JP5685102B2 - チャージアンプ - Google Patents

Description

本発明は、圧電型センサ、特に水晶等の単結晶を用いた圧電型フォースセンサからの、高インピーダンスの電荷信号を、低インピーダンスの電圧信号に変換する回路に関する。

従来、機械的に作用する負荷の大きさに比例して電荷を発生する圧電センサ（電荷発生型のセンサ）は、力の計測等に使用されてきた。この電荷発生型のセンサからの信号は、一般にチャージアンプと呼称される電荷信号変換アンプを用いて電荷を電圧信号に変換する。逆位相で無限大のゲインを持つアンプの入出力間に帰還コンデンサ（積分コンデンサ）を設けた電荷信号変換アンプが多用されている。このように、圧電センサから出力される電荷信号は、チャージアンプによって電圧信号に変換され、その後各種信号処理され利用されてきた。

従来のチャージアンプは図３に示された回路により提供されている。ＩＮＰＵＴ端子１２より入力された電荷信号は、オペアンプ２の反転入力端３とチャージアンプ出力端子６間に接続された積分コンデンサ７に充電され、積分コンデンサの電圧、すなわち電荷の積分コンデンサによる商値により求められた電圧をチャージアンプ出力端子６から出力される。

通常、オペアンプ２の入力端３には漏れ電流やオフセット電流があり、これが積分コンデンサ７に充電され、動作時間やオペアンプ２を繰り返し動作させることでチャージアンプ出力端子６の電圧は初期値から離れ、変動する。これを「ドリフト」と言う。
そのままの状態で測定を開始すると、この「ドリフト」が測定の誤差となってしまう。
このため測定開始前に、スイッチ８を閉じて積分コンデンサの両端を短絡し、充電された「ドリフト」分の電荷をゼロにリセットする、いわゆるオフセット分を除去するリセット回路、ないし、ディスチャージ手段が必要となる。
その上で、スイッチ８を開き、測定を開始することとなる。

より詳細に説明する。
圧電型センサ、特に水晶等の単結晶を用いた圧電型フォースセンサからの出力を計測動作中、オフセット除去を目的とした「リセット」用のスイッチ８が用いられている。増幅器（オペアンプ３）の出力電圧が加わると、このスイッチ８についても端子間の抵抗が低いと接点間に電流が流れ、その結果オペアンプ３の入力に流れ込んで出力に影響を与え、測定の誤差になる。また、圧電型センサからの信号測定を定期的に繰り返したり、ある特定のタイミングで自動的に測定したりする場合、「ドリフト」をリセットするスイッチ８の動作指令が必要で、通常は装置外部から電気的に制御することが必要になる。

スイッチ８は通常電磁式リレーが使用されている。電磁式リレーの場合、接点間は機械的に離れているため、接点間の漏れ電流は極めて少なく、信号に影響を与えることは非常に少ない。一方、電磁式リレーの接点は機械式のため、長期あるいは頻繁な動作の繰り返しによって、接点が損傷し、耐久性に劣るという欠点がある。
また、電磁式リレー以外に外部から電気的制御が可能なスイッチには、半導体式アナログスイッチがある。半導体式アナログスイッチは、半導体の導通状態の変化によって機械的なスイッチと同じ機能を果たすものである。

半導体式アナログスイッチは機械的な接点がないため、耐久性に優れる特徴があるが、逆に接点間の漏れ電流が多いという欠点がある。半導体式アナログスイッチに電圧が加わると漏れ電流が流れ、オペアンプ３の入力に流れ込みドリフトが大きくなる。
電磁式リレーあるいは半導体式アナログスイッチで、耐久性に優れ、漏れ電流の少ないチャージアンプのリセット回路を得ることは困難である。

