JP2641195B2 - 切換モード変調器回路を有する偏向回路 - Google Patents

切換モード変調器回路を有する偏向回路

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JP2641195B2
JP2641195B2 JP61179775A JP17977586A JP2641195B2 JP 2641195 B2 JP2641195 B2 JP 2641195B2 JP 61179775 A JP61179775 A JP 61179775A JP 17977586 A JP17977586 A JP 17977586A JP 2641195 B2 JP2641195 B2 JP 2641195B2
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    • H04N3/23—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction
    • H04N3/233—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction using active elements

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は切換モード変調器回路を有する偏向回路に
関するものである。
〔発明の背景〕
能動左右ピンクツシヨン補正回路は周知であつて、こ
れは線走査電流の振幅を垂直周波数でパラボラ状に変化
させて左右ピンクツシヨン歪の補正を行なう回路であ
る。ダイオード変調器型左右ピンクツシヨン補正回路の
一形式にあつては、変調器キヤパシタの両端間に変調電
圧が発生し、これが変調器インダクタに印加されて全ト
レース期間中変調器インダクタ中に線繰返し周波数の鋸
歯状電流を発生させる。左右ピンクツシヨン補正を行な
うために、変調器キヤパシタに分路結合されたトランジ
スタがＡ級動作をして変調器キヤパシタを垂直周波数で
パラボラ状に放電させる。ダイオード変調器のその様な
形のものには幾つかの欠点がある。変調用トランジスタ
はＡ級で動作するので、このトランジスタは相当の電力
を消費する。更に、変調電圧を発生させるのに可成り高
価なキヤパシタを使用せねばならない。
別の形式のダイオード変調器では、変調器インダクタ
に結合された比較的大きな入力チヨークに線周波数の切
換モード変調器電圧が印加される。チヨーク電流がダイ
オード変調器回路に注入されて線走査電流の振幅を制御
する。この切換モード変調器電圧は垂直周波数でパラボ
ラ状に変化させられて、ダイオード変調器回路に注入さ
れる電流の振幅を変調して線走査電流に左右ピンクツシ
ヨン補正を施す。この様な形式のダイオード変調器にも
幾つかの欠点がある。変調器インダクタの他に比較的大
きな入力チヨークが使用される。更に或る形のチヨーク
給電式ダイオード変調器では変調器キヤパシタも使用さ
れる。
〔発明の概要〕
この発明の一つの特徴として、切換モード変調器回路
は、入力チヨークも変調器キヤパシタも必要とせずに、
線走査電流を変調する。また、変調器回路をＡ級動作で
なく切換モードで動作させるので、抵抗損も比較的小さ
く維持される。
切換モード変調器回路は線偏向巻線とトレース・キヤ
パシタンスを持つている。トレース・スイツチは線周波
数で動作させられてトレース電圧を偏向巻線に印加し、
この線偏向巻線中に線走査電流を発生させる。偏向リト
レース・キヤパシタンスは、リトレース期間中この偏向
巻線と偏向リトレース共振回路を形成して偏向リトレー
ス・パルス電圧を発生させる。変調器インダクタンスは
トレース・スイツチと偏向巻線とに結合されている。変
調器インダクタンスには変調器リトレース・キヤパシタ
ンスが結合されて、リトレース期間中、変調器リトレー
ス共振回路を形成する。変調器スイツチは、電圧源と変
調器インダクタンスとに結合されて、線周波数信号と変
調器制御信号とに応動して、線トレース期間内に変調器
制御信号に従つて変化する可制御時点に導通状態を切換
えて、線走査電流を変調する。
