JP2522567Y2 - 負帰還演算増幅器の位相補償回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、負荷が抵抗性であるか容量性であるかによ
らず安定した動作を行うことができると共に、信号帯域
幅の確保、すなわち広帯域化を実現する負帰還演算増幅
器の位相補償回路に関する。

〔従来の技術〕

第６図は、全帰還で安定な動作を行う演算増幅器の反
転増幅回路を示す図である。

同図において、演算増幅器Ａ（ゲインＡ（ｓ））に接
続された負荷Z_Lが抵抗性負荷（R_L）であれば、Ａは安定
に動作する。

ところが、Z_Lが容量性負荷（C_L）であるときは、演算
増幅器Ａの出力抵抗r_oとZ_L（＝C_L）とにより新たな極が
発生し、その極がＡ（ｓ）の帯域幅内に落ちてくると位
相余裕がとれず発振してしまう。

なお、第６図の増幅回路の復帰率βは、 であり、容量性負荷Z_L（＝C_L）の場合のゲインＡ′
（ｓ）は、 で表される。

第７図は、第６図の回路のボード線図であり、Z_Lが抵
抗性である場合および容量性である場合についてのゲイ
ンＡ（ω）およびＡ′（ω）を表している。第７図にお
いて、Z_Lが容量性である場合には、新たな極P_nが発生
し、動作が不安定となる（同図の点線参照）。

上記の不安定を解消するために、従来、第８図に示す
ように、Ａの出力側に抵抗R_oを設け、ＡをZ_Lから分離す
ると共に、コンデンサC_fによりマイナーループを構成す
ることで、Z_L（容量性負荷C_L）に対する安定性を確保し
ている。

ここで、Ａの出力端子電圧をv_fとし、負荷Z_Lの入力端
子電圧をv_oとすると、 ただし、 である。

第９図は、第８図の回路のボード線図である。

ここで、安定性を決めている周波数は、演算増幅器Ａ
（ω）の0dB周波数ω_Tである。

この場合の位相補償方法の特徴は、信号帯域幅をC_fR_f
のファクターにより制限する代償として安定性を得てい
るところにある。

第10図は、全帰還で不安定な動作を行う反転増幅回路
を示す図である。

ある帰還率β_o以上であると、動作が不安定となる演
算増幅器に対して、|1−1/β｜以下の反転利得が欲しい
場合、よく行う手段として同図に示す方法が知られてい
る。

反転利得はR_f/R_iであるが、演算増幅器Ａからみた高
域での帰還率は、 となる。

これは、臨界的な帰還率 より小さく、演算増幅器Ａに対して安定な帰還がかかる
ことになる。なお、C_cは低域のループゲイン低下を防止
する為に挿入されている。

上記のR_c，C_cによる位相補償方法は、負荷Z_Lに対する
安定性確保の手段としても使用できる。

このときの反転利得と帰還率との関係は、特に規定し
ないが、第11図のボード線図に示すように、容量性負荷
C_Lと演算増幅器Ａ自身の出力抵抗r_oとが作る極よりもあ
る程度低い周波数で、Ａ（ω）と1/β（ω）をクロスさ
せるようにR_cとC_cとを選択する。

さらに、位相余裕を改善したい場合は、第８図の場合
と同様に、（R_oおよび）C_fを挿入するが、この場合はω
_T付近でのC_fによる進相効果を利用しているものであ
り、第８図に示す場合とは趣を異にする。

なお、第８図に示した回路においても、容量性のZ
_L（＝C_L）とR_oとが作る極が、第９図に示すω_T′よりも
ある程度高ければ、ω_T′付近でC_fによる進相効果によ
り安定に動作させることができ（ω_T′≒１C_fR_f）、信
号帯域幅を損なわずにぎりぎりの調整をすることは可能
である。

〔考案が解決しようとする課題〕

しかし、第６図〜第９図により説明した方法だと、Z_L
が大きな容量性負荷C_Lだとしても（すなわち、1/R_oL_L＜
ω_T′）、信号帯域幅が制限されるものの、発振しない
系にすることができる反面、以下のような不都合があ
る。

（１） Z_Lが抵抗性負荷R_L（R_L＝∝を含む）の場合で
も、信号帯域幅は1/C_fR_fで限定され、帯域幅が狭くなっ
てしまう。

（２） 安定性を決めているポイントが0dB周波数ω_Tで
あり、全帰還で安定な演算増幅器にしか適用することが
できない。

また、第10図、第11図により説明した方法において
も、以下の問題がある。

（１） 安定性を決めているポイントω_Tに、C_rによっ
て発生する極が近づいてくると不安定になる可能性があ
る。

（２） 低域ループゲインは確保できても、C_cとR_cによ
るブースト効果により、第11図に示すように高域ループ
テインLGは極端に小さくなり（第９図のLG参照）、帰還
率一定の場合に比べて高帯域における負帰還によるメリ
ットが生じない。

