JP2577241B2 - ステッピングモータの微小角駆動回路とその微小角駆動方法 - Google Patents
ステッピングモータの微小角駆動回路とその微小角駆動方法Info
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- JP2577241B2 JP2577241B2 JP63067887A JP6788788A JP2577241B2 JP 2577241 B2 JP2577241 B2 JP 2577241B2 JP 63067887 A JP63067887 A JP 63067887A JP 6788788 A JP6788788 A JP 6788788A JP 2577241 B2 JP2577241 B2 JP 2577241B2
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Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明はステッピングモータの移動角を従来にも増し
て微小に分割して駆動させる事により、その回転運動及
び停止精度を高めたステッピングモータの駆動方式とそ
の駆動回路の改良に関する。
て微小に分割して駆動させる事により、その回転運動及
び停止精度を高めたステッピングモータの駆動方式とそ
の駆動回路の改良に関する。
(従来の技術) ステッピングモータはパルスモータあるいは階動電動
機とも称され、入力パルスに対応してステップ駆動され
るものであり、2相〜多相式のものなど各種のものが実
用に供されている。5相ステッピングモータを例にとっ
てみれば、従来の駆動方式として1パルスで0.72゜又は
0.36゜で駆動されているものであるが、移動角が粗であ
って回転が円滑でないという欠点やドライブ周波数との
間に機械的な共振点があり、この周波数においては駆動
出来ないという現象が生ずるというような欠点があっ
た。そこで、これらステッピングモータに特有な欠点を
克服するためにモータコイル(A)(B)…の電流制御
を行い、合成トルクベクトルの方向を徐々に変化させる
事により、0.72゜を10分割あるいは20分割して1パルス
で0.072゜又は0.036゜等の移動角でステップ駆動させる
駆動方式が望まれていた。この要望に対して、従来は、
第8図に示すように1つのモータコイル(A)(B)…
に対して4個の出力素子(Tr1)(Tr2)(Tr3)(Tr4)
…をブリッジに組み、+Vの電圧をモータコイル(A)
(B)…に与える事により駆動電流をモータコイル
(A)(B)…に流し、このモータコイル(A)(B)
…に流れた駆動電流を相電流検出用センス抵抗(R1)…
でモータコイル(A)(B)…毎に各々検出し、モータ
コイル(A)(B)…毎に出力素子(Tr)を独立してス
イッチング制御し、 と言うようにトルクベクトルを徐々に変化させて微小角
駆動を行う《即ち、5相パルスモータであれば、5つの
モータコイル(A)(B)(C)(D)(E)の駆動電
流を5つのモータコイル制御回路(M1)〜(M5)が各々
電流制御し、各々の出力素子(Tr1)〜(Tr20)を適宜
スイッチング制御して、モータコイル電流をコントロー
ルする。》という方法を採っていた。(第8,9図) (発明が解決使用とする問題点) 処が、この方式では、 各相に4個の出力素子(Tr1)(Tr2)(Tr3)(T
r4)…をブリッジに組み、各相毎に駆動電流を検出して
コントロールしているため、5相ステッピングモータで
はモータコイル制御回路(M)が5個{換言すれば、出
力素子(Tr)が20個、検出回路が5個}必要となって回
路全体が繁雑になり、コストアップの原因となるもので
あり、 +Vの電圧を各相毎に制御しているために最
低でも5個の出力素子(Tr)をスイッチング制御してお
り(換言すれば、4個の出力素子(Tr)で定格電流のス
イッチング制御をなし、残りの1個の出力素子(Tr)で
微小角駆動電流のスイッチング制御をなす。)、その結
果5個の出力素子(Tr)の発熱による電力損失やスイッ
チングノイズが発生すると言う欠点があり、 更に、
+Vの電圧を各相毎にスイッチング制御しているために
モーターコイル(A)(B)…に流れる定格電流と微小
角駆動電流に電流リップルが生じ、その結果、停止時に
停止位置の安定性に欠けるという欠点もある。
機とも称され、入力パルスに対応してステップ駆動され
るものであり、2相〜多相式のものなど各種のものが実
用に供されている。5相ステッピングモータを例にとっ
てみれば、従来の駆動方式として1パルスで0.72゜又は
0.36゜で駆動されているものであるが、移動角が粗であ
って回転が円滑でないという欠点やドライブ周波数との
間に機械的な共振点があり、この周波数においては駆動
出来ないという現象が生ずるというような欠点があっ
た。そこで、これらステッピングモータに特有な欠点を
克服するためにモータコイル(A)(B)…の電流制御
を行い、合成トルクベクトルの方向を徐々に変化させる
事により、0.72゜を10分割あるいは20分割して1パルス
で0.072゜又は0.036゜等の移動角でステップ駆動させる
駆動方式が望まれていた。この要望に対して、従来は、
第8図に示すように1つのモータコイル(A)(B)…
に対して4個の出力素子(Tr1)(Tr2)(Tr3)(Tr4)
…をブリッジに組み、+Vの電圧をモータコイル(A)
(B)…に与える事により駆動電流をモータコイル
(A)(B)…に流し、このモータコイル(A)(B)
…に流れた駆動電流を相電流検出用センス抵抗(R1)…
でモータコイル(A)(B)…毎に各々検出し、モータ
コイル(A)(B)…毎に出力素子(Tr)を独立してス
イッチング制御し、 と言うようにトルクベクトルを徐々に変化させて微小角
駆動を行う《即ち、5相パルスモータであれば、5つの
モータコイル(A)(B)(C)(D)(E)の駆動電
流を5つのモータコイル制御回路(M1)〜(M5)が各々
電流制御し、各々の出力素子(Tr1)〜(Tr20)を適宜
スイッチング制御して、モータコイル電流をコントロー
ルする。》という方法を採っていた。(第8,9図) (発明が解決使用とする問題点) 処が、この方式では、 各相に4個の出力素子(Tr1)(Tr2)(Tr3)(T
r4)…をブリッジに組み、各相毎に駆動電流を検出して
コントロールしているため、5相ステッピングモータで
はモータコイル制御回路(M)が5個{換言すれば、出
力素子(Tr)が20個、検出回路が5個}必要となって回
路全体が繁雑になり、コストアップの原因となるもので
あり、 +Vの電圧を各相毎に制御しているために最
