JP2000114075A - 直交磁界変圧器 - Google Patents
直交磁界変圧器Info
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- JP2000114075A JP2000114075A JP10285515A JP28551598A JP2000114075A JP 2000114075 A JP2000114075 A JP 2000114075A JP 10285515 A JP10285515 A JP 10285515A JP 28551598 A JP28551598 A JP 28551598A JP 2000114075 A JP2000114075 A JP 2000114075A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交磁界変圧器を用いて電圧共振コンバータ
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス可変範囲の拡大を図る。 【解決手段】 ダブルコ字状コア１ｆとギャップなしで
板状コア１ｇを接合させたコア１に制御巻線ＮC とリア
クタ巻線ＮA を磁界が互いに直交する様に巻回し、板状
コア１ｇを２分割して、この分割した部分にＶ字状或は
平行なギャップ４ａ（４）を形成した直交磁界変圧器を
得る。
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス可変範囲の拡大を図る。 【解決手段】 ダブルコ字状コア１ｆとギャップなしで
板状コア１ｇを接合させたコア１に制御巻線ＮC とリア
クタ巻線ＮA を磁界が互いに直交する様に巻回し、板状
コア１ｇを２分割して、この分割した部分にＶ字状或は
平行なギャップ４ａ（４）を形成した直交磁界変圧器を
得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から汎用電子機器で負荷電力が２５
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチ
ング電源技術が利用されている。
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチ
ング電源技術が利用されている。
【０００３】図６は従来のブースト電圧制御方式の電圧
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
【０００４】図６のブースト電圧共振型ソフトスイッチ
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
【０００５】整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
【０００６】又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサ
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トラン
ジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接
続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トラン
ジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接
続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
【０００７】更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒ
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
【０００８】電流制限抵抗ＲB の他端はチョークコイル
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位
に落とされている。
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位
に落とされている。
【０００９】スイッチング用トランジスタＱ1 のエミッ
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
【００１０】ＰＩＴの２次側巻線Ｎ2 及びＮ4 は夫々整
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴ
Ｌの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御
巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ
巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダ
イオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成
されている。
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴ
Ｌの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御
巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ
巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダ
イオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成
されている。
【００１１】上述の構成で、スイッチング用トランジス
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
【００１２】又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
【００１３】上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成
を図７（Ａ）に示す。図７（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから
成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル
（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
を図７（Ａ）に示す。図７（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから
成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル
（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
【００１４】上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの
寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及
び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚
みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成し
た。
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの
寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及
び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚
みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成し
た。
【００１５】次に図７（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの
前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様
に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００
ターン巻回する。
前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様
に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００
ターン巻回する。
【００１６】更に、前方側の下側の脚１ｃと、後方側の
下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの
単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR
を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ
空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図６の回路に
用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタ
Ｑ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻
線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流
した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮCとは互に
直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているの
で直流制御電流ＩC に制御巻線ターン数ＮC1を乗じた起
磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリア
クタ巻線ターン数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交
流磁束φR を発生する。
下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの
単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR
を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ
空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図６の回路に
用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタ
Ｑ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻
線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流
した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮCとは互に
直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているの
で直流制御電流ＩC に制御巻線ターン数ＮC1を乗じた起
磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリア
クタ巻線ターン数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交
流磁束φR を発生する。
【００１７】図７（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φC′が発生しているが４脚の前方側及び後方側の磁束
φC ，φC ′，φR ，φR ′は交流電流ＩR の極性によ
って加え合って例えばφR ＋φC 又はφR ′＋φC ′と
なったり、打ち消し合って例えばφR −φC 又はφR ′
−φC ′となったりし、加え合ったり、減じ合ったりし
た動作を繰り返している。
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φC′が発生しているが４脚の前方側及び後方側の磁束
φC ，φC ′，φR ，φR ′は交流電流ＩR の極性によ
って加え合って例えばφR ＋φC 又はφR ′＋φC ′と
なったり、打ち消し合って例えばφR −φC 又はφR ′
−φC ′となったりし、加え合ったり、減じ合ったりし
た動作を繰り返している。
【００１８】従って、加え合う脚ではＢ−Ｈカーブ（Ｂ
は磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域
にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であ
り、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚
の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂ
は低くなって線形領域内にある。
は磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域
にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であ
り、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚
の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂ
は低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図７（Ａ）で説明した
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或
は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけ
に５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタ
ンス直流重畳特性曲線を図７（Ｂ）に示す。
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或
は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけ
に５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタ
ンス直流重畳特性曲線を図７（Ｂ）に示す。
【００２０】図７（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１
ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍの
ギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１
ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍの
ギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
【００２１】又、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと板
状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成し
た場合には、図７（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成し
た場合には、図７（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
【００２２】上述の様にインダクタンス直流重畳特性の
拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入
