C で生ずる磁界中には磁気空隙２を設けず、リアクタ巻線Ｎ_R で生ずる磁界中に磁気空隙４，４ａを設け、平板状磁芯１ｇの厚さを縮小して、脚１ｂの１本分の断面積と平板状磁芯１ｇの側面の磁気空隙４，４ａが形成されていない側の断面積とを等しくしてなるＰＲＴとしたものである。
【００３０】
本発明のＰＲＴによれば従来と同一の直流制御電流Ｉ_C で略２倍のインダクタンス可変範囲が得られブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を図１乃至図５を用いて詳記する。図１（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ用コアの分解斜視図及び組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交流電流Ｉ_R を変化させた時に制御巻線Ｎ_C の直流制御電流Ｉ_C をパラメータとしたインダクタンスＬ_R の変化を示す直流重畳特性曲線を示すものである。
【００３２】
図１（Ａ）及び図１（Ｂ）に於いて、図７（Ａ）との対応部分には同一符号を付して重複説明は省略する。
【００３３】
図１（Ａ）で方形の板部１ａと、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に延設したＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍｍ、ｃ＝３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、図１（Ｂ）の様に前方側の上方の脚１ｂと下方の脚１ｃ間に橋格させる様に巻回した制御巻線Ｎ_C は図７（Ａ）と全く同一構成である。
【００３４】
本例では方形に形成してＷコ字状コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に接合される板状コア１ｇの厚みｄ′をｄ′＜ｄに選択して、同一面積となる様に前方側の脚１ｂ，１ｃ側から後方側の脚１ｄ，１ｅ側に二分割して磁気空隙即ち、分割溝３を形成して、板状コア１ｇを２つに分離した分割コア１ｇａ及び１ｇｂの夫々の断面積Ｓ′＝ｄ² と成るように選択する。
【００３５】
又、主巻線となるリアクタ巻線Ｎ_R ′のターン数Ｎ_R1′はＮ_R1′＝√２Ｎ_R1として従来のインダクタンスＬ_R の２倍となる様なＬ_R ′＝２Ｌ_R に選択する。
【００３６】
更に、２枚に分割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂの前方側の脚１ｂ及び１ｃ寄り、或は後方側の脚１ｄ及び１ｅ寄りのいずれかの分割溝３内にマイラフィルムを挿入し、例えば図１（Ｂ）の様に前方側が開いて、後方側が閉じたＶ字状溝から成るギャップ４を形成する。
【００３７】
上述の構成のＰＲＴによれば、制御巻線Ｎ_C のターン数Ｎ_C1′に直流制御電流Ｉ_C を乗じたＮ_C1′・Ｉ_C の起磁力によって生ずる磁束φ_C の磁路中には従来のＰＲＴの様にギャップ２を構成せずリアクタ巻線Ｎ_R のターン数Ｎ_R1′と交流電流Ｉ_R を乗じたＮ_R1′・Ｉ_R の起磁力によって生ずる交番磁束φ_R の磁路中にはＶ字状のギャップ４が存在するため直流制御電流Ｉ_C 及び交番電流Ｉ_R の増加に伴って、順々に飽和するためインダクタンスＬ_R ′の低下が大幅に改善される。
【００３８】
図１（Ｃ）はコア１の材料としてＦＥ−９材を用い、リアクタ巻線Ｎ_R のターン数Ｎ_R1′＝３８Ｔ／０．１ｍφ×２０束（０．１φ、２０本縒りのリッツ線）とし、ギャップ４の空隙を２００μｍとした場合の実測値を示すものであり、図１（Ｃ）からも明らかな様に、直流制御電流Ｉ_C が５ｍＡ乃至３５ｍＡに於いて、図７（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べて、約１２倍のダイナミックレンジに拡大され、交流電圧Ｖ_ACの変化に対するインダクタンスＬ_R の値の変化も図７（Ｂ）に比べて平坦化された値が得られるので図６で説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴを提供可能と成った。
【００３９】
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）は本発明のＰＲＴの他の形態例とインダクタンス直流重畳特性図を示すものである。
【００４０】
図２（Ａ）のＰＲＴは板状コア１ｇを２分割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間の分割溝３を図１（Ｂ）の様にＶ字状のギャップ４とせずに平行ギャップ４ａと成した場合であり、Ｗコ字状コア１ｆ並びに分割コア１ｇａ及び１ｇｂは図１（Ｂ）と同一構成である。
【００４１】
この様に板状コア１ｇを等分割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間のギャップ４ａを平行とした場合の図１（Ｃ）と同様のインダクタンス直流重畳特性曲線は図２（Ｂ）の様に図１（Ｃ）に比べてインダクタンスＬ_R ′の低下を少くすることが出来る。
【００４２】
図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は本発明のＰＲＴの更に他の形態例を示すものであり、図３（Ａ）のコア分解図と図３（Ｂ）の組立図に於いて、Ｗコ字状コア１ｆ及び板状コア１ｇを２等分割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂに平行なギャップ４ａを形成し、制御巻線Ｎ_C 及びリアクタ巻線Ｎ_R を巻回した構成は図２（Ａ）と全く同一である。
【００４３】
本例の場合はＷコ字状コア１ｆを構成する方形の板部１ａの厚みｄをｄ′とし、ｄ′＜ｄとし、板部１ａのコア断面積Ｓ′＝ｄ² となる様にし、図３（Ｂ）の様に直流磁束φ_C と交流磁束φ_R が互に加算或は減算し合う領域を拡大する様にし、インダクタンスＬ_R の可変範囲を更に拡大可能な構成とした場合である。
【００４４】
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は本発明のＰＲＴの更に他の形態例とＰＲＴの記号を示すものである。
【００４５】
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）の構成では制御巻線Ｎ_C を２組に分割しＮ_C ／２お及びＮ_C ／２とし前方側の脚１ｂ，１ｃに橋格する様にＮ_C ／２の制御巻線を巻回し、後方側の脚１ｄ，１ｅに橋格する様にＮ_C ／２の制御巻線を巻回し、分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間に形成したギャップ４ａ上にリアクタ巻線Ｎ_R ′をターン数Ｎ_R1′で巻回した場合である。この場合は従来の図７（Ａ）の制御巻線Ｎ_C の直流抵抗１５０Ωを５０Ω＋５０Ω＝１００Ωに低減出来て、直流制御電力は２／３に低下し、ギャップ４ａからの漏洩磁束はリアクタ巻線Ｎ_R ′によってシールドする効果を生ずる。
【００４６】
図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は本発明の更に他の形態例を示すものであり、図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを有するＷコ字状コア１ｆの脚端面にコ字状コア５を接合して、接合面にはギャップを作らずコ字状コア５にリアクタ巻線Ｎ_R ′を巻回し、図５（Ａ）の場合は、コ字状コア５の側面にＶ字状のギャップ４を形成し、図５（Ｂ）では平行なギャップ４ａを形成した場合である。これら構成でも図１（Ａ）と同様の効果が得られ、リアクタ巻線Ｎ_R ′のターン数Ｎ_R1′を低減することが可能と成る。
【００４７】
【発明の効果】
本発明の直流磁界変圧器によると、制御巻線Ｎ_C に流す直流の制御電流Ｉ_C は従来と同一値に対し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路を構成可能と成った。
【００４８】
又、制御巻線の磁路中にギャップを構成させない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダクタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された直交磁界変圧器が得られた。
【００４９】
更に、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは要求される可変インダクタンス特性によって適宜に選択出来てインダクタンス値のバラツキが解消されてて設計が容易と成る効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図３】本発明の更に他の直交磁界変圧器（Ｉ）である。
【図４】本発明の更に他の直交磁界変圧器（II）である。
【図５】本発明の更に他の直交磁界変圧器（III)である。
【図６】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路図である。
【図７】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図８】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説明図である。
【符号の説明】
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ‥‥脚、１ｆ‥‥ダブルコ字状コア、１ｇ‥‥板状コア、１ｇａ，１ｂａ‥‥分割コア、Ｎ_C ‥‥制御巻線、Ｎ_R ‥‥リアクタ巻線