低でも5個の出力素子(Tr)をスイッチング制御してお
り(換言すれば、4個の出力素子(Tr)で定格電流のス
イッチング制御をなし、残りの1個の出力素子(Tr)で
微小角駆動電流のスイッチング制御をなす。)、その結
果5個の出力素子(Tr)の発熱による電力損失やスイッ
チングノイズが発生すると言う欠点があり、 更に、
+Vの電圧を各相毎にスイッチング制御しているために
モーターコイル(A)(B)…に流れる定格電流と微小
角駆動電流に電流リップルが生じ、その結果、停止時に
停止位置の安定性に欠けるという欠点もある。
本発明は、このような従来例の欠点に鑑みてなされた
もので、その目的とする処は、従来例に比べて簡素な回
路構成であるにも拘わらずモータコイルに流れる駆動電
流量を徐々に変化させて駆動ベクトルを合成した合成ベ
クトルの方向を漸次変え、これにより微小角駆動を可能
とし、加えて出力素子の発熱による電力損失やスイッチ
ングノイズの発生をほとんど無くす事が出来、更に、モ
ーターコイルに流れる定格電流と微小角駆動電流に電流
リップルの発生を無くす事が出来て回転の滑らかさの向
上や停止位置の安定性を高める事が出来たステッピング
モータの微小角駆動方式を提供するにある。
もので、その目的とする処は、従来例に比べて簡素な回
路構成であるにも拘わらずモータコイルに流れる駆動電
流量を徐々に変化させて駆動ベクトルを合成した合成ベ
クトルの方向を漸次変え、これにより微小角駆動を可能
とし、加えて出力素子の発熱による電力損失やスイッチ
ングノイズの発生をほとんど無くす事が出来、更に、モ
ーターコイルに流れる定格電流と微小角駆動電流に電流
リップルの発生を無くす事が出来て回転の滑らかさの向
上や停止位置の安定性を高める事が出来たステッピング
モータの微小角駆動方式を提供するにある。
(問題点を解決するための手段) 本発明回路は、上記目的を達成するために、第1項に
記載したように; 5相のモータコイル(A)〜(E)をペンタゴン結線
し、 2個1組の出力素子(Tr1)(Tr2)…を直列接続する
と共に接地(GND)側に接続される出力素子(Tr2)…に
相電流検出用センス抵抗(R1)…を直列接続して5相の
モータコイル制御回路(M1)〜(M5)を形成し、 5相のモータコイル制御回路(M1)〜(M5)を並列接
続してステッピングモータの駆動回路(S)を構成し、 前記出力素子(Tr1)(Tr2)…の接続点とペンタゴン
結線の接続点とをそれぞれ接続し、 電源に接続されて充放電する平滑/駆動コンデンサ
(4)を前記ステッピングモータの駆動回路(S)に並
列接続し、 ステッピングモータの駆動回路(S)と平滑/駆動コ
ンデンサ(4)との接続点より接地側(GND)にて直列
接続され、平滑/駆動コンデンサ(4)に充放電される
総電流を総電流検出用センス抵抗(R6)にて制御し、 総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コンデ
ンサ(4)に充放電される総電流量を制御し、 相電流検出用センス抵抗(R1)〜(R6)にて出力素子
(Tr1)(Tr2)…のスイッチング制御をする事により各
モータコイル(A)〜(E)に流れ、接地側の出力素子
を通る相電流を各々制御する事を特徴とする。
記載したように; 5相のモータコイル(A)〜(E)をペンタゴン結線
し、 2個1組の出力素子(Tr1)(Tr2)…を直列接続する
と共に接地(GND)側に接続される出力素子(Tr2)…に
相電流検出用センス抵抗(R1)…を直列接続して5相の
モータコイル制御回路(M1)〜(M5)を形成し、 5相のモータコイル制御回路(M1)〜(M5)を並列接
続してステッピングモータの駆動回路(S)を構成し、 前記出力素子(Tr1)(Tr2)…の接続点とペンタゴン
結線の接続点とをそれぞれ接続し、 電源に接続されて充放電する平滑/駆動コンデンサ
(4)を前記ステッピングモータの駆動回路(S)に並
列接続し、 ステッピングモータの駆動回路(S)と平滑/駆動コ
ンデンサ(4)との接続点より接地側(GND)にて直列
接続され、平滑/駆動コンデンサ(4)に充放電される
総電流を総電流検出用センス抵抗(R6)にて制御し、 総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コンデ
ンサ(4)に充放電される総電流量を制御し、 相電流検出用センス抵抗(R1)〜(R6)にて出力素子
(Tr1)(Tr2)…のスイッチング制御をする事により各
モータコイル(A)〜(E)に流れ、接地側の出力素子
を通る相電流を各々制御する事を特徴とする。
;と言う技術的手段を採用しており、請求項2では、 第1項のステッピングモータの微小角駆動回路に付い
て、 ペンタゴン結線したモータコイル(A)〜(E)を1
つおきにA,B,C,D,E相とし、 相隣接せる2つの接続点を同極とすると共にこの2つ
の接続点から1つおいて反対側の1つの接続点を反対の
極とし、 出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイッチング作用により
2つの同極と反対の極との間に相電流を流す4相励磁シ
ーケンスにおいて、 第1段階ではE相の両極を(+)極をすると共にAD相
の接続点を(−)極にして(+)極から(−)極に相電
流が流れるようにし、 第2段階ではBE相の接続点を(+)極にし、A相の両
端を(−)極にして(+)極から(−)極に相電流が流
れるようにし、 第1段階から第2段階に移行する過渡時において前記
出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイッチング作用にてA相
に流れる相電流を相電流検出用センス抵抗(R2)にて制
御しつつ漸減させると共にE相を流れる相電流を前記相
電流検出用センス抵抗(R2)にて制御しつつ漸増させて
第2段階への移行を完了し、 続いて第3段階としてB相の両端を(+)極とすると
共にAC相の接続点を(−)極とし、第2段階から第3段
階への移行の過渡時にA相の相電流を相電流検出用セン
ス抵抗(R1)にて制御しつつ漸増させると共にB相の相
電流を前記相電流検出用センス抵抗(R1)にて制御しつ
つ漸減させて第3段階に移行し、 このような相電流の漸増・減を相電流検出用センス抵
抗(R1)〜(R5)にて制御しつつ次々と繰り返し循環さ
せ 且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コ
ンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4相
励磁による微小角駆動を行う。