してギャップ２を構成するので磁束φC ，φC ′中にギ
ャップ２が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、
磁束φR ，φR ′中のギャップは僅少のため交流電流Ｉ
R の増加に伴って４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽
和する。この為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可
変範囲は図７（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度
に限定されてしまう為に次の様な問題が発生する。
拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入
してギャップ２を構成するので磁束φC ，φC ′中にギ
ャップ２が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、
磁束φR ，φR ′中のギャップは僅少のため交流電流Ｉ
R の増加に伴って４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽
和する。この為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可
変範囲は図７（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度
に限定されてしまう為に次の様な問題が発生する。
【００２３】（イ）上述の様に制御巻線ＮC に流れる直
流制御電流ＩC によって直流の磁束φC ，φC ′が通る
磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和させ
るための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻線
ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増大
する問題が生ずる。
流制御電流ＩC によって直流の磁束φC ，φC ′が通る
磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和させ
るための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻線
ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増大
する問題が生ずる。
【００２４】（ロ）又、リアクタ巻線ＮR に流れる交流
電流ＩR によって発生する交流磁束φR ，φR ′が通る
磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタン
ス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流の
増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下して
しまう問題が生ずる。
電流ＩR によって発生する交流磁束φR ，φR ′が通る
磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタン
ス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流の
増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下して
しまう問題が生ずる。
【００２５】（ハ）又、ギャップ２が僅少なため、マイ
ラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μ
や寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタン
ス値が変動する。
ラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μ
や寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタン
ス値が変動する。
【００２６】（ニ）更に、インダクタンス可変範囲は直
流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図７
（Ｂ）の様に約６倍程度しか変化しないため図６で説明
したブーススト電圧制御方式の電圧共振型コンバータに
よるソフトスイッチング電源回路に適用すると、図８
（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性
曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力
Ｐ0min時のブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には
図８（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のイ
ンダクタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＩＴの１次巻
線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対して、ＰＲＴのリアク
タ巻線ＮR のインダクタンスＬR は ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イ
ンダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図８（Ａ）でＥｉは平滑コンデンサＣｉ端の電圧で
ある。
流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図７
（Ｂ）の様に約６倍程度しか変化しないため図６で説明
したブーススト電圧制御方式の電圧共振型コンバータに
よるソフトスイッチング電源回路に適用すると、図８
（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性
曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力
Ｐ0min時のブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には
図８（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のイ
ンダクタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＩＴの１次巻
線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対して、ＰＲＴのリアク
タ巻線ＮR のインダクタンスＬR は ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イ
ンダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図８（Ａ）でＥｉは平滑コンデンサＣｉ端の電圧で
ある。
【００２７】（ホ）上述のＰＲＴのリアクタ巻線ＮR の
ターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長を
ｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線
ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライト
コアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は
次の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
ターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長を
ｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線
ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライト
コアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は
次の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
【００２８】本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス
制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは
可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴ
を得ようとするものである。
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス
制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは
可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴ
を得ようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】本発明は方形の板部１ａ
の頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの脚１ｂ，
１ｃ，１ｄ，１ｅを延設し、４つの脚１ｂ，１ｃ，１
ｄ，１ｅの端面に平板状磁芯１ｇを突き合せた形状とし
た磁芯１の隣り合う２本の脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを
束にして互に直交する様に制御巻線ＮC 及びリアクタ巻
線ＮR を巻回して成るＰＲＴであって、平板状磁芯１ｇ
の厚さを縮小して、１組の脚１ｂの断面積に等しくする
と共に２組の同一寸法の平板状磁芯１ｇａ及び１ｇｂに
分割し、分割した平板状磁芯１ｇａ及び１ｇｂ間にＶ字
状或は平行な磁気空隙４を設け、制御巻線ＮC で生ずる
磁界中には磁気空隙２を設けず、リアクタ巻線ＮR で生
ずる磁界中に磁気空隙４，４ａを設けてなることを特徴
とするＰＲＴとしたてものである。
の頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの脚１ｂ，
１ｃ，１ｄ，１ｅを延設し、４つの脚１ｂ，１ｃ，１
ｄ，１ｅの端面に平板状磁芯１ｇを突き合せた形状とし
た磁芯１の隣り合う２本の脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを
束にして互に直交する様に制御巻線ＮC 及びリアクタ巻
線ＮR を巻回して成るＰＲＴであって、平板状磁芯１ｇ
の厚さを縮小して、１組の脚１ｂの断面積に等しくする
と共に２組の同一寸法の平板状磁芯１ｇａ及び１ｇｂに
分割し、分割した平板状磁芯１ｇａ及び１ｇｂ間にＶ字
状或は平行な磁気空隙４を設け、制御巻線ＮC で生ずる
磁界中には磁気空隙２を設けず、リアクタ巻線ＮR で生
ずる磁界中に磁気空隙４，４ａを設けてなることを特徴
とするＰＲＴとしたてものである。
【００３０】本発明のＰＲＴによれば従来と同一の直流
制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得ら
れブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによる
ソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得ら
れブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによる
ソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の直交磁界変圧器
（ＰＲＴ）を図１乃至図５を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
用コアの分解斜視図及び組立状態斜視図、並びにリアク
タ巻線に流す交流電流ＩR を変化させた時に制御巻線Ｎ
C の直流制御電流ＩC をパラメータとしたインダクタン
スＬR の変化を示す直流重畳特性曲線を示すものであ
る。
（ＰＲＴ）を図１乃至図５を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
用コアの分解斜視図及び組立状態斜視図、並びにリアク
タ巻線に流す交流電流ＩR を変化させた時に制御巻線Ｎ
C の直流制御電流ＩC をパラメータとしたインダクタン
スＬR の変化を示す直流重畳特性曲線を示すものであ
る。
【００３２】図１（Ａ）及び図１（Ｂ）に於いて、図７
（Ａ）との対応部分には同一符号を付して重複説明は省
略する。
（Ａ）との対応部分には同一符号を付して重複説明は省
略する。
【００３３】図１（Ａ）で方形の板部１ａと、この板部
１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に
延設したＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍ
ｍ、ｃ＝３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、図１（Ｂ）
の様に前方側の上方の脚１ｂと下方の脚１ｃ間に橋格さ
せる様に巻回した制御巻線ＮC は図７（Ａ）と全く同一
構成である。
１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に
延設したＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍ
ｍ、ｃ＝３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、図１（Ｂ）
の様に前方側の上方の脚１ｂと下方の脚１ｃ間に橋格さ
せる様に巻回した制御巻線ＮC は図７（Ａ）と全く同一
構成である。
【００３４】本例では方形に形成してＷコ字状コア１ｆ
の４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に接合される
板状コア１ｇの厚みｄ′をｄ′＜ｄに選択して、同一面
積となる様に前方側の脚１ｂ，１ｃ側から後方側の脚１
ｄ，１ｅ側に二分割して磁気空隙即ち、分割溝３を形成
して、板状コア１ｇを２つに分離した分割コア１ｇａ及
び１ｇｂの夫々の断面積Ｓ′＝ｄ2 と成るように選択す
る。
の４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に接合される
板状コア１ｇの厚みｄ′をｄ′＜ｄに選択して、同一面
積となる様に前方側の脚１ｂ，１ｃ側から後方側の脚１
ｄ，１ｅ側に二分割して磁気空隙即ち、分割溝３を形成
して、板状コア１ｇを２つに分離した分割コア１ｇａ及
び１ｇｂの夫々の断面積Ｓ′＝ｄ2 と成るように選択す
る。
【００３５】又、主巻線となるリアクタ巻線ＮR ′のタ
ーン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1として従来のインダク
タンスＬR の２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択す
る。
ーン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1として従来のインダク
タンスＬR の２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択す
る。
【００３６】更に、２枚に分割した分割コア１ｇａ及び
１ｇｂの前方側の脚１ｂ及び１ｃ寄り、或は後方側の脚
１ｄ及び１ｅ寄りのいずれかの分割溝３内にマイラフィ
ルムを挿入し、例えば図１（Ｂ）の様に前方側が開い
て、後方側が閉じたＶ字状溝から成るギャップ４を形成
する。
１ｇｂの前方側の脚１ｂ及び１ｃ寄り、或は後方側の脚
１ｄ及び１ｅ寄りのいずれかの分割溝３内にマイラフィ
ルムを挿入し、例えば図１（Ｂ）の様に前方側が開い
