JP2021143934A - チャージアンプ、力センサー及びロボット - Google Patents

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Abstract

【課題】積分回路のドリフトによる影響を低減できるチャージアンプを提供する。【解決手段】チャージアンプは、電荷信号が伝搬される入力ラインと、入力ラインに接続される入力端子と電圧信号を出力する出力端子とを有する積分回路と、入力端子及び出力端子の間を閉じることにより電圧信号をリセットするリセットスイッチと、入力ラインの電位と異なる第1電位を有する第1ノードから入力ラインまでの間に、順に直列接続された第1抵抗回路及び第1スイッチを有するリーク電流補正回路と、電圧信号に基づいて、積分回路に流れるリーク電流の少なくとも一部を相殺するように第1スイッチを制御する制御回路とを備える。【選択図】図5

Description

本発明は、チャージアンプ、力センサー及びロボットに関する。
従来、特許文献1に示すように、入力ラインに逆バイアスでダイオードを設けることで、電界効果トランジスター(FET)及びコンデンサーに生じる漏れ電流を、ダイオードの漏れ電流で相殺するチャージアンプが知られている。
特開平11−148878号公報
特許文献1において、FETの漏れ電流は、FETのソース・ドレイン間の電位差で変化する。したがって、積分回路の入出力信号の変化によりFETの漏れ電流が変化し、出力信号特性に影響を与える可能性がある。
一態様は、電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、前記電荷信号が伝搬される入力ラインと、前記入力ラインに接続される入力端子と前記電圧信号を出力する出力端子とを有する積分回路と、前記入力端子及び前記出力端子の間を閉じることにより前記電圧信号をリセットするリセットスイッチと、前記入力ラインの電位と異なる第1電位を有する第1ノードから前記入力ラインまでの間に、順に直列接続された第1抵抗回路及び第1スイッチを有するリーク電流補正回路と、前記電圧信号に基づいて、前記積分回路に流れるリーク電流の少なくとも一部を相殺するように前記第1スイッチを制御する制御回路と、を備えるチャージアンプである。
他の一態様は、前記チャージアンプと、外力を検出し、前記外力に応じた前記電荷信号を出力する力検出素子とを備える力センサーである。
他の一態様は、前記力センサーを備えるロボットである。
第1実施形態の力センサーの構成を示す平面図。 図1に示す力センサーのA−A線における断面図。 図1及び図2に示す力センサーが備える力検出モジュールの断面図。 図1及び図2に示す力センサーが備える力検出素子の平面図。 Q−V変換回路の構成の一例を示すブロック図。 記憶回路に書き込む制御値を決定するための手順を示すフローチャート。 第1実施形態の変形例のQ−V変換回路の構成の一例を示すブロック図。 第1実施形態の他の変形例のQ−V変換回路の構成の一例を示すブロック図。 第2実施形態のQ−V変換回路の構成の一例を示すブロック図。 第3実施形態の力センサーの構成を示す平面図。 図10に示す力センサーのA−A線における断面図。 Q−V変換回路の構成の一例を示すブロック図。 リーク電流補正回路の温度特性を示すグラフ。 ロボットの一例を示す斜視図。
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて説明する。用いる図面は説明の便宜上のものである。なお、以下に説明する実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。なお、本実施形態では、電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ(Q−V変換回路)を備えた力センサー、及び当該力センサーを備えたロボットを例に説明を行う。
1.力センサー
1.1 第1実施形態
[力センサーの構成]
まず、図1〜図4を用いて第1実施形態における力センサー1の構成について説明する。図1は、第1実施形態の力センサー1の構成を示す平面図である。図2は、図1に示す力センサー1のA−A線における断面図である。図3は、図1及び図2に示す力センサー1が備える力検出モジュール41の断面図である。図4は、図1及び図2に示す力センサー1が備える力検出素子5の平面図である。なお、図1、図3、及び図4のそれぞれには、互いに直交する3つの軸としてx軸、y軸、及びz軸を図示している。そして、以下の説明において、各軸に示す矢印の先端側を「+」、基端側を「−」と称する場合がある。また、x軸に平行な方向を「x軸方向」、y軸に平行な方向を「y軸方向」、z軸に平行な方向を「z軸方向」と称する場合がある。さらに、+z軸方向側を「上」、−z軸方向側を「下」と称し、z軸方向から見たものを「平面視」と称する場合がある。
図1に示す力センサー1は、加えられた外力に対応する6軸成分の信号を出力する6軸力覚センサーである。ここで、6軸成分とは、x軸、y軸、及びz軸の3軸方向における並進力成分と、x軸、y軸、及びz軸の3軸の軸まわりの回転力成分と、を含む。
図2に示すように、力センサー1は、第1基部2、第1基部2に対して間隔をあけて位置する第2基部3、第1基部2と第2基部3との間に設けられているセンサーデバイス4、アナログ回路基板7、デジタル回路基板8、及び第1基部2と第2基部3とを互いに固定している与圧ボルト6を備えている。なお、以下の説明において、力センサー1は、4つのセンサーデバイス4と、4つの与圧ボルト6とを備えるとして説明を行うが、力センサー1が備えるセンサーデバイス4、及び与圧ボルト6の数は4つに限られるものではない。
このような力センサー1では、加えられた外力を各センサーデバイス4が検出し、検出した外力に応じた信号をアナログ回路基板7及びデジタル回路基板8で処理することにより、力センサー1に加えられた外力に対応する6軸成分の信号を出力する。
第1基部2は、平面視における外形が円形の略板状の部材である。なお、第1基部2の外形は、円形に限らず、四角形、五角形等の多角形、楕円形等であってもよい。図1及び図2に示すように、第1基部2の第2基部3側の面には、軸線z1から離れた位置に複数の凸部21が設けられている。複数の凸部21は、軸線z1を中心とする同一円周上に沿って互いに等間隔に並んで位置している。また、各凸部21の端面である頂面211は、平面視における外形が四角形の平面である。なお、頂面211の形状は、四角形に限定されず、例えば、五角形、六角形等の多角形、円形、楕円形等であってもよい。また、第1基部2には、軸線z1から離れた位置に、与圧ボルト6に螺合している複数の雌ネジ22が設けられている。この複数の雌ネジ22は、軸線z1を中心とする同一円周上に沿って互いに等間隔に並んで位置している。
このような第1基部2の構成材料としては、例えば、ステンレス等の金属材料や、セラミックス等が用いられる。なお、図2では、凸部21は、第1基部2と一体に形成されているが、凸部21は、第1基部2と別部材で形成されていてもよい。この場合、凸部21と第1基部2とは、互いに同じ材料で構成されてもよく、異なる材料で構成されてもよい。
