JPH0638713B2 - 正弦波発生回路 - Google Patents
正弦波発生回路Info
- Publication number
- JPH0638713B2 JPH0638713B2 JP59207335A JP20733584A JPH0638713B2 JP H0638713 B2 JPH0638713 B2 JP H0638713B2 JP 59207335 A JP59207335 A JP 59207335A JP 20733584 A JP20733584 A JP 20733584A JP H0638713 B2 JPH0638713 B2 JP H0638713B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- base
- sine wave
- magnetic core
- magnetic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は各種電気機器に使用される主として直流電圧を
正弦波交番電圧に変換する正弦波発生回路に関するもの
である。
正弦波交番電圧に変換する正弦波発生回路に関するもの
である。
従来例の構成とその問題点 近年の電気機器の小型化，軽量化，低価格化の要求は激
化の一途をたどり、上記要求にともない、電気機器に使
用される正弦波発生回路についても小型化，軽量化，低
価格化の要求は目ざましいものがある。
化の一途をたどり、上記要求にともない、電気機器に使
用される正弦波発生回路についても小型化，軽量化，低
価格化の要求は目ざましいものがある。
以下図面を参照しながら上述した従来の正弦波発生回路
について説明する。
について説明する。
第１図は従来の正弦波発生回路の構成を示すものであ
る。
る。
第１図においては１は磁心８に磁束を発生させる１次巻
線、２はトランジスタ４にベース電流を供給するベース
巻線、３は磁心８の磁束により出力電圧を発生する出力
巻線、４は１次巻線１に流れる電流を継続するトランジ
スタ、５はトランジスタ４に流れるベース電流を制限す
るベース抵抗、６は発振用コンデンサ、７は回路を起動
させる起動抵抗、８は１次巻線１，ベース巻線２，出力
巻線３と同一の磁気回路を構成する磁心、９は１次巻線
１と共振回路を構成するコンデンサ、１０はこのように
構成された一石式のブロッキングオシレーターを動作さ
せる直流電源である。
線、２はトランジスタ４にベース電流を供給するベース
巻線、３は磁心８の磁束により出力電圧を発生する出力
巻線、４は１次巻線１に流れる電流を継続するトランジ
スタ、５はトランジスタ４に流れるベース電流を制限す
るベース抵抗、６は発振用コンデンサ、７は回路を起動
させる起動抵抗、８は１次巻線１，ベース巻線２，出力
巻線３と同一の磁気回路を構成する磁心、９は１次巻線
１と共振回路を構成するコンデンサ、１０はこのように
構成された一石式のブロッキングオシレーターを動作さ
せる直流電源である。
以上のように構成された正弦波発生回路について以下そ
の動作を説明する。
の動作を説明する。
起動抵抗７，ベース抵抗５，ベース巻線２を通じてトラ
ンジスタ４のベースに電流が流れると、トランジスタ４
のコレクタ電流は増加する。１次巻線１、及びベース巻
線２は互いに正帰環が行われるよう極性が定められてい
るためベース巻線２に発生した電圧は発振用コンデンサ
６，ベース抵抗５，ベース巻線２，トランジスタ４のベ
ースを通じて流れるため、トランジスタ４のコレクタ電
流はさらに増加しようとするが、コンデンサ９及び１次
巻線１とで並列共振回路を構成しているため、トランジ
スタ４のコレクタ電流は前記並列共振回路で固有周波数
で決まる正弦波電流となる。このためベース巻線２に発
生する電圧も正弦波電圧となり、発振用コンデンサ６，
ベース抵抗５，ベース巻線２を通じて流れるベース電流
も正弦波電流となるためトランジスタ４のコレクタ電流
は正弦波振動を保つ。この時、トランジスタ４のコレク
タ電圧はコレクタ電流に逆比例するため、コレクタ電流
波形の極性を反転させた正弦波電圧波形となる。
ンジスタ４のベースに電流が流れると、トランジスタ４
のコレクタ電流は増加する。１次巻線１、及びベース巻
