JP2787619B2 - Ｆｓｋ信号多重化装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は例えば無線呼び出し方式における基地局増
幅装置など複数の互いに異なる周波数帯のFSK信号を電
力合成して出力する信号多重化装置に関する。
幅装置など複数の互いに異なる周波数帯のFSK信号を電
力合成して出力する信号多重化装置に関する。
背景技術 図１に、従来のｍ値FSK信号多重化装置の基本原理ｍ
＝２の場合について示す。ｍ＞２の場合、局部発振器の
数がｍになる以外はｍ＝２の場合と同様である。この従
来装置は、ｎ個の（ｎ≧２），つまりｎチャネル分のｍ
値FSK変調器5i（ｉ＝1,2,…,n）と、電力合成手段６と
からなる。各ｍ値FSK変調器5iは入力端子1iと、互いに
異なる周波数で発振するｍ個（ここではｍ＝２）の局部
発振器2i及び3iと、入力端子1iの入力信号の符号に従っ
て局部発振器2i及び3iのうちいずれかの出力信号を選
択、出力する信号切り換え手段4iからなる。これらｍ値
FSK変調器5iのそれぞれの出力信号は、互いに周波数帯
域を異にし、これら出力信号はトランス回路やハイブリ
ッド回路などで構成される電力合成手段６で線形に電力
合成され、出力端子７から周波数空間上で多重化された
FSK信号が出力される。
＝２の場合について示す。ｍ＞２の場合、局部発振器の
数がｍになる以外はｍ＝２の場合と同様である。この従
来装置は、ｎ個の（ｎ≧２），つまりｎチャネル分のｍ
値FSK変調器5i（ｉ＝1,2,…,n）と、電力合成手段６と
からなる。各ｍ値FSK変調器5iは入力端子1iと、互いに
異なる周波数で発振するｍ個（ここではｍ＝２）の局部
発振器2i及び3iと、入力端子1iの入力信号の符号に従っ
て局部発振器2i及び3iのうちいずれかの出力信号を選
択、出力する信号切り換え手段4iからなる。これらｍ値
FSK変調器5iのそれぞれの出力信号は、互いに周波数帯
域を異にし、これら出力信号はトランス回路やハイブリ
ッド回路などで構成される電力合成手段６で線形に電力
合成され、出力端子７から周波数空間上で多重化された
FSK信号が出力される。
局部発振器2i及び3iは全て独立に動作するように示し
てあるが、全ての局部発振器2i及び3iの周波数精度を良
好にするために、基準周波数発振手段を設け、この出力
を局部発振器の数だけ分配し、これに基づいて局部発振
器2i及び3iが所望の周波数を出力するように構成する場
合もある。
てあるが、全ての局部発振器2i及び3iの周波数精度を良
好にするために、基準周波数発振手段を設け、この出力
を局部発振器の数だけ分配し、これに基づいて局部発振
器2i及び3iが所望の周波数を出力するように構成する場
合もある。
図２に示すように、ｍ値FSK変調器5iを入力端子1iの
信号に応じて出力信号の周波数を変化させることが可能
な１つの発振手段（通常PLL周波数シンセサイザを用い
る）で構成する場合もある。図２は周波数frの基準周波
数発振手段８を設けたことと、ｍ値FSK変調器5iの構成
以外は、図１の基本原理と同様である。図２のｍ値FSK
変調器（PLL周波数シンセサイザ）5iは、低域通過ろ波
手段9i,増幅手段10i,電圧制御発振器（VCO）41i,可変分
周器42i,位相比較器43iで構成される。位相比較器43iは
基準周波数発振手段８と可変分周器42iからの両信号の
位相を比較し、位相差に応じた電圧を出力する。この位
相差に応じた電圧は低域通過ろ波手段9iを通じ更に増幅
手段10iを通じてVCO41iの制御端子へ供給される。VCO41
iの出力は可変分周器42iへ供給される。可変分周器42i
の分周比（1/Ni）は入力信号Siに応じて設定され、VCO4
1iより入力信号Siに応じた発振周波数Nifrの信号が出力
される。
信号に応じて出力信号の周波数を変化させることが可能
な１つの発振手段（通常PLL周波数シンセサイザを用い
る）で構成する場合もある。図２は周波数frの基準周波
数発振手段８を設けたことと、ｍ値FSK変調器5iの構成
以外は、図１の基本原理と同様である。図２のｍ値FSK
変調器（PLL周波数シンセサイザ）5iは、低域通過ろ波
手段9i,増幅手段10i,電圧制御発振器（VCO）41i,可変分
周器42i,位相比較器43iで構成される。位相比較器43iは
基準周波数発振手段８と可変分周器42iからの両信号の
位相を比較し、位相差に応じた電圧を出力する。この位
相差に応じた電圧は低域通過ろ波手段9iを通じ更に増幅
手段10iを通じてVCO41iの制御端子へ供給される。VCO41
iの出力は可変分周器42iへ供給される。可変分周器42i
の分周比（1/Ni）は入力信号Siに応じて設定され、VCO4
1iより入力信号Siに応じた発振周波数Nifrの信号が出力
される。
また以上では、ｎ個の各ｍ値FSK変調器5iはそれぞれ
異なる中心周波数（キャリア周波数）で動作することを
前提に示してあるが、ｎ個の各ｍ値FSK変調器5iをそれ
ぞれ同一の中心周波数（キャリア周波数）で動作させ、
ｍ値FSK変調器5iの出力と電力合成手段６との間に、ｍ
値FSK変調器5iの出力信号を各々所望の周波数帯へ周波
数変換する周波数変換手段を挿入する構成とする場合も
ある。この周波数変換手段は周波数シンセサイザ（ある
いは局部発振器）、ミクサ、及び帯域通過ろ波手段で構
成される。
異なる中心周波数（キャリア周波数）で動作することを
前提に示してあるが、ｎ個の各ｍ値FSK変調器5iをそれ
ぞれ同一の中心周波数（キャリア周波数）で動作させ、
ｍ値FSK変調器5iの出力と電力合成手段６との間に、ｍ
値FSK変調器5iの出力信号を各々所望の周波数帯へ周波
数変換する周波数変換手段を挿入する構成とする場合も
ある。この周波数変換手段は周波数シンセサイザ（ある
いは局部発振器）、ミクサ、及び帯域通過ろ波手段で構
成される。
各ｍ値FSK変調信号を多重化した信号においてその包
絡線電力に着目すると、各ｍ値FSK変調器の変調波の周
波数と周波数切り換え時の位相との条件によって、各変
調波の瞬時位相が一致することが容易に発生し、その瞬
間は電圧が同相合成される。その結果、図3Aに示すよう
に、包絡線電力の平均電力Paを大幅に上回る包絡線電力
尖頭値（PEP）が発生する。発生するPEPは、最大で平均
電力Paのｎ倍（ｎは多重数）にまで増大する可能性があ
る。
絡線電力に着目すると、各ｍ値FSK変調器の変調波の周
波数と周波数切り換え時の位相との条件によって、各変
調波の瞬時位相が一致することが容易に発生し、その瞬
間は電圧が同相合成される。その結果、図3Aに示すよう
に、包絡線電力の平均電力Paを大幅に上回る包絡線電力
尖頭値（PEP）が発生する。発生するPEPは、最大で平均
電力Paのｎ倍（ｎは多重数）にまで増大する可能性があ
る。
PEPがこのように包絡線電力の平均電力レベルを大幅
に上回るような状態で多重化信号を生成する場合に、従
来のFSK信号多重化装置の出力部に増幅器を設け、前記
多重化信号をその増幅器によって低歪で増幅しようとす
ると、その増幅器の所要飽和出力を、少なくとも包絡線
電力の平均電力レベルよりも多重化における多重数倍だ
け大きく設定しなければならなくなるが、このことは増
幅器の小形化、省電力化を妨げるといった問題を生ず
る。
に上回るような状態で多重化信号を生成する場合に、従
来のFSK信号多重化装置の出力部に増幅器を設け、前記
多重化信号をその増幅器によって低歪で増幅しようとす
ると、その増幅器の所要飽和出力を、少なくとも包絡線
電力の平均電力レベルよりも多重化における多重数倍だ
け大きく設定しなければならなくなるが、このことは増
幅器の小形化、省電力化を妨げるといった問題を生ず
る。
この問題を解決するために、日本国公開特開平２−30
537号公報には、各チャネルごとに移相器を設け、これ
ら移相器の移相量を適宜設定することにより多重化され
た信号の包絡線電力尖頭値（PEP）を低減することが示
されている。この方法によれば各チャネルが無変調状態
になった時は、包絡線電力尖頭値に大きなピークを生じ
ないようにすることができ、また、両側波帯振幅変調の
ように、搬送波の初期位相が保持される変調形式の場合
は有効であるが、位相変調や周波数変調のような変調形
式により変調された信号は変調入力により搬送波の位相
が変化するため、そのマルチキャリア信号において包絡
線電力尖頭値に大きなピークが生じるおそれがある。ま
たこの公報の第７図にマルチキャリア信号中の特定周波
数の電力を検出して各チャネルの移相器を制御すること
が示されている。しかし検出電力に応じて各移相器をど
のように制御すればよいかの具体的記載がなく、この点
について、この発明と比較することはできない。
537号公報には、各チャネルごとに移相器を設け、これ
ら移相器の移相量を適宜設定することにより多重化され
た信号の包絡線電力尖頭値（PEP）を低減することが示
されている。この方法によれば各チャネルが無変調状態
になった時は、包絡線電力尖頭値に大きなピークを生じ
ないようにすることができ、また、両側波帯振幅変調の
ように、搬送波の初期位相が保持される変調形式の場合
は有効であるが、位相変調や周波数変調のような変調形
式により変調された信号は変調入力により搬送波の位相
が変化するため、そのマルチキャリア信号において包絡
線電力尖頭値に大きなピークが生じるおそれがある。ま
たこの公報の第７図にマルチキャリア信号中の特定周波
数の電力を検出して各チャネルの移相器を制御すること
が示されている。しかし検出電力に応じて各移相器をど
のように制御すればよいかの具体的記載がなく、この点