て、後方側が閉じたＶ字状溝から成るギャップ４を形成
する。
【００３７】上述の構成のＰＲＴによれば、制御巻線Ｎ
C のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮC1′
・ＩC の起磁力によって生ずる磁束φC の磁路中には従
来のＰＲＴの様にギャップ２を構成せずリアクタ巻線Ｎ
R のターン数ＮR1′と交流電流ＩR を乗じたＮR1′・Ｉ
R の起磁力によって生ずる交番磁束φR の磁路中にはＶ
字状のギャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び
交番電流ＩR の増加に伴って、順々に飽和するためイン
ダクタンスＬR ′の低下が大幅に改善される。
C のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮC1′
・ＩC の起磁力によって生ずる磁束φC の磁路中には従
来のＰＲＴの様にギャップ２を構成せずリアクタ巻線Ｎ
R のターン数ＮR1′と交流電流ＩR を乗じたＮR1′・Ｉ
R の起磁力によって生ずる交番磁束φR の磁路中にはＶ
字状のギャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び
交番電流ＩR の増加に伴って、順々に飽和するためイン
ダクタンスＬR ′の低下が大幅に改善される。
【００３８】図１（Ｃ）はコア１の材料としてＦＥ−９
材を用い、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′＝３８Ｔ
／０．１ｍφ×２０束（０．１φ、２０本縒りのリッツ
線）とし、ギャップ４の空隙を２００μｍとした場合の
実測値を示すものであり、図１（Ｃ）からも明らかな様
に、直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至３５ｍＡに於いて、
図７（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べ
て、約１２倍のダイナミックレンジに拡大され、交流電
圧ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の値の変化も
図７（Ｂ）に比べて平坦化された値が得られるので図６
で説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータ
によるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴ
を提供可能と成った。
材を用い、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′＝３８Ｔ
／０．１ｍφ×２０束（０．１φ、２０本縒りのリッツ
線）とし、ギャップ４の空隙を２００μｍとした場合の
実測値を示すものであり、図１（Ｃ）からも明らかな様
に、直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至３５ｍＡに於いて、
図７（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べ
て、約１２倍のダイナミックレンジに拡大され、交流電
圧ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の値の変化も
図７（Ｂ）に比べて平坦化された値が得られるので図６
で説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータ
によるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴ
を提供可能と成った。
【００３９】図２（Ａ）及び図２（Ｂ）は本発明のＰＲ
Ｔの他の形態例とインダクタンス直流重畳特性図を示す
ものである。
Ｔの他の形態例とインダクタンス直流重畳特性図を示す
ものである。
【００４０】図２（Ａ）のＰＲＴは板状コア１ｇを２分
割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間の分割溝３を図１
（Ｂ）の様にＶ字状のギャップ４とせずに平行ギャップ
４ａと成した場合であり、Ｗコ字状コア１ｆ並びに分割
コア１ｇａ及び１ｇｂは図１（Ｂ）と同一構成である。
割した分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間の分割溝３を図１
（Ｂ）の様にＶ字状のギャップ４とせずに平行ギャップ
４ａと成した場合であり、Ｗコ字状コア１ｆ並びに分割
コア１ｇａ及び１ｇｂは図１（Ｂ）と同一構成である。
【００４１】この様に板状コア１ｇを等分割した分割コ
ア１ｇａ及び１ｇｂ間のギャップ４ａを平行とした場合
の図１（Ｃ）と同様のインダクタンス直流重畳特性曲線
は図２（Ｂ）の様に図１（Ｃ）に比べてインダクタンス
ＬR ′の低下を少くすることが出来る。
ア１ｇａ及び１ｇｂ間のギャップ４ａを平行とした場合
の図１（Ｃ）と同様のインダクタンス直流重畳特性曲線
は図２（Ｂ）の様に図１（Ｃ）に比べてインダクタンス
ＬR ′の低下を少くすることが出来る。
【００４２】図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は本発明のＰＲ
Ｔの更に他の形態例を示すものであり、図３（Ａ）のコ
ア分解図と図３（Ｂ）の組立図に於いて、Ｗコ字状コア
１ｆ及び板状コア１ｇを２等分割した分割コア１ｇａ及
び１ｇｂに平行なギャップ４ａを形成し、制御巻線ＮC
及びリアクタ巻線ＮR を巻回した構成は図２（Ａ）と全
く同一である。
Ｔの更に他の形態例を示すものであり、図３（Ａ）のコ
ア分解図と図３（Ｂ）の組立図に於いて、Ｗコ字状コア
１ｆ及び板状コア１ｇを２等分割した分割コア１ｇａ及
び１ｇｂに平行なギャップ４ａを形成し、制御巻線ＮC
及びリアクタ巻線ＮR を巻回した構成は図２（Ａ）と全
く同一である。
【００４３】本例の場合はＷコ字状コア１ｆを構成する
方形の板部１ａの厚みｄをｄ′とし、ｄ′＜ｄとし、板
部１ａのコア断面積Ｓ′＝ｄ2 となる様にし、図３
（Ｂ）の様に直流磁束φC と交流磁束φR が互に加算或
は減算し合う領域を拡大する様にし、インダクタンスＬ
R の可変範囲を更に拡大可能な構成とした場合である。
方形の板部１ａの厚みｄをｄ′とし、ｄ′＜ｄとし、板
部１ａのコア断面積Ｓ′＝ｄ2 となる様にし、図３
（Ｂ）の様に直流磁束φC と交流磁束φR が互に加算或
は減算し合う領域を拡大する様にし、インダクタンスＬ
R の可変範囲を更に拡大可能な構成とした場合である。
【００４４】図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は本発明のＰＲ
Ｔの更に他の形態例とＰＲＴの記号を示すものである。
Ｔの更に他の形態例とＰＲＴの記号を示すものである。
【００４５】図４（Ａ）及び図４（Ｂ）の構成では制御
巻線ＮC を２組に分割しＮC ／２お及びＮC ／２とし前
方側の脚１ｂ，１ｃに橋格する様にＮC ／２の制御巻線
を巻回し、後方側の脚１ｄ，１ｅに橋格する様にＮC ／
２の制御巻線を巻回し、分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間に
形成したギャップ４ａ上にリアクタ巻線ＮR ′をターン
数ＮR1′で巻回した場合である。この場合は従来の図７
（Ａ）の制御巻線ＮCの直流抵抗１５０Ωを５０Ω＋５
０Ω＝１００Ωに低減出来て、直流制御電力は２／３に
低下し、ギャップ４ａからの漏洩磁束はリアクタ巻線Ｎ
R ′によってシールドする効果を生ずる。
巻線ＮC を２組に分割しＮC ／２お及びＮC ／２とし前
方側の脚１ｂ，１ｃに橋格する様にＮC ／２の制御巻線
を巻回し、後方側の脚１ｄ，１ｅに橋格する様にＮC ／
２の制御巻線を巻回し、分割コア１ｇａ及び１ｇｂ間に
形成したギャップ４ａ上にリアクタ巻線ＮR ′をターン
数ＮR1′で巻回した場合である。この場合は従来の図７
（Ａ）の制御巻線ＮCの直流抵抗１５０Ωを５０Ω＋５
０Ω＝１００Ωに低減出来て、直流制御電力は２／３に
低下し、ギャップ４ａからの漏洩磁束はリアクタ巻線Ｎ
