JP2000114076A - 直交磁界変圧器 - Google Patents
直交磁界変圧器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交磁界変圧器を用いて電圧共振コンバータ
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス直流重畳特性のピーク値をヒステリシスカーブの第
１象限側に移動して増加させ、第３象限側に移動させて
減少させ、直線領域の拡大を図ると共に作り易い直交磁
界変圧器を得る。 【解決手段】 ダブルコ字状コア１ｆ（１ｆａ）とギャ
ップ２を介して板状コア１ｇ又は他のダブルコ字状コア
１ｆｂを接合させたコア１に制御巻線ＮC を巻回し、こ
の制御巻線ＮC に対しリアクタ巻線ＮR を対角方向にあ
る磁脚１ｂ，１ｅ又は１ｃ，１ｄ方向に４５°で交叉す
る様に橋絡する様に巻回させて直交磁界変圧器を得る。
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス直流重畳特性のピーク値をヒステリシスカーブの第
１象限側に移動して増加させ、第３象限側に移動させて
減少させ、直線領域の拡大を図ると共に作り易い直交磁
界変圧器を得る。 【解決手段】 ダブルコ字状コア１ｆ（１ｆａ）とギャ
ップ２を介して板状コア１ｇ又は他のダブルコ字状コア
１ｆｂを接合させたコア１に制御巻線ＮC を巻回し、こ
の制御巻線ＮC に対しリアクタ巻線ＮR を対角方向にあ
る磁脚１ｂ，１ｅ又は１ｃ，１ｄ方向に４５°で交叉す
る様に橋絡する様に巻回させて直交磁界変圧器を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から汎用電子機器で負荷電力が２５
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータを用いたソフトスイッ
チング電源技術が利用されている。
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータを用いたソフトスイッ
チング電源技術が利用されている。
【０００３】図８は従来のブースト電圧制御方式の電圧
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
【０００４】図８のブースト電圧共振型ソフトスイッチ
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
【０００５】整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer: 以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer: 以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
【０００６】又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサ
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終わりはスイッチング用トラ
ンジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに
接続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終わりはスイッチング用トラ
ンジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに
接続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
【０００７】更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒ
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
【０００８】電流制限抵抗ＲB の他端はチョークコイル
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
わり点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め点は接地電
位に落とされている。
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
わり点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め点は接地電
位に落とされている。
【０００９】スイッチング用トランジスタＱ1 のエミッ
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
【００１０】ＰＩＴの２次側巻線Ｎ2 及びＮ4 は夫々整
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）とに与えられる。このＣ
ＴＬの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制
御巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアク
タ巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブースト
ダイオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に
成されている。
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）とに与えられる。このＣ
ＴＬの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制
御巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアク
タ巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブースト
ダイオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に
成されている。
【００１１】上述の構成で、スイッチング用トランジス
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
【００１２】又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
【００１３】上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成
を図９（Ａ）に示す。図９（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅか
ら成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブ
ル（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの磁脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
を図９（Ａ）に示す。図９（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅか
ら成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブ
ル（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの磁脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