について、この発明と比較することはできない。
また日本国公開特開平６−204773号公報（1992年10月
20日米国特許出願第963784号）にはマルチキャリア信号
の包絡線電力尖頭値（PEP）を監視し、そのPEPの所定値
を越えると各チャネルの移相器の移相量を調整すること
によりマルチキャリア信号のPEPを低減することが示さ
れている。この方法においては先きの日本国公開公報と
同様に、各チャネルの移相量をどのように制御してよい
かわからないため、各チャネルごとにその位相器の移相
量をわずか進めることと遅らせることを行い、その時マ
ルチキャリア信号のPEPが増加するか減少するかを調
べ、減少するように制御するため、マルチキャリア信号
のPEPにピークが生じている極めて短時間の間に、各移
相器について前述した制御をする必要があり、高速度で
多数の処理を必要とし、実用的でない。
20日米国特許出願第963784号）にはマルチキャリア信号
の包絡線電力尖頭値（PEP）を監視し、そのPEPの所定値
を越えると各チャネルの移相器の移相量を調整すること
によりマルチキャリア信号のPEPを低減することが示さ
れている。この方法においては先きの日本国公開公報と
同様に、各チャネルの移相量をどのように制御してよい
かわからないため、各チャネルごとにその位相器の移相
量をわずか進めることと遅らせることを行い、その時マ
ルチキャリア信号のPEPが増加するか減少するかを調
べ、減少するように制御するため、マルチキャリア信号
のPEPにピークが生じている極めて短時間の間に、各移
相器について前述した制御をする必要があり、高速度で
多数の処理を必要とし、実用的でない。
日本国公開特開平６−204959号公報（1992年10月20日
米国特許出願第964596号）においてはマルチキャリア信
号のPEPと平均電力との比（PEP/平均電力）を検出し、
この比が所定値を超えると、各チャネルの移相器を制御
してPEPを低減することが示されている。この場合も、
同様に高速で多くの処理を必要とし現実的でない。
米国特許出願第964596号）においてはマルチキャリア信
号のPEPと平均電力との比（PEP/平均電力）を検出し、
この比が所定値を超えると、各チャネルの移相器を制御
してPEPを低減することが示されている。この場合も、
同様に高速で多くの処理を必要とし現実的でない。
更に、Seymour SHLIEN著“Minimization of the Peak
Amplitude of a Waveform"Signal Processing 14（198
8）91〜93に等振幅の12キャリア２値FSKマルチキャリア
信号において、包絡線電力尖頭値を低減する初期位相条
件を最急降下法を用いて探索することが示されている。
具体的回路構成が示されていなく、どのように実現すれ
ばよいか不明である。
Amplitude of a Waveform"Signal Processing 14（198
8）91〜93に等振幅の12キャリア２値FSKマルチキャリア
信号において、包絡線電力尖頭値を低減する初期位相条
件を最急降下法を用いて探索することが示されている。
具体的回路構成が示されていなく、どのように実現すれ
ばよいか不明である。
この発明の目的はｍ値FSK信号を多重化し、その多重
化FSK信号のPEPが大幅に増大することを防止する信号多
重化装置を提供することにある。
化FSK信号のPEPが大幅に増大することを防止する信号多
重化装置を提供することにある。
この発明は、複数の変調信号を多重化する場合であっ
て、多重化する信号数が増加した場合に、多重化信号の
PEPが大幅に増大することを防止する信号多重化装置を
提供することを目的とするものである。
て、多重化する信号数が増加した場合に、多重化信号の
PEPが大幅に増大することを防止する信号多重化装置を
提供することを目的とするものである。
発明の開示 この発明によれば、入力信号の符号に応じて出力の周
波数を偏倚させるｎ個（ｎチャネル分）のｍ値FSK変調
手段（m,nは２以上の整数）に、基準周波数発振手段よ
り共通の基準周波数信号を与え、これらｍ値FSK変調手
段により前記基準周波数信号を基準とした周波数の各出
力信号を出力し、これら出力信号を電力合成手段で合成
して出力するFSK信号多重化装置において、各ｍ値FSK変
調手段が出力する変調信号の位相をそれぞれ変化させる
可変移相手段と、ｍ値FSK変調手段が入力信号に応じて
出力周波数を切り換えるタイミングと同期して、ｎ個の
入力信号の符号組み合わせに応じて、電力合成手段の出
力の包絡線電力尖頭値が小さくなるように、前記可変移
相手段の移相量を設定する制御手段とを設ける。
波数を偏倚させるｎ個（ｎチャネル分）のｍ値FSK変調
手段（m,nは２以上の整数）に、基準周波数発振手段よ
り共通の基準周波数信号を与え、これらｍ値FSK変調手
段により前記基準周波数信号を基準とした周波数の各出
力信号を出力し、これら出力信号を電力合成手段で合成
して出力するFSK信号多重化装置において、各ｍ値FSK変
調手段が出力する変調信号の位相をそれぞれ変化させる
可変移相手段と、ｍ値FSK変調手段が入力信号に応じて
出力周波数を切り換えるタイミングと同期して、ｎ個の
入力信号の符号組み合わせに応じて、電力合成手段の出
力の包絡線電力尖頭値が小さくなるように、前記可変移
相手段の移相量を設定する制御手段とを設ける。
前記各ｍ値FSK変調手段は発振周波数の異なるｍ個の
発振器と、それらｍ個の発振器のうちの１つを入力信号
の符号に応じて選択してその発振信号を出力する信号切
り換え手段とより構成される。あるいは前記各ｍ値FSK
変調手段は、PLL周波数シンセサイザで構成される。ま
たは各チャネルのｍ値FSK変調手段とその可変移相手段
とが、それぞれダイレクトディジタル周波数シンセサイ
ザ（DDS）で構成される。
発振器と、それらｍ個の発振器のうちの１つを入力信号
の符号に応じて選択してその発振信号を出力する信号切
り換え手段とより構成される。あるいは前記各ｍ値FSK
変調手段は、PLL周波数シンセサイザで構成される。ま
たは各チャネルのｍ値FSK変調手段とその可変移相手段
とが、それぞれダイレクトディジタル周波数シンセサイ
ザ（DDS）で構成される。
各チャネルの入力信号はそれぞれ分岐手段で対応する
ｍ値FSK変調手段と共通の制御手段へと分岐され、その
分岐手段とｍ値FSK変調手段の入力信号の経路に遅延手
段がそれぞれ挿入される。
ｍ値FSK変調手段と共通の制御手段へと分岐され、その
分岐手段とｍ値FSK変調手段の入力信号の経路に遅延手
段がそれぞれ挿入される。
ｍ値FSK変調手段がｍ個の発振器で構成される場合及
びPLL周波数シンセサイザで構成される場合は可変移相
手段は各ｍ値FSK変調手段の出力側に挿入されるが、各
ｍ値FSK変調手段の基準周波数信号の入力端子と直列に
それぞれ挿入されてもよい。入力信号の符号変化による
変調信号の周波数変化時の前後で位相が連続するように
可変移相手段の制御信号が処理される。
びPLL周波数シンセサイザで構成される場合は可変移相
手段は各ｍ値FSK変調手段の出力側に挿入されるが、各
ｍ値FSK変調手段の基準周波数信号の入力端子と直列に
それぞれ挿入されてもよい。入力信号の符号変化による
変調信号の周波数変化時の前後で位相が連続するように
可変移相手段の制御信号が処理される。
この発明において更に電力合成手段の各入力系統に対
する入力端のｎ個中のｍ′個（ｍ′≦ｎ）と直列にそれ
ぞれ可変減衰手段が挿入され、電力合成手段により合成
された信号、つまり多重化信号の包絡線電力レベルが包
絡線電力レベル検出手段により検出され、制御手段によ
り、検出包絡線電力レベルが所定値を超えると、所定時
間、ｎ個の可変減衰手段中のｐ個（ｐ≦ｍ′）に所定量
の減衰量が設定され、あるいは電力合成手段と出力端子
との間に可変減衰手段を設け、前記制御手段により検出
包絡線電力レベルが所定値を越えると、所定時間、所定
量の減衰量が前記可変減衰手段に設定される。この制御
手段は包絡線電力レベルが所定値を超えることが連続し
て所定回数以上になると所定時間、所定量の減衰を設定
する。あるいは制御手段は包絡線電力レベルが所定値を
超えた状態が連続して所定の時間以上になると所定時
間、所定量の減衰を設定する。
する入力端のｎ個中のｍ′個（ｍ′≦ｎ）と直列にそれ
ぞれ可変減衰手段が挿入され、電力合成手段により合成
された信号、つまり多重化信号の包絡線電力レベルが包
絡線電力レベル検出手段により検出され、制御手段によ
り、検出包絡線電力レベルが所定値を超えると、所定時
間、ｎ個の可変減衰手段中のｐ個（ｐ≦ｍ′）に所定量
の減衰量が設定され、あるいは電力合成手段と出力端子
との間に可変減衰手段を設け、前記制御手段により検出
包絡線電力レベルが所定値を越えると、所定時間、所定
量の減衰量が前記可変減衰手段に設定される。この制御
手段は包絡線電力レベルが所定値を超えることが連続し
て所定回数以上になると所定時間、所定量の減衰を設定
する。あるいは制御手段は包絡線電力レベルが所定値を
超えた状態が連続して所定の時間以上になると所定時
間、所定量の減衰を設定する。
図面の簡単な説明 図１は従来のFSK信号多重化装置の原理を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
図２は従来のFSK信号多重化装置の具体例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
図３はFSK多重化信号の包絡線電力波形の例を示す図
である。
である。
図４はこの発明の実施例を示すブロック図である。