第2基部3は、平面視における外形が円形の略板状の部材である。なお、第2基部3の外形は、円形に限らず、四角形、五角形等の多角形、楕円形等であってもよい。第2基部3には、前述した第1基部2の複数の雌ネジ22に対応し、軸線z1から離れた位置に、与圧ボルト6が挿通している複数の貫通孔32が設けられている。各貫通孔32の上部には、与圧ボルト6の頭部61と係合している段差部が形成されている。
このような第2基部3の構成材料としては、前述した第1基部2と同様に、例えば、ステンレス等の金属材料や、セラミックス等が用いられる。なお、第2基部3は、第1基部2と同じ材料で構成されてもよく、また、異なる材料で構成されてもよい。
図2に示すように、4つのセンサーデバイス4のそれぞれは、力検出モジュール41と、力検出モジュール41を収納するパッケージ42と、を有する。
パッケージ42は、力検出モジュール41が設置されている設置面423を底面とする凹部を有する基部421と、基部421に接合されている蓋体422と、を有し、基部421の凹部が蓋体422により封止されている。これによりパッケージ42は、力検出モジュール41を保護する。
基部421は、前述した第1基部2の凸部21の頂面211に設けられている。また、基部421の下面には、アナログ回路基板7と電気的に接続されている複数の端子43が設けられている。複数の端子43は、基部421を貫通する不図示の貫通電極を介して力検出モジュール41と電気的に接続されている。このような基部421の構成材料としては、例えば、セラミックス等の絶縁性材料等が用いられる。
また、蓋体422は、蓋体422の基部421側の面が力検出モジュール41と接触し、基部421とは反対側の面が第2基部3と接触している略板状の部材である。このような蓋体422の構成材料としては、例えば、ステンレス鋼等の各種の金属材料等が用いられる。なお、基部421と蓋体422とは、互いに同じ材料で構成されてもよく、また、異なる材料で構成されてもよい。なお、図1に示すように力検出モジュール41、及びパッケージ42の平面視における形状は、四角形として例示しているが、力検出モジュール41、及びパッケージ42の平面視における形状は、例えば、五角形、六角形等の他の多角形、円形、楕円形等であってもよい。
力検出モジュール41は、力検出モジュール41に加えられた外力に応じたx軸方向の成分としての電荷Qx、y軸方向の成分としての電荷Qy、及びz軸方向の成分としての電荷Qzを出力する。具体的には、図3に示すように、力検出モジュール41は、y軸に平行な外力に応じた電荷Qyを出力する力検出素子5aと、z軸に平行な外力に応じた電荷Qzを出力する力検出素子5bと、x軸に平行な外力に応じた電荷Qxを出力する力検出素子5cと、を有する。このような、力検出素子5a、力検出素子5b、力検出素子5cは、力検出モジュール41において、力検出素子5a、力検出素子5b、力検出素子5cの順に積層されている。
また、力検出モジュール41において、力検出素子5aと力検出素子5bとの間、及び力検出素子5bと力検出素子5cとの間のそれぞれには、絶縁性の接着剤56が介在している。この接着剤56により、力検出素子5a,5b,5cが接合されている。なお、以下の説明において、力検出素子5a,5b,5cのそれぞれを区別する必要が無い場合、単に力検出素子5と称する場合がある。
力検出素子5は、2つの電極51、圧電体52、2つの電極53、圧電体54、及び2つの電極55を有する。そして、力検出素子5において、2つの電極51、圧電体52、2つの電極53、圧電体54、及び2つの電極55は、2つの電極51、圧電体52、2つの電極53、圧電体54、2つの電極55の順に積層されている。
圧電体52,54は、それぞれ、板状、又はシート状であって、例えば水晶で構成されている。ここで、圧電体52,54を構成する水晶の結晶軸であるX軸(電気軸)の方向は、力検出素子5a,5b,5c毎に互いに異なるように設けられる。なお、図3には、力検出素子5a,5b,5cのそれぞれにおけるX軸の方向を矢印で示している。
具体的には、図3に示すように力検出素子5aが有する圧電体52である圧電体52aのX軸は、y軸方向に−y側から+y側を向き、力検出素子5aが有する圧電体54である圧電体54aのX軸は、y軸方向に+y側から−y側を向いている。また、力検出素子5bが有する圧電体52である圧電体52bのX軸は、z軸方向に−z側から+z側を向き、力検出素子5bが有する圧電体54である圧電体54bのX軸は、z軸方向に+z側から−z側を向いている。また、力検出素子5cが有する圧電体52である圧電体52cのX軸は、x軸方向に−x側から+x側を向き、力検出素子5cが有する圧電体54である圧電体54cのX軸は、x軸方向に+x側から−x側を向いている。
以上のような圧電体52a,54a,52c,54cのそれぞれは、それぞれYカット水晶板で構成され、圧電体52a,52c,54a,54cのそれぞれのX軸の向きは、圧電体52a,52c,54a,54cの順に90°ずつ異なるように位置している。また、圧電体52b,54bは、それぞれXカット水晶板で構成され、X軸の向きが互いに180°異なるように位置している。
2つの電極51,53,55のそれぞれは、y軸方向に並んで設けられている。そして、y軸方向での一方側にある電極51,53,55が、z軸方向において、互いに重なって位置し、y軸方向での他方側にある電極51,53,55が、z軸方向において、互いに重なって位置している。なお、電極51,53,55のそれぞれが並んで設けられているy軸方向の一方側が図4における左側に相当し、y軸方向の他方側が図4における右側に相当するとして以下の説明を行う。
そして、図4に示すように、y軸方向の一方側にある電極51,53と、当該電極51,53の間にある圧電体52とで圧電素子50aが構成され、y軸方向での他方側にある電極51,53と、当該電極51,53の間にある圧電体52とで圧電素子50bが構成されている。同様に、y軸方向の一方側にある電極53,55と、当該電極53,55の間にある圧電体54とで圧電素子50cが構成され、y軸方向の他方側にある電極53,55と、当該電極53,55の間にある圧電体54とで圧電素子50dが構成されている。なお、以下の説明において、圧電素子50a,50b,50c,50dのそれぞれを区別する必要が無い場合、単に圧電素子50と称する場合がある。
以上のように、力検出素子5は、圧電素子50a,50b,50c,50dを含み、圧電素子50a,50bは、同一平面おいて、y軸方向に沿って並んで位置し、圧電素子50c,50dは、同一平面おいて、y軸方向に沿って並んで位置している。換言すれば、圧電素子50a,50bは、平面視で、互いに重ならないように位置し、圧電素子50c,50dは、平面視で、互いに重ならないように位置している。
また、2つの電極51のうちy軸方向の他方側にある電極51と、2つの電極53のうちy軸方向の一方側にある電極53とは、配線57を介して電気的に接続されている。これにより、圧電素子50aと圧電素子50bとが電気的に直列に接続されている。同様に、2つの電極53のうちy軸方向の一方側にある電極53と、2つの電極55のうちy軸方向の他方側にある電極55とは、配線58を介して電気的に接続されている。これにより、圧電素子50cと圧電素子50dとが電気的に直列に接続されている。