〔詳細な説明と実施例〕
第１図にはこの発明による左右ピンクツシヨン補正線
偏向回路10が示されており、その回路中、調整された直
流B+電源電圧が水平フライバツク変圧器T1の１次巻線W1
に端子21から印加される。この１次巻線W1のもう一方の
端子22は、直列結合されたダンパ・ダイオードD1とD2と
並列に結合された水平出力トランジスタQ1より成る線ト
レース・スイツチSHに結合されている。ダンパ・ダイオ
ードD1に対しては、水平偏向巻線LHとＳ字成形キヤパシ
タすなわちトレース・キヤパシタCtの直列結合回路およ
び偏向リトレース・キヤパシタCRHが並列結合されてい
る。
この発明を実施した切換モード左右ピンクツシヨン補
正回路60は、水平偏向巻線LHとトレース・スイツチSHと
に結合されて、線走査電流iHに左右ピンクツシヨン補正
を与える。左右ピンクツシヨン補正回路60は、ダンパ・
ダイオードD1とD2の相互接続点に端子24で、および変調
器スイツチSmに端子23で結合された変調器インダクタLm
を持つている。変調器リトレース・キヤパシタCRmはダ
ンパ・ダイオードD2に並列接続されている。
変調器スイッチSmは、一端をDC供給電圧＋Vo電源に結
合し他方の端子23を変調器インダクタLmに結合されたト
ランジスタ・スイツチQ2を有している。このトランジス
ッタ・スイツチQ2には、トランジスタQ2と逆方向に電流
を流す極性にダイオード・スイツチD3が並列接続されて
いる。切換モード制御回路30はトランジスタQ2のペース
に結合されていて、スイツチ出力端子23に線周波数の切
換モード変調器電圧Vmを発生させ、この電圧は変調器イ
ンダクタLmに直接に印加される。変調器電圧Vmは変調器
インダクタLm中の変調器電流imを制御する。
動作時には、水平発振器および駆動回路20によつて水
平出力トランジスタQ1が線周波数でスイツチされて、水
平偏向巻線LH中に線走査電流iHを発生させる。第２図の
波形のt0〜t4の線トレース期間中、水平トレース・スイ
ツチSHは導通状態で水平偏向巻線LHの両端間に、トレー
ス・キヤパシタCtによつて生じたトレース電圧Vtを印加
する。第２図ｂに実線で示された上向きランプの線走査
電流iHがこの線トレース期間中に発生する。
トレースの中心である時点t1より前の、線トレース期
間の第１の半部期間中、線走査電流LHは負でダンパ・ダ
イオードD1中を流れる。トレースのこの第１の半部では
フライバツク変圧器の１次巻線W1中の電流i1も負であ
る。従つてダンパ・ダイオードD2は導通で、大地からダ
ンパ・ダイオードD1およびD2を介してB+電源端子21に至
る電流i1の通路を形成する。時点t1より後の、線トレー
ス期間の第２の半部期間中、線走査電流は正で、電流は
端子22から水平出力トランジスタQ1へ流出し、導通して
いるダンパ・ダイオードD2を介して端子24へ戻る。従つ
て、完全なトレース期間t0〜t4の期間中、端子22と24
は、ダンパ・ダイオードD2とD1、またはダンパ・ダイオ
ードD2と水平出力トランジスタQ1の同時導通のために、
実質的に大地電位にある。
切換モード左右ピンクツシヨン回路60では、変調器ス
イツチSmのトランジスタQ2が、第２図ｈに実線で示され
たスイツチング電圧Vb2によつて線周波数で動作する。
電圧Vb2は制御回路30によつて発生されて抵抗25を介し
てトランジスタQ2のペースに印加される。たとえば第２
図ｈの時点t2のような、線トレース期間内の制御された
可変時点に、切換モード制御電圧Vb2は低くなりトラン
ジスタQ2をターンオンする。第２図ｄの実線の変調器電
圧Vmで示されるように、電源電圧＋Voが端子23から変調
器インダクタLmに印加される。トレース期間中端子24は
大地電位にあるので、期間t2〜t4中に変調器インダクタ
Lmの両端間に発生した電圧は電源電圧Voと同じ大きさで
ある。時間t2〜t4に変調器インダクタLm中には、第２図
ｅに実線で示す上向きランプの鋸歯状変調器電流imが生
じて、トレース期間の終りt4にピーク値Imに達する。こ
のピーク値Imは変調器トランジスタ・スイツチQ2のトレ
ース期間内のターンオン時点によつて決まる。たとえば
