JP2794931B2 - ディジタル処理形位相同期回路 - Google Patents
ディジタル処理形位相同期回路Info
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- JP2794931B2 JP2794931B2 JP2303986A JP30398690A JP2794931B2 JP 2794931 B2 JP2794931 B2 JP 2794931B2 JP 2303986 A JP2303986 A JP 2303986A JP 30398690 A JP30398690 A JP 30398690A JP 2794931 B2 JP2794931 B2 JP 2794931B2
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Description
本発明は、ディジタル処理形位相同期回路に関し、特
に、入力信号断後の自回路の自走状態から同期状態への
再引き込みを開始する出力信号の位相変動を抑圧可能な
ディジタル処理形位相同期回路に関する。
に、入力信号断後の自回路の自走状態から同期状態への
再引き込みを開始する出力信号の位相変動を抑圧可能な
ディジタル処理形位相同期回路に関する。
第４図に従来のディジタル処理形位相同期回路を示
す。 従来のディジタル処理形位相同期回路は、入力信号を
受けるための入力端子11と出力信号を出力するための出
力端子12とを有する。入力端子11からの入力信号は位相
比較部101に供給される。位相比較部101には、後述する
分周器106から帰還信号も供給される。位相比較部101
は、帰還信号と入力信号との位相を比較し、位相差に応
じたアナログ位相差信号を発生する。 アナログ位相差信号はアナログ・ディジタル（Ａ・
Ｄ）変換器102に供給される。Ａ・Ｄ変換器102はアナロ
グ位相差信号をディジタル位相差信号に変換する。ディ
ジタル位相差信号は制御部103に供給される。制御部103
は、ディジタル位相差信号に予め定めた演算処理を施し
て、演算処理結果を表す演算処理結果信号を出力する。
演算処理結果信号は、電圧制御信号と位相制御信号と選
択信号とから成る。 電圧制御信号はディジタル制御発振器104に供給さ
れ、位相制御信号と選択信号とは分周器106に供給され
る。 ディジタル制御発振器104は、電圧制御信号に応じた
周波数の出力信号を発生する。出力信号は出力端子12と
分周器106とに供給される。 分周器106には更に入力端子11から入力信号も供給さ
れる。分周器106は、出力信号を位相比較周波数にまで
分周した帰還信号を作成する。位相制御信号及び選択信
号により、分周器106はその分周比を任意に可変する。 第５図を参照すると、分周器106は、選択回路107と分
周回路108とを含む。選択回路107は、選択信号を受ける
ための第１の選択回路入力端子19と、位相制御信号を受
ける第２の選択回路入力端子20と、通常時の分周比を決
定する固定値を入力するための第３の選択回路入力端子
21とを有する。 選択回路107は、分周回路108のリセット及び入力信号
の一方を選択して、選択された分周比を表す分周比信号
を分周回路108へ出力する。分周比信号に応答して、分
周回路108はこの分周比信号で表される分周比でディジ
タル制御発振器104から分周回路入力端子16で供給され
る出力信号を分周して、分周回路出力端子18から帰還信
号を出力する。分周回路出力端子17で入力端子11から供
給された入力信号はインヒビット回路を介して分周回路
108に供給される。インヒビット回路には、第１の選択
回路入力端子19から選択信号が供給される。 通常、入力端子11から入力信号が正常に得られれば、
位相比較部101とＡ・Ｄ変換器102を介して入力信号と帰
還信号の位相差を表すディジタル位相差信号が制御部10
3に与えられる。制御部103はディジタル位相差信号の演
算処理結果を電圧制御信号としてディジタル制御発振器
104へ送出して、ディジタル制御発振器104に加えられる
電圧を変化させることにより、出力信号の位相の変動を
減少させるような制御を行う。分周器106では、選択回
路107で第３の選択回路入力端子21から得られた固定値
を分周比として選択し、この分周比に従って、分周回路
108は出力信号を帰還信号にまで分周している。 入力信号が断となったとき、制御部103は、電圧制御