他方、これらのリセット手段を提供する方法としては、特許文献１ないし４が知られている。
特許文献１によれば、センサなどが出力するアナログ信号を処理するスイッチト・キャパシタ回路、およびそれを搭載した信号処理回路に関するものである。アナログスイッチに発生する熱雑音を低減するための手段であり、同文献の図３の回路では、従来の回路と比較して容量の数を低減し、容量に電圧をサンプルする回数を低減することにより、アナログスイッチの抵抗成分と容量から発生する熱ノイズを低減しているものである。したがって、アナログスイッチの漏れ電流によるドリフトを減少させる考案ではない。

特許文献２によれば、チャージアンプ回路およびチャージアンプ補正方法に係り、特に、微弱な信号を増幅するためのチャージアンプ回路およびチャージアンプ補正方法に関するものである。それによれば、チャージインジェクション現象によりチャージ用コンデンサに電荷が蓄積することを確実に抑制し、増幅回路から適正な増幅信号を出力させることが可能なチャージアンプ回路およびチャージアンプ補正方法を提供することを挙げている。

具体的には、チャージインジェクション補正回路６の補正信号印加手段８から補正用コンデンサ７に印加する補正信号Ｓｃの印加により補正用コンデンサ７の両電極間にかかる電圧を、電荷リセット用スイッチ４をオン／オフさせるために電荷リセット用スイッチ４に印加される電荷リセット信号Ｓｒとは正負が逆の電圧とした（１０２）。
このように、同文献２は、電荷リセット用スイッチ４に印加される電荷リセット信号と、電荷リセット用スイッチ４の寄生容量によって発生する電圧によって電荷が蓄積するチャージインジェクション現象を抑制することを目的としている。このため、補正用スイッチと補正用コンデンサを設け、補正用スイッチの寄生容量によって発生した電圧が、補正用コンデンサによって位相反転させ、これをチャージアンプの入力に加えることで、チャージアンプのチャージインジェクション現象を補正している。電荷リセット用スイッチの端子間の漏れ電流によるドリフトを減少させる考案ではない。

特許文献３によれば、容量式のセンシング部から送られる容量で示された検出信号を電圧値にＣ−Ｖ変換するチャージアンプ回路を備えた容量式物理量センサのセンサ回路に関するものである。この文献３の図１によれば、オペアンプ４１の反転入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサ４２に対し、スイッチ４９を並列接続し、このスイッチ４９をＯＮさせることで、オペアンプ４１にてバッファ回路が構成される構造としている。動作は、電源投入直後に、まずスイッチ４９をＯＮさせると共に、ＭＯＳ抵抗４３を低抵抗状態にし、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超え、かつ、昇圧電源の電圧が第２しきい値Ｖｒｅｆ２を超えたときに、スイッチ４９をＯＦＦし、その後、ＭＯＳ抵抗４３を低抵抗状態から高抵抗状態に切替える。これにより、チャージアンプ回路２２、３１、３２の出力が安定するまでの時間を短縮化することが可能となることを企図している。

考え方として、チャージアンプ回路にはフィードバック抵抗が必要になるが、この抵抗にＭＯＳ抵抗を用い、このＭＯＳ抵抗の抵抗値を、電源立ち上げ初期には低抵抗となるように制御し、動作時には高抵抗となるように制御することで、回路の電源立ち上がり時にチャージアンプが安定動作するまでの時間を短くしている。課題として、ＭＯＳ抵抗を低抵抗に制御しても、抵抗値は数ＭΩ程度あり、安定動作するまでの時間の短縮には限界があった。

これに対し同文献３は、積分コンデンサを短絡するスイッチを設け、電源立ち上がり初期は、短絡スイッチをＯＮし、電源電圧があるしきい値を越えた段階で短絡スイッチをＯＦＦし、次のしきい値を越えたところでＭＯＳ抵抗を低抵抗から高抵抗に制御することにより、電源立ち上がり時にチャージアンプが安定化するまでの時間を短縮している。
しかしながら、電荷リセット用スイッチの漏れ電流によるドリフトを低減するための考案ではない。