線２は互いに正帰環が行われるよう極性が定められてい
るためベース巻線２に発生した電圧は発振用コンデンサ
６，ベース抵抗５，ベース巻線２，トランジスタ４のベ
ースを通じて流れるため、トランジスタ４のコレクタ電
流はさらに増加しようとするが、コンデンサ９及び１次
巻線１とで並列共振回路を構成しているため、トランジ
スタ４のコレクタ電流は前記並列共振回路で固有周波数
で決まる正弦波電流となる。このためベース巻線２に発
生する電圧も正弦波電圧となり、発振用コンデンサ６，
ベース抵抗５，ベース巻線２を通じて流れるベース電流
も正弦波電流となるためトランジスタ４のコレクタ電流
は正弦波振動を保つ。この時、トランジスタ４のコレク
タ電圧はコレクタ電流に逆比例するため、コレクタ電流
波形の極性を反転させた正弦波電圧波形となる。
時間が経過し正弦波振動が進行すると、ベース巻線２に
発生する電圧は極性が反転し、トランジスタ４はカット
オフとなるが、コンデンサ９及び１次巻線１とで構成さ
れる並列共振回路は正弦波振動が接続するため、トラン
ジスタ４のコレクタ電圧波形は連続した正弦波電圧波形
となる。
発生する電圧は極性が反転し、トランジスタ４はカット
オフとなるが、コンデンサ９及び１次巻線１とで構成さ
れる並列共振回路は正弦波振動が接続するため、トラン
ジスタ４のコレクタ電圧波形は連続した正弦波電圧波形
となる。
さらに正弦波振動が進行するとベース巻線２に発生する
電圧の極性は再び反転し、トランジスタ４に再びベース
電流が流れ上記動作をくりかえし、連続した正弦波電圧
を発生させる。
電圧の極性は再び反転し、トランジスタ４に再びベース
電流が流れ上記動作をくりかえし、連続した正弦波電圧
を発生させる。
しかし上記のような構成では発生する正弦波の正負対称
性を得るために、トランジスタ４がカットオフしている
期間中にコンデサ９，１次巻線１とで構成される並列共
振回路の正弦波振動が減衰しないように磁心損失の極め
て少ないフェライトコアを使用しなければならず、フェ
ライトコアの磁束密度の上限が３０００ガウス程度と低
いため、磁心８が大型化し、重く、高価になるという欠
点を有していた。
性を得るために、トランジスタ４がカットオフしている
期間中にコンデサ９，１次巻線１とで構成される並列共
振回路の正弦波振動が減衰しないように磁心損失の極め
て少ないフェライトコアを使用しなければならず、フェ
ライトコアの磁束密度の上限が３０００ガウス程度と低
いため、磁心８が大型化し、重く、高価になるという欠
点を有していた。
又、小型化，軽量化のため磁束密度を３０００ガウス以
上にするためにケイ素鋼板からなる積層磁心を使用すれ
ば、磁心損失が大きいため、Ｇ−１１クラスの方向性ケ
イ素鋼板を使用したとしても、磁心損失はフェライトコ
アに比して１０数倍にもなり、トランジスタ４がカット
オフしている期間中のコンデンサ９，１時巻線１とで構
成される並列共振回路の正弦波振動は著しく減衰し、発
生する正弦波の正負の対称性は著しくアンバランスとな
り実用に耐えない欠点を有していた。
上にするためにケイ素鋼板からなる積層磁心を使用すれ
ば、磁心損失が大きいため、Ｇ−１１クラスの方向性ケ
イ素鋼板を使用したとしても、磁心損失はフェライトコ
アに比して１０数倍にもなり、トランジスタ４がカット
オフしている期間中のコンデンサ９，１時巻線１とで構
成される並列共振回路の正弦波振動は著しく減衰し、発
生する正弦波の正負の対称性は著しくアンバランスとな
り実用に耐えない欠点を有していた。
又、ケイ素鋼板を積層してなる磁心の損失を軽減するた
めに磁束密度を低下させれば、必然的に磁心形状が大型
化し、高価となり、重くなるという欠点を有していた。
めに磁束密度を低下させれば、必然的に磁心形状が大型
化し、高価となり、重くなるという欠点を有していた。
発明の目的 本発明は上記従来の欠点に鑑み小型，軽量，低価格とす
ることのできる正弦波発生回路を提供するものである。
ることのできる正弦波発生回路を提供するものである。
発明の構成 この目的を達成するために本発明の正弦波発生回路は、
１次巻線、１つ以上の出力巻線、ベース巻線、トランジ
スタ、ベース抵抗、起動抵抗、及び発振用コンデンサか