本考案は、上記のような問題点を解決するために提案
されたものであって、 （１） 容量性負荷に対する位相補償が、抵抗性負荷に
対する信号帯域幅を制限することにならず、 （２） 演算増幅器から全帰還で安定であるか、不安定
であるかによらず適用でき、 （３） 高域のループゲインをむやみに落とすことな
く、低域から高域にわたって、負帰還のメリットを出す
（あるいは負帰還をかける）、 負帰還演算増幅器の位相補償回路を提供することを目的
とする。

〔課題を解決するための手段〕

本考案は上記目的を達成するために、出力端子に容量
性負荷分離用の出力側抵抗（R_o）の一端が接続され、該
容量性負荷分離用抵抗（R_o）の他端と入力端子との間に
帰還抵抗（R_f）が、該容量性負荷分離用抵抗（R_o）の一
端と入力端子との間に帰還コンデンサ（C_f）がそれぞれ
接続され、入力端子に入力側抵抗（R_i）と位相補償コン
デンサ（C_i）との並列回路が接続されてなる負帰還演算
増幅器の位相補償回路であって、 入力側抵抗（R_i）の抵抗値と位相補償コンデンサ
（C_i）の静電容量値との積が、帰還抵抗（R_f）の抵抗値
と帰還コンデンサ（C_f）の静電容量値との積にほぼ一致
するようにしてなることを特徴とする。

〔作用〕

本考案では、入力側抵抗R_iに位相補償コンデンサC_iを
並列接続し、前記入力側抵抗R_iと位相補償コンデンサC_i
との積が、帰還抵抗R_fと帰還コンデンサC_fとの積に概ね
一致している。

低周波域においては、位相補償コンデンサC_iと帰還コ
ンデンサC_fの影響は無視される（後述する第３図参
照）。

すなわち、帰還率βは、演算増幅器の先端に接続され
た抵抗R_oの負荷側電圧と増幅器側電圧との比β_Lと取り
込んだ形となり、伝達関数は、 で表される。

高周波域においては、負荷による影響は帰還ルーブの
外側に出ることになり、全体の伝達関数は で定義される（後述する第４図参照）。

中波域においては、R_f，R_iによる帰還から、C_f，C_iに
よる帰還に遷移する。

特に、負荷が抵抗性である場合、前記抵抗R_oに比して
負荷抵抗の値が小さいときには、帰還率βは一定となる
ので、ループ・ゲインを最大にすることができる。

〔実施例〕

本考案の位相補償回路の一実施例を、まず、負帰還反
転増幅器を例にとり説明する。

第１図の回路では、演算増幅器Ａの出力端子と反転入
力端子との間に帰還コンデンサC_fが接続されている。ま
た、帰還抵抗R_fは演算増幅器Ａ（ゲインＡ（ｓ））の出
力端子に接続された抵抗R_oを介して反転入力端子に接続
されている。

また、演算増幅器Ａの入力側抵抗R_iに位相補償コンデ
ンサC_iが並列接続されている。

そして、C_iR_i＝C_fR_fとなるように各素子の値が設定さ
れている。

なお、上式は等式で示されているが、両辺は厳密に等
しくなくても、近似的に等しければ本考案の効果である
位相補償を十分に達成することができる。

いま、Ａの出力端子の電圧をv_f、R_oの負荷Z_L側の電圧
をv_oとすると、 但し、 である。

ω＜β_L／C_fR_fの場合には、第１図の回路は第３図
に示す回路に近似される。

同図あるいは上記（２）式から、この場合の（すなわ
ち低減での）帰還率βは、負荷の影響β_Lを取り込んだ
形、 で表され、全体の伝達関数v_o／v_iは、 で定義される。

β_L／C_fR_f≦ω≦1/（C_i＋C_f）（R_i‖R_f）の場合
（すなわち中域）にはR_f，R_iによる帰還からC_f，C_iによ
る帰還に遷移する。

1/（C_i＋C_f）（R_i‖R_f）＜ωの場合には、第１図の
回路は第４図に示す回路に近似される。

同図からわかるように、この場合（すなわち高域の場
合）においては、負荷の影響β_Lは、帰還率の外に出
る。そして、同図あるいは上記（２）式から、この場合
の（すなわち高域での）帰還率βは、 で表され、全体の伝達関数v_o／v_iは、 で定義される。

さて、上述したように、本実施例ではC_iR_i＝C_fR_fとな
るように各素子の値を設定している。

この結果、Z_Lが抵抗性負荷R_Lであり、R_o≪R_Lつまりβ
_L≒１のときは、 となり、全帯域において、一定の帰還率で帰還され、低
域，高域を問わず伝達関数v_o／v_iは、 で表され、C_i，C_fによって帯域制限はなされない（第２
図一点鎖線参照）。