【００１４】上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃ
の寸法ｃ＝３５ｍｍに各磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ、１ｅの
縦及び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇ
の厚みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作
成した。
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃ
の寸法ｃ＝３５ｍｍに各磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ、１ｅの
縦及び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇ
の厚みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作
成した。
【００１５】次に図９（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの
前方側の上下の磁脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋絡する
様に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線ＮC を１１０
０ターン巻回する。
前方側の上下の磁脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋絡する
様に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線ＮC を１１０
０ターン巻回する。
【００１６】更に、前方側の下側の磁脚１ｃと、後方の
下側の磁脚１ｅとの間に互に橋絡する様に０．１ｍｍφ
の単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線Ｎ
R を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャッ
プ空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図８の回路
に用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジス
タＱ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御
巻線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を
流した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮC とは互
に直交して磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されてい
るので直流制御電流ＩC に制御巻線ターン数ＮC1を乗じ
た起磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR に
リアクタ巻線ターン数ＮR1を乗じた起磁力によって生ず
る交流磁束φR を発生する。
下側の磁脚１ｅとの間に互に橋絡する様に０．１ｍｍφ
の単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線Ｎ
R を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャッ
プ空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図８の回路
に用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジス
タＱ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御
巻線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を
流した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮC とは互
に直交して磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されてい
るので直流制御電流ＩC に制御巻線ターン数ＮC1を乗じ
た起磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR に
リアクタ巻線ターン数ＮR1を乗じた起磁力によって生ず
る交流磁束φR を発生する。
【００１７】図９（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φC′が発生しているが４磁脚の前方側及び後方側の磁
束φC ，φC ′，φR ，φR′は交流電流ＩR の極性に
よって加え合って例えばφR ＋φC 又はφR ′＋φC′
となったり、打ち消し合って例えばφR −φC 又は
φR ′−φC ′となったりし、加え合ったり、減じ合っ
たりした動作を繰り返している。
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φC′が発生しているが４磁脚の前方側及び後方側の磁
束φC ，φC ′，φR ，φR′は交流電流ＩR の極性に
よって加え合って例えばφR ＋φC 又はφR ′＋φC′
となったり、打ち消し合って例えばφR −φC 又は
φR ′−φC ′となったりし、加え合ったり、減じ合っ
たりした動作を繰り返している。
【００１８】従って、加え合う磁脚ではＢ−Ｈカーブ
（Ｂは磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和
領域にあり、減じ合う磁脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領
域であり、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１
組の磁脚の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁
束密度Ｂは低くなって線形領域内にある。
（Ｂは磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和
領域にあり、減じ合う磁脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領
域であり、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１
組の磁脚の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁
束密度Ｂは低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図９（Ａ）で説明した
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の磁脚１ｃと１ｅ
或は上方側の磁脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合わせ
面だけに５０μｍのギャップ２が形成された場合のイン
ダクタンス直流重畳特性曲線を図９（Ｂ）に示す。
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の磁脚１ｃと１ｅ
或は上方側の磁脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合わせ