このターンオン時点が遅くなると、水平トレース期間の
終りにおける変調器電流imはピーク値の低い電流とな
る。
水平トレース期間の終り近くに、水平発振器および駆
動回路20は水平出力トランジスタQ1のペースに逆バイア
ス電圧を印加して、水平リトレース期間t4〜t6の開始点
である第２図の時点t4の近くでトランジスタQ1の導通を
止める。水平リトレースの間、線偏向電流iHと変調器電
流imがそれぞれ偏向リトレース・キヤパシタCRHと変調
器リトレース・キヤパシタCRMとに流れて、ダンパ・ダ
イオードD1とD2を逆バイアスする。
水平リトレースの期間中、水平偏向巻線LHと偏向リト
レース・キヤパシタCRHは偏向リトレース共振回路40を
形成する。また、この期間中、変調器スイツチSmは都合
よく導通状態を維持して変調器インダクタLmと変調器リ
トレース・キヤパシタCRMが変調器リトレース共振回路5
0を形成できるようにする。
変調器リトレース回路50の共振周波数は偏向リトレー
ス回路40の水平リトレース周波数とほゞ同じ周波数にう
まく選ばれている。従つて、水平偏向電流iHと変調器電
流im双方とも、第２図ｂとｅに実線で示されるように、
期間t4〜t6とほゞ同一期間中にそれらの各リトレース共
振回路中で共振々動の２分の１サイクルを経験する。
電流iHとimの共振々動のこの２分の１サイクルは、各
リトレース・キヤパシタCRHとCRm中に第２図ｃとｆに実
線で示されるようにそれぞれリトレース・パルス電圧V
RHとVRmを発生させる。リトレース・パルス電圧VRHとV
Rmのピーク振幅VPHとVPmはそれぞれ電流iHとimが反転す
るリトレースの中心時点t5の近くで生ずる。
リトレースの中心時間t5の後、変調器電流imは負でそ
の時導通している変調器スチツチSmのダイオードD3を介
して＋Vo電源に戻され、リトレースの終りに事実上−Im
である負のピーク値に到達する。またリトレースの終
り、時点t6付近で、リトレース・キヤパシタCRHとCRmは
充分に放電してしまつて、ダンパ・ダイオードD1とD2が
導通になり得るようにし、次の水平トレース期間の初め
が開始される。
第２図ｅの時点t6に近い水平トレースの始点でダンパ
・ダイオードD2が負の変調器電流imを導通させはじめる
と、端子24は再び接地状態になる。負の変調器電流imが
変調器スイツチSmのダンパ・ダイオードD2とD3を通じて
大地から＋Vo電源へ流れる。次の水平トレース期間の始
点である時点t6の後、第２図ｄの切換モード修正電圧Vm
が変調器インダクタLmの両端間に発生する。時点t6の
後、変調器電流imは上向きランプの負の鋸歯状電流にな
る。また時点t6の近くでは、切換モード制御回路30が第
２図ｈのスイツチング電圧Vb2の上側レベルを発生さ
せ、スイツチSmのトランジスタQ2を遮断状態にする。こ
うして、第２図ｅの時点t8で変調器スイツチSmが０に達
すると、ダイオードD3の逆バイアス作用とトランジスタ
Q2の遮断状態のために変調器スイツチSmは開路状態とな
る。
時点t8からトランジスタQ2が再びオン状態になつて変
調器電圧Vmを具合よく変調器インダクタLmに直接印加す
る時点t10まで、変調器インダクタLm中に電流は流れな
い。t8〜t10のこの期間中、変調器スイツチSmは、変調
器電流imのために電圧源＋Voと変調器インダクタLmの間
にトレース・スイツチSHが形成した電流路を遮断する。
この期間中、端子23と24の間の変調器インダクタLm上に
生ずる電位は０で、この両端子はトレース・スイツチSH
の導通によつて実質的に大地電位に保たれている。
時点t0に近いリトレースの終りに切換モード制御回路
30はトランジスタQ2をターンオフさせるが、変調器電流
imが負のときターンオフの瞬間が生ずるものとすれば、
正確なターンオフ時点は重要なものでない。従つて、制
御回路30は、リトレースの中央の時点t5より後で負の変
調器電流imの大きさが０に幻想する時点t6より前の如何
なる時点でも、トランジスタQ2をターンオフできる。
切換モード左右ピンクツシヨン補正回路60は、変調器
電圧Vmのデユーテイサイクルを変調することによつて線