R ′によってシールドする効果を生ずる。
【００４６】図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は本発明の更に
他の形態例を示すものであり、図５（Ａ）及び図５
（Ｂ）は４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを有するＷコ
字状コア１ｆの脚端面にコ字状コア５を接合して、接合
面にはギャップを作らずコ字状コア５にリアクタ巻線Ｎ
R ′を巻回し、図５（Ａ）の場合は、コ字状コア５の側
面にＶ字状のギャップ４を形成し、図５（Ｂ）では平行
なギャップ４ａを形成した場合である。これら構成でも
図１（Ａ）と同様の効果が得られ、リアクタ巻線ＮR ′
のターン数ＮR1′を低減することが可能と成る。
他の形態例を示すものであり、図５（Ａ）及び図５
（Ｂ）は４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを有するＷコ
字状コア１ｆの脚端面にコ字状コア５を接合して、接合
面にはギャップを作らずコ字状コア５にリアクタ巻線Ｎ
R ′を巻回し、図５（Ａ）の場合は、コ字状コア５の側
面にＶ字状のギャップ４を形成し、図５（Ｂ）では平行
なギャップ４ａを形成した場合である。これら構成でも
図１（Ａ）と同様の効果が得られ、リアクタ巻線ＮR ′
のターン数ＮR1′を低減することが可能と成る。
【００４７】
【発明の効果】本発明の直流磁界変圧器によると、制御
巻線ＮC に流す直流の制御電流ＩC は従来と同一値に対
し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて
制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御
方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電
源回路を構成可能と成った。
巻線ＮC に流す直流の制御電流ＩC は従来と同一値に対
し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて
制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御
方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電
源回路を構成可能と成った。
【００４８】又、制御巻線の磁路中にギャップを構成さ
せない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダ
クタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された
直交磁界変圧器が得られた。
せない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダ
クタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された
直交磁界変圧器が得られた。
【００４９】更に、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャ
ップは要求される可変インダクタンス特性によって適宜
に選択出来てインダクタンス値のバラツキが解消されて
て設計が容易と成る効果を有する。
ップは要求される可変インダクタンス特性によって適宜
に選択出来てインダクタンス値のバラツキが解消されて
て設計が容易と成る効果を有する。
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス特性
図である。
図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス
特性図である。
特性図である。
【図３】本発明の更に他の直交磁界変圧器（Ｉ）であ
る。
る。
【図４】本発明の更に他の直交磁界変圧器（II）であ
る。
る。
【図５】本発明の更に他の直交磁界変圧器（III)であ
る。
る。
【図６】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路
図である。
図である。
【図７】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図
である。
である。
【図８】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説明
図である。
図である。
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ，１
ｄ，１ｅ‥‥脚、１ｆ‥‥ダブルコ字状コア、１ｇ‥‥
板状コア、１ｇａ，１ｂａ‥‥分割コア、ＮC ‥‥制御
巻線、ＮR ‥‥リアクタ巻線
ｄ，１ｅ‥‥脚、１ｆ‥‥ダブルコ字状コア、１ｇ‥‥
板状コア、１ｇａ，１ｂａ‥‥分割コア、ＮC ‥‥制御
巻線、ＮR ‥‥リアクタ巻線
Claims (4)
- 【請求項１】 方形の板部の頂点部から該板部と直交す
る方向に４つの脚を延設し、該４つの脚の端面に平板状
磁芯を突き合わせた形状とした磁芯の隣り合う二本の該
脚を束にして互に直交する様に制御巻線及びリアクタ巻
線を巻回して成る直交磁界変圧器であって、 上記平板状磁芯の厚さを縮小して上記１組の脚の断面積
に等しくすると共に２組の同一寸法の平板状磁芯に分割
し、該分割した平板状磁芯間にＶ字状或は平行な磁気空
隙を設け、上記制御巻線で生ずる磁界中には磁気空隙を
設けず、上記リアクタ巻線で生ずる磁界中に上記磁気空
隙を設けて成ることを特徴とする直交磁界変圧器。 - 【請求項２】 前記板部の厚さを減少して前記１組の脚
の断面積と等しく成る様に成したことを特徴とする請求
項１記載の直交磁界変圧器。 - 【請求項３】 前記制御巻線を２組に分割し、前記４つ
の脚の前後の１対の脚に該２組に分割した制御巻線を巻
回し、前記リアクタ巻線を前記磁気空隙上に巻回して成
ることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直交磁
界変圧器。 - 【請求項４】 前記リアクタ巻線を前記板部と４つの脚
より成る磁芯の各脚の端面と接合させたコ字状磁芯に巻
回したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直
交磁界変圧器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28551598A JP4352478B2 (ja) | 1998-10-07 | 1998-10-07 | 直交磁界変圧器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28551598A JP4352478B2 (ja) | 1998-10-07 | 1998-10-07 | 直交磁界変圧器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000114075A true JP2000114075A (ja) | 2000-04-21 |
| JP4352478B2 JP4352478B2 (ja) | 2009-10-28 |
Family
ID=17692538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28551598A Expired - Fee Related JP4352478B2 (ja) | 1998-10-07 | 1998-10-07 | 直交磁界変圧器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4352478B2 (ja) |
-
1998
- 1998-10-07 JP JP28551598A patent/JP4352478B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4352478B2 (ja) | 2009-10-28 |
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