図５は図４中の要部の状態図である。
図６はこの発明における可変移相手段47iに対する設
定移相量の演算手順の例を示す流れ図である。
定移相量の演算手順の例を示す流れ図である。
図７はこの発明においてｍ値FSK変調器としてPLL周波
数シンセサイザを用いた実施例を示すブロック図であ
る。
数シンセサイザを用いた実施例を示すブロック図であ
る。
図８はこの発明においてｍ値FSK変調器としてDDSを用
いた実施例を示すブロック図である。
いた実施例を示すブロック図である。
図９はDDSの基本構成の一例を示すブロック図であ
る。
る。
図10はこの発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
図11はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図12はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図13はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図14はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図15はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図16はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図17はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
図18Aは図17中の制御手段81の制御動作手順を示す流
れ図であり、図18Bはその制御動作における可変減衰器2
11〜21nの減衰動作例である。
れ図であり、図18Bはその制御動作における可変減衰器2
11〜21nの減衰動作例である。
図19は制御手段81の他の制御動作例を示す流れ図であ
る。
る。
図20は制御手段81の更に他の制御動作例を示す流れ図
である。
である。
図21はこの発明の更に他の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
発明を実施するための最良の形態 図４はこの発明をｍ＝２とした場合の実施例であり、
図１及び２と対応する部分には同一の符号を付してあ
る。ｍ＞２の場合、ｍ値FSK変調器5i中の発振器の個数
がｍになる以外はｍ＝２の場合と同様である。この実施
例では、１つの基準周波数発振手段８が設けられ、ま
た、ｎ個（ｎ≧２）のｍ値FSK変調器5i（ｉ＝1,2,…,
n）と電力合成手段６の各チャネルの入力端子との間に
可変移相手段47iがそれぞれ挿入される。基準周波数発
振手段８からの基準周波数信号CLKは、各ｍ値FSK変調器
5iを構成する発振器2i及び3iに供給され、各発振器2i及
び3iの発振周波数は基準周波数信号CLKに同期するた
め、その出力信号の初期位相は同一となせる。これら同
一初期位相とされた各ｍ値FSK変調器5iの出力信号の位
相は、各可変移相手段47iで調整される。入力端子1iか
ら入力される入力信号Siは、この実施例では分岐手段44
iで２分岐され、各々ｍ値FSK変調器5iと制御手段48の制
御入力端子49iに入力される。制御手段48は、ｍ値FSK変
調器5iの出力の周波数が変化するタイミングと同期し
て、入力信号S1〜Snの符号組み合わせ、すなわちｎ個の
ｍ値FSK変調器5iの出力（発振器2i及び3iのいずれかの
出力）のｎ個の周波数の組み合わせに応じて、各可変移
相手段47iの移相量の設定、調整を行う。当然のことで
あるが、入力信号S1〜Snの符号（シンボル）は互いに同
期している。
図１及び２と対応する部分には同一の符号を付してあ
る。ｍ＞２の場合、ｍ値FSK変調器5i中の発振器の個数
がｍになる以外はｍ＝２の場合と同様である。この実施
例では、１つの基準周波数発振手段８が設けられ、ま
た、ｎ個（ｎ≧２）のｍ値FSK変調器5i（ｉ＝1,2,…,
n）と電力合成手段６の各チャネルの入力端子との間に
可変移相手段47iがそれぞれ挿入される。基準周波数発
振手段８からの基準周波数信号CLKは、各ｍ値FSK変調器
5iを構成する発振器2i及び3iに供給され、各発振器2i及
び3iの発振周波数は基準周波数信号CLKに同期するた
め、その出力信号の初期位相は同一となせる。これら同
一初期位相とされた各ｍ値FSK変調器5iの出力信号の位
相は、各可変移相手段47iで調整される。入力端子1iか
ら入力される入力信号Siは、この実施例では分岐手段44
iで２分岐され、各々ｍ値FSK変調器5iと制御手段48の制
御入力端子49iに入力される。制御手段48は、ｍ値FSK変
調器5iの出力の周波数が変化するタイミングと同期し
て、入力信号S1〜Snの符号組み合わせ、すなわちｎ個の
ｍ値FSK変調器5iの出力（発振器2i及び3iのいずれかの
出力）のｎ個の周波数の組み合わせに応じて、各可変移
相手段47iの移相量の設定、調整を行う。当然のことで
あるが、入力信号S1〜Snの符号（シンボル）は互いに同
期している。
各可変移相手段47iは、サーキュレータ、可変遅延線
路、またはバラクタダイオード等で構成できる周知の部
品であり（宮内、山本：「通信用マイクロ波回路」、31
4〜321頁、電子通信学会、昭和56年参照）、市販の製品
も使用可能である。なお、この可変移相手段47iにより
ｍ値FSK変調器5iの出力信号の位相が調整される。制御
手段48は、基本回路としてのA/D変換器、マイクロプロ
セッサ、ROM,RAM,D/A変換器、フィルタ等から構成さ
れ、制御入力端子49i（ｉ＝１〜ｎ）に入力される入力
信号の符号組み合わせに応じて、各可変移相手段47i
（ｉ＝１〜ｎ）の位相量を予め定められた移相量に調整
する制御信号Viを制御出力端子50iより出力する。以下
制御手段48の動作について説明する。
路、またはバラクタダイオード等で構成できる周知の部
品であり（宮内、山本：「通信用マイクロ波回路」、31
4〜321頁、電子通信学会、昭和56年参照）、市販の製品
も使用可能である。なお、この可変移相手段47iにより
ｍ値FSK変調器5iの出力信号の位相が調整される。制御
手段48は、基本回路としてのA/D変換器、マイクロプロ
セッサ、ROM,RAM,D/A変換器、フィルタ等から構成さ
れ、制御入力端子49i（ｉ＝１〜ｎ）に入力される入力
信号の符号組み合わせに応じて、各可変移相手段47i
（ｉ＝１〜ｎ）の位相量を予め定められた移相量に調整
する制御信号Viを制御出力端子50iより出力する。以下
制御手段48の動作について説明する。
ｍ値FSK変調器5iでは、各入力信号Siの符号に従って
予め設定された周波数の発振器の出力を選択する。図5
A,Bはｍ値FSK変調器5iの入力信号Si及び発振周波数の状
態例を示す図である。ここではｍ＝２の場合について示
しているが、ｍ＞２についても基本原理は同様である。
このように、信号切り換え手段4iは、入力信号Siの符号
に従い発振周波数をfi−δｆ〔Hz〕及びfi＋δｆ〔Hz〕
のいずれかに切り換える。ここで、発振周波数を切り換
える時間以外はｍ値FSK信号は単なるトーン信号であ
り、多重化されたFSK信号はｎ波のマルチトーン信号
（多周波信号、MF信号とも言う）と言える。ｎ波マルチ
トーン信号の包絡線電力尖頭値（PEP）は、各トーンの
初期位相の組み合わせにより広範囲に変化する。ｎ波の
各トーンの初期位相を適切な位相に調整することによ
り、PEPを低減することができる（楢橋、野島：「初期
位相設定法による多周波信号ピークファクタの抑圧効
果」、90年信学春季全大Ｂ−388参照）。
予め設定された周波数の発振器の出力を選択する。図5
A,Bはｍ値FSK変調器5iの入力信号Si及び発振周波数の状
態例を示す図である。ここではｍ＝２の場合について示
しているが、ｍ＞２についても基本原理は同様である。
このように、信号切り換え手段4iは、入力信号Siの符号
に従い発振周波数をfi−δｆ〔Hz〕及びfi＋δｆ〔Hz〕
のいずれかに切り換える。ここで、発振周波数を切り換
える時間以外はｍ値FSK信号は単なるトーン信号であ
り、多重化されたFSK信号はｎ波のマルチトーン信号
（多周波信号、MF信号とも言う）と言える。ｎ波マルチ
トーン信号の包絡線電力尖頭値（PEP）は、各トーンの
初期位相の組み合わせにより広範囲に変化する。ｎ波の
各トーンの初期位相を適切な位相に調整することによ
り、PEPを低減することができる（楢橋、野島：「初期
位相設定法による多周波信号ピークファクタの抑圧効
果」、90年信学春季全大Ｂ−388参照）。
制御手段48は、ｎ個のｍ値FSK変調器5iに入力される
入力信号の符号組み合わせにより決まる発振周波数の組
み合わせに応じて、合成信号のPEPが包絡線の平均電力
レベルに比較してあまり大きくならず、例えば数倍程度
となるような初期位相を可変移相手段47iの移相量とし
て設定する。ここでｍ値FSK信号の多重数がｎである場
合、符号の組み合わせ数はmnとなる。制御手段48は、全
ての符号組み合わせについて予め計算された移相量を格
納した記憶素子46を備えておき、その記憶素子46から、
ｍ値FSK変調器5iの発振周波数の変化するタイミング、
言い換えると各チャネルのｎ個の周波数の組み合わせが
変化する切り換えタイミングに、各制御入力端子49i
（ｉ＝１〜ｎ）の入力信号の符号組み合わせに対応する
移相量を読み出し、その値に可変移相手段47iの移相量
を調整する制御信号を制御出力端子50iより送出する。