て、 ペンタゴン結線したモータコイル(A)〜(E)を1
つおきにA,B,C,D,E相とし、 相隣接せる2つの接続点を同極とすると共にこの2つ
の接続点から1つおいて反対側の1つの接続点を反対の
極とし、 出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイッチング作用により
2つの同極と反対の極との間に相電流を流す4相励磁シ
ーケンスにおいて、 第1段階ではE相の両極を(+)極をすると共にAD相
の接続点を(−)極にして(+)極から(−)極に相電
流が流れるようにし、 第2段階ではBE相の接続点を(+)極にし、A相の両
端を(−)極にして(+)極から(−)極に相電流が流
れるようにし、 第1段階から第2段階に移行する過渡時において前記
出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイッチング作用にてA相
に流れる相電流を相電流検出用センス抵抗(R2)にて制
御しつつ漸減させると共にE相を流れる相電流を前記相
電流検出用センス抵抗(R2)にて制御しつつ漸増させて
第2段階への移行を完了し、 続いて第3段階としてB相の両端を(+)極とすると
共にAC相の接続点を(−)極とし、第2段階から第3段
階への移行の過渡時にA相の相電流を相電流検出用セン
ス抵抗(R1)にて制御しつつ漸増させると共にB相の相
電流を前記相電流検出用センス抵抗(R1)にて制御しつ
つ漸減させて第3段階に移行し、 このような相電流の漸増・減を相電流検出用センス抵
抗(R1)〜(R5)にて制御しつつ次々と繰り返し循環さ
せ 且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コ
ンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4相
励磁による微小角駆動を行う。
;という技術的手段を採用しており、請求項3では、 第1項のステッピングモータの微小角駆動回路におい
て、 ペンタゴン結線したモータコイル(A)〜(E)を1
つおきにA,B,C,D,E相とし、 相隣接せる2つの接続点を同極とすると共にこの2つ
の接続点から1つおいて反対側の1つの接続点を反対の
極として両極間に相電流を流して4相励磁を行い、 然る後1つの反対側の極に隣接する1つの極をスイッ
チング作用にて相電流を漸増して行き、前記反対の極と
同じ極にして3相励磁に切り替え、 続いて前記同極の一方の相電流をスイッチング作用に
て相電流を漸減して最終的に前記残りの同極から前記2
つの他の極に相電流が流れるようにして4相励磁に切り
替えて順次4−3相励磁を繰り返すシーケンスであっ
て、 第1段階ではE相の両極を(+)極をすると共にAD相
の接続点を(−)極にして(+)極から(−)極に相電
流が流れる4相励磁を行い、 第2段階ではE相の両端を(+)極にし、A相の両端
を(−)極にして(+)極から(−)極に相電流が流れ
る3相励磁を行うようにし、 4相励磁の第1段階から3相励磁の第2段階に移行す
る過渡時において前記出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイ
ッチング作用にてA相に流れる相電流を相電流検出用セ
ンス抵抗(R2)にて制御しつつ漸減させて第2段階への
移行を完了し、 続いて4相励磁の第3段階としてA相の両端を(−)
極とすると共にBE相の接続点を(+)極とし、3相励磁
の第2段階から4相励磁の第3段階への移行の過渡時に
E相の相電流を相電流検出用センス抵抗(R1)にて制御
しつつ漸増させて第3段階に移行し、 このような相電流の漸増・減を相電流検出用センス抵
抗(R1)〜(R5)にて制御しつつ次々と繰り返し循環さ
せ、 且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コ
ンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4−
3相励磁にて微小角駆動を行う。
て、 ペンタゴン結線したモータコイル(A)〜(E)を1
つおきにA,B,C,D,E相とし、 相隣接せる2つの接続点を同極とすると共にこの2つ
の接続点から1つおいて反対側の1つの接続点を反対の
極として両極間に相電流を流して4相励磁を行い、 然る後1つの反対側の極に隣接する1つの極をスイッ
チング作用にて相電流を漸増して行き、前記反対の極と
同じ極にして3相励磁に切り替え、 続いて前記同極の一方の相電流をスイッチング作用に
て相電流を漸減して最終的に前記残りの同極から前記2
つの他の極に相電流が流れるようにして4相励磁に切り
替えて順次4−3相励磁を繰り返すシーケンスであっ
て、 第1段階ではE相の両極を(+)極をすると共にAD相
の接続点を(−)極にして(+)極から(−)極に相電
流が流れる4相励磁を行い、 第2段階ではE相の両端を(+)極にし、A相の両端
を(−)極にして(+)極から(−)極に相電流が流れ
る3相励磁を行うようにし、 4相励磁の第1段階から3相励磁の第2段階に移行す
る過渡時において前記出力素子(Tr1)(Tr2)…のスイ
ッチング作用にてA相に流れる相電流を相電流検出用セ
ンス抵抗(R2)にて制御しつつ漸減させて第2段階への
移行を完了し、 続いて4相励磁の第3段階としてA相の両端を(−)
極とすると共にBE相の接続点を(+)極とし、3相励磁
の第2段階から4相励磁の第3段階への移行の過渡時に
E相の相電流を相電流検出用センス抵抗(R1)にて制御
しつつ漸増させて第3段階に移行し、 このような相電流の漸増・減を相電流検出用センス抵
抗(R1)〜(R5)にて制御しつつ次々と繰り返し循環さ
せ、 且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コ
ンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4−
3相励磁にて微小角駆動を行う。
;と言う技術的手段を採用している。
(作用) 本発明回路における4相励磁方式では、例えば第1段
階から第2段階に移行する過渡期において、A相を流れ
る相電流を相電流検出用センス抵抗(R2)でセンシング
しつつ漸減させると共にE相を流れる相電流を前記相電
流検出用センス抵抗(R2)でセンシングしつつ漸減さ
せ、且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動
コンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4
相励磁にて微小角駆動を行うものである。