面だけに５０μｍのギャップ２が形成された場合のイン
ダクタンス直流重畳特性曲線を図９（Ｂ）に示す。
【００２０】図９（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の磁脚１ｂ，
１ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍ
のギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の磁脚１ｂ，
１ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍ
のギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
【００２１】又、４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと
板状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成
した場合には、図９（Ｂ）の点線で示す様な特性を示
す。
板状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成
した場合には、図９（Ｂ）の点線で示す様な特性を示
す。
【００２２】上述の様に従来のＰＲＴでは磁束φR ，φ
R ′中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴
って４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。こ
の為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図
９（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定され
てしまう為に次の様な問題が発生する。
R ′中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴
って４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。こ
の為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図
９（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定され
てしまう為に次の様な問題が発生する。
【００２３】（イ） インダクタンス可変範囲は直流制
御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図９（Ｂ）の
様に約６倍程度しか変化しないため図８で説明したブー
スト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフト
スイッチング電源回路に適用すると、図１０（Ａ）の商
用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性曲線に示さ
れる様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力Ｐ0min時の
ブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には図１０
（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のインダ
クタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＲＴの１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 に対して、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR はＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1の
ダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イン
ダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図１０（Ａ）でＥｉは平滑コンデンサＣｉ端の電圧
である。
御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図９（Ｂ）の
様に約６倍程度しか変化しないため図８で説明したブー
スト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフト
スイッチング電源回路に適用すると、図１０（Ａ）の商
用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性曲線に示さ
れる様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力Ｐ0min時の
ブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には図１０
（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のインダ
クタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＲＴの１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 に対して、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR はＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1の
ダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イン
ダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図１０（Ａ）でＥｉは平滑コンデンサＣｉ端の電圧
である。
【００２４】（ロ） 上述のＰＲＴのリアクタ巻線ＮR
のターン数ＮR1のインダクタンスＬRはギャップ長をｌ
g 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線Ｎ
R のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライトコ
アの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は次
の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
のターン数ＮR1のインダクタンスＬRはギャップ長をｌ
g 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線Ｎ
R のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライトコ
アの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は次
の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
【００２５】本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にしなくても適用可能なＰＲＴを得ようとす
るもで、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは可変
インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴを得