つまりｍ値FSK変調器5iの出力FSK信号の周波数切換えと
同期して可変移相手段47iの移相量を調整する。可変移
相手段47iとして、例えば電圧制御移相器を用いる場合
には、D/Aコンバータを用いて制御出力端子50iに制御電
圧を与える。図5Cに、可変移相手段47iの移相量の設定
値の変化例を示す。
入力信号の符号組み合わせにより決まる発振周波数の組
み合わせに応じて、合成信号のPEPが包絡線の平均電力
レベルに比較してあまり大きくならず、例えば数倍程度
となるような初期位相を可変移相手段47iの移相量とし
て設定する。ここでｍ値FSK信号の多重数がｎである場
合、符号の組み合わせ数はmnとなる。制御手段48は、全
ての符号組み合わせについて予め計算された移相量を格
納した記憶素子46を備えておき、その記憶素子46から、
ｍ値FSK変調器5iの発振周波数の変化するタイミング、
言い換えると各チャネルのｎ個の周波数の組み合わせが
変化する切り換えタイミングに、各制御入力端子49i
（ｉ＝１〜ｎ）の入力信号の符号組み合わせに対応する
移相量を読み出し、その値に可変移相手段47iの移相量
を調整する制御信号を制御出力端子50iより送出する。
つまりｍ値FSK変調器5iの出力FSK信号の周波数切換えと
同期して可変移相手段47iの移相量を調整する。可変移
相手段47iとして、例えば電圧制御移相器を用いる場合
には、D/Aコンバータを用いて制御出力端子50iに制御電
圧を与える。図5Cに、可変移相手段47iの移相量の設定
値の変化例を示す。
以上の手順により、多重化されたFSK変調信号のPEPが
大幅に増大するのを防ぐことができる。
大幅に増大するのを防ぐことができる。
以上で説明した制御動作は、制御手段48の制御入力端
子49iに入力される信号の符号組み合わせに応じて、可
変移相手段47iの移相量を予め定められた移相量に設定
するものであるが、これに対し、制御手段48が逐次移相
量を計算し、その計算値に各可変移相手段47iの移相量
を設定してもよい。この場合、制御手段48は制御入力端
子49i（ｉ＝１〜ｎ）に入力する信号の符号組み合わせ
に応じてマイクロプロセッサ等により逐次移相量を計算
し、制御出力端子50iより可変移相手段47iに制御信号を
送出する。
子49iに入力される信号の符号組み合わせに応じて、可
変移相手段47iの移相量を予め定められた移相量に設定
するものであるが、これに対し、制御手段48が逐次移相
量を計算し、その計算値に各可変移相手段47iの移相量
を設定してもよい。この場合、制御手段48は制御入力端
子49i（ｉ＝１〜ｎ）に入力する信号の符号組み合わせ
に応じてマイクロプロセッサ等により逐次移相量を計算
し、制御出力端子50iより可変移相手段47iに制御信号を
送出する。
可変移相手段47iの移相量を逐次計算するには例えば
次のようにすればよい。即ちｎ個のｍ値FSK変調手段5i
に対して、入力信号の符号に応じて設定される周波数を
fi（ｉ＝1,…,n）とすると、ｎ個のｍ値FSK変調手段5i
の出力FSK信号が多重化された信号の複素包絡線信号ｕ
（ｔ）は次式で表される。
次のようにすればよい。即ちｎ個のｍ値FSK変調手段5i
に対して、入力信号の符号に応じて設定される周波数を
fi（ｉ＝1,…,n）とすると、ｎ個のｍ値FSK変調手段5i
の出力FSK信号が多重化された信号の複素包絡線信号ｕ
（ｔ）は次式で表される。
ここで、ａは各FSK信号の振幅、θｉはｉ番目のFSK変
調信号の初期位相である。ここで、初期位相の組み合わ
せ｛θｉ｝で決まる、多重化信号一周期Ｔにおける最大
値をＡ（θi,…，θｎ）とする。
調信号の初期位相である。ここで、初期位相の組み合わ
せ｛θｉ｝で決まる、多重化信号一周期Ｔにおける最大
値をＡ（θi,…，θｎ）とする。
Ａ（θi,…，θｎ）＝max|u（ｔ）|,t∈［0,T） 多重化信号の包絡線電力尖頭値PEPは、Ａ（θ1,…，
θｎ）の２乗に比例するため、多重化信号のPEPを低減
するには、Ａ（θ1,…，θｎ）を低減する初期位相の組
み合わせ｛θ′ｉ｝を計算で求め、それに応じた移相量
｛θ′ｉ｝を各FSK変調信号に関して可変移相手段47iに
設定すればよい。
θｎ）の２乗に比例するため、多重化信号のPEPを低減
するには、Ａ（θ1,…，θｎ）を低減する初期位相の組
み合わせ｛θ′ｉ｝を計算で求め、それに応じた移相量
｛θ′ｉ｝を各FSK変調信号に関して可変移相手段47iに
設定すればよい。
Ａ（θ1,…，θｎ）を低減する初期位相の組み合わせ
｛θ′ｉ｝の計算方法の例を、図６のフローチャートを
用いて説明する。
｛θ′ｉ｝の計算方法の例を、図６のフローチャートを
用いて説明する。
予め決めた複数（M0通り）の異なる初期位相組み合わ
せ｛θｉ｝についてＡ（θ1,…，θｎ）を計算し、その
うちＡ（θ1,…，θｎ）を低減する位相組み合わせを
｛θ′ｉ｝として出力する。ここでM0通りの初期位相組
み合わせ｛θｉ｝は，例えば各FSK変調信号の初期位相
θｉ（ｉ＝1,…,n）について、最小位相ステップ（Δ
θ）で各々の位相を変化させることにより生成する。Δ
θ＝２π/K（Ｋは２以上の整数）とすると、全ての位相
組み合わせを考慮する場合は、M0＝Knである。
せ｛θｉ｝についてＡ（θ1,…，θｎ）を計算し、その
うちＡ（θ1,…，θｎ）を低減する位相組み合わせを
｛θ′ｉ｝として出力する。ここでM0通りの初期位相組
み合わせ｛θｉ｝は，例えば各FSK変調信号の初期位相
θｉ（ｉ＝1,…,n）について、最小位相ステップ（Δ
θ）で各々の位相を変化させることにより生成する。Δ
θ＝２π/K（Ｋは２以上の整数）とすると、全ての位相
組み合わせを考慮する場合は、M0＝Knである。
図６において、まず入力信号（符号）に応じて各ｍ値
FSK変調手段5iの出力するFSK信号の周波数fiを設定し
（S1）、計算回数を表す変数Ｍを０に、また、計算され
たＡ（θ1,…，θｎ）のうちでの最小値を格納する変数
Aminをna（Ａ（θ1,…，θｎ）の最大値）に初期設定す
る（S2）。M0通りの｛θｉ｝について予め決めた順で１
つの｛θｉ｝を設定し（S3）、その｛θｉ｝について最
大値Ａ（θ1,…，θｎ）を計算し（S4）、そのＡ（θ1,
…，θｎ）が予め決めた所定値Athより小さいかを判定
し（S5）、小さければその時の｛θｉ｝をＡ（θ1,…，
θｎ）を低減する｛θｉ｝の組み合わせ｛θ′ｉ｝とし
て（S6）、これを各可変移相手段47iに設定する
（S7）。ステップS5でＡ（θ1,…，θｎ）がAthより小
さくなければ、Ａ（θ1,…，θｎ）がAminより小さいか
を判定し（S8）、小さければそのＡ（θ1,…，θｎ）を
Aminに更新し、かつその時の｛θｉ｝を｛θ′ｉ｝とし
（S9）、Ｍを＋１する（S10）。
FSK変調手段5iの出力するFSK信号の周波数fiを設定し
（S1）、計算回数を表す変数Ｍを０に、また、計算され
たＡ（θ1,…，θｎ）のうちでの最小値を格納する変数
Aminをna（Ａ（θ1,…，θｎ）の最大値）に初期設定す
る（S2）。M0通りの｛θｉ｝について予め決めた順で１
つの｛θｉ｝を設定し（S3）、その｛θｉ｝について最
大値Ａ（θ1,…，θｎ）を計算し（S4）、そのＡ（θ1,
…，θｎ）が予め決めた所定値Athより小さいかを判定
し（S5）、小さければその時の｛θｉ｝をＡ（θ1,…，
θｎ）を低減する｛θｉ｝の組み合わせ｛θ′ｉ｝とし
て（S6）、これを各可変移相手段47iに設定する
（S7）。ステップS5でＡ（θ1,…，θｎ）がAthより小
さくなければ、Ａ（θ1,…，θｎ）がAminより小さいか
を判定し（S8）、小さければそのＡ（θ1,…，θｎ）を
Aminに更新し、かつその時の｛θｉ｝を｛θ′ｉ｝とし
（S9）、Ｍを＋１する（S10）。
ステップS8でＡ（θ1,…，θｎ）がAminより小さくな
ければステップS10に移る。Ｍを＋１した後、そのＭがM
0となったかを判定し（S11）、M0になっていなければス
テップS3に戻り次の｛θｉ｝を用いて同様の計算及び処
理を行う。ステップS11でＭ＝M0であればその時の
｛θ′ｉ｝を各可変位相手段17iに設定して終了する（S
7）。
ければステップS10に移る。Ｍを＋１した後、そのＭがM
0となったかを判定し（S11）、M0になっていなければス
テップS3に戻り次の｛θｉ｝を用いて同様の計算及び処
理を行う。ステップS11でＭ＝M0であればその時の
｛θ′ｉ｝を各可変位相手段17iに設定して終了する（S
7）。
上述においてステップS5、S6を省略してもよい。この
場合は、予め決めたM0通りの異なる初期位相組み合わせ
｛θｉ｝のうちで、最小のＡ（θ1,…，θｎ）を与える
位相組み合わせを｛θ′ｉ｝とし、可変移相手段47iの
移相量を設定する。
場合は、予め決めたM0通りの異なる初期位相組み合わせ
｛θｉ｝のうちで、最小のＡ（θ1,…，θｎ）を与える
位相組み合わせを｛θ′ｉ｝とし、可変移相手段47iの
移相量を設定する。
要は多重化信号のピーク値が許容値、例えば多重化信
号平均電力の４〜５倍以下であればよいから、入力符号
の組み合わせに対して多重化信号のピークが最小となる
初期位相組み合わせ｛θ′ｉ｝を必ずしも求めなくても
よく、ステップS5のAthを前記許容値としておくことに
より計算量を少なくすることができる。このような点か
ら、θｉを［0,2π）において最小位相ステップΔθ＝
２π/Kで変化させることにより生成される全ての位相組
み合わせについてＡ（θ1,…，θｎ）を計算するのでは
なく、ステップS3で、θｉを［0,2π）に一様に分布す
るランダム値として各々（ｉ＝1,…,n）設定し、M0をKn
より小さい数として計算回数を減らすこともできること