特許文献４によれば、チャージアンプ回路に付属するオペアンプにリセット用ループ回路を使用している。具体的には、リセット回路の漏れ電流を最小とするために、リセット用スイッチの代わりに、逆方向に並列接続したダイオードペア回路を含む、オペアンプによるフィードバックループを用いている。チャージアンプの動作時、（１）リセット用スイッチがＯＦＦとなったときは、ダイオードの抵抗は極めて高く、チャージアンプの入力への漏れ電流はほとんどない。（２）リセット動作時となったときは、チャージアンプのオペアンプとフィードバックループのオペアンプは、チャージアンプの入出力が０Ｖとなるように動作し、積分コンデンサをリセットする動作と等価の動作となり、その際のダイオードの抵抗は実質的に０となる。
この同文献４は、リセットスイッチの漏れ電流の影響を低減するための、逆方向に並列接続したダイオードペア回路の追加を考案としている。

しかしながら、上記各文献にはそれぞれ次の解決課題があった。
例えば、特許文献１では、オペアンプに付設する回路手段との間での課題解決であり、ディスチャージする手段としての解決策は与えられていない課題があった。
特許文献１は、アナログスイッチおよび積分コンデンサにより発生する熱雑音を低減するための手段であり、リセット回路の漏れ電流によるドリフトを低減する方策ではない。
特許文献２では、チャージ用コンデンサに電荷が蓄積することを確実に抑制する方法を提供するだけで、ディスチャージする手段としては信頼性において課題が残る。
特許文献２は、リセットスイッチの寄生容量とリセット信号によって発生する電圧を低減する手段であり、やはりリセットスイッチの漏れ電流によるドリフトを低減する手段ではない。

特許文献３では、オペアンプに並列接続の積分コンデンサをディスチャージする手段を用いていない。そこに高抵抗のＭＯＳ抵抗を用いていることでジャイロセンサ固有の解決手段を提供するに止まりいわゆるオフセット解決には課題が残る。
積分コンデンサに並列に接続したＭＯＳ抵抗によるフィードバック回路を持つチャージアンプにおいて、リセットスイッチを追加して、電源立ち上がり時のチャージアンプの安定化までの時間を短縮する考案であり、リセットスイッチの漏れ電流によるドリフトを低減する方策ではない。

特許文献４では、リセットスイッチの漏れ電流によるドリフトを低減するための方策の考案である。チャージアンプの出力から入力にオペアンプを使用してフィードバックするリセットスイッチ回路に、逆方向に並列接続したダイオードペア回路を追加することで、リセットスイッチの漏れ電流の影響を低減しており、解決策の一つである。極性の異なるダイオードを使用したもので、本発明とは異なる発明思想である。

特開２００９−３３６３４号公報 特開２００８−２９４８０７号公報 特開２００６−３２９６６５号公報 米国特許５２５２９２８号公報

本発明はかかる事情に鑑みなされたものであり、図３に示したスイッチ８に代わる、引用文献には無いチャージアンプを提供するものである。本発明は、電磁式リレーよりも漏れ電流の多い半導体式アナログスイッチをリセット回路に使用して、耐久性に優れた漏れ電流の少ないチャージアンプ回路により提供しようとするものである。