らなる一石式ブロッキングオシレーターと、上記１次巻
線，出力巻線の少なくともどれか１個の巻線と並列に接
続されたコンデンサを有し、上記巻線の巻回部位以外の
磁路中に空隙を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁心を
上記１次巻線，ベース巻線，出力巻線，各々に鎖交させ
て構成されている。
１次巻線、１つ以上の出力巻線、ベース巻線、トランジ
スタ、ベース抵抗、起動抵抗、及び発振用コンデンサか
らなる一石式ブロッキングオシレーターと、上記１次巻
線，出力巻線の少なくともどれか１個の巻線と並列に接
続されたコンデンサを有し、上記巻線の巻回部位以外の
磁路中に空隙を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁心を
上記１次巻線，ベース巻線，出力巻線，各々に鎖交させ
て構成されている。
この構成にすることにより重く、高価で、大型なフェラ
イトコアが不要となり、小型，軽量，低価格な正弦波発
生回路を提供することになる。
イトコアが不要となり、小型，軽量，低価格な正弦波発
生回路を提供することになる。
実施例の説明 以下本発明の一実施例について図面を参照しながら説明
する。
する。
第２図は本発明の第１の実施例における正弦波発生回路
の構成を示すものであり、第３図は第２図中に示される
１次巻線１，ベース巻線２，出力巻線３，ケイ素鋼板を
積層してなる磁心８ａとで構成されるトランスの構造図
である。
の構成を示すものであり、第３図は第２図中に示される
１次巻線１，ベース巻線２，出力巻線３，ケイ素鋼板を
積層してなる磁心８ａとで構成されるトランスの構造図
である。
１は磁心８ａに磁束を発生させる１次巻線、２はトラン
ジスタ４にベース電流を供給するベース巻線、３は磁心
８ａの磁束により出力電圧を発生する出力巻線、４は１
次巻線１に流れる電流を断続するトランジスタ、５はト
ランジスタ４に流れるベース電流を制限するベース抵
抗、６は発振用コンデンサ、７は回路を起動させる起動
抵抗、９は１次巻線１と共振回路を構成するコンデン
サ、１０はこのように構成された一石式のブロッキング
オシレーターを動作させる直流電源で、以上は第１図の
構成と同じものである。８ａは上記巻線の巻回部位以外
の磁路中に空隙１１を設けたケイ素鋼板を積層してなる
１磁巻線１，ベース巻線２，出力巻線３の各々に鎖交す
る磁心である。
ジスタ４にベース電流を供給するベース巻線、３は磁心
８ａの磁束により出力電圧を発生する出力巻線、４は１
次巻線１に流れる電流を断続するトランジスタ、５はト
ランジスタ４に流れるベース電流を制限するベース抵
抗、６は発振用コンデンサ、７は回路を起動させる起動
抵抗、９は１次巻線１と共振回路を構成するコンデン
サ、１０はこのように構成された一石式のブロッキング
オシレーターを動作させる直流電源で、以上は第１図の
構成と同じものである。８ａは上記巻線の巻回部位以外
の磁路中に空隙１１を設けたケイ素鋼板を積層してなる
１磁巻線１，ベース巻線２，出力巻線３の各々に鎖交す
る磁心である。
第３図について１は１次巻線、２はベース巻線、３は出
力巻線であり、以上の巻線は磁心８ａの一磁脚に重ねて
巻いた、すなわち同軸上に巻回されている。８ａは磁路
中に空隙１１を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁心で
ある。１１は磁心８ａの磁路中に設けられた空隙であ
る。
力巻線であり、以上の巻線は磁心８ａの一磁脚に重ねて
巻いた、すなわち同軸上に巻回されている。８ａは磁路
中に空隙１１を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁心で
ある。１１は磁心８ａの磁路中に設けられた空隙であ
る。
以上のように構成された正弦波発生回路について以下そ
の動作について説明する。
の動作について説明する。
回路の動作原理及び各部の波形は第１図の従来例と同一
であるので省略する。
であるので省略する。
以下本発明に用いられる磁路中に空隙１１を設けた積層
磁心８ａについて説明する。
磁心８ａについて説明する。