が理解できよう。
号平均電力の４〜５倍以下であればよいから、入力符号
の組み合わせに対して多重化信号のピークが最小となる
初期位相組み合わせ｛θ′ｉ｝を必ずしも求めなくても
よく、ステップS5のAthを前記許容値としておくことに
より計算量を少なくすることができる。このような点か
ら、θｉを［0,2π）において最小位相ステップΔθ＝
２π/Kで変化させることにより生成される全ての位相組
み合わせについてＡ（θ1,…，θｎ）を計算するのでは
なく、ステップS3で、θｉを［0,2π）に一様に分布す
るランダム値として各々（ｉ＝1,…,n）設定し、M0をKn
より小さい数として計算回数を減らすこともできること
が理解できよう。
図４に示した実施例中のｍ値FSK変調器5iとして図２
中に示したPLL周波数シンセサイザを用いて構成したも
のを使用した例を図７に図２、図４と対応する部分に同
一符号を付けて示す。
中に示したPLL周波数シンセサイザを用いて構成したも
のを使用した例を図７に図２、図４と対応する部分に同
一符号を付けて示す。
図４中のｍ値FSK変調器5i及び可変移相手段47iをダイ
レクトディジタル周波数シンセサイザ（DDS）51iで構成
した例を図８に示す。DDS51iの基本構成の一例を図９に
示す。DDS51iは分岐手段44iから入力される入力信号Si
がデータ変換手段52iで発振周波数データ値に変換さ
れ、データ変換手段52iよりの発振周波数データ値が周
波数レジスタ53iに格納され、この周波数レジスタ53iの
発振周波数データ値は累算器55iで累積加算され、その
累積加算値は位相レジスタ54iの初期位相データ値と加
算器56iで加算されその加算データ値をアドレスとして
波形ROM57iが読出され、その読出されたデータはD/Aコ
ンバータ58iでアナログ信号に変換されて出力される。D
DS51iには基準周波数信号CLKが与えられ、この信号CLK
により累算器55iの加算動作、波形ROM57iの読出し動作
などが行われ入力信号Siに従って発振周波数データ値の
切り換えがなされて出力されるFSK信号の周波数が設定
され、制御信号Viに応じたデータが位相レジスタ54iに
設定され、DDS51iより出力されるFSK変調信号の位相が
設定される。図８中のその他は図４の実施例と同様であ
る。
レクトディジタル周波数シンセサイザ（DDS）51iで構成
した例を図８に示す。DDS51iの基本構成の一例を図９に
示す。DDS51iは分岐手段44iから入力される入力信号Si
がデータ変換手段52iで発振周波数データ値に変換さ
れ、データ変換手段52iよりの発振周波数データ値が周
波数レジスタ53iに格納され、この周波数レジスタ53iの
発振周波数データ値は累算器55iで累積加算され、その
累積加算値は位相レジスタ54iの初期位相データ値と加
算器56iで加算されその加算データ値をアドレスとして
波形ROM57iが読出され、その読出されたデータはD/Aコ
ンバータ58iでアナログ信号に変換されて出力される。D
DS51iには基準周波数信号CLKが与えられ、この信号CLK
により累算器55iの加算動作、波形ROM57iの読出し動作
などが行われ入力信号Siに従って発振周波数データ値の
切り換えがなされて出力されるFSK信号の周波数が設定
され、制御信号Viに応じたデータが位相レジスタ54iに
設定され、DDS51iより出力されるFSK変調信号の位相が
設定される。図８中のその他は図４の実施例と同様であ
る。
図10に示すように各分岐手段44iとDDS51i（又はｍ値F
SK変調器5i）との間に遅延手段59iを直列に挿入し、入
力信号SiのDDS51i（あるいはｍ値FSK変調器5i）に対す
る入力を制御手段48に対する入力に比較して遅延させ、
比較的低速かつ兼価な、DDS51i及び制御手段48（ｍ値FS
K変調器5iを用いる場合は、可変移相手段47i及び制御手
段48）を用いることもできる。
SK変調器5i）との間に遅延手段59iを直列に挿入し、入
力信号SiのDDS51i（あるいはｍ値FSK変調器5i）に対す
る入力を制御手段48に対する入力に比較して遅延させ、
比較的低速かつ兼価な、DDS51i及び制御手段48（ｍ値FS
K変調器5iを用いる場合は、可変移相手段47i及び制御手
段48）を用いることもできる。
図11に示すように電力合成手段６の出力側に周波数変
換手段63が設けられ、この周波数変換手段63によって、
電力合成手段６よりの多重化信号をより高い周波数信号
帯に変換出力してもよい。ここで周波数変換手段63は、
局部発振器60と、局部発振器60の出力信号と電力合成手
段６の出力信号を乗算するミクサ61と、ミクサ61の出力
側に設けられ、乗算により生ずる不要な周波数帯の信号
を除去する帯域通過ろ波手段62から構成される。
換手段63が設けられ、この周波数変換手段63によって、
電力合成手段６よりの多重化信号をより高い周波数信号
帯に変換出力してもよい。ここで周波数変換手段63は、
局部発振器60と、局部発振器60の出力信号と電力合成手
段６の出力信号を乗算するミクサ61と、ミクサ61の出力
側に設けられ、乗算により生ずる不要な周波数帯の信号
を除去する帯域通過ろ波手段62から構成される。
図12に示すように各DDS51iの出力経路に周波数変換手
段67iが設けられ、DDS511〜51nの出力は互いに異なる周
波数帯の高周波信号とされて電力合成手段６へ供給され
る構成としてもよい。図11及び図12を示す実施例では、
各チャネルDDS51iまたはｍ値FSK変調器51iの出力の中心
周波数（キャリアの周波数）を比較的低い同一の値に設
定できるので、可変移相手段も含めて、これらの回路の
設計が容易となり、かつ安価な部品を使用することがで
きる。周波数変換手段67iにおいて、基準周波数発振手
段８での出力を基準周波数信号とする周波数シンセサイ
ザ64iの出力信号がDDS51iの出力信号とミクサ65iで乗算
され、その乗算により生ずる不要な周波数帯の信号帯域
通過ろ波手段66iで除去されて電力合成手段６へ供給さ
れる。
段67iが設けられ、DDS511〜51nの出力は互いに異なる周
波数帯の高周波信号とされて電力合成手段６へ供給され
る構成としてもよい。図11及び図12を示す実施例では、
各チャネルDDS51iまたはｍ値FSK変調器51iの出力の中心
周波数（キャリアの周波数）を比較的低い同一の値に設
定できるので、可変移相手段も含めて、これらの回路の
設計が容易となり、かつ安価な部品を使用することがで
きる。周波数変換手段67iにおいて、基準周波数発振手
段８での出力を基準周波数信号とする周波数シンセサイ
ザ64iの出力信号がDDS51iの出力信号とミクサ65iで乗算
され、その乗算により生ずる不要な周波数帯の信号帯域
通過ろ波手段66iで除去されて電力合成手段６へ供給さ
れる。
図13は各DDS51iの出力側に、その出力FSK変調信号を
通す帯域通過ろ波手段68iを設け、これら帯域通過ろ波
手段68iの出力を電力合成手段６により合成する場合を
示す。上述のようにｍ値FSK変調器を、複数の発振手段
を信号切り換え手段により切り換える方法（図４）で
は、通常は発振周波数を切り換える際に位相が不連続に
なる。またPLL周波数シンセサイザを用いる方法（図
７）においても、可変移相手段47iによる急峻な移相を
行った場合には、同様の位相の不連続が生ずる。このこ
とは、出力されるFSK変調信号のスペクトルが広がる原
因となる。帯域通過ろ波手段68iは、前記スペクトルの
広がりを抑圧するのに利用される。このように各チャネ
ルについてスペクトルの広がりを抑圧して電力合成した
出力を図11に示すように変換手段63で高周波帯に変換し
てもよい。つまり図11と図13を組み合わせた構成とする
とよい。
通す帯域通過ろ波手段68iを設け、これら帯域通過ろ波
手段68iの出力を電力合成手段６により合成する場合を
示す。上述のようにｍ値FSK変調器を、複数の発振手段
を信号切り換え手段により切り換える方法（図４）で
は、通常は発振周波数を切り換える際に位相が不連続に
なる。またPLL周波数シンセサイザを用いる方法（図
７）においても、可変移相手段47iによる急峻な移相を
行った場合には、同様の位相の不連続が生ずる。このこ
とは、出力されるFSK変調信号のスペクトルが広がる原
因となる。帯域通過ろ波手段68iは、前記スペクトルの
広がりを抑圧するのに利用される。このように各チャネ
ルについてスペクトルの広がりを抑圧して電力合成した
出力を図11に示すように変換手段63で高周波帯に変換し
てもよい。つまり図11と図13を組み合わせた構成とする
とよい。
図14に示すように図12において各DDS51iと周波数変換
手段67iとの間に低域ろ波手段69iに挿入してもよい。低
域ろ波手段69iにより、図13の実施例における帯域通過
ろ波手段68iと同様にスペクトルの広がりを抑圧する作
用をさせる。
手段67iとの間に低域ろ波手段69iに挿入してもよい。低
域ろ波手段69iにより、図13の実施例における帯域通過
ろ波手段68iと同様にスペクトルの広がりを抑圧する作
用をさせる。
また、図11において、電力合成手段６の入力側に低域
通過ろ波手段69iを挿入しても、同様の効果が得られ
る。
通過ろ波手段69iを挿入しても、同様の効果が得られ
る。
図15に示すように図７中の制御手段48に制御信号処理
手段70を設け、制御信号処理手段70により、出力される
FSK変調信号のスペクトルの広がりを抑圧するように、
可変移相手段47iの移相量を設定する制御信号に対して
信号処理を施し、制御出力端子50iに出力する。即ち、