走査電流iHの振幅を変調する。第２図ｄの変調器電圧Vm
のDC成分Vm0は変調器電圧Vmのデユーテイサイクルによ
つて制御されると共にそのデユーテイサイクルに関係し
ている。変調器インダクタLm、水平偏向巻線LHおよびフ
ライバツク変圧器１次巻線W1はDC短絡回路通路と等価で
ある。従つて、端子24の電圧のDC値は端子23のDC値Vm0
に等しく、また端子22とトレース・キヤパシタCtの上側
端子におけるDC値は端子21のB+電圧に等しい。
キヤパシタCtの両端間に生じる平均トレース電圧V
tは、線走査電流iHのピーク振幅IPHを決定するもので、
B+電圧と平均変調器電圧Vm0の差に等しい。平均変調器
電圧Vm0を減少させると平均トレース電圧および線走査
電流の振幅が増大する。平均変調器電圧Vm0を増加させ
ると平均トレース電圧と線走査電流の振幅が減少する。
第２図ｂ〜ｆおよびｈの破線波形は、中央部のラスタ
線を走査する時のような、振幅の増大された線偏向電流
iHを発生させる形で左右ピンクツシヨン補正回路60の動
作を示すものである。制御回路30は、第２図ｈに破線で
示すように水平トレース期間内で遅れた時点t8でスイツ
チング制御電圧Vb2の低いレベルを発生し始める。
第２図ｅの破線で示された変調器電流imは、上記の遅
れた時点t8で０電流レベルから上向きランプ状に増大し
始める。従つて時点t4でリトレースが始まると、変調器
電流imは或るピーク電流レベルIm′に到達する。このレ
ベルIm′は対応する実線波形のピークレベルImよりも振
幅値が小さい。この変調器電流imのピーク振幅が小さい
ので、水平リトレース期間t4〜t6に生ずる第２図ｆに破
線で示す変調器リトレース・パルス電圧VRmのピーク値
Ｖ′Pmは対応する実線波形よりも低い。
次の水平トレース期間の初めに、変調器電流imは、対
応する実線波形におけるよりも小さなピーク値である負
のレベル−Im′から上向きランブ状に増し始める。変調
器電流imは水平トレース期間内のより早い時点t7で０電
流レベルに達する。時点t7には、変調器スイツチSmのダ
イオードD3は逆バイアスされ。変調器スイツチを開始し
第２図ｄに破線で示すように変調器電圧Vmの低レベルが
始まる。
水平トレース期間内の遅い時点t3に変調器スイツチSm
がターンオンすることによつて、或る短い期間t3〜t7に
変調器電圧Vmの上側の正レベルが発生し、第２図ｄの低
い平均変調器電圧Ｖ′m0になる。この低い平均変調器電
圧Ｖ′m0はトレース・キヤパシタCtの両端間に高い平均
トレース電圧Vtを生成する。この高い平均トレース電圧
は、第２図ｂに破線で示した様な、大きさがＩ′PHの高
い振幅の線走査電流を生成する。この高振幅線走査電流
は、水平リトレース期間中、第２図ｃに破線で示される
ピーク値Ｖ′PHを有する高振幅リトレース・パルス電圧
VRHを発生させる。
フライバツク変圧器の１次巻線W1に印加されるリトレ
ース・パルス電圧VRは第２図ａに示されている。フライ
バツク変圧器のリトレース・パルス電圧VRは偏向リトレ
ース・パルス電圧VRHと変調器リトレース・パルス電圧V
RMとの和に等しい。この和は、個々のパルス成分が左右
ピンクツシヨン補正回路60によつて変化させられても不
変に保たれる。この和が不変に保たれる理由は両パルス
成分が逆関係にすなわち相補的に変化するからである。
従つて、線走査電流iHを変調してもフライバツク変圧器
のリトレース・パルス電圧VRの振幅には影響を与えず、
その振幅は一定に保たれ、端子21に生ずるB+電流電圧に
よつて決定される。リトレース・パルス電圧VRは、フラ
イバツク変圧器T1の高圧巻線Ｗに結合されている高圧回
路43の端子Ｕにアルタ加速電位を発生する為に使用され
る。リトレース・パルス電圧VRは、また、テレビジヨン
受像機中の他の負荷回路を付勢するのにも使用される。
この様な負荷回路は、第１図中にフライバツク変圧器T1
の巻線W3に結合されたブロツク44で略示されている。
制御回路30は、次の様にして切換モード制御電圧Vb2
を発生する。フライバツク変圧器T1の巻線W4によつて発
生された正の水平フライバツク・パルスは、キヤパシタ
36と抵抗37および38から成る微分回路によつて微分され