階から第2段階に移行する過渡期において、A相を流れ
る相電流を相電流検出用センス抵抗(R2)でセンシング
しつつ漸減させると共にE相を流れる相電流を前記相電
流検出用センス抵抗(R2)でセンシングしつつ漸減さ
せ、且つ総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動
コンデンサ(4)に充放電される総電流量を制御して4
相励磁にて微小角駆動を行うものである。
4−3相励磁方式も同様で、例えば第1段階から第2
段階に移行する過渡時においてA相に流れる相電流を相
電流検出用センス抵抗(R2)にて制御しつつ漸減させて
第2段階への移行を完了し、続いて3段階への移行の過
渡時にはE相の相電流を相電流検出用センス抵抗(R1)
にて制御しつつ漸増させて第3段階に移行する。この間
総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コンデン
サ(4)に充放電される総電流量を制御して4−3相励
磁にて微小角駆動を行うものである。
段階に移行する過渡時においてA相に流れる相電流を相
電流検出用センス抵抗(R2)にて制御しつつ漸減させて
第2段階への移行を完了し、続いて3段階への移行の過
渡時にはE相の相電流を相電流検出用センス抵抗(R1)
にて制御しつつ漸増させて第3段階に移行する。この間
総電流検出用センス抵抗(R6)にて平滑/駆動コンデン
サ(4)に充放電される総電流量を制御して4−3相励
磁にて微小角駆動を行うものである。
(実 施 例) 以下、添付図面によって本発明にかかる駆動回路を詳
述する。第1図は本発明にかかる駆動回路の一実施例
で、直流電源(図示せず。)の出力をチョッパ制御する
半導体チョッパ(1)と、半導体チョッパ(1)をパル
ス幅変調スイッチング作用によって制御する総電流検出
回路(図示せず)と、フライホイルダイオード(2)、
半導体チョッパ(1)の出力側に直列に挿入されたリア
クトル(3)と、平滑/駆動コンデンサ(4)、ステッ
ピングモータ制御回路(S)及びステッピングモータ制
御回路(S)の出力に直列接続された総電流検出用セン
ス抵抗(R6)などから構成されている。直流電源(図示
せず。)は一般には交流電源を全波整流して得た直流電
源が用いられる。次ぎに、ステッピングモータ制御回路
(S)に付いて説明する。まず、2個の出力素子(T
r1)(Tr2)〜(Tr9)(Tr10)を隣接させて直列接続す
ると共に出力素子(Tr2)(Tr4)(Tr6)(Tr8)(T
r10)の接地側に相電流検出用センス抵抗(R1)〜
(R5)を直列接続して1組のモータコイル制御回路
(M)を構成し、5組みのモータコイル制御回路(M1)
〜(M5)を並列接続してステッピングモータ制御回路
(S)を構成し、次に出力素子(Tr1)(Tr2)〜(T
r9)(Tr10)の接続点とペンタゴン結線方式のモータコ
イル(A)〜(E)の接続点とを接続する。前記ステッ
ピングモータの駆動回路(S)と平滑/駆動コンデンサ
(4)との接続点より接地側(GND)にて駆動回路
(S)に直列接続され、平滑/駆動コンデンサ(4)に
充放電される総電流量を制御する総電流検出用センス抵
抗(R6)は、モータコイル(A)〜(E)に流れた総電
流を検出して常に一定の電流(2io)が流れるようにす
るためのもので、この総電流を一定にコントロールする
事により、駆動電圧(DV)が制御される。一方、相電流
検出用センス抵抗(R1)〜(R5)は各モータコイル
(A)…に流れる相電流を制御して微小角駆動制御を行
うためのものであり、この電圧降下は(+)に対して無
視出来るような小さなインピーダンスのものを用いてい
る。モータコイル(A)〜(E)に電流の流れる方向の
一例はシーケンス図の矢印の通りである。励磁されるモ
ータコイルは1つおきに(A)(B)…となっている。
以上の構成において、本発明回路の駆動方法の概略はま
ず、総電流制御と相電流制御の2つの制御系が同時に行
なわれると言う事である。
述する。第1図は本発明にかかる駆動回路の一実施例
で、直流電源(図示せず。)の出力をチョッパ制御する
半導体チョッパ(1)と、半導体チョッパ(1)をパル
ス幅変調スイッチング作用によって制御する総電流検出
回路(図示せず)と、フライホイルダイオード(2)、
半導体チョッパ(1)の出力側に直列に挿入されたリア
クトル(3)と、平滑/駆動コンデンサ(4)、ステッ
ピングモータ制御回路(S)及びステッピングモータ制
御回路(S)の出力に直列接続された総電流検出用セン
ス抵抗(R6)などから構成されている。直流電源(図示
せず。)は一般には交流電源を全波整流して得た直流電
源が用いられる。次ぎに、ステッピングモータ制御回路
(S)に付いて説明する。まず、2個の出力素子(T
r1)(Tr2)〜(Tr9)(Tr10)を隣接させて直列接続す
ると共に出力素子(Tr2)(Tr4)(Tr6)(Tr8)(T
r10)の接地側に相電流検出用センス抵抗(R1)〜
(R5)を直列接続して1組のモータコイル制御回路
(M)を構成し、5組みのモータコイル制御回路(M1)
〜(M5)を並列接続してステッピングモータ制御回路
(S)を構成し、次に出力素子(Tr1)(Tr2)〜(T
r9)(Tr10)の接続点とペンタゴン結線方式のモータコ
イル(A)〜(E)の接続点とを接続する。前記ステッ
ピングモータの駆動回路(S)と平滑/駆動コンデンサ
(4)との接続点より接地側(GND)にて駆動回路
(S)に直列接続され、平滑/駆動コンデンサ(4)に
充放電される総電流量を制御する総電流検出用センス抵
抗(R6)は、モータコイル(A)〜(E)に流れた総電
流を検出して常に一定の電流(2io)が流れるようにす
るためのもので、この総電流を一定にコントロールする
事により、駆動電圧(DV)が制御される。一方、相電流
検出用センス抵抗(R1)〜(R5)は各モータコイル
(A)…に流れる相電流を制御して微小角駆動制御を行
うためのものであり、この電圧降下は(+)に対して無
視出来るような小さなインピーダンスのものを用いてい
る。モータコイル(A)〜(E)に電流の流れる方向の
一例はシーケンス図の矢印の通りである。励磁されるモ
ータコイルは1つおきに(A)(B)…となっている。
以上の構成において、本発明回路の駆動方法の概略はま
ず、総電流制御と相電流制御の2つの制御系が同時に行
なわれると言う事である。
即ち、平滑/駆動コンデンサ(4)を境にして総電流
検出用センス抵抗(R6)と相電流検出用センス抵抗
(R1)〜(R5)と言う2種類のセンス抵抗が設けてあ
る。総電流検出用センス抵抗(R6)は、総電流が一定に