可変移相手段47iとして例えば電圧制御移相器を用いる
場合には、各制御入力端子49iに入力される信号の符号
組み合わせに応じて読み出された移相量データをD/Aコ
ンバータでアナログ電圧に変換し、そのアナログ電圧
を、可変移相手段47iの移相量がステップ的に変化しな
いように低域通過ろ波処理して制御出力端子50iに与え
る。図5Dに、制御電圧をろ波処理をしない例（図5C）と
対応させ、FSK変調信号のスペクトルが広がらないよう
に移相量制御信号Viを処理した場合の移相量の設定値の
変化を示す。また、DDS51iを用いてFSK信号多重化装置
を構成した場合、制御出力端子50iから位相レジスタ54i
（図９）に与えるデータを制御信号処理手段70により処
理することにより、DDS51iより出力されるFSK信号の位
相を連続させることも可能である。なお、前記制御信号
処理手段70は、制御手段48の中に構成しても、その外部
に構成しても同様の効果が得られる。
手段70を設け、制御信号処理手段70により、出力される
FSK変調信号のスペクトルの広がりを抑圧するように、
可変移相手段47iの移相量を設定する制御信号に対して
信号処理を施し、制御出力端子50iに出力する。即ち、
可変移相手段47iとして例えば電圧制御移相器を用いる
場合には、各制御入力端子49iに入力される信号の符号
組み合わせに応じて読み出された移相量データをD/Aコ
ンバータでアナログ電圧に変換し、そのアナログ電圧
を、可変移相手段47iの移相量がステップ的に変化しな
いように低域通過ろ波処理して制御出力端子50iに与え
る。図5Dに、制御電圧をろ波処理をしない例（図5C）と
対応させ、FSK変調信号のスペクトルが広がらないよう
に移相量制御信号Viを処理した場合の移相量の設定値の
変化を示す。また、DDS51iを用いてFSK信号多重化装置
を構成した場合、制御出力端子50iから位相レジスタ54i
（図９）に与えるデータを制御信号処理手段70により処
理することにより、DDS51iより出力されるFSK信号の位
相を連続させることも可能である。なお、前記制御信号
処理手段70は、制御手段48の中に構成しても、その外部
に構成しても同様の効果が得られる。
以上の実施例において可変移相手段47iを用いる場
合、可変移相手段47iの挿入位置は一例であり、各FSK変
調信号の位相を調整できれば、どの位置に挿入されても
同様の効果が得られる。図16に、基準周波数発振手段８
の出力する基準周波数信号が、各ｍ値FSK変調器5iに入
力される各経路に可変移相手段47iを設けた実施例を示
す。その他は図15と同じである。この場合も、ｍ値FSK
変調器5iの出力信号は基準周波数発振手段８の基準信号
CLKに同期するので、可変移相手段47iの移相量を調整す
ることにより各FSK変調信号の位相を調整することが可
能である。
合、可変移相手段47iの挿入位置は一例であり、各FSK変
調信号の位相を調整できれば、どの位置に挿入されても
同様の効果が得られる。図16に、基準周波数発振手段８
の出力する基準周波数信号が、各ｍ値FSK変調器5iに入
力される各経路に可変移相手段47iを設けた実施例を示
す。その他は図15と同じである。この場合も、ｍ値FSK
変調器5iの出力信号は基準周波数発振手段８の基準信号
CLKに同期するので、可変移相手段47iの移相量を調整す
ることにより各FSK変調信号の位相を調整することが可
能である。
なお、以上の実施例においてDDS51iで示されている部
分は、図４または図７に示されるようなｍ値FSK変調器5
iと可変移相手段47iとで置換してもよい。
分は、図４または図７に示されるようなｍ値FSK変調器5
iと可変移相手段47iとで置換してもよい。
図４〜図16に示したように多重化FSK信号の包絡線電
力ピークが、前述のように各チャネルの移相を入力信号
符号の組合せに応じて制御して著しく大きくなるのを避
けるようにしたが、この構成と、減衰を与えることによ
る包絡線電力のピークを抑圧する構成とを組合せて用い
ることもできる。例えば、図17に示すようにｍ値FSK変
調器51〜5nの出力側にそれぞれ直列に可変減衰手段211
〜21nを挿入し、電力合成手段６の出力を方向性結合器2
2で分岐してその包絡線電力レベルをレベル検出手段23
で検出して、可変減衰手段211〜21nに対する制御と可変
移相手段471〜47nに対する制御とを共通の制御手段81で
行わせている。可変減衰器211〜21nは、PINダイオード
とバラクタダイオードとを用いて容易に構成でき、市販
の製品も使用可能である。レベル検出手段23は、ダイオ
ードとコンデンサを用いて構成することが可能であり、
電力合成手段16で合成された出力信号の包絡線電力のレ
ベルを検出する。制御手段81は、基本回路としてのA/D
変換器、マイクロプロセッサ、ROM、RAM、D/A変換器等
から構成され、レベル検出器23からの入力信号を監視し
つつ、可変減衰器211〜21nの設定点を調整する機能を有
する。以下、この制御手段81の制御動作を図18Aに流れ
図形式で示す。
力ピークが、前述のように各チャネルの移相を入力信号
符号の組合せに応じて制御して著しく大きくなるのを避
けるようにしたが、この構成と、減衰を与えることによ
る包絡線電力のピークを抑圧する構成とを組合せて用い
ることもできる。例えば、図17に示すようにｍ値FSK変
調器51〜5nの出力側にそれぞれ直列に可変減衰手段211
〜21nを挿入し、電力合成手段６の出力を方向性結合器2
2で分岐してその包絡線電力レベルをレベル検出手段23
で検出して、可変減衰手段211〜21nに対する制御と可変
移相手段471〜47nに対する制御とを共通の制御手段81で
行わせている。可変減衰器211〜21nは、PINダイオード
とバラクタダイオードとを用いて容易に構成でき、市販
の製品も使用可能である。レベル検出手段23は、ダイオ
ードとコンデンサを用いて構成することが可能であり、
電力合成手段16で合成された出力信号の包絡線電力のレ
ベルを検出する。制御手段81は、基本回路としてのA/D
変換器、マイクロプロセッサ、ROM、RAM、D/A変換器等
から構成され、レベル検出器23からの入力信号を監視し
つつ、可変減衰器211〜21nの設定点を調整する機能を有
する。以下、この制御手段81の制御動作を図18Aに流れ
図形式で示す。
まず、レベル検出手段23で多重化された信号の包絡線
電力レベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値
LSを超えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える
場合、可変減衰器211〜21nの各減衰量を０［dB］からｄ
［dB］に設定する（S3）。この可変減衰器211〜21nの動
作時間は、タイミングチャート図18Bに示すように、あ
る規定時間ΔＴだけであり、このための時間計数
（S4）、ΔＴ経過したかの判断処理（S5）を行い、ΔＴ
後に可変減衰器211〜21nの減衰量を再び０［dB］に設定
して、再び包絡線電力レベルＬを検出する段階（S1）に
戻る（S6）。段階S2でＬがLSを超えない場合は包絡線電
力レベルＬを検出する段階S1に戻るだけであり、可変減
衰器211〜21nの調整は行われない。
電力レベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値
LSを超えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える
場合、可変減衰器211〜21nの各減衰量を０［dB］からｄ
［dB］に設定する（S3）。この可変減衰器211〜21nの動
作時間は、タイミングチャート図18Bに示すように、あ
る規定時間ΔＴだけであり、このための時間計数
（S4）、ΔＴ経過したかの判断処理（S5）を行い、ΔＴ
後に可変減衰器211〜21nの減衰量を再び０［dB］に設定
して、再び包絡線電力レベルＬを検出する段階（S1）に
戻る（S6）。段階S2でＬがLSを超えない場合は包絡線電
力レベルＬを検出する段階S1に戻るだけであり、可変減
衰器211〜21nの調整は行われない。
FSK変調信号がｎ波多重化された信号（FSKマルチキャ
リア信号）は、周波数間隔が時間的に変化するマルチト
ーン信号と見なすことができることから、FSKマルチキ
ャリア信号の包絡線電力にピークが発生している時間TP
はFSKマルチキャリア信号の全帯域の逆数程度で見積も
ることができる。従って、段階S4、S5による減衰を与え
る時間ΔＴは、例えば、FSKマルチキャリア信号の全帯
域の逆数程度とするとよい。
リア信号）は、周波数間隔が時間的に変化するマルチト
ーン信号と見なすことができることから、FSKマルチキ
ャリア信号の包絡線電力にピークが発生している時間TP
はFSKマルチキャリア信号の全帯域の逆数程度で見積も
ることができる。従って、段階S4、S5による減衰を与え
る時間ΔＴは、例えば、FSKマルチキャリア信号の全帯
域の逆数程度とするとよい。
段階S2におけるしきい値LSを、マルチキャリア信号の
全平均電力Paのｋ倍（ｋは１〜10程度）とする場合は各
可変減衰器21iにより各キャリア当りの電力をk/n倍以下
になるように調整する。つまり可変減衰器21iに対し10l
og（k/n）dBの減衰量を与える。出力端子17よりの多重
化信号を増幅する増幅器を小形に構成できる点からｋは
小さい方がよいが、ｋが小さいと頻繁に可変減衰器21i
の減衰量を制御して、各変調信号の振幅を抑圧すること
になり、それだけ信号が歪むことになる。この点からは