る。微分されたフライバツク・パルスはPNPトランジス
タQ3のペースに印加される。水平フライバツク・パルス
41の後縁は第２図の時点t2の近くで負のスパイクすなわ
ちパルスを発生させ、これがトランジスタQ3をターンオ
ンしてランプ発生回路45のキヤパシタ35を電圧V1に充電
する。これは第２図ｇにキヤパシタ35の両端間に生ずる
電圧VHSで示されている。
この短持続時間の負向きのスパイクは時点t6の付近で
急速に減少して、トランジスタQ3をそのターンオンの僅
か後にターンオフする。従つて時点t6の近くでキヤパシ
タ35はランプ発生回路45の抵抗34を通して放電し始め
る。従つて、第２図ｇの電圧VHSはランプ電圧で、後続
する水平フライバツク・パルス41がランプをリセットす
る時点t6までに低電圧レベルV2に低下する。
水平ランプ電圧VHSは、エミツタホロワ・トランジス
タQ4、エミッタ抵抗33の可動アーム、DC阻止キヤパシタ
31および加算抵抗32を介して、制御トランジスタQ5のペ
ースにAC結合される。水平ランプ電圧VHSは、適当な方
法で取出されて抵抗28とDC阻止キヤパシタ29を介してト
ランジスタQ5のペースにAC結合される垂直周波数のパラ
ボラ電圧42と、トランジスタQ5のペースで加え合わされ
る。トランジスタQ5のペースに対するDCバイアスは、水
平寸法調整ポテンシオメータ26と抵抗27を介してトラン
ジスタQ5のペースに結合されている＋Vo電源から供給さ
れる。
制御トランジスタQ5のコレクタは、抵抗39を通して＋
Vo電源に結合されており、また反転用トランジスタQ6の
ペースに直接結合されている。反転用トランジスタQ6の
コレクタは、抵抗47を介し＋Vo電源に結合されると共に
抵抗25を通して変調器スイツチ・トランジスタQ2のペー
スにも結合されている。切換モード制御電圧Vb2はこの
反転用トランジスタQ6のコレクタに発生する。
動作は、t0時点に水平ランプ電圧VHSは上側の電圧レ
ベルV1にリセットされ、その正方向の端縁が制御トラン
ジスタQ5のペースに結合されてこれをターンオンし一方
トランジスタQ6をターンオフする。これにより第２図ｈ
の切換モード制御電圧Vb2の上側の電圧レベルが発生
し、変調器スイツチ、トランジスタQ2を逆バイアス状態
にする。
水平トレース期間内の調整可能なある時点に、AC結合
されたランプ電圧VHSは、制御トランジスタQ5を遮断し
得るレベルまで低下して、切換モード制御電圧Vb2の低
レベルが発生されるようにする。変調器スイツチ・トラ
ンジスタQ2はこれによりターンオンし、＋Vo電圧を直接
変調器インダクタLmに印加する。
水平トレース中にトランジスタQ5がターンオフされる
時点はその水平偏向サイクル期間中に垂直パラボラ電圧
42がとるレベルによつて決定される。垂直パラボラ電圧
42は、垂直ラスタ走査の中心付近で、水平ランプ電圧V
HSが第２図ｇの電圧レベルVbに低下した比較的遅れた時
点t3にトランジスタQ5をターンオフさせることができる
ように、制御トランジスタQ5にバイアスを与える或るレ
ベルに達する。これにより左右ピンクツシヨン補正回路
60は比較的大振幅の線走査電流iHを生成する。垂直ラス
タ走査の頂部と底部の付近では、垂直パラボラ電圧42は
比較的低電圧レベルにあつて、水平ランプ電圧VHSが、
比較的早い時点t2で制御トランジスタQ5がターンオフす
る前に、或る電圧レベルVaに低下できるようになる。そ
れにより左右ピンクツシヨン補正回路60は比較的小振幅
の線走査電流を生成する。
垂直パラボラ電圧42に加えて或いは電圧42の代りに、
別の変調制御電圧をトランジスタQ5のペースに結合して
線走査電流iHの振幅を変調することもできる。たとえ
ば、アルタ端子Ｕに流れるビーム電流を表わす変調制御
電圧を使用したアルタ負荷（高圧負荷）の変動に基くラ
スタ幅の変動を補正することができる。
前述のように、左右ピンクツシヨン回路60は、変調器
キヤパシタを使用せずにうまく切換モードで動作して線
偏向電流iHを変調する。切換モード変調器電圧Vmは変調
器インダクタLmに直接に供給される。変調器インダクタ