第４図(a)は第１図及び第２図のコンデンサ９及び１次
巻線１で構成される並列共振回路の理想等価回路であ
り、第４図(b)は磁心損失を考慮した実際の等価回路で
ある。
巻線１で構成される並列共振回路の理想等価回路であ
り、第４図(b)は磁心損失を考慮した実際の等価回路で
ある。
第４図(a)，(b)について Ｃはコンデンサ９の容量， Ｌは１次巻線１のインダクタンス， 第４図(b)について Ｒは磁心８及び８ａの磁心損失を抵抗に換算したもので
ある。
ある。
インダクタンスＬは磁心８の比透磁率、１次巻線１の巻
数、磁心断面積、磁路長によって決まり磁心８の材質が
決まれば比透磁率，最大磁束密度が決まり、又１次巻線
１に印加される電圧、及び出力巻線から取り出す電力が
決まれば、磁路長，磁心断面積、１次巻線１の巻数が決
まるためある固有の値を持つことになる。このため希望
する周波数で発振させるためには容量Ｃを次の(1)式で
表わされる値にする必要がある。
数、磁心断面積、磁路長によって決まり磁心８の材質が
決まれば比透磁率，最大磁束密度が決まり、又１次巻線
１に印加される電圧、及び出力巻線から取り出す電力が
決まれば、磁路長，磁心断面積、１次巻線１の巻数が決
まるためある固有の値を持つことになる。このため希望
する周波数で発振させるためには容量Ｃを次の(1)式で
表わされる値にする必要がある。
Ｃ＝（１／Ｌ）×（１／２・π・ｆ）２……(1) このように定められたＬ・及びＣを用いて理想的な並列
共振回路を第４図(a)のように構成すればインダクタン
スＬに蓄えられたエネルギーは全て容量Ｃに移るため正
弦波振動は永久に持続することになるが、実際にはイン
ダクタンスＬを構成する磁心８に損失があるため、実際
の等価回路は第４図(b)で示されるＬＣＲ並列共振回路
となりインダクタンスＬに電圧が発生する毎にインダク
タンスＬに蓄えられたエネルギーは抵抗Ｒで消費されて
消失し、正弦波振動は徐々に減衰する。
共振回路を第４図(a)のように構成すればインダクタン
スＬに蓄えられたエネルギーは全て容量Ｃに移るため正
弦波振動は永久に持続することになるが、実際にはイン
ダクタンスＬを構成する磁心８に損失があるため、実際
の等価回路は第４図(b)で示されるＬＣＲ並列共振回路
となりインダクタンスＬに電圧が発生する毎にインダク
タンスＬに蓄えられたエネルギーは抵抗Ｒで消費されて
消失し、正弦波振動は徐々に減衰する。
この減衰する度合を示すパラメーターとして一般にＱと
呼ばれる(2)式又は(3)式で表わされる値を用い、Ｑが大
きい程、正弦波振動が減衰しないことを表わす。
呼ばれる(2)式又は(3)式で表わされる値を用い、Ｑが大
きい程、正弦波振動が減衰しないことを表わす。
Ｑ＝Ｒ／ωＬ ω＝２・π・ｆ ……(2) Ｑ＝ＲωＣ ω＝２πｆ ……(3) (2)式及び(3)式よりωを消去すると(4)式が導き出され
る。
る。
(4)式から判明するようにＱを上げ正弦波振動が減衰し
ないようにするには抵抗Ｒを大きくすれば良いことは自
明であるが、抵抗Ｒを大きくする、すなわち磁心損失を
減少させるには磁束密度を下げる、又は極めて損失の少
ないフェライトコアを使用しなければならず、大型化，
高価格化，重くなるという従来の欠点となる。上記の従
来の欠点に対して本発明による磁路中に空隙１１を設け
たケイ素鋼板を積層してなる磁心８ａを使用すれば、磁
束密度，磁路長，鉄心断面積，１次巻線１の巻数を何ら
変更することなくインダクタンスＬを低減できるためＲ
は一定でもＱは大きくなる。又、(1)式から判るように
インダクタンスＬの低減にともない発振周波数を同一に
保つために容量Ｃを大きくでき、インダクタンスＬの低
減と合せてＱを飛躍的に大きくでき、第２図の正弦波発
生回路は波形の正負対称性に優れた正弦波を発生する。
ないようにするには抵抗Ｒを大きくすれば良いことは自
明であるが、抵抗Ｒを大きくする、すなわち磁心損失を
減少させるには磁束密度を下げる、又は極めて損失の少
ないフェライトコアを使用しなければならず、大型化，
高価格化，重くなるという従来の欠点となる。上記の従
来の欠点に対して本発明による磁路中に空隙１１を設け
たケイ素鋼板を積層してなる磁心８ａを使用すれば、磁
束密度，磁路長，鉄心断面積，１次巻線１の巻数を何ら