なるように(+)電圧を制御するものであるが、(+)
電圧制御は半導体チョッパ(1)のスイッチング制御に
より半導体チョッパ(1)とフライホイルダイオード
(2)から供給された電流を平滑/駆動コンデンサ
(4)に蓄えると言う形でなされる。このため、リアク
トル(3)×平滑/駆動コンデンサ(4)の時定数がフ
ィードバックされる総電流検出サイクル(I)が必要で
あり、総電流検出用センス抵抗(R6)と平滑/駆動コン
デンサ(4)とを直列接続する事により、このサイクル
(I)の制御系を構成している。これにより、半導体チ
ョッパ(1)、フライホイルダイオード(2)から平滑
/駆動コンデンサ(4)に供給された電流は平滑/駆動
コンデンサ(4)を通して総電流検出用センス抵抗
(R6)に現れる形となり、常に平滑/駆動コンデンサ
(4)に供給される電流が一定となるように制御出来
る。
検出用センス抵抗(R6)と相電流検出用センス抵抗
(R1)〜(R5)と言う2種類のセンス抵抗が設けてあ
る。総電流検出用センス抵抗(R6)は、総電流が一定に
なるように(+)電圧を制御するものであるが、(+)
電圧制御は半導体チョッパ(1)のスイッチング制御に
より半導体チョッパ(1)とフライホイルダイオード
(2)から供給された電流を平滑/駆動コンデンサ
(4)に蓄えると言う形でなされる。このため、リアク
トル(3)×平滑/駆動コンデンサ(4)の時定数がフ
ィードバックされる総電流検出サイクル(I)が必要で
あり、総電流検出用センス抵抗(R6)と平滑/駆動コン
デンサ(4)とを直列接続する事により、このサイクル
(I)の制御系を構成している。これにより、半導体チ
ョッパ(1)、フライホイルダイオード(2)から平滑
/駆動コンデンサ(4)に供給された電流は平滑/駆動
コンデンサ(4)を通して総電流検出用センス抵抗
(R6)に現れる形となり、常に平滑/駆動コンデンサ
(4)に供給される電流が一定となるように制御出来
る。
一方、相電流検出用センス抵抗(R1)〜(R5)は各シ
ーケンス毎の微小角電流検出用であるが、その制御はDV
電圧(+)をステッピングモータ制御回路(S)内でス
イッチング制御する事により制御されている。このた
め、電流サイクルは(II)の形で行なわれる事になる
が、平滑/駆動コンデンサ(4)の時定数が無関係とな
るようにモータコイル制御回路(M)の出力素子(Tr)
の出力側に直列接続されている。これにより、モータコ
イル(A)〜(E)の相電流を制御した結果が直ぐに相
電流検出用センス抵抗(R1)〜(R5)で検知され、安定
した相電流制御がなされる事になる。
ーケンス毎の微小角電流検出用であるが、その制御はDV
電圧(+)をステッピングモータ制御回路(S)内でス
イッチング制御する事により制御されている。このた
め、電流サイクルは(II)の形で行なわれる事になる
が、平滑/駆動コンデンサ(4)の時定数が無関係とな
るようにモータコイル制御回路(M)の出力素子(Tr)
の出力側に直列接続されている。これにより、モータコ
イル(A)〜(E)の相電流を制御した結果が直ぐに相
電流検出用センス抵抗(R1)〜(R5)で検知され、安定
した相電流制御がなされる事になる。
(1) まず、本発明の第1駆動方法(4相励磁による
微小角駆動方法)を説明する。直流電源の+V電圧をパ
ルス幅変調スイッチング制御して得たDV電圧(+)をパ
ルスモータのモータコイル(A)〜(E)に与え、駆動
電流を流すことによりモータ駆動がなされるのである。
即ち、本回路では、ペンタゴン結線における4相励磁シ
ーケンスを徐々に変化させる事により、ロータのA〜E
の各相に生起したベクトルを合成した合成ベクトルの方
向を徐々に変化させて微小角駆動を行うものである。
微小角駆動方法)を説明する。直流電源の+V電圧をパ
ルス幅変調スイッチング制御して得たDV電圧(+)をパ
ルスモータのモータコイル(A)〜(E)に与え、駆動
電流を流すことによりモータ駆動がなされるのである。
即ち、本回路では、ペンタゴン結線における4相励磁シ
ーケンスを徐々に変化させる事により、ロータのA〜E
の各相に生起したベクトルを合成した合成ベクトルの方
向を徐々に変化させて微小角駆動を行うものである。
ペンタゴン結線における4相励磁シーケンスは、第2
図……の順にモータコイル(A)…が励磁さ
れ、1ステップ=機械角0.72゜でモータ駆動されて行く
ものであるが、、と言う励磁変化を徐々に
行って行く事により、機械角0.072゜、0.036゜等の微小
角駆動を行うものである。の場合を第3図の等価
回路図にて説明する。まず、出力素子(Tr7)(Tr4)と
がオンになり、相B,Eの接続点が(+)に相A,Dの接続点
が(−)に接続されている。第2図は出力素子(T
r9)がオンであり、出力素子(Tr2)がオフであり、第
2図は出力素子(Tr9)がオフ、出力素子(Tr2)がオ
ンの状態の場合である。ここで、各モータコイル(A)
〜(E)の直流インピーダンスは同じである。総電流検
出用センス抵抗(R6)は前述のように総電流量が(2i
o)となるように(+)電圧を制御しているものである
から、第2図の場合は相A,C、B,Dだけに、第2図の
場合は相C,E、相B,Dだけに電流が流れるから各相に流れ
る電流は(io)づつと言う事になる。ここで、相電流検
出用センス抵抗(R1)(R2)の電圧降下は(+)電圧に
対してかなり小さくしてあるので、無視する事が出来
る。次にへの過渡状態に付いて説明する。第2図
の状態から出力素子(Tr9)(Tr2)とを第4図のよう
に交互にオン/オフ制御する。図中斜線部分がオンであ
る。出力素子(Tr9)がオンの時、出力素子(Tr2)はオ
フであるから、A,C相及びB,D相が励磁される。逆に出力
素子(Tr9)がオフの時、出力素子(Tr2)はオンである
から、E,C相及びB,D相が励磁される。このように出力素
子(Tr9)のオン/オフ(このことは出力素子(Tr2)で
は逆にオフ/オンと言う事になる。)制御時の全体のイ
ンピーダンスはいつも2相づつの励磁であるから、各相
のインピーダンスを(R)とすると(2R)と(2R)が並
列接続されてその値は(R)となり、一定のインピーダ
ンス状態にある。(+)電圧は総電流を一定にするよう
に制御されているために全体のインピーダンスが変化し
ない事により(+)電圧も変化しない。ここで、出力素
子(Tr9)のオンデューティを(X)とする。{従っ
て、出力素子(Tr2)のオンデューティは逆に(1−
X)と言う事になる。} この時各相に流れる電流は; B相(i)=D相(i)=(io) [(+)電圧が変化しないため、の状態のままであ