このように、平面視で、互いに重ならないで位置している圧電素子50a,50bを電気的に直列に接続するとともに、平面視で互いに重ならないで配置されている圧電素子50c,50dを電気的に直列に接続することにより、力検出素子5の増大、耐荷重の低下、及び応答性の低下をまねくことなく、S/N比を向上させることができる。
ここで、電極51,53,55を構成する材料としては、それぞれ、電極として機能し得る材料であればよく、例えば、ニッケル、金、チタニウム、アルミニウム、銅、鉄、クロム、又はこれらを含む合金が挙げられ、これらのうちの1種、又は2種以上を組み合わせて用いられる。
以上のように力検出モジュール41の構成について説明したが、力検出モジュール41が有する力検出素子5の数、及び力検出素子5を構成する圧電素子50の数は、前述した数に限定されない。ここで、力検出素子5、又は力検出素子5に含まれる圧電素子50が検出素子の一例である。
図2に示すように、複数の与圧ボルト6は、センサーデバイス4に含まれる力検出素子5を挟んで与圧した状態で、第1基部2と第2基部3とを互いに固定している。図2に示すように、与圧ボルト6の一端部には頭部61が設けられ、他端部には雄ネジ62が設けられている。与圧ボルト6は、頭部61が貫通孔32の段差部に係合するとともに、第2基部3の貫通孔32を挿通し、雄ネジ62が雌ネジ22に螺合している。このような与圧ボルト6により、第1基部2と第2基部3とが固定されることで、凸部21の頂面211と下面31との間で、力検出モジュール41が与圧される。また、与圧ボルト6の締結力を適宜調整することにより、力検出モジュール41に対して、所定の大きさのz軸方向の圧力を与圧として加えることができる。このような各与圧ボルト6の構成材料としては、例えば、各種金属材料等が用いられる。なお、与圧ボルト6が設けられる位置は、図1に示す位置に限られない。
アナログ回路基板7は、第1基部2と第2基部3との間に位置している。アナログ回路基板7には、凸部21が挿通されている貫通孔91と、与圧ボルト6が挿通されている貫通孔92と、が形成されている。このようなアナログ回路基板7は、センサーデバイス4に対して端子43を介して接続され、第1基部2に固定され支持されている。以上のようにアナログ回路基板7を位置することで、センサーデバイス4とアナログ回路基板7とを電気的に接続する配線の長さを短くすることが可能となる。
また、アナログ回路基板7は、センサーデバイス4が有する複数の端子43と電気的に接続されている。そして、力検出モジュール41は、アナログ回路基板7に対して、複数の端子43を介して、電荷Qx,Qy,Qzを出力する。アナログ回路基板7に入力された電荷Qx,Qy,Qzは、アナログ回路基板7に設けられた図5に示すQ−V変換回路70において、電圧Vx,Vy,Vzに変換された後、出力される。ここで、電荷Qx,Qy,Qzを、電圧Vx,Vy,Vzに変換し出力するQ−V変換回路70の詳細については後述する。
デジタル回路基板8は、前述した第1基部2と第2基部3との間であって、第1基部2とアナログ回路基板7との間に位置している。これにより、アナログ回路基板7とデジタル回路基板8とを電気的に接続する配線の長さを短くすることが可能となる。デジタル回路基板8には、アナログ回路基板7と同様に、各凸部21が挿通されている貫通孔81と、与圧ボルト6が挿通されている貫通孔82と、が形成されている。このようなデジタル回路基板8は、第1基部2又は凸部21と嵌合又は接合されることで第1基部2と固定され支持されている。
また、デジタル回路基板8は、アナログ回路基板7から出力された電圧Vx,Vy,Vzに基づいて、外力を算出する不図示の外力検出回路を有する。この外力検出回路は、例えば、ADコンバーターと、このADコンバーターに接続されたCPU等の演算回路と、を含んで構成される。そして、デジタル回路基板8は、アナログ回路基板7から入力された電圧Vx,Vy,Vzに基づいて、x軸、y軸、及びz軸の3軸方向における並進力成分と、x軸、y軸、及びz軸の3軸の軸まわりの回転力成分と、を含む6軸成分の信号を出力する。さらに、デジタル回路基板8は、アナログ回路基板7に対して、Q−V変換回路70をリセットするためのリセット信号RSTを出力する。
このようなアナログ回路基板7、及びデジタル回路基板8の構成材料としては、例えば、シリコン等が含まれている。
[力センサーの動作の概要]
以上のように構成された力センサー1では、センサーデバイス4から出力された電荷Qx,Qy,Qzに基づいて、アナログ回路基板7、及びデジタル回路基板8において、x軸、y軸、及びz軸の3軸方向における並進力成分と、x軸、y軸、及びz軸の3軸の軸まわりの回転力成分と、を含む6軸成分の信号を出力する。
具体的には、力センサー1に外力が加わると、図1に示す4つのセンサーデバイス4のそれぞれに対応する力検出モジュール41が有する力検出素子5a,5b,5cのそれぞれに含まれる圧電素子50a,50b,50c,50dが変位する。これにより、力検出素子5a,5b,5cのそれぞれは、圧電素子50a,50b,50c,50dの変位に応じた電荷Qx,Qy,Qzを出力する。
アナログ回路基板7は、4つのセンサーデバイス4のそれぞれから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応するQ−V変換回路70を有する。具体的には、アナログ回路基板7には、図1に示すセンサーデバイス4aから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70と、センサーデバイス4bから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70と、センサーデバイス4cから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70と、センサーデバイス4dから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70とが設けられている。
そして、センサーデバイス4aから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70は、電圧Vxa,Vya,Vzaを生成し、デジタル回路基板8に出力する。同様に、センサーデバイス4bから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70は、電圧Vxb,Vyb,Vzbを生成し、デジタル回路基板8に出力し、センサーデバイス4cから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70は、電圧Vxc,Vyc,Vzcを生成し、デジタル回路基板8に出力し、センサーデバイス4dから出力される電荷Qx,Qy,Qzのそれぞれに対応する3つのQ−V変換回路70は、電圧Vxd,Vyd,Vzdを生成し、デジタル回路基板8に出力する。すなわち、本実施形態におけるアナログ回路基板7には、合計12個のQ−V変換回路70が設けられ、12個のQ−V変換回路70は、対応するセンサーデバイス4から入力される電荷Qx,Qy,Qzに基づいて、電圧Vxa,Vya,Vza、電圧Vxb,Vyb,Vzb、電圧Vxc,Vyc,Vzc、電圧Vxd,Vyd,Vzdをデジタル回路基板8に出力する。