次に、Z_Lが容量性負荷C_Lである場合には、以下のよう
に考案される。

まず、演算増幅器Ａの位相余裕が90degであるうちにR
_i，R_fによる帰還から、C_i，C_fによる帰還に遷移するこ
とができるように（このときの遷移領域を第２図のγで
示す）、C_fR_f（＝C_iR_iの値を選択する。

ところで、C_LとR_oの極による位相遅れは、無限大周波
数で90degに達する（すなわち常に、該位相遅れは90deg
未満）である。

このため、仮にC_Lが大きい（C_LR_o≧C_fR_f）の場合にC_L
とR_oによる極がR_i，R_fによって帰還される周波数域まで
落ちてきたとしても、位相余裕は、0deg以下になること
はない。

C_LとR_oの極が、上記以外の場合はβ_Lが帰還ループの
外に出て行くことによる進相効果の領域と、完全に帰還
ループの外に出てしまう領域であるから、この周波数領
域に、C_Lによる極が落ちてきても不安定とはならない。

本考案では、基本的に安定性を決めているポイント
は、1/β＝（C_i＋C_f）／C_fとＡ（ω）との交点である
（第２図のω_T参照）。

この交点P_nの0dB周波数より低い周波数になるから、
全帰還で不安定な演算増幅器にも適用できる。

また、 とすることにより、第10図で説明した補償回路の基本的
な動作もカバーできる。

上述のように、C_iR_i＝C_fR_fの関係を概ね充足していれ
ば、例えば、Z_Lが規定抵抗性負荷以上であれば、ほぼ同
一の帰還汁βを達成でき、 という演算増幅器のゲインを最大限に生かせる、すなわ
ちループゲインを最大にできる構成とすることができ
る。

以上、反転演算増幅器について説明したが、本考案
は、例えば第５図に示すような非反転演算増幅器にも適
用できる。

〔考案の効果〕

以上述べたように、本考案によれば、以下の効果を奏
することができる。

（１） 定格抵抗負荷以上の抵抗性負荷であれば、信号
帯域幅を損なうことなく、容量性負荷に対する補償が可
能となり信号帯域が拡大できる。

（２） 高域の帰還率が、C_i，C₁で一義的に決められる
ので、全帰還で安定／不安定にかかわらず使用できる。

（３） C_iR_i＝C_fR_fとなるように選んだ場合は、帰還率
βを一定にすることができ、 反転時伝達関数 ： １−1/β 非反転時伝達関数:1/β となり、ループ・ゲインのむだ使いをせずに補償ができ
る。

（４） 全帰還で不安定の演算増幅器の場合でも適用で
き、演算増幅器自身の特性を最大限に引き出すことがで
きるので、演算増幅器自身の選択の幅又は設計の自由度
が上り、より広帯域化が可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の位相補償回路の一実施例を示す図であ
る。 第２図は第１図の回路のボード線図である。 第３図は第１図の回路の低周波域における等価回路であ
る。 第４図は第１図の回路の高周波域における等価回路であ
る。 第５図は本考案を非反転増幅器として使用した場合の位
相補償回路を示す図である。 第６図は従来の反転増幅器を示す回路図である。 第７図は第６図の回路のボード線図である。 第８図は第６図の回路に位相補償を施した従来の全帰還
で安定な増幅器の回路図である。 第９図は第８図の回路のボード線図である。 第10図は第６図の回路に位相補償を施した従来の全帰還
で不安定な増幅器の回路図である。 第11図は第10図の回路のボード線図である。 Ａ……演算増幅器 R_i……入力側抵抗 R_f……帰還抵抗 R_o……出力側抵抗 C_f……帰還コンデンサ C_i……位相補償コンデンサ

Claims (1)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】出力端子に容量性負荷分離用の出力側抵抗
   （R_o）の一端が接続され、 該容量性負荷分離用抵抗（R_o）の他端と入力端子との間
   に帰還抵抗（R_f）が、 該容量性負荷分離用抵抗（R_o）の一端と入力端子との間
   に帰還コンデンサ（C_f）が、 それぞれ接続され、 入力端子に、入力側抵抗（R_i）と位相補償コンデンサ
   （C_i）との並列回路が接続され、 てなる負帰還演算増幅器の位相補償回路であって、 入力側抵抗（R_i）の抵抗値と位相補償コンデンサ（C_i）
   の静電容量値との積が、帰還抵抗（R_f）の抵抗値と帰還
   コンデンサ（C_f）の静電容量値との積にほぼ一致するよ
   うにしてなることを特徴とする負帰還演算増幅器の位相
   補償回路。