信号として、その時刻での演算処理結果ではなく入力信
号が断となる前の演算処理結果をディジタル制御発振器
104へ送出することで、出力信号の位相の変動を抑止す
る。 入力信号が回復したとき、制御部103は分周回路108を
リセットして分周回路108に対して所定の初期状態から
分周動作を開始させ、選択回路107で第２の選択回路入
力端子20から得られた位相制御信号を選択させて、分周
回路108への分周比を一度だけ変化させる。これによ
り、帰還信号と入力信号との位相差が自走状態になる前
の位相差と等しくなるように位相設定を行い、その後で
通常の動作に戻すことにより、再引き込み時の位相変動
を防止している。
す。 従来のディジタル処理形位相同期回路は、入力信号を
受けるための入力端子11と出力信号を出力するための出
力端子12とを有する。入力端子11からの入力信号は位相
比較部101に供給される。位相比較部101には、後述する
分周器106から帰還信号も供給される。位相比較部101
は、帰還信号と入力信号との位相を比較し、位相差に応
じたアナログ位相差信号を発生する。 アナログ位相差信号はアナログ・ディジタル（Ａ・
Ｄ）変換器102に供給される。Ａ・Ｄ変換器102はアナロ
グ位相差信号をディジタル位相差信号に変換する。ディ
ジタル位相差信号は制御部103に供給される。制御部103
は、ディジタル位相差信号に予め定めた演算処理を施し
て、演算処理結果を表す演算処理結果信号を出力する。
演算処理結果信号は、電圧制御信号と位相制御信号と選
択信号とから成る。 電圧制御信号はディジタル制御発振器104に供給さ
れ、位相制御信号と選択信号とは分周器106に供給され
る。 ディジタル制御発振器104は、電圧制御信号に応じた
周波数の出力信号を発生する。出力信号は出力端子12と
分周器106とに供給される。 分周器106には更に入力端子11から入力信号も供給さ
れる。分周器106は、出力信号を位相比較周波数にまで
分周した帰還信号を作成する。位相制御信号及び選択信
号により、分周器106はその分周比を任意に可変する。 第５図を参照すると、分周器106は、選択回路107と分
周回路108とを含む。選択回路107は、選択信号を受ける
ための第１の選択回路入力端子19と、位相制御信号を受
ける第２の選択回路入力端子20と、通常時の分周比を決
定する固定値を入力するための第３の選択回路入力端子
21とを有する。 選択回路107は、分周回路108のリセット及び入力信号
の一方を選択して、選択された分周比を表す分周比信号
を分周回路108へ出力する。分周比信号に応答して、分
周回路108はこの分周比信号で表される分周比でディジ
タル制御発振器104から分周回路入力端子16で供給され
る出力信号を分周して、分周回路出力端子18から帰還信
号を出力する。分周回路出力端子17で入力端子11から供
給された入力信号はインヒビット回路を介して分周回路
108に供給される。インヒビット回路には、第１の選択
回路入力端子19から選択信号が供給される。 通常、入力端子11から入力信号が正常に得られれば、
位相比較部101とＡ・Ｄ変換器102を介して入力信号と帰
還信号の位相差を表すディジタル位相差信号が制御部10
3に与えられる。制御部103はディジタル位相差信号の演
算処理結果を電圧制御信号としてディジタル制御発振器
104へ送出して、ディジタル制御発振器104に加えられる
電圧を変化させることにより、出力信号の位相の変動を
減少させるような制御を行う。分周器106では、選択回
路107で第３の選択回路入力端子21から得られた固定値
を分周比として選択し、この分周比に従って、分周回路
108は出力信号を帰還信号にまで分周している。 入力信号が断となったとき、制御部103は、電圧制御
信号として、その時刻での演算処理結果ではなく入力信
号が断となる前の演算処理結果をディジタル制御発振器
104へ送出することで、出力信号の位相の変動を抑止す
る。 入力信号が回復したとき、制御部103は分周回路108を
リセットして分周回路108に対して所定の初期状態から
分周動作を開始させ、選択回路107で第２の選択回路入
力端子20から得られた位相制御信号を選択させて、分周
回路108への分周比を一度だけ変化させる。これによ
り、帰還信号と入力信号との位相差が自走状態になる前
の位相差と等しくなるように位相設定を行い、その後で
通常の動作に戻すことにより、再引き込み時の位相変動
を防止している。