デジタル回路基板8に設けられたCPU等の演算回路は、アナログ回路基板7から入力される電圧Vxa,Vya,Vza、電圧Vxb,Vyb,Vzb、電圧Vxc,Vyc,Vzc、電圧Vxd,Vyd,Vzdを用いて、以下の式(1)〜(6)に基づいてx軸方向の並進力成分Fx、y軸方向の並進力成分Fy、z軸方向の並進力成分Fz、x軸周りの回転力成分Mx、y軸周りの回転力成分My、z軸周りの回転力成分Mzを算出する。
Figure 2021143934
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以上のように、力センサー1は、加えられた外力を各センサーデバイス4で検出し、各センサーデバイス4で検出した外力に応じた信号を、アナログ回路基板7、及びデジタル回路基板8で処理することにより、並進力成分Fx、Fy、Fz、及び回転力成分Mx、My、Mzの6軸成分の信号を出力する。なお、デジタル回路基板8は、前述した演算に加えて、例えば、各変換出力回路間の感度の差をなくす補正等を行ってもよい。ここで、式(1)〜(6)に示すR1、R2のそれぞれは、電圧を力に変換する単位変換定数である。
[Q−V変換回路の構成]
ここで、アナログ回路基板7に設けられるQ−V変換回路70の構成について図5を用いて説明する。なお、アナログ回路基板7に設けられるQ−V変換回路70はいずれも同じ構成である。そのため、以下の説明では、センサーデバイス4から出力されQ−V変換回路70に入力される電荷Qx,Qy,Qzを、電荷信号Qinと称し、電荷信号Qinに基づいてQ−V変換回路70から出力される電圧Vx,Vy,Vzを、電圧信号Voutと称して説明を行う。
図5は、Q−V変換回路70の構成を示すブロック図である。図5に示すようにQ−V変換回路70は、制御回路69、リーク電流補正回路71、温度検出回路72、積分回路74、テスト電圧生成回路77、テストスイッチ78、及びリセットスイッチ145を有し得る。Q−V変換回路70は、電荷信号Qinを電圧信号Voutに変換するチャージアンプの一例である。
積分回路74は、入力ライン76に接続される入力端子141、電圧信号Voutを出力する出力端子142、オペアンプ143及びコンデンサー144を有する。入力ライン76は、センサーデバイス4の力検出素子5から出力される電荷信号Qinが伝搬される配線である。力検出素子5は、外力を検出し、検出した外力に応じた電荷信号Qinを出力する。入力端子141は、オペアンプ143の−側入力端子に接続され、出力端子142は、オペアンプ143の出力端子に接続される。コンデンサー144の一端は、入力端子141と接続され、他端は、出力端子142と接続されている。また、リセットスイッチ145の一端は、入力端子141と接続され、他端は、出力端子142と接続されている。すなわち、コンデンサー144及びリセットスイッチ145は、入力端子141と出力端子142との間に、オペアンプ143と並列に接続されている。リセットスイッチ145として、例えばMOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)等の各種スイッチング素子を採用可能である。
したがって、オペアンプ143の−側入力端子には、入力ライン76及び入力端子141を介して、電荷信号Qinが入力される。オペアンプ143は、入力される電荷信号Qinに応じた電圧信号Voutを生成し出力する。オペアンプ143から出力された電圧信号Voutは、出力端子142を介して、積分回路74から出力される。このような入力ライン76の構成材料としては、例えば、アルミニウム、銅等の金属材料が用いられる。換言すれば、入力ライン76は、金属配線である。
また、オペアンプ143の+側入力端子は、アナロググラウンドAGNDと接続されている。このアナロググラウンドAGNDとは、Q−V変換回路70におけるアナログ信号の基準電位であって、電圧VDDの電位とデジタルグラウンドDGNDの電位との中間の電位に設定される。そして、オペアンプ143は、+側入力端子に入力されるアナロググラウンドAGNDの電位を基準として、オペアンプ143の−側入力端子に入力される電荷信号Qinを電圧信号Voutに変換する。すなわち、アナロググラウンドAGNDの電位が、積分回路74に入力される基準電位の一例である。
リセットスイッチ145の制御端子には、リセット信号RSTが入力される。リセットスイッチ145の両主電極は、入力端子141及び出力端子142にそれぞれ接続される。リセットスイッチ145は、入力端子141と出力端子142との間を閉じるのか、又は開くのかがリセット信号RSTに応じて切り替わる。リセットスイッチ145が閉状態に制御されている場合に、積分回路74に生じている各種誤差がリセットされる。すなわち、リセットスイッチ145は、入力端子141と出力端子142との間を閉じることにより、積分回路74の電圧信号Voutをリセットする。
以上のようにQ−V変換回路70は、積分回路74において、電荷信号Qinを電圧信号Voutに変換し出力する。しかしながら、Q−V変換回路70の使用環境、温度変化等に起因して、リーク電流Ileakが発生し積分回路74のコンデンサー144に流れ込み、その結果、積分回路74から出力される電圧信号Voutの電位が変動する所謂ドリフトが生じる場合がある。このドリフトは、Q−V変換回路70の構成部品の特性ばらつきによっても生じる。
そして、Q−V変換回路70に含まれる積分回路74において、ドリフトが発生すると、積分回路74の電圧信号Voutが時間の経過に伴い上昇、又は低下し、一定時間経過することで、積分回路74の出力が飽和状態となるおそれがある。このときコンデンサー144に流れるリーク電流Ileakと、電圧信号Voutのドリフト(ΔVout/Δt)は以下の式(7)で表される。tは時間、Cはコンデンサー144の容量値である。
Figure 2021143934
そして、積分回路74の出力が飽和状態となった場合、積分回路74に電荷信号Qinが入力されたとしても、積分回路74から出力される電圧信号Voutには、電荷信号Qinが反映されない。すなわち、積分回路74の出力が飽和状態である場合、積分回路74は、積分回路74として機能せず、その結果、Q−V変換回路70が正常に機能しなくなる。
ドリフトによる電圧信号Voutの変化は、上述したリセットスイッチ145によりコンデンサー144に充電されている電荷を放電することで、一時的に解消することも可能である。しかしながら、リセットスイッチ145の一端と他端との間を導通に制御するためには、Q−V変換回路70、及びQ−V変換回路70を備えた力センサー1の動作を停止させる必要があり、このような力センサー1を、連続運転を伴う装置等に用いる場合、当該装置の利便性を大きく損なうおそれがある。このようなドリフトを低減するため、本実施形態におけるQ−V変換回路70は、入力ライン76に接続されるリーク電流補正回路71を備える。