ようとするものである。
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にしなくても適用可能なＰＲＴを得ようとす
るもで、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは可変
インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴを得
ようとするものである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明は方形の板部１ａ
の頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの磁脚１
ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを延設したダブルコ字状磁芯１ｆ
（１ｆａ）の４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面
に平板状磁芯１ｇ又は他のダブルコ字状磁芯（１ｆｂ）
の４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを突き合わせた形
状の磁芯１の隣り合う２つの磁脚１ｂ，１ｃ．１ｄ，１
ｅ．１ｂ，１ｄ．１ｃ，１ｅを束にして巻回した制御巻
線ＮC に４５°方向に２つの対角線方向の磁脚１ｃ，１
ｄ，１ｂ，１ｅを束にして巻回したリアクタ巻線ＮR を
巻回し、４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの突き合わ
せ面の上部或は下部の２つの磁極１ｂ及び１ｄ又は１ｃ
及び１ｅの間に磁気空隙２を形成して成ることを特徴と
する直交磁界変換器としたものである。
の頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの磁脚１
ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを延設したダブルコ字状磁芯１ｆ
（１ｆａ）の４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面
に平板状磁芯１ｇ又は他のダブルコ字状磁芯（１ｆｂ）
の４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを突き合わせた形
状の磁芯１の隣り合う２つの磁脚１ｂ，１ｃ．１ｄ，１
ｅ．１ｂ，１ｄ．１ｃ，１ｅを束にして巻回した制御巻
線ＮC に４５°方向に２つの対角線方向の磁脚１ｃ，１
ｄ，１ｂ，１ｅを束にして巻回したリアクタ巻線ＮR を
巻回し、４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの突き合わ
せ面の上部或は下部の２つの磁極１ｂ及び１ｄ又は１ｃ
及び１ｅの間に磁気空隙２を形成して成ることを特徴と
する直交磁界変換器としたものである。
【００２７】本発明のＰＲＴによればＷコ字状コアの対
角線方向にリアクタ巻線を巻回し、板部の断面積を縮小
することでインダクタンス直流重畳特性のピーク値を第
１象限に移動して増加させ、第３象限は減少して、直線
領域が拡大してインダクタンス制御範囲の広いものが得
られる。
角線方向にリアクタ巻線を巻回し、板部の断面積を縮小
することでインダクタンス直流重畳特性のピーク値を第
１象限に移動して増加させ、第３象限は減少して、直線
領域が拡大してインダクタンス制御範囲の広いものが得
られる。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の直交磁界変圧器
（ＰＲＴ）を図１乃至図６を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
用コアの組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交
流電流ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電
流ＩC をパラメータとしたインダクタンスＬR の変化を
示す直流重畳特性曲線を示すものである。
（ＰＲＴ）を図１乃至図６を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
用コアの組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交
流電流ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電
流ＩC をパラメータとしたインダクタンスＬR の変化を
示す直流重畳特性曲線を示すものである。
【００２９】図１（Ａ）に於いて、図９（Ａ）との対応
部分には同一符号を付して重複説明は省略する。
部分には同一符号を付して重複説明は省略する。
【００３０】図１（Ａ）で方形の板部１ａと、この板部
１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に
磁脚１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを板状コア１ｇ側に延設し
たＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍｍ、ｃ＝
３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、図１（Ａ）の様に前
方側の上方の磁脚１ｂと下方の磁脚１ｃ間に橋絡させる
様に巻回した制御巻線ＮC は図９（Ａ）と全く同一構成
である。
１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に
磁脚１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄを板状コア１ｇ側に延設し
たＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍｍ、ｃ＝
３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、図１（Ａ）の様に前
方側の上方の磁脚１ｂと下方の磁脚１ｃ間に橋絡させる
様に巻回した制御巻線ＮC は図９（Ａ）と全く同一構成
である。
【００３１】更に、Ｗコ状コア１ｆの上側の磁脚１ｂ及
び１ｄ又は下側の磁脚１ｃ及び１ｅと板状コア１ｇとの
接合面には２５μｍ乃至５０μｍのマイラフィルムが挿
入されて磁気空隙（ギャップ）２が形成されている。
び１ｄ又は下側の磁脚１ｃ及び１ｅと板状コア１ｇとの
接合面には２５μｍ乃至５０μｍのマイラフィルムが挿
入されて磁気空隙（ギャップ）２が形成されている。
【００３２】本例での図９（Ａ）との相違点は主巻線を
構成するリアクタ巻線ＮR をＷコ字状コア１ｆの４つの
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの対角線方向の磁極１ｂ及
び１ｅ又は／及び１ｃ及び１ｄを橋絡し且つ制御巻線Ｎ
C に対し４５°傾斜した方向に巻回されている。
構成するリアクタ巻線ＮR をＷコ字状コア１ｆの４つの
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの対角線方向の磁極１ｂ及
び１ｅ又は／及び１ｃ及び１ｄを橋絡し且つ制御巻線Ｎ
C に対し４５°傾斜した方向に巻回されている。
【００３３】即ち、制御巻線ＮC の所定ターン数ＮC1内
を流れる直流電流ＩC との積ＮC1・ＩC で定まる起磁力
とリアクタ巻線ＮR の所定ターン数ＮR1内を流れる交流
電圧ＩR との積ＮR1・ＩR で定まる起磁力で生ずる夫々