【発明が解決しようとする課題】 このような従来のディジタル処理形位相同期回路は、
ディジタル制御発振器104の発振周波数が極めて高くな
ると、帰還ループ内に設置された分周器106は、一般
に、極めて複雑、大規模になる。このため、従来のディ
ジタル処理形位相同期回路は、高価になるばかりでな
く、安定に動作させることが困難となる欠点がある。
ディジタル制御発振器104の発振周波数が極めて高くな
ると、帰還ループ内に設置された分周器106は、一般
に、極めて複雑、大規模になる。このため、従来のディ
ジタル処理形位相同期回路は、高価になるばかりでな
く、安定に動作させることが困難となる欠点がある。
本発明によるディジタル処理形位相同期回路は、入力
信号と出力信号に係る帰還信号との位相差を比較する位
相比較部を備えたディジタル処理形位相同期回路におい
て、入力信号断の自回路の自走状態から同期状態への再
引き込みを開始するときに、回復した時点の入力信号を
リセット信号として分周回路に供給して、この分周回路
に対して所定の初期状態から分周動作を開始させて、入
力信号と分周回路から出力される帰還信号の初期位相を
予め定めた位相関係とするリセット手段と、このリセッ
ト手段により入力信号と帰還信号の初期位相を予め定め
た位相関係とした後、入力信号断直前の入力信号と帰還
信号との位相差の差分に相当する時間にわたり上記位相
比較部に対する帰還信号の供給を一時的に停止する信号
送出停止手段と、を備えたことを特徴とする。
信号と出力信号に係る帰還信号との位相差を比較する位
相比較部を備えたディジタル処理形位相同期回路におい
て、入力信号断の自回路の自走状態から同期状態への再
引き込みを開始するときに、回復した時点の入力信号を
リセット信号として分周回路に供給して、この分周回路
に対して所定の初期状態から分周動作を開始させて、入
力信号と分周回路から出力される帰還信号の初期位相を
予め定めた位相関係とするリセット手段と、このリセッ
ト手段により入力信号と帰還信号の初期位相を予め定め
た位相関係とした後、入力信号断直前の入力信号と帰還
信号との位相差の差分に相当する時間にわたり上記位相
比較部に対する帰還信号の供給を一時的に停止する信号
送出停止手段と、を備えたことを特徴とする。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。 第１図を参照すると、本発明の一実施例によるディジ
タル処理形位相同期回路は、分周器106の代わりに、分
周回路207とビット断回路208とが設けられている点を除
いて、第３図に示されたものと同様の構成を有する。 ビット断回路208は、制御部103からのビット断信号に
より出力信号から所定のパルスを除去し、パルス除去さ
れた信号を出力する。分周回路207は、パルス除去され
た信号を分周して、帰還信号を出力する。分周回路207
は、回復した時点の入力信号をリセット信号として受け
て、所定の初期状態から分周動作を開始する。 第２図を参照して、第１図に示されたビット断回路20
8は、ビット断信号ａを入力する第１のビット断回路入
力端子13と、出力信号ｂを入力する第２のビット断回路
入力端子14と、パルス除去された信号ｈを出力するビッ
ト断回路出力端子15とを有する。 ビット断回路208は、第１及び第２のＤタイプ・フリ
ップフロップ209及び210と、ナンド回路211と、アンド
回路212と、インバータ回路213とを有する。 インバータ回路213は、第２のビット断回路入力端子1
4からの出力信号ｂを反転して、反転された出力信号ｃ
を出力する。 第１のＤタイプ・フリップフロップ209は、第１のビ
ット断回路入力端子13からのビット断信号ａを受ける第
１のデータ入力端子D1と、インバータ回路213からの反
転された出力信号ｃを受ける第１のクロック入力端子CK
1と、第１の非反転出力信号ｄを出力する第１の非反転
出力端子▲▼と、第１の反転出力信号ｅを出力する
第１の反転出力端子Q1とを有する。 第２のＤタイプ・フリップフロップ210は、第１の非
反転出力端子Q1からの第１の非反転出力信号ｄを受ける
第２のデータ入力端子D2と、インバータ回路213からの
反転された出力信号ｃを受ける第２のクロック入力端子
CK2と、第２の非反転出力信号ｆを出力する第２の非反
転出力端子Q2とを有する。 ナンド回路211は、第１の反転出力端子▲▼から
の第１の反転出力信号ｅと第２の非反転出力端子Q2から