変更することなくインダクタンスＬを低減できるためＲ
は一定でもＱは大きくなる。又、(1)式から判るように
インダクタンスＬの低減にともない発振周波数を同一に
保つために容量Ｃを大きくでき、インダクタンスＬの低
減と合せてＱを飛躍的に大きくでき、第２図の正弦波発
生回路は波形の正負対称性に優れた正弦波を発生する。
なお、本実施例では磁心形状を内鉄型としているが、磁
心８ａの型状は第６図(a)，(b)，(c)に示すように外鉄
型とし第５図(a)のようにセンターギャップ１１，第５
図(b)のように両足ギャップ１１，第５図(c)のように通
しギャップ１１としても良い。
心８ａの型状は第６図(a)，(b)，(c)に示すように外鉄
型とし第５図(a)のようにセンターギャップ１１，第５
図(b)のように両足ギャップ１１，第５図(c)のように通
しギャップ１１としても良い。
又、第２図では１次巻線１にコンデンサ９を並列に接続
しているが、第６図のように出力巻線３に並列にコンデ
ンサ９を接続しても、本発明の効果は変わらない。又、
第７図のように１次巻線１及び出力巻線３に同時にコン
デンサ９を接続しても良いし、第８図のように複数の出
力巻線３ａ，３ｂに各々コンデンサ９を接続しても良
い。更に、第９図のように１次巻線１、及び複数の出力
巻線３ａ，３ｂ各々にコンデサ９を接続しても良い。
しているが、第６図のように出力巻線３に並列にコンデ
ンサ９を接続しても、本発明の効果は変わらない。又、
第７図のように１次巻線１及び出力巻線３に同時にコン
デンサ９を接続しても良いし、第８図のように複数の出
力巻線３ａ，３ｂに各々コンデンサ９を接続しても良
い。更に、第９図のように１次巻線１、及び複数の出力
巻線３ａ，３ｂ各々にコンデサ９を接続しても良い。
発明の効果 以上のように本発明は１磁巻線あるいは出力巻線にコン
デンサが接続された一石式のブロッキングオシレーター
と、磁路中に空隙を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁
心を使用することにより従来の大型で高価で重いフェラ
イトコアに替えて従来使用不可能であったケイ素鋼板を
積層してなる磁心を使用できるため、小型，低価格，軽
量な正弦波発生回路とすることができる。
デンサが接続された一石式のブロッキングオシレーター
と、磁路中に空隙を設けたケイ素鋼板を積層してなる磁
心を使用することにより従来の大型で高価で重いフェラ
イトコアに替えて従来使用不可能であったケイ素鋼板を
積層してなる磁心を使用できるため、小型，低価格，軽
量な正弦波発生回路とすることができる。
また、１次巻線と出力巻線を磁心の１つの磁脚上に同軸
状に巻回されているため、巻線間の結合がよくなり、出
力巻線のリーケージインダクタンスも小さくなり、負荷
による出力電圧変動が少なく、磁心の空隙を調整して
も、その空隙は巻数の巻回部位以外に設けられているた
め、出力巻数のリーケージインダクタンスは変化せず、
さらに空隙から発生するリーケージフラックスが巻線に
鎖交しにくいためリーケージフラックスによる銅損も発
生しにくいものとなり、その実用的効果は絶大なるもの
がある。
状に巻回されているため、巻線間の結合がよくなり、出
力巻線のリーケージインダクタンスも小さくなり、負荷
による出力電圧変動が少なく、磁心の空隙を調整して
も、その空隙は巻数の巻回部位以外に設けられているた
め、出力巻数のリーケージインダクタンスは変化せず、
さらに空隙から発生するリーケージフラックスが巻線に
鎖交しにくいためリーケージフラックスによる銅損も発
生しにくいものとなり、その実用的効果は絶大なるもの
がある。
第１図は従来の正弦波発生回路の構成を示す回路図、第
２図は本発明の正弦波発生回路の一実施例の回路図、第
３図は本発明の正弦波回路に用いるトランスの構成図、
第４図(a)，(b)は第２図の回路図の部分的な等価回路
図、第５図(a)，(b)，(c)は本発明の第２，第３，第４
の実施例の磁心の構成である。第６図，第７図，第８
図，第９図は本発明の他の実施例の回路図である。 １……１次巻線、２……ベース巻線、３……出力巻線、
４……トランジスタ、５……ベース抵抗、６……発振用