る。] E相(i)=(io)×(1−X) [出力素子(Tr2)がオンの時、励磁されるため。] A相(i)=(io)×(X) [出力素子(Tr9)がオンの時、励磁されるため。] C相(i)=(io)×{(1−X)+X} [出力素子(Tr2)(Tr9)ががオンの時、励磁されるた
め。] よって、各相は次の関係となる。
図……の順にモータコイル(A)…が励磁さ
れ、1ステップ=機械角0.72゜でモータ駆動されて行く
ものであるが、、と言う励磁変化を徐々に
行って行く事により、機械角0.072゜、0.036゜等の微小
角駆動を行うものである。の場合を第3図の等価
回路図にて説明する。まず、出力素子(Tr7)(Tr4)と
がオンになり、相B,Eの接続点が(+)に相A,Dの接続点
が(−)に接続されている。第2図は出力素子(T
r9)がオンであり、出力素子(Tr2)がオフであり、第
2図は出力素子(Tr9)がオフ、出力素子(Tr2)がオ
ンの状態の場合である。ここで、各モータコイル(A)
〜(E)の直流インピーダンスは同じである。総電流検
出用センス抵抗(R6)は前述のように総電流量が(2i
o)となるように(+)電圧を制御しているものである
から、第2図の場合は相A,C、B,Dだけに、第2図の
場合は相C,E、相B,Dだけに電流が流れるから各相に流れ
る電流は(io)づつと言う事になる。ここで、相電流検
出用センス抵抗(R1)(R2)の電圧降下は(+)電圧に
対してかなり小さくしてあるので、無視する事が出来
る。次にへの過渡状態に付いて説明する。第2図
の状態から出力素子(Tr9)(Tr2)とを第4図のよう
に交互にオン/オフ制御する。図中斜線部分がオンであ
る。出力素子(Tr9)がオンの時、出力素子(Tr2)はオ
フであるから、A,C相及びB,D相が励磁される。逆に出力
素子(Tr9)がオフの時、出力素子(Tr2)はオンである
から、E,C相及びB,D相が励磁される。このように出力素
子(Tr9)のオン/オフ(このことは出力素子(Tr2)で
は逆にオフ/オンと言う事になる。)制御時の全体のイ
ンピーダンスはいつも2相づつの励磁であるから、各相
のインピーダンスを(R)とすると(2R)と(2R)が並
列接続されてその値は(R)となり、一定のインピーダ
ンス状態にある。(+)電圧は総電流を一定にするよう
に制御されているために全体のインピーダンスが変化し
ない事により(+)電圧も変化しない。ここで、出力素
子(Tr9)のオンデューティを(X)とする。{従っ
て、出力素子(Tr2)のオンデューティは逆に(1−
X)と言う事になる。} この時各相に流れる電流は; B相(i)=D相(i)=(io) [(+)電圧が変化しないため、の状態のままであ
る。] E相(i)=(io)×(1−X) [出力素子(Tr2)がオンの時、励磁されるため。] A相(i)=(io)×(X) [出力素子(Tr9)がオンの時、励磁されるため。] C相(i)=(io)×{(1−X)+X} [出力素子(Tr2)(Tr9)ががオンの時、励磁されるた
め。] よって、各相は次の関係となる。
B相(i)=C相(i)=D相(i)=(io) A相(i)+E相(i)=(io) ここで、A相の電流量が次第に減じ、逆にE相の電流
量が増加し、最終的にの状態に移行する。
量が増加し、最終的にの状態に移行する。
相電流検出用センス抵抗(R2)に流れる相電流はD相
(i)+A相(i)=(io)+A相(i)で、相電流検
出用センス抵抗(R2)に流れる電流が(2io)の場合が
第2図の状態であり、(io)の場合がの状態であ
る。よって相電流検出用センス抵抗(R2)に流れる電流
を(2io)から(io)まで徐々に変化するように出力素
子(Tr9)(Tr2)のオンデューティを制御して行く事に
より、微小角駆動が可能となる。
(i)+A相(i)=(io)+A相(i)で、相電流検
出用センス抵抗(R2)に流れる電流が(2io)の場合が
第2図の状態であり、(io)の場合がの状態であ
る。よって相電流検出用センス抵抗(R2)に流れる電流
を(2io)から(io)まで徐々に変化するように出力素
子(Tr9)(Tr2)のオンデューティを制御して行く事に
より、微小角駆動が可能となる。
機械角0.072゜の微小角駆動を例に上げる。
相電流検出用センス抵抗(R2)に流れる電流; 2io1.9io1.8io…1.2io1.1ioio A相(i); io0.9io0.8io…0.2io0.1io0 E相(i); 00.1io0.2io…0.8io0.9ioio の変化も前述の場合と同様に行なわれるが、こ
の場合には相(i)+B相(i)=(io)と言う関係
から出力素子(Tr4)(Tr5)がスイッチング制御され
る。電流制御は相電流検出用センス抵抗(R1)に流れる
相電流を(io)(2io)へ変化させる事によってなさ
れる。
の場合には相(i)+B相(i)=(io)と言う関係
から出力素子(Tr4)(Tr5)がスイッチング制御され
る。電流制御は相電流検出用センス抵抗(R1)に流れる
相電流を(io)(2io)へ変化させる事によってなさ
れる。
このように、各シーケンスに従って決められた出力素
子(Tr1)〜(Tr10)をオン/オフ制御して相電流検出
用センス抵抗(R1)〜(R5)に流れる相電流を徐々に変
化させて行くことにより、微小角駆動を行うものであ
る。
子(Tr1)〜(Tr10)をオン/オフ制御して相電流検出
用センス抵抗(R1)〜(R5)に流れる相電流を徐々に変
化させて行くことにより、微小角駆動を行うものであ
る。
以下、第1表に制御される出力素子(Tr1〜Tr10)と
相電流検出センス抵抗(R1〜R5)との関係を示す。
相電流検出センス抵抗(R1〜R5)との関係を示す。
本発明の第1駆動方法によれば第5図の細線(K)に
示す軌跡をたどる事になる。これによればトルクベクト
ルの大きさは…において最大となり、(P)点にお
いて最小となる。(P)点はA〜E相の各ベクトルが1/
2となった処であるが、最大値と比較して95%の大きさ
であるためホールデイングトルクにおいて大きな差は生
じない。
示す軌跡をたどる事になる。これによればトルクベクト
ルの大きさは…において最大となり、(P)点にお
いて最小となる。(P)点はA〜E相の各ベクトルが1/
2となった処であるが、最大値と比較して95%の大きさ
であるためホールデイングトルクにおいて大きな差は生
じない。
(2) 次に、本発明の第2駆動方法に付いて説明す
る。第6図…は3−4相励磁におけるシーケンス図
の一部で、矢印は電流の方向を示す。(A,B,C,D)
(B,C,D)(B,C,D,E)(C,D,E)…という
ようにモータコイル(M1)〜(M5)が順次励磁され、機
械角0.36゜づつ回転する。この、……と言