の第２の非反転出力信号ｆとのナンド演算を実行し、ナ
ンド出力信号ｇを出力する。 アンド回路212は、ナンド回路211からのナンド出力信
号ｇと第２のビット断回路入力端子14からの出力信号ｂ
との論理積演算を実行し、論理積出力信号ｈを出力す
る。こほ論理積出力信号ｈは、パルス除去された信号ｈ
としてビット断回路出力端子15から出力される。 以下、第３図に示す波形図を参照して、第２図に示し
たビット断回路208の動作について説明する。第３図に
おいて、第１行目のビット断信号ａを、第２行目の出力
信号ｂを、第３行目に反転された出力信号ｃを、第４行
目に第１の非反転出力信号ｄを、第５行目に第１の反転
出力信号ｅを、第６行目に第２の非反転出力信号ｆを、
第７行目にナンド出力信号ｇを、第８行目に論理積出力
信号（パルス除去された信号）ｈをそれぞれ示す。ここ
で、ビット断信号ａのパルス幅は出力信号ｂの１周期よ
りも長いとする。 ビット断信号ａが時刻t1で論理ローレベルから論理ハ
イレベルに遷移したとする。これにより、第１のＤタイ
プ・フリップフロップ209は、時刻t1以後で最初の反転
された出力信号ｃの立上がりエッジの時刻t2で、第１の
非反転出力信号ｄとして論理ハイレベルの信号を、第１
の反転出力信号ｅとして論理ローレベルの信号をそれぞ
れ出力する。時刻t2から出力信号ｃの１周期分遅延し
た、次の反転された出力信号ｃの立上がりエッジの時刻
t3で、第２のＤタイプ・フリップフロップ210は第２の
非反転出力信号ｆとして論理ハイレベルの信号を出力す
る。 時刻t3以後の時刻t4で、ビット断信号ａが論理ハイレ
ベルから論理ローレベルに遷移したとする。これによ
り、第１のＤタイプ・フリップフロップ209は、時刻t4
以後で最初の反転された出力信号ｃの立上がりエッジの
時刻t5で、第１の非反転出力信号ｄとして論理ローレベ
ルの信号を、第１の反転出力信号ｅとして論理ハイレベ
ルの信号をそれぞれ出力する。時刻t5から出力信号ｃの
１周期分遅延した、次の反転された出力信号ｃの立上が
りエッジの時刻t6で、第２のＤタイプ・フリップフロッ
プ210は第２の非反転出力信号ｆとして論理ロウレベル
の信号を出力する。したがって、ナンド回路211は、時
刻t5から時刻t6までのの出力信号ｂの１周期の期間だ
け、ナンド出力信号ｇとして論理ロウレベルの信号を出
力し、アンド回路212は出力信号ｂからこの期間（t5〜t
6）の１パルスを点線で示すように除去し、パルス除去
された信号ｈを出力する。 同様に、時刻t7（この例では、時刻t6よりも前）でビ
ット断信号ａが立ち上がる（論理ハイレベルから論理ロ
ーレベルに遷移する）と、ナンド回路211は、時刻t8か
ら時刻t9までの出力信号ｂの１周期の期間だけ、ナンド
出力信号ｇとして論理ロウレベルの信号を出力し、アン
ド回路212は出力信号ｂからこの期間（t8〜t9）の１パ
ルスを点線で示すように除去し、パルス除去された信号
ｈを出力する。 上述したように、ビット断回路208は、第２のビット
断回路入力端子14から入力された出力信号ｂを、第１の
ビット断回路入力端子13から入力されるビット断信号ａ
の立ち上がり変化点が入力されるごとに１パルスだけ除
去し、パルス除去された信号ｈをビット断回路出力端子
15から出力する。 第２図から明らかなように、ビット断回路208は、極
めて簡単な構成であり、かつ周波数に依存しないため高
速動作が可能である。 本実施例のディジタル処理形位相同期回路は、入力信
号が正常に得られる場合及び入力信号が断の場合につい
ては、第３図に示された従来のものと同様の動作をする
が、入力信号が回復したときには、回復した時点の入力
信号により分周回路207をリセットし、制御部103からの
ビット断信号によって、ビット断回路208で出力信号か
らパルスを抜くことにより、位相比較部101に対する帰
還信号の供給を一時的に停止して、帰還信号と入力信号
との位相差が自走状態になる前の位相差と等しくなるよ
うに、位相設定を行うことができる。
る。 第１図を参照すると、本発明の一実施例によるディジ
タル処理形位相同期回路は、分周器106の代わりに、分
周回路207とビット断回路208とが設けられている点を除
いて、第３図に示されたものと同様の構成を有する。 ビット断回路208は、制御部103からのビット断信号に
より出力信号から所定のパルスを除去し、パルス除去さ
れた信号を出力する。分周回路207は、パルス除去され