の直流磁束φC 及び交流磁束φR が交流電流ＩR の正極
性で減じ合う様に成されている。
を流れる直流電流ＩC との積ＮC1・ＩC で定まる起磁力
とリアクタ巻線ＮR の所定ターン数ＮR1内を流れる交流
電圧ＩR との積ＮR1・ＩR で定まる起磁力で生ずる夫々
の直流磁束φC 及び交流磁束φR が交流電流ＩR の正極
性で減じ合う様に成されている。
【００３４】上述の構成のコア１では板状コア１ｇの厚
みｄと磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横の寸法ｄ
は図９（Ａ）と同様にｄ＝７ｍｍに選択されている。
みｄと磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横の寸法ｄ
は図９（Ａ）と同様にｄ＝７ｍｍに選択されている。
【００３５】上述のリアクタ巻線ＮR に流す交流電流Ｉ
R で生ずる起磁力による磁束φR は例えば図１（Ａ）の
破線の様に後方の上側の磁脚１ｄからギャップ２を介し
て板状コア１ｇを傾斜して通過し、前方の下側の磁脚１
ｃに板状コア１ｇとの接合部を介して流入する。
R で生ずる起磁力による磁束φR は例えば図１（Ａ）の
破線の様に後方の上側の磁脚１ｄからギャップ２を介し
て板状コア１ｇを傾斜して通過し、前方の下側の磁脚１
ｃに板状コア１ｇとの接合部を介して流入する。
【００３６】今、矢印で示す方向が交流電流ＩR の正極
性＋であるとすれば直流磁束φC と交流磁束φR は互に
減じ合いヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈカーブ）では非線形
領域であるため透磁率μは大きくなりインダクタンスＬ
R は大きくなる。
性＋であるとすれば直流磁束φC と交流磁束φR は互に
減じ合いヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈカーブ）では非線形
領域であるため透磁率μは大きくなりインダクタンスＬ
R は大きくなる。
【００３７】一方、交流電流ＩR が負極性であれば直流
磁束φC 及び交流磁束φR は加算され、ヒステリシス曲
線では飽和領域に移動する。この為透磁率μは小さくな
りインダクタンスＬR は小さくなる。
磁束φC 及び交流磁束φR は加算され、ヒステリシス曲
線では飽和領域に移動する。この為透磁率μは小さくな
りインダクタンスＬR は小さくなる。
【００３８】従って、図１（Ａ）に示すＰＲＴのインダ
クタンス直流重畳特性の実測値は図１（Ｂ）の様に成
る。
クタンス直流重畳特性の実測値は図１（Ｂ）の様に成
る。
【００３９】このインダクタンス直流重畳特性図から明
らかな様にインダクタンス直流重畳特性のピーク値はヒ
ステリシス曲線の第１象限側に移動して増加し、第３象
限側に移動して減少するので直線領域が拡大されること
が解る。
らかな様にインダクタンス直流重畳特性のピーク値はヒ
ステリシス曲線の第１象限側に移動して増加し、第３象
限側に移動して減少するので直線領域が拡大されること
が解る。
【００４０】図２（Ａ）乃至図２（Ｃ）は本発明の他の
ＰＲＴの形態例とインダクタンス直流重畳特性を示すも
のであり、図２（Ａ）は方形に形成してＷコ字状コア１
ｆの４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に接合さ
れる板状コア１ｇの厚みｄ′をｄ′＜ｄに選択して、同
一面積となる様に前方側の磁脚１ｂ，１ｃ側から後方側
の磁脚１ｄ，１ｅ側に二分割して磁気空隙即、分割溝３
を形成して、板状コア１ｇを２つに分離した分割コア１
ｇａ及び１ｇｂの夫々の断面積Ｓ′＝ｄ2 と成るように
選択する。
ＰＲＴの形態例とインダクタンス直流重畳特性を示すも
のであり、図２（Ａ）は方形に形成してＷコ字状コア１
ｆの４つの磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に接合さ
れる板状コア１ｇの厚みｄ′をｄ′＜ｄに選択して、同
一面積となる様に前方側の磁脚１ｂ，１ｃ側から後方側
の磁脚１ｄ，１ｅ側に二分割して磁気空隙即、分割溝３
を形成して、板状コア１ｇを２つに分離した分割コア１
ｇａ及び１ｇｂの夫々の断面積Ｓ′＝ｄ2 と成るように
選択する。
【００４１】更に、２枚に分割した分割コア１ｇａ及び
１ｇｂの前方側の磁脚１ｂ及び１ｃ寄り、或は後方側の
磁脚１ｄ及び１ｅ寄りのいずれかの分割溝３内にマイラ
フィルムを挿入し、例えば図１（Ａ）の様に前方（後
方）側が開いて、後方（前方）側が閉じたＶ字状溝から
成るＶ字状ギャップ４を形成する。
１ｇｂの前方側の磁脚１ｂ及び１ｃ寄り、或は後方側の
磁脚１ｄ及び１ｅ寄りのいずれかの分割溝３内にマイラ
フィルムを挿入し、例えば図１（Ａ）の様に前方（後
方）側が開いて、後方（前方）側が閉じたＶ字状溝から
成るＶ字状ギャップ４を形成する。
【００４２】上述の構成によれば、リアクタ巻線ＮR の
ターン数ＮR1と交流電流ＩR を乗じたＮR1・ＩR の起磁
力によって生ずる交番磁束φR の磁路中にはＶ字状のギ
ャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流
ＩR の増加に伴って、徐々に飽和するためインダクタン
スＬR ′の低下が大幅に改善される。
ターン数ＮR1と交流電流ＩR を乗じたＮR1・ＩR の起磁
力によって生ずる交番磁束φR の磁路中にはＶ字状のギ
ャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流
ＩR の増加に伴って、徐々に飽和するためインダクタン
スＬR ′の低下が大幅に改善される。
【００４３】図２（Ｂ）のＰＲＴは板状コア１ｇを２分
割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間の分割溝３を図２
（Ａ）の様にＶ字状のギャップ４とせずに平行ギャップ
４ａと成した場合であり、Ｗコ字状コア１ｆ並びに分割
コア１ｇａ及び１ｇｂは図２（Ａ）と同一構成であり、
図２（Ａ）のＰＲＴに比べてインダクタンスＬR の低下
を少なくすることが出来る。
割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間の分割溝３を図２
（Ａ）の様にＶ字状のギャップ４とせずに平行ギャップ
４ａと成した場合であり、Ｗコ字状コア１ｆ並びに分割
コア１ｇａ及び１ｇｂは図２（Ａ）と同一構成であり、
図２（Ａ）のＰＲＴに比べてインダクタンスＬR の低下
を少なくすることが出来る。
【００４４】又、本例の場合は必要に応じてＷコ字状コ
ア１ｆを構成する方形の板部１ａの厚みｄをｄ′とし、
ｄ′＜ｄとし、板部１ａのコア断面積Ｓ′＝ｄ2 となる
様にし、直流磁束φC と交流磁束φR が互に加算或は減
算し合う領域を拡大する様にし、インダクタンスＬR の
可変範囲を拡大可能にする様にしてもよい。
ア１ｆを構成する方形の板部１ａの厚みｄをｄ′とし、
ｄ′＜ｄとし、板部１ａのコア断面積Ｓ′＝ｄ2 となる
様にし、直流磁束φC と交流磁束φR が互に加算或は減
算し合う領域を拡大する様にし、インダクタンスＬR の
可変範囲を拡大可能にする様にしてもよい。
【００４５】図２（Ｃ）は図２（Ａ）のＰＲＴのインダ
クタンス直流重畳特性を示すもので図１（Ｂ）に比べて
インダクタンス可変範囲が拡大されている。
クタンス直流重畳特性を示すもので図１（Ｂ）に比べて
インダクタンス可変範囲が拡大されている。
【００４６】図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は本発明の更に
他の形態例を示すＰＲＴであり、図２（Ａ）及び図２
（Ｂ）と異なる点のみを以下説明する。
他の形態例を示すＰＲＴであり、図２（Ａ）及び図２
（Ｂ）と異なる点のみを以下説明する。
【００４７】図３（Ａ）では板状コア１ｇの厚みｄ′は