う励磁変化を徐々に行う事により微小角駆動が行なわれ
るものである。
る。第6図…は3−4相励磁におけるシーケンス図
の一部で、矢印は電流の方向を示す。(A,B,C,D)
(B,C,D)(B,C,D,E)(C,D,E)…という
ようにモータコイル(M1)〜(M5)が順次励磁され、機
械角0.36゜づつ回転する。この、……と言
う励磁変化を徐々に行う事により微小角駆動が行なわれ
るものである。
この説明を簡便にするために第7図(a)〜(c)の
等価回路図に従って説明する。
等価回路図に従って説明する。
今、総電流検出用センス抵抗(R6)に(2io)の電流
が流れるように(+)電圧が制御されているとすると、 第6図では、 B相(i)=D相(i)=C相(i)=A相(i)=
(io) 第6図では、B相(i)=D相(i)=(2/3)io C相(i)=(4/3)ioとなる。
が流れるように(+)電圧が制御されているとすると、 第6図では、 B相(i)=D相(i)=C相(i)=A相(i)=
(io) 第6図では、B相(i)=D相(i)=(2/3)io C相(i)=(4/3)ioとなる。
ここでからへの変化において、出力素子(Tr2)
がオフの状態がで有り、出力素子(Tr2)がオンの状
態がである。従って、の状態から出力素子(Tr2)
を徐々にオンにして行く事により、からへ徐々に変
化して行く事になる。
がオフの状態がで有り、出力素子(Tr2)がオンの状
態がである。従って、の状態から出力素子(Tr2)
を徐々にオンにして行く事により、からへ徐々に変
化して行く事になる。
出力素子(Tr2)が徐々にオンしている時の各相電流
は下記のようになる。
は下記のようになる。
(i1)=(1/3)ix+(2/3)io……B,D相の電流 (i2)=−(1/3)ix+(4/3)io……C相の電流 よって、相電流検出用センス抵抗(R2)には(i1+i
x)の電流が流れるため、この相電流検出用センス抵抗
(R2)を変化させるように出力素子(Tr2)のオンデュ
ーティを制御して行く。
x)の電流が流れるため、この相電流検出用センス抵抗
(R2)を変化させるように出力素子(Tr2)のオンデュ
ーティを制御して行く。
相電流検出用センス抵抗(R2) =(4/3)ix+(2/3)io よって、への変化は(2io)から(2/3)ioとな
る。この電流変化を徐々に行う事により、微小角駆動が
なされる。
る。この電流変化を徐々に行う事により、微小角駆動が
なされる。
への変化も同様で、相電流検出用センス抵抗
(R2)の電流が(2/3)ioから(2io)へ変化するように
出力素子(Tr9)を徐々にオフして行く事により行なわ
れる。
(R2)の電流が(2/3)ioから(2io)へ変化するように
出力素子(Tr9)を徐々にオフして行く事により行なわ
れる。
(効果) 叙上のように本発明回路は、従来例と比べて モータコイルを励磁するための出力素子が1/2です
み、材料費は勿論、組立費用など労務費も削減出来、大
幅なコストダウンを行う事が出来ると言う利点があり、 又、作動するセンス抵抗が総電流検出用センス抵抗
と1つの微小角駆動用の相電流検出用センス抵抗の2つ
で済む。処で、各モータコイルに流れる相電流は、総電
流検出用センス抵抗による総電流制御回路にて安定に制
御されたDV電圧にて流される事になるが、微小角駆動の
ための電圧制御がなされた相のみにリップルがわずかに
生ずるものであり、その結果、リップル発生量は、全相
にわたってリップルが発生する従来例の2/5又は1/5にな
り、その結果ステッピングモーターの振動が少なく且つ
停止位置が安定するという利点がある。
み、材料費は勿論、組立費用など労務費も削減出来、大
幅なコストダウンを行う事が出来ると言う利点があり、 又、作動するセンス抵抗が総電流検出用センス抵抗
と1つの微小角駆動用の相電流検出用センス抵抗の2つ
で済む。処で、各モータコイルに流れる相電流は、総電
流検出用センス抵抗による総電流制御回路にて安定に制
御されたDV電圧にて流される事になるが、微小角駆動の
ための電圧制御がなされた相のみにリップルがわずかに
生ずるものであり、その結果、リップル発生量は、全相
にわたってリップルが発生する従来例の2/5又は1/5にな
り、その結果ステッピングモーターの振動が少なく且つ
停止位置が安定するという利点がある。
スイッチング制御される素子が回路全体で半導体チ
ョッパと微小角駆動を行っている出力素子の計2又は3
個しかないため5個の出力素子を作動させねばならない
従来回路に比べて熱損失が少なく、又スイッチングノイ
ズも少ないという利点もある。
ョッパと微小角駆動を行っている出力素子の計2又は3
個しかないため5個の出力素子を作動させねばならない
従来回路に比べて熱損失が少なく、又スイッチングノイ
ズも少ないという利点もある。
第1図…本発明の回路結線図 第2図…本発明回路における4相励磁パターンシーケン
ス図 第3図…第2図の等価回路図 第4図…本発明の4相励磁における出力素子のスイッチ
ング状態を示すタイミングチャート 第5図…本発明におけるトルクベクトル図 第6図…本発明回路における3−4相励磁パターンシー
ケンス図 第7図(a)〜(c)…第6図からへ移行する過渡
状態を示す等価回路図、 第8図…従来例の駆動回路結線図 第9図…従来例のトルクベクトル図 (M)……モータコイル制御回路、 (S)……ステッピングモータ制御回路、 (A)〜(E)……モータコイル、 (R)……センス抵抗、(Tr)……出力素子、 (K)……軌跡、(1)……半導体チョッパ、 (2)……フライホイルダイオード、 (3)……リアクトル、(4)……平滑/駆動コンデン
サ。
ス図 第3図…第2図の等価回路図 第4図…本発明の4相励磁における出力素子のスイッチ
ング状態を示すタイミングチャート 第5図…本発明におけるトルクベクトル図 第6図…本発明回路における3−4相励磁パターンシー
ケンス図 第7図(a)〜(c)…第6図からへ移行する過渡
状態を示す等価回路図、 第8図…従来例の駆動回路結線図 第9図…従来例のトルクベクトル図 (M)……モータコイル制御回路、 (S)……ステッピングモータ制御回路、 (A)〜(E)……モータコイル、 (R)……センス抵抗、(Tr)……出力素子、 (K)……軌跡、(1)……半導体チョッパ、 (2)……フライホイルダイオード、 (3)……リアクトル、(4)……平滑/駆動コンデン
サ。
Claims (3)
- 【請求項1】5相のモータコイルをペンタゴン結線し、
2個1組の出力素子を直列接続すると共に接地側に接続
される出力素子に相電流検出用センス抵抗を直列接続し
て5相のモータコイル制御回路を形成し、5相のモータ