た信号を分周して、帰還信号を出力する。分周回路207
は、回復した時点の入力信号をリセット信号として受け
て、所定の初期状態から分周動作を開始する。 第２図を参照して、第１図に示されたビット断回路20
8は、ビット断信号ａを入力する第１のビット断回路入
力端子13と、出力信号ｂを入力する第２のビット断回路
入力端子14と、パルス除去された信号ｈを出力するビッ
ト断回路出力端子15とを有する。 ビット断回路208は、第１及び第２のＤタイプ・フリ
ップフロップ209及び210と、ナンド回路211と、アンド
回路212と、インバータ回路213とを有する。 インバータ回路213は、第２のビット断回路入力端子1
4からの出力信号ｂを反転して、反転された出力信号ｃ
を出力する。 第１のＤタイプ・フリップフロップ209は、第１のビ
ット断回路入力端子13からのビット断信号ａを受ける第
１のデータ入力端子D1と、インバータ回路213からの反
転された出力信号ｃを受ける第１のクロック入力端子CK
1と、第１の非反転出力信号ｄを出力する第１の非反転
出力端子▲▼と、第１の反転出力信号ｅを出力する
第１の反転出力端子Q1とを有する。 第２のＤタイプ・フリップフロップ210は、第１の非
反転出力端子Q1からの第１の非反転出力信号ｄを受ける
第２のデータ入力端子D2と、インバータ回路213からの
反転された出力信号ｃを受ける第２のクロック入力端子
CK2と、第２の非反転出力信号ｆを出力する第２の非反
転出力端子Q2とを有する。 ナンド回路211は、第１の反転出力端子▲▼から
の第１の反転出力信号ｅと第２の非反転出力端子Q2から
の第２の非反転出力信号ｆとのナンド演算を実行し、ナ
ンド出力信号ｇを出力する。 アンド回路212は、ナンド回路211からのナンド出力信
号ｇと第２のビット断回路入力端子14からの出力信号ｂ
との論理積演算を実行し、論理積出力信号ｈを出力す
る。こほ論理積出力信号ｈは、パルス除去された信号ｈ
としてビット断回路出力端子15から出力される。 以下、第３図に示す波形図を参照して、第２図に示し
たビット断回路208の動作について説明する。第３図に
おいて、第１行目のビット断信号ａを、第２行目の出力
信号ｂを、第３行目に反転された出力信号ｃを、第４行
目に第１の非反転出力信号ｄを、第５行目に第１の反転
出力信号ｅを、第６行目に第２の非反転出力信号ｆを、
第７行目にナンド出力信号ｇを、第８行目に論理積出力
信号（パルス除去された信号）ｈをそれぞれ示す。ここ
で、ビット断信号ａのパルス幅は出力信号ｂの１周期よ
りも長いとする。 ビット断信号ａが時刻t1で論理ローレベルから論理ハ
イレベルに遷移したとする。これにより、第１のＤタイ
プ・フリップフロップ209は、時刻t1以後で最初の反転
された出力信号ｃの立上がりエッジの時刻t2で、第１の
非反転出力信号ｄとして論理ハイレベルの信号を、第１
の反転出力信号ｅとして論理ローレベルの信号をそれぞ
れ出力する。時刻t2から出力信号ｃの１周期分遅延し
た、次の反転された出力信号ｃの立上がりエッジの時刻
t3で、第２のＤタイプ・フリップフロップ210は第２の
非反転出力信号ｆとして論理ハイレベルの信号を出力す
る。 時刻t3以後の時刻t4で、ビット断信号ａが論理ハイレ
ベルから論理ローレベルに遷移したとする。これによ
り、第１のＤタイプ・フリップフロップ209は、時刻t4
以後で最初の反転された出力信号ｃの立上がりエッジの
時刻t5で、第１の非反転出力信号ｄとして論理ローレベ
ルの信号を、第１の反転出力信号ｅとして論理ハイレベ
ルの信号をそれぞれ出力する。時刻t5から出力信号ｃの
１周期分遅延した、次の反転された出力信号ｃの立上が
りエッジの時刻t6で、第２のＤタイプ・フリップフロッ
プ210は第２の非反転出力信号ｆとして論理ロウレベル
の信号を出力する。したがって、ナンド回路211は、時
刻t5から時刻t6までのの出力信号ｂの１周期の期間だ
け、ナンド出力信号ｇとして論理ロウレベルの信号を出
力し、アンド回路212は出力信号ｂからこの期間（t5〜t
6）の１パルスを点線で示すように除去し、パルス除去
された信号ｈを出力する。 同様に、時刻t7（この例では、時刻t6よりも前）でビ
ット断信号ａが立ち上がる（論理ハイレベルから論理ロ
ーレベルに遷移する）と、ナンド回路211は、時刻t8か
ら時刻t9までの出力信号ｂの１周期の期間だけ、ナンド
出力信号ｇとして論理ロウレベルの信号を出力し、アン
ド回路212は出力信号ｂからこの期間（t8〜t9）の１パ