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横寸法ｄと比較し
てｄ′＜ｄに選択され、断面積ｓ′はｓ＝ｄ2 とし、更
に方形の板状コアｌｇの奥行（横方向）に平行に方形の
板部１ｇの面積を２分する様に中央に平行溝ギャップ５
ａを形成する。この平行溝ギャップ５ａはギャップ長ｌ
ｇ５００μｍとなる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1
はｄ′＞ｄ1 に選択して板部１ｇは２枚には分割しない
様になされている。
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横寸法ｄと比較し
てｄ′＜ｄに選択され、断面積ｓ′はｓ＝ｄ2 とし、更
に方形の板状コアｌｇの奥行（横方向）に平行に方形の
板部１ｇの面積を２分する様に中央に平行溝ギャップ５
ａを形成する。この平行溝ギャップ５ａはギャップ長ｌ
ｇ５００μｍとなる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1
はｄ′＞ｄ1 に選択して板部１ｇは２枚には分割しない
様になされている。
【００４８】図３（Ｂ）の場合は板状コア１ｇの厚みは
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦又は横の寸法ｄと同一
とし、板状コア１ｇの断面積ｓ′＝ｄ2 として、板状コ
ア１ｇを２分する様に板状コア１ｇの高さ方向の中心か
ら奥行（横）方向にＶ字溝ギャップ５ｂを形成させた場
合のＰＲＴを示すものである。
磁脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦又は横の寸法ｄと同一
とし、板状コア１ｇの断面積ｓ′＝ｄ2 として、板状コ
ア１ｇを２分する様に板状コア１ｇの高さ方向の中心か
ら奥行（横）方向にＶ字溝ギャップ５ｂを形成させた場
合のＰＲＴを示すものである。
【００４９】上述の図３（Ａ）及び図３（Ｂ）のＰＲＴ
によれば、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1と交流電流
ＩR を乗じたＮR1・ＩR の起磁力によって生ずる交流磁
束φR の磁路中には平行溝のギャップ５ａやＶ字溝ギャ
ップ５ｂが存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流
ＩR の増加に伴って、徐々に飽和するためインダクタン
スＬR の低下が大幅に改善される。
によれば、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1と交流電流
ＩR を乗じたＮR1・ＩR の起磁力によって生ずる交流磁
束φR の磁路中には平行溝のギャップ５ａやＶ字溝ギャ
ップ５ｂが存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流
ＩR の増加に伴って、徐々に飽和するためインダクタン
スＬR の低下が大幅に改善される。
【００５０】又直流磁束φC と交流磁束φR は４組の磁
脚以外の板部１ａ及び板状コア１ｇでも直流磁束φC と
交流磁束φR は加算し合ったり減算して合う為に直流磁
束φC と交流磁束φR が相互に影響し合う領域が拡大し
ている為にリアクタ巻線ＮRのインダクタンスＬR の可
変範囲が拡大される。
脚以外の板部１ａ及び板状コア１ｇでも直流磁束φC と
交流磁束φR は加算し合ったり減算して合う為に直流磁
束φC と交流磁束φR が相互に影響し合う領域が拡大し
ている為にリアクタ巻線ＮRのインダクタンスＬR の可
変範囲が拡大される。
【００５１】又、直流制御電流ＩC とリアクタ巻線ＮR
に流れる交流電流ＩR が小さいときは板状コア１ｇの平
行溝５ｂの下の板状コア１ｇｂは飽和せず直流制御電流
ＩC及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も
飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい
領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR
が増加することになる。
に流れる交流電流ＩR が小さいときは板状コア１ｇの平
行溝５ｂの下の板状コア１ｇｂは飽和せず直流制御電流
ＩC及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も
飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい
領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR
が増加することになる。
【００５２】上述の構成のＰＲＴでは板状コア１ｇは２
分割されていないので１つの平行溝ギャップ５ａやＶ字
溝ギャップ５ｂでギャップが構成されているのでＰＲＴ
の組立が容易であり、製造時間を短縮することが可能と
なる。
分割されていないので１つの平行溝ギャップ５ａやＶ字
溝ギャップ５ｂでギャップが構成されているのでＰＲＴ
の組立が容易であり、製造時間を短縮することが可能と
なる。
【００５３】図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は本発明のＰＲ
Ｔの更に他の形態例を示すものである。
Ｔの更に他の形態例を示すものである。
【００５４】図４（Ａ）及び図４（Ｂ）に示すＰＲＴは
一対のＷコ字状コアの１ｆａ及び１ｆｂの磁脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面の上方又は下方に２５μｍ〜７５
μｍのマイラフィルムを挿入してギャップ２を形成し
て、一方のＷコ字状のコア１faの隣り合う２本の磁脚、
例えば１ｂと１ｃ間に橋絡する様に制御巻線ＮC を巻回
し、他方のＷコ字状コア１ｆｂの対角線上の２本の磁
脚、例えば１ｃと１ｄ間にリアクタ巻線ＮR を橋絡する
様に巻回し、対角線上の直流及び交流磁界を発生させる
様にする。
一対のＷコ字状コアの１ｆａ及び１ｆｂの磁脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面の上方又は下方に２５μｍ〜７５
μｍのマイラフィルムを挿入してギャップ２を形成し
て、一方のＷコ字状のコア１faの隣り合う２本の磁脚、
例えば１ｂと１ｃ間に橋絡する様に制御巻線ＮC を巻回
し、他方のＷコ字状コア１ｆｂの対角線上の２本の磁
脚、例えば１ｃと１ｄ間にリアクタ巻線ＮR を橋絡する
様に巻回し、対角線上の直流及び交流磁界を発生させる
様にする。
【００５５】図４（Ａ）では一対のＷコ字状コア１ｆａ
及び１ｆｂの板部１ａの厚みは夫々ｄ′＜ｄに選択する
と共に板部１ａの両側面に平行溝ギャップ５ａ及び５ａ
を形成した場合の構成例を示す。
及び１ｆｂの板部１ａの厚みは夫々ｄ′＜ｄに選択する
と共に板部１ａの両側面に平行溝ギャップ５ａ及び５ａ
を形成した場合の構成例を示す。
【００５６】図４（Ｂ）の場合は一対のＷコ字状コア１
ｆａ及び１ｆｂの夫々の板部１ａ及び１ｂの厚みは磁脚
１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの寸法ｄと等しく選択し、板部
１ａ及び１ａの両側面にＶ字溝ギャップ５ｂ及び５ｂを
奥行方向に形成した場合であり、図４（Ａ）の変形例で
ある。この構成のＰＲＴに於いても図４（Ａ）と同様に
フェライトのプレス金型が１組で良い等の効果が得られ
る。
ｆａ及び１ｆｂの夫々の板部１ａ及び１ｂの厚みは磁脚
１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの寸法ｄと等しく選択し、板部