リーク電流補正回路71は、第1ノードV1と入力ライン76との間に接続される第1補正回路11と、入力ライン76と第2ノードV2との間に接続される第2補正回路12とを有する。図5に示す例において、第1補正回路11は、第1ノードV1と入力ライン76との間に、互いに並列に接続される複数の第1回路13−1〜13−nを有する。nは自然数である。即ち、第1補正回路11が有する第1回路の数は、1であっても2以上であってもよい。第2補正回路12は、入力ライン76と第2ノードV2との間に、互いに並列に接続される複数の第2回路14−1〜14−mを有する。mは自然数である。即ち、第2補正回路12が有する第2回路の数は、1であっても2以上であってもよい。mは、nに等しくてもよく、nと異なってもよい。
第1回路13−1は、入力ライン76の電位と異なる第1電位を有する第1ノードV1から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第1抵抗回路121−1及び第1スイッチ122−1を有する。同様に、第1回路13−2は、第1ノードV1から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第1抵抗回路121−2及び第1スイッチ122−2を有する。第1回路13−nは、第1ノードV1から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第1抵抗回路121−n及び第1スイッチ122−nを有する。例えば、第1抵抗回路121−1〜121−nのそれぞれは、第1ノードV1と入力ライン76との間に逆バイアス接続されたダイオードを含む。以下において区別する必要がない場合、第1抵抗回路121−1〜121−nを単に第1抵抗回路121、第1スイッチ122−1〜122−nを単に第1スイッチ122と称する場合がある。
第2回路14−1は、第1電位及び入力ライン76の電位のいずれとも異なる第2電位を有する第2ノードV2から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第2抵抗回路123−1及び第2スイッチ124−1を有する。同様に、第2回路14−2は、第2ノードV2から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第2抵抗回路123−2及び第2スイッチ124−2を有する。第2回路14−mは、第2ノードV2から入力ライン76までの間に、順に直列接続された第2抵抗回路123−m及び第2スイッチ124−mを有する。例えば、第2抵抗回路123−1〜123−mのそれぞれは、第2ノードV2と入力ライン76との間に逆バイアス接続されたダイオードを含む。以下において区別する必要がない場合、第2抵抗回路123−1〜123−mを単に第2抵抗回路123、第2スイッチ124−1〜124−mを単に第2スイッチ124と称する場合がある。
第1スイッチ122及び第2スイッチ124のそれぞれは、リセットスイッチ145と同等の構成を有するスイッチング素子であり得る。例えば、リセットスイッチ145がp型MOSFETの場合、第1スイッチ122及び第2スイッチ124のそれぞれは、リセットスイッチ145と同じ寸法を有するp型MOSFETであり得る。リセットスイッチ145がn型MOSFETの場合、第1スイッチ122及び第2スイッチ124のそれぞれは、リセットスイッチ145と同じ寸法を有するn型MOSFETであり得る。
制御回路69は、電圧信号Voutに基づいて、コンデンサー144の帰還容量に流れるリーク電流Ileakを相殺するように、第1スイッチ122を制御する。これによりQ−V変換回路70におけるドリフトの影響を低減し、積分回路74及びQ−V変換回路70が正常に機能しなくなる可能性が低減される。その他、制御回路69は、Q−V変換回路70内の各電圧、各電流値等の取得や、Q−V変換回路70の各部の制御のための処理を実行し得る。以下、Q−V変換回路70の、ドリフトによる影響を低減するためのリーク電流補正動作を、第1補正回路11を例に挙げて説明する。
式(7)から、Q−V変換回路70においてドリフトの値が正である場合は、コンデンサー144に負の符号のリーク電流Ileakが流れ、負電荷が充電されているということである。そこで、制御回路69は、第1ノードV1の第1電位が入力ライン76よりも高電位の場合において、第1スイッチ122を開くように制御し、正の符号の電流を入力端子141に流し込むことでリーク電流Ileakを相殺する。よって、ドリフトが低減される。このとき、第1補正回路11から入力端子141に流れ込む電流は、第1抵抗回路121の特性で変化する。第1抵抗回路121は、逆バイアス接続されたダイオードの場合、第1ノードV1の第1電位に影響されずにほぼ一定の逆方向飽和電流を流すため、第1ノードV1の第1電位を電圧VDDとしても良い。
次に、Q−V変換回路70においてドリフトの値が負である場合は、すなわちコンデンサー144に正の符号のリーク電流Ileakが流れ、正電荷が充電されているということである。そこで、制御回路69は、第2ノードV2の第2電位が入力ライン76よりも低電位の場合において、第2スイッチ124を閉じるように制御し、負の符号の電流を入力端子141に流し込むことでリーク電流Ileakを相殺する。よって、ドリフトが低減される。このとき、第2補正回路12から流れ込む電流は、第2抵抗回路123の特性で変化する。第2抵抗回路123は、逆バイアス接続されたダイオードの場合、第2ノードV2の第2電位に影響されずにほぼ一定の逆方向飽和電流を流すため、第2ノードV2の電位をデジタルグラウンドDGNDの電位としても良い。
以上のように、本実施形態におけるQ−V変換回路70は、リーク電流補正回路71の第1スイッチ122や第2スイッチ124を制御することで、コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakの少なくとも一部を相殺する。これにより、積分回路74に生じるドリフトを低減し、積分回路74から出力される電圧信号Voutを補正することができる。
次に、リーク電流補正回路71の第1スイッチ122及び第2スイッチ124を制御する方法として、制御回路69が制御信号VSELを出力する方法について説明する。
制御回路69は、電圧信号Voutに対応する制御信号VSELを示す情報を記憶する記憶回路73を有する。記憶回路73は、例えば不揮発性メモリーである。制御回路69は、電圧信号Voutに対応する制御信号VSELを示す情報を記憶回路73から読み出すことにより、制御信号VSELをリーク電流補正回路71に出力する。制御回路69は、制御信号VSELにより第1スイッチ122及び第2スイッチ124の少なくともいずれかを制御する。すなわち、制御回路69は、電圧信号Voutに基づいて、コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakを相殺するように第1スイッチ122及び第2スイッチ124それぞれの開閉状態を制御する。