Lmは矩形波電圧Vmを積分するように動くので、その目的
のために大きな値を持つ付加入力チヨークを使用する必
要がない。
この発明のまた別の特徴として、変調器スイツチSmは
変調器インダクタLmを線偏向スイツチSHから可制御的に
減結合して水平トレース期間中或る可変期間にわたつて
電圧＋Voを供給し、それによつて変調器インダクタLmと
トレース・スイツチSH間を流れる循環電流の大きさを低
減する。
更に、変調器スイツチSmは水平リトレースの全期間中
導通状態であるから、偏向リトレース共振回路40と変調
器リトレース共振回路50は、この水平リトレースの全期
間中具合良く変調器スイツチSmによつて平衡ブリツジ形
に互に結合される。このブリツジ形回路によつて、偏向
リトレース・パルス電圧VRHとフライバツク変圧器リト
レース・パルス電圧VRの不要なリトレース時間変調が除
去される。このブリツジ形回路は、また、トレース中も
変調器スイツチSmが導通状態の間だけ形成される。一方
の分路は偏向巻線LHとトレース・キヤパシタCtの直列結
合回路であり、他方の分路は直列結合された変調器イン
ダクタLmと＋Vo電圧電源である。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明を実施した切換モード左右ピンクツシ
ヨン補正回路の一例構成を示す図、第２図は第１図の回
路の動作時における各部の波形を示す図である。 LH……線偏向巻線、Ct……トレース・キヤパシタンス、
SH……トレース・スイツチ、CRH……偏向リトレース・
キヤパシタ、40……偏向リトレース共振回路、Lm……変
調器インダクタンス、CRm……変調器リトレース・キヤ
パシタンス、50……変調器リトレース電流、42……変調
器制御信号、VR……偏向リトレース・パルス電圧、Vo…
…供給電圧源、VHS……線周波数信号、iH……線走査電
流。

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】線偏向巻線と、線トレース電圧を発生する
    ためのトレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線お
    よびトレース・キャパシタンスに結合され線周波数で動
    作して線トレース期間中上記線偏向巻線にトレース電圧
    を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成するト
    レース・スイッチと、上記線偏向巻線に結合され線リト
    レース期間中偏向リトレース共振回路を形成して偏向リ
    トレース・パルス電圧を発生する偏向リトレース・キャ
    パシタンスと、上記トレース・スイッチおよび上記線偏
    向巻線に結合された変調器インダクタンスと、上記変調
    器インダクタンスに結合されて変調器リトレース共振回
    路を形成し上記線リトレース期間中上記変調器インダク
    タンス中に変調器リトレース電流を発生させる変調器リ
    トレース・キャパシタンスと、供給電圧電源と、上記ト
    レース・スイッチと上記供給電圧電源と上記変調器イン
    ダクタンスとに結合され線周波数信号と変調器制御信号
    とに応動して上記線トレース期間内の上記変調器制御信
    号に従って変わる可制御時点に導通状態と非導通状態と
    の間のスイッチングを行ない、上記可制御時点に従って
    変化し且つ上記変調器インダクタンスに直接印加されて
    上記線走査電流を上記変調器制御信号に応じて変調する
    切換モード変調電圧を発生させる双方向変調器スイッチ
    とを具備し、上記双方向変調器スイッチが上記線リトレ
    ース期間中導通状態で変調器リトレース電流を通ずる電
    流路を形成するように構成された、切換モード変調器回
    路を有する偏向回路。
  2. 【請求項２】線偏向巻線と、線トレース電圧を発生する
    ためのトレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線お
    よびトレース・キャパシタンスに結合され線周波数で動