１ａ及び１ａの両側面にＶ字溝ギャップ５ｂ及び５ｂを
奥行方向に形成した場合であり、図４（Ａ）の変形例で
ある。この構成のＰＲＴに於いても図４（Ａ）と同様に
フェライトのプレス金型が１組で良い等の効果が得られ
る。
【００５７】図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は本発明のＰＲ
Ｔの更に他の形態例を示すものであり、共にコア１は図
４（Ａ）の様にＷコ字状コア１ｆａ及び１ｆｂの夫々の
板部１ａ及び１ａに平行溝ギャップ５ａを設けていない
以外全く、図４（Ａ）のＷコ字状コア１ｆａ及び１ｆｂ
と同じものである。
Ｔの更に他の形態例を示すものであり、共にコア１は図
４（Ａ）の様にＷコ字状コア１ｆａ及び１ｆｂの夫々の
板部１ａ及び１ａに平行溝ギャップ５ａを設けていない
以外全く、図４（Ａ）のＷコ字状コア１ｆａ及び１ｆｂ
と同じものである。
【００５８】図５（Ａ）及び図５（Ｂ）の構成では主巻
線と成るリアクタ巻線ＮR を２つに分割したもので図５
（Ａ）の場合は一方のＷコ字状コア１ｆｂの前方側の下
側磁脚１ｃと後方側の上側の磁脚１ｄ間に橋絡する様に
２分割した第１及び第２のリアクタ巻線ＮR1及びＮR2と
して巻回したものであり、図５（Ｂ）は一方のＷコ字状
コア１ｆｂの前方の上方側の磁脚１ｂと後方の下方側の
磁脚１ｅとの間に分割した第１のリアクタ巻線ＮR1を橋
絡する様に巻回し、同じく後方の上方側の磁脚１ｄと前
方の下方側の磁脚１ｃとの間に分割した第２のリアクタ
巻線ＮR2を互にクロスする様に巻回したものである。
線と成るリアクタ巻線ＮR を２つに分割したもので図５
（Ａ）の場合は一方のＷコ字状コア１ｆｂの前方側の下
側磁脚１ｃと後方側の上側の磁脚１ｄ間に橋絡する様に
２分割した第１及び第２のリアクタ巻線ＮR1及びＮR2と
して巻回したものであり、図５（Ｂ）は一方のＷコ字状
コア１ｆｂの前方の上方側の磁脚１ｂと後方の下方側の
磁脚１ｅとの間に分割した第１のリアクタ巻線ＮR1を橋
絡する様に巻回し、同じく後方の上方側の磁脚１ｄと前
方の下方側の磁脚１ｃとの間に分割した第２のリアクタ
巻線ＮR2を互にクロスする様に巻回したものである。
【００５９】上述の図１乃至図５で詳記した各ＰＲＴを
自励発振方式の共振型コンバータの制御技術に適用可能
な回路及びその動作波形を図６（Ａ）及び図６（Ｂ）並
びに図７（Ａ）及び図７（Ｂ）によって説明する。
自励発振方式の共振型コンバータの制御技術に適用可能
な回路及びその動作波形を図６（Ａ）及び図６（Ｂ）並
びに図７（Ａ）及び図７（Ｂ）によって説明する。
【００６０】図６（Ａ）に於いて図８で説明した電圧共
振型ソフトスイッチング電源回路との対応部分には同一
符号を付して重複説明を省略するが、図６（Ａ）は共振
用コンデンサＣｒと接地間の図６（Ｂ）に示す共振電圧
（Ｖｃｒ）のパルス幅制御方式の電圧共振形コンバータ
を示すもので１次巻線Ｎ3 （インダクタンスＬ3 ）とＮ
1 （インダクタンスＬ1 ）より成るＰＩＴにＰＲＴのリ
アクタ巻線ＮR が直列に接続され、リアクタ巻線ＮR の
巻終わり点は電圧共振コンバータを構成するスイッチン
グトランジスタＱ1 のコレクタ及び共振コンデンサＣｒ
に接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のエミッタ
と共振コンデンサＣｒの一端は接地されている。
振型ソフトスイッチング電源回路との対応部分には同一
符号を付して重複説明を省略するが、図６（Ａ）は共振
用コンデンサＣｒと接地間の図６（Ｂ）に示す共振電圧
（Ｖｃｒ）のパルス幅制御方式の電圧共振形コンバータ
を示すもので１次巻線Ｎ3 （インダクタンスＬ3 ）とＮ
1 （インダクタンスＬ1 ）より成るＰＩＴにＰＲＴのリ
アクタ巻線ＮR が直列に接続され、リアクタ巻線ＮR の
巻終わり点は電圧共振コンバータを構成するスイッチン
グトランジスタＱ1 のコレクタ及び共振コンデンサＣｒ
に接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のエミッタ
と共振コンデンサＣｒの一端は接地されている。
【００６１】更に、平滑コンデンサＣｉとＣｉ′の接続
点からブーストダイオードＤB を介し図６（Ｂ）に示す
様に整流された正極性のブースト電流ＩB がＰＩＴの１
次巻線の中点タップに接続されている。
点からブーストダイオードＤB を介し図６（Ｂ）に示す
様に整流された正極性のブースト電流ＩB がＰＩＴの１
次巻線の中点タップに接続されている。
【００６２】又、図７（Ａ）はＰＲＴによるブースト電
圧ＥB と共振コンデンサＣｒと接地間の図７（Ｂ）に示
す共振電圧（Ｖｃｒ）のパルス幅が同時に制御される電
圧共振型コンバータを示すものであり、図７（Ａ）の回
路構成は図８のＰＩＴの１次巻線を２分割し、ＰＲＴの
リアクタ巻線に中間タップを形成（或は図５の様に２分
割）して中間タップから取り出したブースト用電流ＩB
をＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻き終わり点に接続し、リア
クタ巻線ＮR の巻き終わり点をＰＩＴの１次巻線Ｎ1 に
接続したものである。
圧ＥB と共振コンデンサＣｒと接地間の図７（Ｂ）に示
す共振電圧（Ｖｃｒ）のパルス幅が同時に制御される電
圧共振型コンバータを示すものであり、図７（Ａ）の回
路構成は図８のＰＩＴの１次巻線を２分割し、ＰＲＴの
リアクタ巻線に中間タップを形成（或は図５の様に２分
割）して中間タップから取り出したブースト用電流ＩB
をＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻き終わり点に接続し、リア
クタ巻線ＮR の巻き終わり点をＰＩＴの１次巻線Ｎ1 に
接続したものである。
【００６３】この場合に共振コンデンサＣｒ（Ｖｃｒ）
とＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に流入するリアクタ電流Ｉ
R は図７（Ｂ）の様に成る。この場合、このリアクタ電
流ＩR とブースト電流ＩB は重畳した交流電流が流れる
が負極性の期間は短時間であり、絶対値も小さく、ほと
んど正極性期間のみと考えてもよい。
とＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に流入するリアクタ電流Ｉ
R は図７（Ｂ）の様に成る。この場合、このリアクタ電
流ＩR とブースト電流ＩB は重畳した交流電流が流れる
が負極性の期間は短時間であり、絶対値も小さく、ほと
んど正極性期間のみと考えてもよい。
【００６４】従って、制御巻線ＮC に供給される直流制
御電流ＩC が１０ｍＡ乃至４０ｍＡのインダクタンス直
流重畳特性である図１（Ｂ）に示す様にリアクタ電流Ｉ
R が負極性の領域では直流磁界φC と交流磁界φR が加
え合うため急激に磁脚が飽和し、インダクタンスが低下
するがリアクタ電流ＩR が正の領域では直流磁束φCと
交流磁束φR が減じ合うためヒステリシス曲線の線形領
域に移動するためインダクタンスは増加する。
御電流ＩC が１０ｍＡ乃至４０ｍＡのインダクタンス直
流重畳特性である図１（Ｂ）に示す様にリアクタ電流Ｉ
R が負極性の領域では直流磁界φC と交流磁界φR が加
え合うため急激に磁脚が飽和し、インダクタンスが低下
するがリアクタ電流ＩR が正の領域では直流磁束φCと
交流磁束φR が減じ合うためヒステリシス曲線の線形領
域に移動するためインダクタンスは増加する。
【００６５】従って、図６（Ａ）及び図７（Ａ）に示す
図６（Ｂ）のブースト電流ＩB 及び図７（Ｂ）のリアク
タ電流ＩR の様な正極性又は略正極性に近い電流の増加
に対してはインダクタンス値が増加することに成り、イ
ンダクタンス直流重畳特性のピーク値がＢ−Ｈカーブの
第１象限に移動して増加し、第３象限では減少して直線