記憶回路73は、温度検出回路72から取得される温度情報と電圧信号Voutに対応する制御信号VSELを示す情報を記憶してもよい。この場合、制御回路69は、温度情報及び電圧信号Voutに対応する制御信号VSELを示す情報を記憶回路73から読み出すことにより、制御信号VSELをリーク電流補正回路71に出力する。すなわち、制御回路69は、温度検出回路72が検出した温度と電圧信号Voutに基づいて、コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakを相殺するように第1スイッチ122及び第2スイッチ124それぞれの開閉状態を制御する。記憶回路73に記憶される制御信号VSELを示す情報は、例えば、Q−V変換回路70の製造工程、検査工程等において測定された、第1スイッチ122及び第2スイッチ124それぞれの開閉状態を示す。
温度検出回路72は、アナログ回路基板7、Q−V変換回路70及びQ−V変換回路70を含む力センサー1の少なくともいずれかの温度を検出し、検出した温度を示す温度情報を出力する。コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakは、Q−V変換回路70を構成する回路の温度変化により変化する。すなわち、積分回路74に生じるドリフトは、温度変化に起因して変動する。制御回路69は、温度検出回路72により検出された温度に基づいてリーク電流Ileakを相殺するように第1スイッチ122及び第2スイッチ124の少なくともいずれかを制御する制御信号VSELを生成する。これにより、アナログ回路基板7、Q−V変換回路70及びQ−V変換回路70の少なくともいずれかの温度に基づいたドリフトの低減が可能となる。
コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakが生じる要因の一つに、リセットスイッチ145を構成するFETの両主電極の電位差から生じる電流がある。この電流は、リセットスイッチ145の両主電極の電位差、すなわち積分回路74の入力端子141と出力端子142の電位差で変化するため、一定の値ではない。
ここで、Q−V変換回路70は、テスト電圧入力ノード146にテスト電圧を印加するテスト電圧生成回路77と、リセットスイッチ145の出力端子142側の接点の接続先を、出力端子142又はテスト電圧入力ノード146に切り替えるテストスイッチ78とを備える。
テストスイッチ78により、リセットスイッチ145の接続先を出力端子142からテスト電圧生成回路77に切り替えることで、リセットスイッチ145の両端に電位差が与えられる。このとき、リセットスイッチ145の入力端子141側の電位は、オペアンプ143のイマジナリーショートによりAGNDである。したがって、積分回路74動作時のリセットスイッチ145の両端に生じる電位差は、テスト電圧生成回路77により電圧を印加することで再現される。このときコンデンサー144に流れる電流は、リセットスイッチ145の接続を出力端子142に切り替えた際に積分回路74が動作する際に生じるリーク電流と同等である。
次に、図6のフローチャートを用いて、記憶回路73が記憶する制御信号VSELを示す情報の決定方法について説明する。第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123がダイオードで構成される場合、逆方向飽和電流の製造ばらつきにより第1スイッチ122及び第2スイッチ124の中のいずれを開閉するかがリーク電流補正回路71の動作上重要である。
ステップ201において、Q−V変換回路70は、リセットスイッチ145が閉状態であり、テストスイッチ78がリセットスイッチ145の出力端子142側の接点と出力端子142との間を接続するリセットモードに移行する。リセットモード時、第1スイッチ122及び第2スイッチ124のそれぞれは、開状態である。
ステップ202において、Q−V変換回路70の温度が設定される。Q−V変換回路70の温度は、例えば図示しない温度調節装置により、Q−V変換回路70の動作温度範囲における各値に設定される。ステップ202は、各ブロックの温度が、設定される温度と同等になるまで継続される。
ステップ203において、テスト電圧生成回路77によりリセットスイッチ145へ印加するテスト電圧が設定される。テスト電圧は、Q−V変換回路70の動作電圧範囲における電圧信号Voutの各値に対応する。
ステップ204において、リーク電流補正回路71の第1スイッチ122及び第2スイッチ124のいずれを制御するかを決定する。最初のステップ204において、第1スイッチ122及び第2スイッチ124のすべては開状態である。
ステップ205において、Q−V変換回路70は、リセットスイッチ145が開状態であり、テストスイッチ78によってリセットスイッチ145の出力端子142側の接点とテスト電圧入力ノード146とが互いに接続される電圧印加モードに移行する。
ステップ206において、単位時間当たりの電圧信号Voutの変化量である電圧信号Voutのドリフトが測定される。第1スイッチ122及び第2スイッチ124のすべてが開状態であるとき、電圧信号Voutの変化量がすなわちQ−V変換回路70のドリフトとなる。
ステップ207において、Q−V変換回路70は、リセットモードに移行する。即ち、リセットスイッチ145が閉状態となり、テストスイッチ78がリセットスイッチ145の出力端子142側の接点と出力端子142との間を接続する。これにより、コンデンサー144に充電された電荷が放電される。
ステップ208において、全ての第1スイッチ122及び第2スイッチ124について測定が完了したか否かが判定される。全ての測定が完了した場合、ステップ209に処理を進め、全ての測定が未だ完了しない場合、ステップ204に処理を戻す。第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123のそれぞれがダイオードである場合、ステップ205〜207において、例えば第1スイッチ122−1のみを閉状態に制御してドリフトが測定される。このドリフトと、全ての第1スイッチ122及び第2スイッチ124が開状態でのドリフトとの差分が、第1抵抗回路121−1の逆方向飽和電流である。同様の処理を全ての第1スイッチ122及び第2スイッチ124について行うことにより、全ての第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123の逆方向飽和電流を測定する場合、ステップ209に処理を進める。
ステップ209において、全ての第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123の逆方向飽和電流から、直前のステップ202で設定された温度及び直前のステップ203で設定されたテスト電圧において、Q−V変換回路70のドリフトが最も0に近くなる組み合わせを計算する。この第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123の組み合わせ、即ち、第1スイッチ122及び第2スイッチ124の開閉状態の組み合わせは、ある温度及び電圧信号Voutにおける制御信号VSELに相当する。
ステップ210において、予め設定された動作電圧範囲における電圧信号Voutの全ての値について測定が完了したか否かが判定される。全ての測定が完了した場合、ステップ211に処理を進め、全ての測定が未だ完了しない場合、ステップ203に処理を戻す。ステップ203からステップ209までの処理が動作電圧範囲における電圧信号Voutの全ての値において繰り返されることにより、ある温度での電圧信号Voutの変化に対応する制御信号VSELが決定される。