コンデンサ、７……起動抵抗、８……磁心、９……コン
デンサ、１０……直流電源、１１……空隙、８ａ……磁
心、３ａ……出力巻線、３ｂ……出力巻線。
２図は本発明の正弦波発生回路の一実施例の回路図、第
３図は本発明の正弦波回路に用いるトランスの構成図、
第４図(a)，(b)は第２図の回路図の部分的な等価回路
図、第５図(a)，(b)，(c)は本発明の第２，第３，第４
の実施例の磁心の構成である。第６図，第７図，第８
図，第９図は本発明の他の実施例の回路図である。 １……１次巻線、２……ベース巻線、３……出力巻線、
４……トランジスタ、５……ベース抵抗、６……発振用
コンデンサ、７……起動抵抗、８……磁心、９……コン
デンサ、１０……直流電源、１１……空隙、８ａ……磁
心、３ａ……出力巻線、３ｂ……出力巻線。
Claims (1)
- 【請求項１】ケイ素鋼板を積層してなる磁心の１つの磁
脚上に１次巻線、１以上の出力巻線、ベース巻線を巻回
したトランス、トランジスタ、ベース抵抗、起動抵抗、
及び発振用コンデンサからなる一石式のブロッキングオ
シレーターと、上記１次巻線，出力巻線の少なくともい
ずれか１個の巻線と並列に接続されたコンデンサを有
し、上記巻線の巻回部位以外の磁路中に空隙を設けた磁
心を上記１次巻線，ベース巻線，出力巻線の各々に鎖交
させた正弦波発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59207335A JPH0638713B2 (ja) | 1984-10-02 | 1984-10-02 | 正弦波発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59207335A JPH0638713B2 (ja) | 1984-10-02 | 1984-10-02 | 正弦波発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6185072A JPS6185072A (ja) | 1986-04-30 |
| JPH0638713B2 true JPH0638713B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=16538039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59207335A Expired - Lifetime JPH0638713B2 (ja) | 1984-10-02 | 1984-10-02 | 正弦波発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638713B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6116806B2 (ja) * | 2012-02-27 | 2017-04-19 | 新電元工業株式会社 | 薄型コアコイルおよび薄型トランス |
| JP2013175654A (ja) * | 2012-02-27 | 2013-09-05 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 薄型トランス |
| CA3093165A1 (en) | 2018-03-09 | 2019-09-12 | Cetres Holdings, Llc | Reinforced stud-framed wall |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112091U (ja) * | 1982-01-25 | 1983-07-30 | 松下電工株式会社 | トランジスタインバ−タ装置 |
-
1984
- 1984-10-02 JP JP59207335A patent/JPH0638713B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6185072A (ja) | 1986-04-30 |
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