領域が拡大し、制御範囲を広くすることが可能と成る。
図６（Ｂ）のブースト電流ＩB 及び図７（Ｂ）のリアク
タ電流ＩR の様な正極性又は略正極性に近い電流の増加
に対してはインダクタンス値が増加することに成り、イ
ンダクタンス直流重畳特性のピーク値がＢ−Ｈカーブの
第１象限に移動して増加し、第３象限では減少して直線
領域が拡大し、制御範囲を広くすることが可能と成る。
【００６６】
【発明の効果】本発明の直交磁界変圧器によればＷコ字
状コアの対角線方向にリアクタ巻線を巻回し、板部断面
積を縮小することもでき、インダクタンス直流重畳特性
であるリアクタ電流（交流電流）ＩR が負極性の領域で
は直流磁界φC と交流磁界φＲが加算し合いヒステリシ
ス曲線の飽和領域に入り急激に磁脚が飽和し、インダク
タンスを低下させ、リアクタ電流ＩＲ が正の領域では
直流磁束φC と交流磁束φR が減じ合ってヒステリシス
曲線の線形領域に入りインダクタンスを増加させるため
に直線領域を拡大しインダクタンスの制御範囲を広げ
る。
状コアの対角線方向にリアクタ巻線を巻回し、板部断面
積を縮小することもでき、インダクタンス直流重畳特性
であるリアクタ電流（交流電流）ＩR が負極性の領域で
は直流磁界φC と交流磁界φＲが加算し合いヒステリシ
ス曲線の飽和領域に入り急激に磁脚が飽和し、インダク
タンスを低下させ、リアクタ電流ＩＲ が正の領域では
直流磁束φC と交流磁束φR が減じ合ってヒステリシス
曲線の線形領域に入りインダクタンスを増加させるため
に直線領域を拡大しインダクタンスの制御範囲を広げ
る。
【００６７】又、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャッ
プ（平行、Ｖ字、平行溝、Ｖ字溝）は要求される可変イ
ンダクタンス特性によって適宜に選択出来てインダクタ
ンス値のバラツキが解消されて設計が容易と成る効果を
有する。
プ（平行、Ｖ字、平行溝、Ｖ字溝）は要求される可変イ
ンダクタンス特性によって適宜に選択出来てインダクタ
ンス値のバラツキが解消されて設計が容易と成る効果を
有する。
【００６８】更に、図４及び図５の構成ではＰＲＴの組
立が容易となり、製造時間が短縮され、フェライト成型
時の金型が１組でよく、金型管理と製造管理が短縮可能
となる。
立が容易となり、製造時間が短縮され、フェライト成型
時の金型が１組でよく、金型管理と製造管理が短縮可能
となる。
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス直流
重畳特性図である。
重畳特性図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス
直流重畳特性図である。
直流重畳特性図である。
【図３】本発明の更に他の直交磁界変圧器（Ｉ）であ
る。
る。
【図４】本発明の更に他の直交磁界変圧器（II）であ
る。
る。
【図５】本発明の更に他の直交磁界変圧器（III ）であ
る。
る。
【図６】本発明の直交磁界変圧器を使用可能な回路及び
波形説明図（Ｉ）である。
波形説明図（Ｉ）である。
【図７】本発明の直交磁界変圧器を使用可能な回路及び
波形説明図（II）である。
波形説明図（II）である。
【図８】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路
図である。
図である。
【図９】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図
である。
である。
【図１０】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説
明図である。
明図である。
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ，１
ｄ，１ｅ‥‥磁脚、１ｆ，１ｆａ，１ｆｂ‥‥ダブルコ
字状コア、１ｇ‥‥板状コア、ＮC ‥‥制御巻線、ＮR
‥‥リアクタ巻線、３‥‥分割溝、４‥‥Ｖ字状ギャッ
プ、４ａ‥‥平行ギャップ、５ａ‥‥平行溝ギャップ、
５ｂ‥‥Ｖ字溝ギャップ
ｄ，１ｅ‥‥磁脚、１ｆ，１ｆａ，１ｆｂ‥‥ダブルコ
字状コア、１ｇ‥‥板状コア、ＮC ‥‥制御巻線、ＮR
‥‥リアクタ巻線、３‥‥分割溝、４‥‥Ｖ字状ギャッ
プ、４ａ‥‥平行ギャップ、５ａ‥‥平行溝ギャップ、
５ｂ‥‥Ｖ字溝ギャップ
Claims (4)
- 【請求項１】 方形の板部の頂点部から該板部と直交す
る方向に４つの磁脚を延設したダブルコ字状磁芯の該４
つの磁脚端面に平板状磁芯又は他のダブルコ字状磁芯の
４つの磁脚を突き合わせた形状の磁芯の隣り合う２つの
磁脚を束にして巻回した制御巻線に４５°方向に２つの
対角線方向の磁脚を束にしてリアクタ巻線を巻回し、該
４つの磁脚の突き合わせ面の上部或は下部の２つの磁極
の間に磁気空隙を形成して成ることを特徴とする直交磁
界変圧器。 - 【請求項２】 前記平板状磁芯を同一面積に成る様に２
組に分離して平行な磁気空隙或は該平板状磁芯の前面側
（又は後面側）から後面側（又は前面側）に向かってＶ
字状と成された磁気空隙を形成して成ることを特徴とす
る請求項１記載の直交磁界変圧器。 - 【請求項３】 前記平板状磁芯或は前記ダブルコ字状磁
芯の板部に平行溝或はＶ字状溝の磁気空隙を形成して成
ることを特徴とする請求項１記載の直交磁界変圧器。 - 【請求項４】 対角線方向に延設した前記磁脚に同一方
向或は互いに直交する様に前記リアクタ巻線を巻回して
成ることを特徴とする請求項１乃至請求項３記載のいず
れか１項記載の直交磁界変圧器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10286803A JP2000114076A (ja) | 1998-10-08 | 1998-10-08 | 直交磁界変圧器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10286803A JP2000114076A (ja) | 1998-10-08 | 1998-10-08 | 直交磁界変圧器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000114076A true JP2000114076A (ja) | 2000-04-21 |
Family
ID=17709259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10286803A Pending JP2000114076A (ja) | 1998-10-08 | 1998-10-08 | 直交磁界変圧器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000114076A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20160021953A (ko) | 2014-08-18 | 2016-02-29 | 주식회사 솔루엠 | 인덕턴스 가변 회로 및 그를 이용한 전원 공급 장치 |
-
1998
- 1998-10-08 JP JP10286803A patent/JP2000114076A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20160021953A (ko) | 2014-08-18 | 2016-02-29 | 주식회사 솔루엠 | 인덕턴스 가변 회로 및 그를 이용한 전원 공급 장치 |
| CN105991036A (zh) * | 2014-08-18 | 2016-10-05 | 三星电机株式会社 | 电感改变电路以及包括电感改变电路的供电设备 |
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