ｋはあまり小さくすることは好ましくなく、４〜５程度
が現実的である。
全平均電力Paのｋ倍（ｋは１〜10程度）とする場合は各
可変減衰器21iにより各キャリア当りの電力をk/n倍以下
になるように調整する。つまり可変減衰器21iに対し10l
og（k/n）dBの減衰量を与える。出力端子17よりの多重
化信号を増幅する増幅器を小形に構成できる点からｋは
小さい方がよいが、ｋが小さいと頻繁に可変減衰器21i
の減衰量を制御して、各変調信号の振幅を抑圧すること
になり、それだけ信号が歪むことになる。この点からは
ｋはあまり小さくすることは好ましくなく、４〜５程度
が現実的である。
図18Aに示した一連の制御を常時、または、間欠的に
実行することにより、多重化された信号の包絡線電力レ
ベルＬがしきい値LSを超える場合に可変減衰器211〜21n
により多重化信号の出力レベルが一定時間（ΔＴ）だけ
減衰されるので、多重化信号のPEPが大幅に増大するこ
とを防ぐことができる。この検出制御を数ns以下で行う
ことにより、小形の増幅器を用いても低歪増幅が可能と
なる。
実行することにより、多重化された信号の包絡線電力レ
ベルＬがしきい値LSを超える場合に可変減衰器211〜21n
により多重化信号の出力レベルが一定時間（ΔＴ）だけ
減衰されるので、多重化信号のPEPが大幅に増大するこ
とを防ぐことができる。この検出制御を数ns以下で行う
ことにより、小形の増幅器を用いても低歪増幅が可能と
なる。
図18Aに示した制御方法では、包絡線電力レベルＬが
しきい値LSを超えると直ちに可変減衰器211〜21nが調整
されるが、包絡線電力レベルＬがしきい値LSを連続して
超える回数が、あらかじめ定められた回数M0に達する場
合に可変減衰器211〜21nを調整するようにしてそれ程影
響を与えない程度の瞬時的レベル超過では可変減衰器21
iが制御されないようにする。この場合の制御手段81の
制御動作を図19に流れ図形式で示す。
しきい値LSを超えると直ちに可変減衰器211〜21nが調整
されるが、包絡線電力レベルＬがしきい値LSを連続して
超える回数が、あらかじめ定められた回数M0に達する場
合に可変減衰器211〜21nを調整するようにしてそれ程影
響を与えない程度の瞬時的レベル超過では可変減衰器21
iが制御されないようにする。この場合の制御手段81の
制御動作を図19に流れ図形式で示す。
まず、包絡線電力レベルＬがしきい値LSを超える回数
を表す変数Ｍを初期化（Ｍ＝０）する（S11）。つぎ
に、レベル検出手段23で多重化された信号の包絡線電力
レベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値LSを
超えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える場合
は、変数Ｍを１だけ増加する（S12）。ＬがLSを超えな
い場合は、Ｍ＝０の段階S11に戻るだけであり、可変減
衰器211〜21nの調整は行われない。
を表す変数Ｍを初期化（Ｍ＝０）する（S11）。つぎ
に、レベル検出手段23で多重化された信号の包絡線電力
レベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値LSを
超えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える場合
は、変数Ｍを１だけ増加する（S12）。ＬがLSを超えな
い場合は、Ｍ＝０の段階S11に戻るだけであり、可変減
衰器211〜21nの調整は行われない。
つぎに、Ｍを＋１した場合はＭがあらかじめ設定され
た値M0と比較される（S13）。ＭがM0に等しい場合、可
変減衰器211〜21nの減衰量を０［dB］からｄ［dB］に設
定する（S3）。その可変減衰器211〜21nの動作は図18A
と同様とし、ある規定時間ΔＴだけ減衰量ｄを設定した
後、Ｍ＝０の段階S11に戻る。
た値M0と比較される（S13）。ＭがM0に等しい場合、可
変減衰器211〜21nの減衰量を０［dB］からｄ［dB］に設
定する（S3）。その可変減衰器211〜21nの動作は図18A
と同様とし、ある規定時間ΔＴだけ減衰量ｄを設定した
後、Ｍ＝０の段階S11に戻る。
ＭがM0と等しくない場合は、包絡線電力レベルＬの検
出の段階S1に戻るだけであり、可変減衰器211〜21nの調
整は行われない。
出の段階S1に戻るだけであり、可変減衰器211〜21nの調
整は行われない。
以上の一連の制御を常時、または、間欠的に実行する
ことにより、多重化された信号の包絡線電力レベルＬが
しきい値LSをM0回連続して超える場合に、可変減衰器21
1〜21nにより多重化信号の出力レベルが一定時間ΔＴだ
け減衰されるので、多重化信号のPEPが大幅に増大する
ことを防ぐことができる。マルチキャリア信号において
は各変調信号の変調には相関がないため、PEPのピーク
が発生する頻度はさまざまであり、単位時間当たり所定
のレベルを超えるPEPが何回発生するかを見積もること
は極めて困難である。つまり、連続的に何回も所定レベ
ルを超えるPEPが発生することもあれば、単発的に所定
レベルよりも高いPEPが発生することもある。
ことにより、多重化された信号の包絡線電力レベルＬが
しきい値LSをM0回連続して超える場合に、可変減衰器21
1〜21nにより多重化信号の出力レベルが一定時間ΔＴだ
け減衰されるので、多重化信号のPEPが大幅に増大する
ことを防ぐことができる。マルチキャリア信号において
は各変調信号の変調には相関がないため、PEPのピーク
が発生する頻度はさまざまであり、単位時間当たり所定
のレベルを超えるPEPが何回発生するかを見積もること
は極めて困難である。つまり、連続的に何回も所定レベ
ルを超えるPEPが発生することもあれば、単発的に所定
レベルよりも高いPEPが発生することもある。
図18Aおよび図19に示した制御方法では、可変減衰器2
11〜21nを調整するための判定条件としてしきい値レベ
ルLSを超える回数を用いているが、さらに他の判定条件
としてLSを連続して超える時間があらかじめ定められた
時間T0と等しいか、それよりも長い場合に、可変減衰器
211〜21nを調整するようにしてもよい、この場合の制御
手段81の制御動作を図20に流れ図形式で示す。
11〜21nを調整するための判定条件としてしきい値レベ
ルLSを超える回数を用いているが、さらに他の判定条件
としてLSを連続して超える時間があらかじめ定められた
時間T0と等しいか、それよりも長い場合に、可変減衰器
211〜21nを調整するようにしてもよい、この場合の制御
手段81の制御動作を図20に流れ図形式で示す。
レベル検出手段23で多重化された信号の包絡線電力レ
ベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値LSを超
えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える場合、
その超えている時間Ｔを計測し（S21）、あらかじめ設
定された値T0と比較する（S22）。ＬがLSを超えない場
合は包絡線電力レベルＬの検出の段階S1に戻るだけであ
り、可変減衰器211〜21nの調整は行わない。
ベルＬを検出し（S1）、そのレベルＬがしきい値LSを超
えるかどうかを判断する（S2）。ＬがLSを超える場合、
その超えている時間Ｔを計測し（S21）、あらかじめ設
定された値T0と比較する（S22）。ＬがLSを超えない場
合は包絡線電力レベルＬの検出の段階S1に戻るだけであ
り、可変減衰器211〜21nの調整は行わない。
ＴがT0と等しいか、それよりも大きい場合は、可変減
衰器211〜21nに対し、ΔＴだけ減衰量ｄを設定して包絡
線電力レベルＬの検出の段階S1に戻る。つまり図18Aで
示した段階S3以後の処理を行う。段階S22でＴがT0より
も小さい場合は包絡線電力レベルＬの検出の段階S1に戻
るだけであり、可変減衰器211〜21nの調整は行わない。
衰器211〜21nに対し、ΔＴだけ減衰量ｄを設定して包絡
線電力レベルＬの検出の段階S1に戻る。つまり図18Aで
示した段階S3以後の処理を行う。段階S22でＴがT0より
も小さい場合は包絡線電力レベルＬの検出の段階S1に戻
るだけであり、可変減衰器211〜21nの調整は行わない。
以上の一連の制御を常時、または、間欠的に実行する
ことにより、多重化された信号の包絡線電力レベルＬが
しきい値LSを連続して超える時間がT0と等しいか、それ
よりも長い場合に、可変減衰器211〜21nにより多重化信
号の出力レベルが一定時間ΔＴだけ減衰されるので、多
重化信号のPEPが大幅に増大することを防ぐことができ
る。図20の実施例ではしきい値LSを超えている時間が極
めて短かいものは、信号歪にそれ程影響を与えないか
ら、無視するようにすることにより、可変減衰器211〜2
1nに対する制御回路を減少させている。図21に示すよう
に電力合成手段６の出力側に可変減衰手段21を直列に接
続し、また電力合成手段６の出力多重化信号の包絡線電
力レベルをレベル検出手段23で検出し、制御手段81で可
変減衰手段21と可変移相手段471〜47nを制御するように
している。図17,21において上述したようにｍ値FSK変調
器5iと可変移相手段47iとをDDSiで構成し、電力合成手
段６の入力側又は出力側で高周波信号に変換してもよ
く、その他図４〜図16で説明したことを図17及び図21に
それぞれ適用できる。
ことにより、多重化された信号の包絡線電力レベルＬが
しきい値LSを連続して超える時間がT0と等しいか、それ