ルスを点線で示すように除去し、パルス除去された信号
ｈを出力する。 上述したように、ビット断回路208は、第２のビット
断回路入力端子14から入力された出力信号ｂを、第１の
ビット断回路入力端子13から入力されるビット断信号ａ
の立ち上がり変化点が入力されるごとに１パルスだけ除
去し、パルス除去された信号ｈをビット断回路出力端子
15から出力する。 第２図から明らかなように、ビット断回路208は、極
めて簡単な構成であり、かつ周波数に依存しないため高
速動作が可能である。 本実施例のディジタル処理形位相同期回路は、入力信
号が正常に得られる場合及び入力信号が断の場合につい
ては、第３図に示された従来のものと同様の動作をする
が、入力信号が回復したときには、回復した時点の入力
信号により分周回路207をリセットし、制御部103からの
ビット断信号によって、ビット断回路208で出力信号か
らパルスを抜くことにより、位相比較部101に対する帰
還信号の供給を一時的に停止して、帰還信号と入力信号
との位相差が自走状態になる前の位相差と等しくなるよ
うに、位相設定を行うことができる。
以上説明したように、本発明のディジタル処理形位相
同期回路では、入力断回復後の位相設定を極めて簡単な
回路を付加するだけで実現でき、従来のものと比較して
安価なる。さらに、周波数に依存しない回路とすること
ができるので、発振周波数が極めて高くなっても、動作
を安定にすることが可能となる効果がある。
同期回路では、入力断回復後の位相設定を極めて簡単な
回路を付加するだけで実現でき、従来のものと比較して
安価なる。さらに、周波数に依存しない回路とすること
ができるので、発振周波数が極めて高くなっても、動作
を安定にすることが可能となる効果がある。
第１図は本発明の一実施例によるディジタル処理形位相
同期回路を示すブロック図、第２図は第１図中のビット
断回路を示すブロック図、第３図は第２図に示したビッ
ト断回路の動作を説明するためのビット断回路の各部の
波形を示す波形図、第４図は従来のディジタル処理形位
相同期回路を示すブロック図、第５図は第４図中の分周
器を示すブロック図である。 11……入力端子、12……出力端子、13……ビット断回路
入力端子、14……ビット断回路入力端子、15……ビット
断回路出力端子、16……分周回路入力端子、17……分周
回路入力端子、18……分周回路出力端子、19……選択回
路入力端子、20……選択回路入力端子、21……選択回路
入力端子、101……位相比較部、102……Ａ・Ｄ変換器、
103……制御部、104……ディジタル制御発振器、106…
…分周器、107……選択回路、108……分周回路、208…
…ビット断回路、209……Ｄタイプ・フリップフロッ
プ、210……Ｄタイプ・フリップフロップ、211……ナン
ド回路、212……アンド回路、213……インバータ回路。
同期回路を示すブロック図、第２図は第１図中のビット
断回路を示すブロック図、第３図は第２図に示したビッ
ト断回路の動作を説明するためのビット断回路の各部の
波形を示す波形図、第４図は従来のディジタル処理形位
相同期回路を示すブロック図、第５図は第４図中の分周
器を示すブロック図である。 11……入力端子、12……出力端子、13……ビット断回路
入力端子、14……ビット断回路入力端子、15……ビット
断回路出力端子、16……分周回路入力端子、17……分周
回路入力端子、18……分周回路出力端子、19……選択回
路入力端子、20……選択回路入力端子、21……選択回路
入力端子、101……位相比較部、102……Ａ・Ｄ変換器、
103……制御部、104……ディジタル制御発振器、106…
…分周器、107……選択回路、108……分周回路、208…
…ビット断回路、209……Ｄタイプ・フリップフロッ
プ、210……Ｄタイプ・フリップフロップ、211……ナン
ド回路、212……アンド回路、213……インバータ回路。
Claims (3)
- 【請求項１】入力信号と出力信号に係る帰還信号との位
相差を比較する位相比較部を備えたディジタル処理形位
相同期回路において、 前記入力信号断の自回路の自走状態から同期状態への再
引き込みを開始するときに、回復した時点の前記入力信
号をリセット信号として分周回路に供給して、該分周回
路に対して所定の初期状態から分周動作を開始させて、
前記入力信号と前記分周回路から出力される前記帰還信
号の初期位相を予め定めた位相関係とするリセット手段