ステップ211において、予め設定された動作温度範囲における全ての値について測定が完了したか否かが判定される。全ての測定が未だ完了していない場合、ステップ202に処理を戻す。全ての測定が完了した場合、ステップ212において、動作温度範囲における全ての温度及び動作電圧範囲における全ての電圧信号Voutにおける制御信号VSELが決定される。記憶回路36がこれらの制御信号VSELを記憶することにより、Q−V変換回路70は、実際の環境に対応してリーク電流Ileakを効果的に低減することができる。
[作用効果]
以上のように、本実施形態におけるQ−V変換回路70は、積分回路74に入力される電荷信号Qinが伝搬される入力ライン76と、入力ライン76に接続されるリーク電流補正回路71を備える。そして、リーク電流補正回路71の第1スイッチ122及び第2スイッチ124の開閉を制御回路69により制御することにより、コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakを相殺することが可能となる。これにより、電圧信号Voutにおけるドリフトを低減することが可能となる。すなわち、本実施形態におけるQ−V変換回路70は、製造ばらつき、電圧信号Vout、温度等の変化によって生じるドリフトを低減できる。
[変形例]
図7に示すように、Q−V変換回路70は、リーク電流補正回路71の代わりに、第2補正回路12が省略されたリーク電流補正回路71−aを備えるQ−V変換回路70−aに置き換えられてもよい。上述の通り、第1ノードV1の第1電位が入力ライン76よりも高電位の場合、負のリーク電流Ileakの少なくとも一部を相殺できる。
或いは、図8に示すように、Q−V変換回路70は、リーク電流補正回路71の代わりに、第1補正回路11が省略されたリーク電流補正回路71−bを備えるQ−V変換回路70−bに置き換えられてもよい。上述の通り、第2ノードV2の第2電位が入力ライン76よりも低電位の場合、正のリーク電流Ileakの少なくとも一部を相殺できる。即ち、リーク電流補正回路71−a及びリーク電流補正回路71−bのそれぞれは、第1電位又は第2電位の調整により、リーク電流Ileakの少なくとも一部を相殺できる。
1.2 第2実施形態
図9を用いて、第2実施形態におけるQ−V変換回路70−cについて説明する。Q−V変換回路70−cを説明するにあたり、第1実施形態と同一の構成については同一の符号を付し、その説明を省略又は簡略化する。図9におけるリーク電流補正回路71は、リーク電流補正回路71−a又はリーク電流補正回路71−bであってもよい。
Q−V変換回路70−cは、増幅切替スイッチ151、増幅回路152、第1出力ライン153及び第2出力ライン154を備える。増幅切替スイッチ151は、出力端子142の接続先を、増幅回路152又は第2出力ライン154に切り替える。即ち、増幅切替スイッチ151は、増幅回路152に電圧信号Voutを入力するか否かを切り替える。増幅回路152は、電圧信号Voutを入力されると、電圧信号Voutを増幅して第1出力ライン153に出力する。即ち、増幅切替スイッチ151の切り替えは、電圧信号Voutの増幅率を選択することを意味する。増幅切替スイッチ151と増幅回路152により、Q−V変換回路70−cから出力される信号は、電圧信号Vout又は増幅回路152を介する電圧信号A×Voutから選択される。
第1実施形態におけるQ−V変換回路70では、記憶回路73に書き込む制御信号VSELを示す情報を決定する際、リーク電流補正回路71の構成、テスト電圧、温度によって多くのドリフト測定を行うため、長い時間を要する可能性が高い。したがって、制御信号VSEL決定に必要なコストが高くなる可能性が高い。
例として、コンデンサー144の容量が100pF、コンデンサー144に流れるリーク電流Ileakが1fAの場合を考える。ドリフトとして測定するために電圧信号Voutに1mVの変化が生じる必要がある場合、一回のドリフト測定に必要な時間は100secである。これを第1抵抗回路121及び第2抵抗回路123が各10個、テスト電圧生成回路77からの印加電圧が10通り、周辺温度設定が10通りとすると、記憶回路73に書き込む制御信号VSELを示す情報を決定するために27時間以上かかることになる。
電圧信号Voutを増幅回路152によりA倍した電圧信号A×Voutが、1mV変化するまでの時間は、電圧信号Voutと比べて1/A倍に短縮される。したがって、制御信号VSEL決定時に増幅切替スイッチ151を使用し、出力端子142の接続先を増幅回路152にすることで、制御信号VSEL決定までの時間を1/A倍に短縮でき、コスト削減が可能となる。以上のように、Q−V変換回路70−cにおいて電圧信号Voutを増幅する増幅回路152と、電圧信号Voutの増幅率を選択する増幅切替スイッチ151とにより、製造コストの削減効果を得られる。
1.3 第3実施形態
図10及び図11に示すように、第3実施形態に係る力センサー1は、4つのQ−V変換回路70−d及び4つの熱電素子44を備える点で上述の第1及び第2実施形態と異なる。第3実施形態において説明しない構成、作用及び効果は上述の実施形態と同様であるため、重複する説明を省略する。図10におけるリーク電流補正回路71は、リーク電流補正回路71−a又はリーク電流補正回路71−cであってもよい。
例えば、4つの熱電素子44のそれぞれは、アナログ基板7上に、軸線z1を中心とする同一円周上に沿って互いに等間隔に配置される。4つのQ−V変換回路70−dのそれぞれは、4つの熱電素子44上に配置される。即ち、力センサー1は、軸線z1に関して4回の回転対称性を有する。一対の熱電素子44及びQ−V変換回路70−dは、例えば、平面視において、即ちz軸方向から見て、センサーデバイス4と軸線z1との間に配置されることにより、センサーデバイス4に近接して配置される。
図12に示すように、Q−V変換回路70−dは、熱電素子駆動回路79を備える。熱電素子駆動回路79は、制御回路69による制御に応じて、各熱電素子44を駆動する。各熱電素子44は、熱電素子駆動回路79に駆動されることにより、リーク電流補正回路71の温度を調整する。
図13に示すように、第1補正回路11から積分回路74に流れ込む電流Ic1及び第2補正回路12から積分回路74に流れ込む電流Ic2は、温度上昇に伴い指数関数的に変化する。電流Ic1,Ic2の大きさは、リーク電流Ileakを相殺する能力に相当する。リーク電流Ileakを相殺する能力は、第1スイッチ122及び第2スイッチ124がMOSFETである場合において、MOSFETの温度特性の影響によって指数関数的に変化する。このため、温度によってリーク電流Ileakを0に相殺できない場合がある。
制御回路69は、温度検出回路72から取得される温度情報に基づいて、熱電素子駆動回路79を介して熱電素子44を駆動する。具体的には、制御回路69は、リーク電流Ileakが0に相殺される温度を保つように、Q−V変換回路70−dの温度を熱電素子44によって制御することにより、リーク電流Ileakを効率的に相殺できる。