    作して線トレース期間中上記線偏向巻線に上記トレース
    電圧を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成す
    るトレース・スイッチング手段と、上記線偏向巻線に結
    合され線リトレース期間中偏向リトレース共振回路を形
    成して偏向リトレース・パルス電圧を発生する偏向リト
    レース・キャパシタンスと、上記トレース・スイッチン
    グ手段と線偏向巻線とに結合された変調器インダクタン
    スと、上記変調器インダクタンスに結合されて上記線リ
    トレース期間中変調器リトレース共振回路を形成する変
    調器リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源と、
    上記トレース・スイッチング手段と上記供給電圧電源と
    上記変調器インダクタンスとに結合され線およびフィー
    ルド周波数の信号に応じて上記線トレース期間内の上記
    フィールド周波数信号によって変わる可変時点に上記供
    給電圧を変調器インダクタンスに印加して左右ピンクッ
    ション補正された線走査電流を供給する双方向変調器ス
    イッチング手段とを具備し、上記双方向変調器スイッチ
    ング手段は、上記供給電圧電源から流出し上記可変時点
    の零電流レベルから出発して上記トレース期間の終りに
    上記フィールド周波数信号に従って変化するピーク値に
    達するような上向きランプ変調器電流を上記変調器イン
    ダクタンス中に発生させるようなものである、切換モー
    ド左右ピンクッション補正回路を有する偏向回路。
  3. 【請求項３】線偏向巻線と、線トレース電圧を発生する
    ためのトレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線お
    よびトレース・キャパシタンスに結合され線周波数で動
    作して線トレース期間中上記線偏向巻線に上記トレース
    電圧を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成す
    るトレース・スイッチング手段と、上記線偏向巻線に結
    合され線リトレース期間中偏向リトレース共振回路を形
    成して偏向リトレース・パルス電圧を発生する偏向リト
    レース・キャパシタンスと、上記トレース・スイッチン
    グ手段と、上記線偏向巻線とに結合された変調器インダ
    クタンスと上記変調器インダクタンスに結合されて上記
    線リトレース期間中変調器リトレース共振回路を形成す
    る変調器リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源
    と、上記トレース・スイッチング手段と上記供給電圧電
    源と上記変調器インダクタンスとに結合され線およびフ
    ィールド周波数の信号に応動して上記線トレース期間内
    の上記フィールド周波数信号に応じて変わる可制御時点
    に導通状態と非導通状態との間のスイッチングを行ない
    左右ピンクッション補正された線走査電流を生成する双
    方向変調器スイッチング手段とを具備し、上記双方向変
    調器スイッチング手段が、上記フィールド周波数信号に
    従って上記線トレース期間内の可変期間中上記変調器イ
    ンダクタンスと上記トレース・スイッチング手段との間
    の電流路を中断するものであるような、切換モード左右
    ピンクッション補正回路を有する偏向回路。
  4. 【請求項４】線偏向巻線と、線トレース電圧を発生する
    ためのトレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線お
    よびトレース・キャパシタンスに結合され線周波数で動
    作して線トレース期間中上記線偏向巻線にトレース電圧
    を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成するト