（207）と、 前記リセット手段により前記入力信号と前記帰還信号の
初期位相を前記予め定めた位相関係とした後、前記入力
信号断直前の入力信号と前記帰還信号との位相差の差分
に相当する時間にわたり前記位相比較部に対する前記帰
還信号の供給を一時的に停止する信号送出停止手段（20
8）と、 を備えたことを特徴とするディジタル処理形位相同期回
路。 - 【請求項２】入力信号と帰還信号との位相を比較し、位
相差に応じたアナログ位相差信号を発生する位相比較部
と、 前記アナログ位相差信号をディジタル位相差信号に変換
するアナログ・ディジタル変換器と、 前記ディジタル位相差信号に予め定めた演算処理を施し
て、電圧制御信号とビット断信号とを出力する制御部
と、 前記電圧制御信号に応じた周波数の出力信号を発生する
ディジタル制御発振器と、 前記ビット断信号に応答して前記出力信号から所定のパ
ルスを除去し、パルス除去された信号を出力するビット
断回路と、 前記パルス除去された信号を分周して前記帰還信号を出
力すると共に、回復した時点の前記入力信号をリセット
信号として受けて、所定の初期状態から分周動作を開始
する分周回路と、 を有するディジタル処理形位相同期回路。 - 【請求項３】前記ビット断回路は、 前記出力信号を反転して、反転された出力信号を出力す
るインバータ回路と、 前記反転された出力信号に同期して前記ビット断信号を
保持し、第１の非反転出力信号と第１の反転出力信号と
を出力する第１のＤタイプ・フリップフロップと、 前記反転された出力信号に同期して前記第１の非反転出
力信号を保持し、第２の非反転出力信号を出力する第２
のＤタイプ・フリップフロップと、 前記第１の反転出力信号と前記第２の非反転出力信号と
のナンド演算を実行し、ナンド出力信号を出力するナン
ド回路と、 前記ナンド出力信号と前記出力信号との論理積演算を実
行し、論理積出力信号を前記パルス除去された信号とし
て出力するアンド回路と を有することを特徴とする請求項２記載のディジタル処
理形位相同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2303986A JP2794931B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | ディジタル処理形位相同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2303986A JP2794931B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | ディジタル処理形位相同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04177914A JPH04177914A (ja) | 1992-06-25 |
| JP2794931B2 true JP2794931B2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=17927668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2303986A Expired - Lifetime JP2794931B2 (ja) | 1990-11-13 | 1990-11-13 | ディジタル処理形位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2794931B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6239919A (ja) * | 1985-08-14 | 1987-02-20 | Mitsubishi Electric Corp | 位相同期発振回路 |
| JPH01173919A (ja) * | 1987-12-28 | 1989-07-10 | Nec Corp | 位相ロックループ回路 |
-
1990
- 1990-11-13 JP JP2303986A patent/JP2794931B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04177914A (ja) | 1992-06-25 |
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