以上のように、第3実施形態におけるQ−V変換回路70−d及び熱電素子44は、本来、温度上昇に伴うリーク電流Ileakを相殺することができない温度においても、Q−V変換回路70−dの温度を制御することにより、リーク電流Ileakを低減できる。これにより、Q−V変換回路70−dにおけるドリフトの影響を低減し、使用可能な温度範囲を拡張することができる。
2.ロボット
次に上述したQ−V変換回路70を含む力センサー1を備えたロボット1000の一例について図14を用いて説明する。
図14に示すように、ロボット1000は、6軸ロボットであり、床や天井に固定されるベース1010と、ベース1010に回動自在に連結されたアーム1020と、アーム1020に回動自在に連結されたアーム1030と、アーム1030に回動自在に連結されたアーム1040と、アーム1040に回動自在に連結されたアーム1050と、アーム1050に回動自在に連結されたアーム1060と、アーム1060に回動自在に連結されたアーム1070と、アーム1020,1030,1040,1050,1060,1070の駆動を制御する制御部1080と、を有している。また、アーム1070にはハンド接続部が設けられており、当該ハンド接続部にはロボット1000に実行させる作業に応じたエンドエフェクター1090が装着されている。ロボット1000は、精密機器やこれを構成する部品の給材、除材、搬送、及び組立等の作業を行うことができる。
このようなロボット1000において、上述した力センサー1は、エンドエフェクター1090に加えられる外力を検出するために、エンドエフェクター1090の近傍に設けられている。そして、力センサー1が検出する力を制御部1080にフィードバックすることにより、ロボット1000は、より精密な作業を実行することが可能となる。また、力センサー1が検出する力によって、ロボット1000は、エンドエフェクター1090の障害物への接触等を検知する。これにより、ロボット1000は、障害物回避動作、対象物損傷回避動作等を行うことができ、ロボット1000は、より安全に作業を実行することができる。またロボット1000は、各アーム1020,1030,1040,1050,1060,1070の関節部にトルクセンサーとしての力センサー1を配置してもよい。
以上に述べたロボット1000が備える力センサー1は、Q−V変換回路70が備える積分回路74の出力が時間経過に伴い変動するドリフトによる影響が低減されている。したがって、当該ロボット1000では、ドリフトの影響を低減させるためにリセット操作を行う回数を低減することが可能となる。したがって、上述した力センサー1を備えるロボット1000では、長時間の連続動作が可能となる。
なお、図14では、ロボット1000は、5本のアームを有しているが、これに限定されるものではなく、ロボット1000が備えるアームの数は1〜4本、又は6本以上であってもよい。
以上、実施形態及び変形例について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、上記の実施形態を適宜組み合わせることも可能である。
本発明は、実施形態で説明した構成と実質的に同一の構成(例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成)を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
1…力センサー、11…第1補正回路、12…第2補正回路、13…第1回路、14…第2回路、44…熱電素子、69…制御回路、70…Q−V変換回路(チャージアンプ)、71…リーク電流補正回路、72…温度検出回路、73…記憶回路、74…積分回路、76…入力ライン、77…テスト電圧生成回路、78…テストスイッチ、79…熱電素子駆動回路、121…第1抵抗回路、122…第1スイッチ、123…第2抵抗回路、124…第2スイッチ、141…入力端子、142…出力端子、143…オペアンプ、144…コンデンサー、145…リセットスイッチ、146…テスト電圧入力ノード、151…増幅切替スイッチ、152…増幅回路、153…第1出力ライン、154…第2出力ライン、1000…ロボット、V1…第1ノード、V2…第2ノード。

Claims (11)

  1. 電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、
    前記電荷信号が伝搬される入力ラインと、
    前記入力ラインに接続される入力端子と前記電圧信号を出力する出力端子とを有する積分回路と、
    前記入力端子及び前記出力端子の間を閉じることにより前記電圧信号をリセットするリセットスイッチと、
    前記入力ラインの電位と異なる第1電位を有する第1ノードから前記入力ラインまでの間に、順に直列接続された第1抵抗回路及び第1スイッチを有するリーク電流補正回路と、
    前記電圧信号に基づいて、前記積分回路に流れるリーク電流の少なくとも一部を相殺するように前記第1スイッチを制御する制御回路と、
    を備えるチャージアンプ。
  2. 前記第1抵抗回路は、前記第1ノードと前記入力ラインとの間に逆バイアス接続されたダイオードを含む、請求項1に記載のチャージアンプ。
  3. 前記制御回路は、前記電圧信号に対応する制御信号であって、前記第1スイッチを制御する制御信号を示す情報を記憶する記憶回路を有する、請求項1又は2に記載のチャージアンプ。
  4. 温度を検出する温度検出回路を含み、
    前記制御回路が、前記温度検出回路が検出した温度に基づいて、前記リーク電流の少なくとも一部を相殺するように前記第1スイッチを制御する、請求項1乃至3のいずれか1項に記載のチャージアンプ。
  5. 前記リーク電流補正回路は、前記第1電位及び前記入力ラインの電位のいずれとも異なる第2電位を有する第2ノードから前記入力ラインまでの間に、順に直列接続された第2抵抗回路及び第2スイッチを有する、請求項1乃至4のいずれか1項に記載のチャージアンプ。
  6. 前記第2抵抗回路は、前記第2ノードと前記入力ラインとの間に逆バイアス接続されたダイオードを含む、請求項5に記載のチャージアンプ。
  7. テスト電圧入力ノードにテスト電圧を印加するテスト電圧生成回路と、
    前記リセットスイッチの前記出力端子側の接点の接続先を、前記出力端子又は前記テスト電圧入力ノードに切り替えるテストスイッチと、
    を更に備える、請求項1乃至6のいずれか1項に記載のチャージアンプ。
  8. 前記電圧信号を増幅する増幅回路と、
    前記増幅回路に前記電圧信号を入力するか否かを切り替える増幅切替スイッチと、
    を更に備える、請求項1乃至7のいずれか1項に記載のチャージアンプ。
  9. 請求項1乃至8のいずれか1項に記載のチャージアンプと、
    外力を検出し、前記外力に応じた前記電荷信号を出力する力検出素子と、
    を備える力センサー。
  10. 前記リーク電流補正回路の温度を調節する熱電素子を更に備える、請求項9に記載の力センサー。
  11. 請求項9又は10に記載の力センサーを備えるロボット。
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