    レース・スイッチと、上記線偏向巻線に結合され線リト
    レース期間中偏向リトレース共振回路を形成して偏向リ
    トレース・パルス電圧を発生する偏向リトレース・キャ
    パシタンスと、上記トレース・スイッチと上記線偏向巻
    線とに結合された変調器インダクタンスと、上記変調器
    インダクタンスの第１端子に結合されて変調器リトレー
    ス共振回路を形成し上記線リトレース期間中上記変調器
    インダクタンス中に変調器リトレース電流を発生させる
    変調器リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源
    と、上記トレース・スイッチと上記供給電圧電源と上記
    変調器インダクタンスとに結合され線周波数信号と変調
    器制御信号とに応動して上記線トレース期間内の上記変
    調器制御信号に応じて変わる可制御時点に導通状態と非
    導通状態との間でスイッチし、上記供給電圧電源を上記
    変調器インダクタンスに接続して、上記変調器インダク
    タンスの第２端子に直接印加されて上記線走査電流を上
    記変調器制御信号に応じて変調する切換モード変調電圧
    を発生する双方向変調器スイッチとを具備し、 上記変調器リトレース共振回路の呈するリトレース共振
    周波数が、上記変調器リトレース・キャパシタンスの容
    量値と上記変調器インダクタンスの上記第１端子と第２
    端子との間のインダクタンス値に応じて上記偏向リトレ
    ース共振回路のリトレース共振周波数に実質的に設定さ
    れる、切換モード変調器回路を有する偏向回路。
  5. 【請求項５】線偏向巻線と、上記線偏向巻線に結合され
    てその中に線走査電流を生成するトレース・スイッチ
    と、上記線偏向巻線に結合されて線リトレース期間中偏
    向リトレース共振回路を形成し偏向リトレース・パルス
    電圧を発生する偏向リトレース・キャパシタンスと、DC
    供給電圧電源と、このDC供給電圧電源に結合された双方
    向変調器スイッチと、上記変調器スイッチと上記線偏向
    巻線とに直接結合された上記変調器スイッチの第１のス
    イッチング状態で上記DC供給電圧を端子に発生する単一
    の変調インダクタと、上記双方向変調器スイッチに結合
    され線周波数信号と変調制御信号とに応動して線走査期
    間内の可制御時点に上記双方向変調器スイッチを第１と
    第２のスイッチング状態の間でスイッチングし、上記変
    調器インダクタ中に変調された双方向性電流を発生して
    同時に上記線走査電流を変調する制御回路とを具備して
    成る切換モード変調器回路を有する偏向回路。
  6. 【請求項６】線偏向巻線と、上記線偏向巻線に結合され
    てその中に線走査電流を生成するトレース・スイッチ
    と、上記線偏向巻線に結合され線リトレース期間中偏向
    リトレース共振回路を形成して偏向リトレース・パルス
    電圧を発生する偏向リトレース・キャパシタンスと、上
    記トレース・スイッチと上記線偏向巻線とに結合された
    変調器インダクタンスと、上記変調器インダクタンスに
    結合されて上記線リトレース期間中変調器リトレース共
    振回路を形成する変調器トレース・キャパシタンスと、
    DC供給電圧電源と、上記DC供給電圧電源と上記変調器イ
    ンダクタンスとに結合され上記変調器スイッチを介して
    上記DC供給電圧電源と上記変調器インダクタンスとの間
    に双方向性電流を発生させる双方向導通性変調器スイッ
    チとを具備して成り、上記変調器スイッチが、線周波数
    信号と変調器制御信号とに応動して線走査期間内で上記
    変調器制御信号に従って変わる可制御時点に導通状態と
    非導通状態の間でスイッチングして上記双方向性電流を
    上記変調器制御信号に従って変調するものである、切換
    モード変調器回路を有する偏向回路。
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