よりも長い場合に、可変減衰器211〜21nにより多重化信
号の出力レベルが一定時間ΔＴだけ減衰されるので、多
重化信号のPEPが大幅に増大することを防ぐことができ
る。図20の実施例ではしきい値LSを超えている時間が極
めて短かいものは、信号歪にそれ程影響を与えないか
ら、無視するようにすることにより、可変減衰器211〜2
1nに対する制御回路を減少させている。図21に示すよう
に電力合成手段６の出力側に可変減衰手段21を直列に接
続し、また電力合成手段６の出力多重化信号の包絡線電
力レベルをレベル検出手段23で検出し、制御手段81で可
変減衰手段21と可変移相手段471〜47nを制御するように
している。図17,21において上述したようにｍ値FSK変調
器5iと可変移相手段47iとをDDSiで構成し、電力合成手
段６の入力側又は出力側で高周波信号に変換してもよ
く、その他図４〜図16で説明したことを図17及び図21に
それぞれ適用できる。
以上述べたように、この発明によればFSK変調信号に
対し、その入力信号の符号変化と同期して移相量を制御
し、かつその移相量の制御を各入力信号の符号状態に応
じて各チャネルごとに行うことにより多重化信号のピー
クを十分小さくすることができる。更に多重化信号の包
絡線電力レベルの大きなピークを抑圧することによりピ
ークを確実に十分抑圧することができる。この場合、所
定時間だけ減衰するため、つまり瞬時ピークの幅程度の
み減衰するため変調信号が含まれる情報が受ける歪は瞬
時的であって、大きな影響を受けない。
対し、その入力信号の符号変化と同期して移相量を制御
し、かつその移相量の制御を各入力信号の符号状態に応
じて各チャネルごとに行うことにより多重化信号のピー
クを十分小さくすることができる。更に多重化信号の包
絡線電力レベルの大きなピークを抑圧することによりピ
ークを確実に十分抑圧することができる。この場合、所
定時間だけ減衰するため、つまり瞬時ピークの幅程度の
み減衰するため変調信号が含まれる情報が受ける歪は瞬
時的であって、大きな影響を受けない。
また所定レベルを超える連続回数、又は所定レベルを
超える連続時間が所定値に達する時にのみ減衰を与える
場合は、所定レベルを超えても後段の増幅器に余り影響
を与えないような状態では減衰制御がなされないことに
なり、それだけ変調信号に含まれる情報が受ける歪が少
なくて済む。
超える連続時間が所定値に達する時にのみ減衰を与える
場合は、所定レベルを超えても後段の増幅器に余り影響
を与えないような状態では減衰制御がなされないことに
なり、それだけ変調信号に含まれる情報が受ける歪が少
なくて済む。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 垂澤 芳明 日本国神奈川県横浜市磯子区杉田９丁目 ２ ＮＴＴ富岡社宅９−104 (56)参考文献 特開 平２−305237（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−130191（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−204773（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−204959（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 1/00
Claims (17)
- 【請求項１】入力信号の符号に応じて出力の周波数を偏
倚させるｎ個（ｎチャネル分）のｍ値FSK変調手段（m,n
は２以上の整数）に、基準周波数発振手段より共通の基
準周波数信号を与え、前記各ｍ値FSK変調手段の各出力
信号の周波数に対する基準とし、前記各ｍ値FSK変調手
段の各出力信号を電力合成手段で合成して出力する信号
多重化装置において、 前記各ｍ値FSK変調手段が出力する変調信号の位相をそ
れぞれ変化させる可変移相手段と、 前記ｍ値FSK変調手段が入力信号に応じて出力の周波数
を切り換えるタイミングと同期して、ｎ個の前記入力信
号の符号組み合わせに応じて、前記電力合成手段の出力
の包絡線電力尖頭値が小さくなるように、前記可変移相
手段の移相量を設定する制御手段と、 を具備することを特徴とするFSK信号多重化装置。 - 【請求項２】請求の範囲１に記載のFSK信号多重化装置
において、 前記各ｍ値FSK変調手段が発振周波数の異なるｍ個の発
振器と、それらｍ個の発振器のうちの１つを前記入力信
号の符号に応じて選択してその発振信号を出力する信号
切り換え手段とより成り、前記可変移相手段が前記ｍ値
FSK変調手段の出力側に直列に接続されていることを特
徴とする。 - 【請求項３】請求の範囲１に記載のFSK信号多重化装置
において、 前記各ｍ値FSK変調手段が発振周波数の異なるｍ個の発
振器と、それらｍ個の発振器のうちの１つを前記入力信
号の符号に応じて選択してその発振信号を出力する信号
切り換え手段とよりなり、前記可変移相手段が前記ｍ値
FSK変調手段の前記基準周波数信号が入力される入力端
子と直列に挿入されていることを特徴とする。 - 【請求項４】請求の範囲２に記載のFSK信号多重化装置
において、 前記各ｍ値FSK変調手段が、PLL周波数シンセサイザで構
成され、前記可変移相手段が前記ｍ値FSK変調手段の出
力側に直列に接続されていることを特徴とする。 - 【請求項５】請求の範囲３に記載のFSK信号多重化装置
において、 前記各ｍ値FSK変調手段が、PLL周波数シンセサイザで構
成され、前記可変移相手段が前記ｍ値FSK変調手段の前
記基準周波数信号が入力される入力端子と直列に挿入さ
れていることを特徴とする。 - 【請求項６】請求の範囲１に記載のFSK信号多重化装置
において、 前記各チャネルごとの前記ｍ値FSK変調手段と前記可変
移相手段とがそれぞれ、ダイレクトディジタル周波数シ
ンセサイザ（DDS）で構成したことを特徴とする。 - 【請求項７】請求の範囲第１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記各チャネルの入力信号を分岐して前記各ｍ値FSK変
調手段と前記制御手段へ供給するｎ個の分岐手段と、そ
の各分岐手段と対応する前記ｍ値FSK変調手段との間の
前記入力信号通路にそれぞれ挿入された遅延手段とを付
加したことを特徴とする。 - 【請求項８】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載のFS
K信号多重化装置において、 前記電力合成手段の出力側に、前記合成した信号を高周
波信号に変換する周波数変換手段が付加したことを特徴
とする。 - 【請求項９】請求の範囲８記載のFSK信号多重化装置に
おいて、 前記電力合成手段の各チャネルの入力側に、変調信号の
帯域幅を制限する低域通過ろ波手段が挿入されているこ
とを特徴とする。 - 【請求項１０】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記電力合成手段の各チャネルの入力側にその変調信号
を高周波に変換する周波数変換手段をそれぞれ挿入した
ことを特徴とする。 - 【請求項１１】請求の範囲10に記載のFSK信号多重化装
置において、 前記各周波数変換手段の入力側に、変調信号の帯域幅を
制限する低域通過ろ波手段を挿入したことを特徴とす
る。 - 【請求項１２】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記電力合成手段の各チャネルの入力側に変調信号の帯
域幅を制限する帯域通過ろ波手段をそれぞれ挿入したこ
とを特徴とする。 - 【請求項１３】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記制御手段は、ｎ個の前記入力信号の符号組み合わせ
に応じて前記各可変移相手段に設定する移相量を記憶し
た記憶手段を有することを特徴とする。 - 【請求項１４】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記制御手段は、前記入力信号の符号組み合わせに応じ
て、前記可変移相手段に設定する移相量を逐次計算する
手段を有することを特徴とする。 - 【請求項１５】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記制御手段は、前記電力合成手段に入力される各FSK
変調信号の位相を連続的にするように、前記可変移相手
段の移相量を制御する制御信号を処理する制御信号処理
手段を具備することを特徴とする。 - 【請求項１６】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記各ｍ値FSK変調手段の出力側に直列に挿入されたｎ
個の可変減衰手段と、 前記電力合成手段の出力合成信号の包絡線電力レベルを
検出する手段と、 前記検出した包絡線電力レベルが所定値を超えると所定
時間、前記可変減衰手段のｐ個（ｐ≦ｎ）に対し、所定
の減衰量を設定する制御手段とを具備することを特徴と
する。 - 【請求項１７】請求の範囲１乃至６のいずれかに記載の
FSK信号多重化装置において、 前記電力合成手段の出力側と直列に挿入された可変減衰
手段と、 前記電力合成手段の出力合成信号の包絡線電力レベルを
検出する手段と、 前記検出した包絡線電力レベルが所定値を超えると所定
時間、前記可変減衰手段に所定の減衰量を設定する制御
手段とを具備することを特徴とする。
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