Claims (4)

1. 方形の板部の頂点部から該板部と直交する方向に４つの脚を延設し、該４つの脚の端面に平板状磁芯を突き合わせた形状とした磁芯の隣り合う二本の該脚を束にして互に直交する様に制御巻線及びリアクタ巻線を巻回して成る直交磁界変圧器であって、
   上記平板状磁芯を２組の同一寸法の平板状磁芯部に分割し、該分割した平板状磁芯部間にＶ字状或は平行な磁気空隙を設け、上記制御巻線で生ずる磁界中には磁気空隙を設けず、上記リアクタ巻線で生ずる磁界中に上記磁気空隙を設け、
   上記平板状磁芯の厚さを縮小して上記脚の１本分の断面積と上記平板状磁芯の側面の磁気空隙が形成されていない側の断面積とを等しくして成る直交磁界変圧器。
2. 前記板部の厚さを減少して前記脚の１本分の断面積と前記板部の側面側の断面積とを等しく成る様に成した請求項１記載の直交磁界変圧器。
3. 前記制御巻線を２組に分割し、前記４つの脚の前後の１対の脚に該２組に分割した制御巻線を巻回し、前記リアクタ巻線を前記磁気空隙上に巻回して成る請求項１又は請求項２記載の直交磁界変圧器。
4. 前記リアクタ巻線を前記板部と４つの脚より成る磁芯の各脚の端面と接合させたコ字状磁芯に巻回した請求項１又は請求項２記載の直交磁界変圧器。

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