コイル制御回路を並列接続してステッピングモータの駆
動回路を構成し、前記出力素子の接続点とペンタゴン結
線の接続点とをそれぞれ接続し、電源に接続されて充放
電する平滑/駆動コンデンサを前記ステッピングモータ
の駆動回路に並列接続すると共にステッピングモータの
駆動回路の出力側と平滑/駆動コンデンサとの接続点よ
り接地側にて駆動回路に直列接続され、前記平滑/駆動
コンデンサに充放電される総電流量を総電流検出用セン
ス抵抗にて制御し、且つ相電流検出用センス抵抗にて出
力素子のスイッチング制御をする事により各モータコイ
ルに流れ、接地側の出力素子を通る相電流を各々制御す
る事を特徴とするステッピングモータの微小角駆動回
路。 - 【請求項2】第1項のステッピングモータの微小角駆動
回路に付いて、ペンタゴン結線したモータコイルを1つ
おきにA,B,C,D,E相とし、相隣接せる2つの接続点を同
極とすると共にこの2つの接続点から1つおいて反対側
の1つの接続点を反対の極とし、出力素子のスイッチン
グ作用により2つの同極と反対の極との間に相電流を流
す4相励磁シーケンスにおいて、第1段階ではE相の両
極を(+)極をすると共にAD相の接続点を(−)極にし
て(+)極から(−)極に相電流が流れるようにし、第
2段階ではBE相の接続点を(+)極にし、A相の両端を
(−)極にして(+)極から(−)極に相電流が流れる
ようにし、第1段階から第2段階に移行する過渡時にお
いて前記出力素子のスイッチング作用にてA相に流れる
相電流を相電流検出用センス抵抗にて制御しつつ漸減さ
せると共にE相を流れる相電流を前記相電流検出用セン
ス抵抗にて制御しつつ漸増させて第2段階への移行を完
了し、続いて第3段階としてB相の両端を(+)極とす
ると共にAC相の接続点を(−)極とし、第2段階から第
3段階への移行の過渡時にA相の相電流を相電流検出用
センス抵抗にて制御しつつ漸増させると共にB相の相電
流を前記相電流検出用センス抵抗にて制御しつつ漸減さ
せて第3段階に移行し、このような相電流の漸増・減を
相電流検出用センス抵抗にて制御しつつ次々と繰り返し
循環させ且つ総電流検出用センス抵抗にて平滑/駆動コ
ンデンサに充放電される総電流量を制御して4相励磁に
よる微小角駆動を行う事を特徴とするステッピングモー
タの微小角駆動方法。 - 【請求項3】第1項のステッピングモータの微小角駆動
回路において、ペンタゴン結線したモータコイルを1つ
おきにA,B,C,D,E相とし、相隣接せる2つの接続点を同
極とすると共にこの2つの接続点から1つおいて反対側
の1つの接続点を反対の極として両極間に相電流を流し
て4相励磁を行い、然る後1つの反対側の極に隣接する
1つの極をスイッチング作用にて相電流を漸増して行
き、前記反対の極と同じ極にして3相励磁に切り替え、
続いて前記同極の一方の相電流をスイッチング作用にて
相電流を漸減して最終的に前記残りの同極から前記2つ
の他の極に相電流が流れるようにして4相励磁に切り替
えて順次4−3相励磁を繰り返すシーケンスであって、
第1段階ではE相の両極を(+)極をすると共にAD相の
接続点を(−)極にして(+)極から(−)極に相電流
が流れ4相励磁を行い、第2段階ではE相の両端を
(+)極にし、A相の両端を(−)極にして(+)極か
ら(−)極に相電流が流れる3相励磁を行うようにし、
4相励磁の第1段階から3相励磁の第2段階に移行する
過渡時において前記出力素子のスイッチング作用にてA
相に流れる相電流を相電流検出用センス抵抗にて制御し
つつ漸減させて第2段階への移行を完了し、続いて4相
励磁の第3段階としてA相の両端を(−)極とすると共
にBE相の接続点を(+)極とし、3相励磁の第2段階か
ら4相励磁の第3段階への移行の過渡時にE相の相電流
を相電流検出用センス抵抗にて制御しつつ漸増させて第
3段階に移行し、このような相電流の漸増・減を相電流
検出用センス抵抗にて制御しつつ次々と繰り返し循環さ
せ且つ総電流検出用センス抵抗にて平滑/駆動コンデン
サに充放電される総電流量を制御して4−3相励磁にて
微小角駆動を行う事を特徴とするステッピングモータの
微小角駆動方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63067887A JP2577241B2 (ja) | 1988-03-22 | 1988-03-22 | ステッピングモータの微小角駆動回路とその微小角駆動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63067887A JP2577241B2 (ja) | 1988-03-22 | 1988-03-22 | ステッピングモータの微小角駆動回路とその微小角駆動方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH01243887A JPH01243887A (ja) | 1989-09-28 |
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Family
ID=13357854
Family Applications (1)
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JPH06106039B2 (ja) * | 1985-02-06 | 1994-12-21 | 株式会社メレック | 5相パルスモ−タのペンタゴン結線の4−5相駆動方式 |
JPS61231898A (ja) * | 1985-04-08 | 1986-10-16 | Nippon Parusumootaa Kk | 5相ステツピングモ−タのペンタゴンチヨツパ駆動方法 |
JPS62178161A (ja) * | 1986-01-29 | 1987-08-05 | Meretsuku:Kk | スイッチング制御回路における電力制御方法 |
JP2542202B2 (ja) * | 1986-11-24 | 1996-10-09 | 株式会社 メレツク | ステッピングモ―タの微小角駆動方法とその装置 |
JPH07108118A (ja) * | 1993-10-12 | 1995-04-25 | Naisu Tec:Kk | ケイ酸カルシウムからなる瀘過助剤とその瀘過方法 |
-
1988
- 1988-03-22 JP JP63067887A patent/JP2577241B2/ja not_active Expired - Lifetime
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