上記の課題を解決するために、本発明は、チャージアンプ出力端子６とオペアンプ２の入力端３には積分コンデンサ７を接続、同時にフォトＭＯＳリレー１８とフォトＭＯＳリレー１９を直列接続、フォトＭＯＳリレー２０は前記リレー１８と前記リレー１９の接続点と接地点間に接続、前記リレー１８は発光ダイオード２５、前記リレー１９は発光ダイオード２４、前記リレー２０は発光ダイオード２１をそれぞれの制御用に設置、前記ダイオード２１はリセット入力端２８からＮＯＴゲート２７を経てＮＯＴゲート２６出力端に接続、前記ダイオード２５は前記ダイオード２４と直列に接続し、前記ダイオード２５はＮＯＴゲート２７の出力端に接続、前記ダイオード２１及び前記ダイオード２４はそれぞれ抵抗を介して電源部２９に接続された圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ１において、前記チャージアンプ１の装置電源ＯＮ時、前記ダイオード２５、２４は動作ＬＥＤ電流を超えることで前記リレー１８、前記リレー１９を閉として前記出力端子６の電圧をゼロにすることで前記積分コンデンサ７の残存電荷をゼロ、かつ、ＮＯＴゲート２６の出力端はＨＩＧＨとなり前記リレー２０は開のままのリセット状態とする手段、前記リレー１８、前記リレー１９は前記ダイオード２５、２４の電流遮断により開となり測定可能状態とする手段、前記オペアンプ２の入力端１２に荷重が付加され前記出力端子６で荷重出力を測定する手段、前記荷重を外した測定終了時は前記ＮＯＴゲート２７の出力端をＬＯＷにし前記リレー１８と前記リレー１９を閉とすることでドリフト分に相当する電荷を放電処理する再リセット手段とを備えたことを特徴とする圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより提供される。

また、前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプのタイムチャートにおいて、前記チャージアンプ１の使用開始前（Ｔ０）は前記チャージアンプ１の出力で前記積分コンデンサ７の残存電荷が存在している状態、前記チャージアンプ１の電源ＯＮ時（Ｔ１）は前記リセットで前記チャージアンプ１の出力で残存電荷がゼロとなる状態、荷重出力の測定時（Ｔ２）は荷重に応じたチャージアンプ１による出力表示状態、荷重測定終了時（Ｔ３）はチャージアンプ１によるドリフト出力表示状態、再リセット時（Ｔ４）はチャージアンプ１によるドリフト出力がゼロとなる前記タイムチャートに沿った測定可能なことを特徴とする請求項１記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより提供される。
さらに、前記オペアンプ２の出力電圧が１Ｖ、前記オペアンプ２への入力バイアス電流が０．１ｐＡ、前記積分コンデンサ７の絶縁抵抗が１，０００ＭΩ以上及びリレーの接点間絶縁抵抗が１０００ＭΩ以上とし、前記オペアンプ２への前記入力バイアス電流をドリフト値評価方法で比較した結果、時間当たりの前記オペアンプ２の出力換算値で、前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ａ）と前記積分コンデンサ７を通り前記オペアンプ２への入力バイアス電流（Ｂ）が１ｐＡ、前記リレーの接点間を通り前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ｃ）の合計値（Ｄ）が１．１ｐＡ以下であることを特徴とする前記請求項記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。

さらにまた、前記ドリフト値評価方法で比較した結果、時間当たりの前記オペアンプ２の出力換算値で、前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ａ）が０．１ｐＡ、前記積分コンデンサ７を通り前記オペアンプ２の入力バイアス電流（Ｂ）が１ｐＡ、前記リレーの接点間を通り前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ｃ）が０ｐＡであることを特徴とする前記請求項記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。

また、前記ドリフト値評価方法で比較した結果、前記オペアンプ２の出力電圧の変動（Ｅ）が１Ｖ当たり、１．１ｍＶ／ｓｅｃの時間変動であることを特徴とする前記記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。

さらに、前記荷重測定終了後の前記チャージアンプ１の使用再開時に前記リセット入力端子へのプラス電圧入力用電源投入プログラムによる再リセット手段を備えたことを特徴とする前記請求項のいずれか記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。

本発明によれば、前記発明が解決しようとする課題を解決した効果があり、極めてドリフト値を少なく押さえられたチャージアンプが提供できる。スイッチとして漏れ電流が電磁リレーより大きな半導体リレー（ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー）を使用した場合でも優れた作用効果が得られることが確認された。また、スイッチとして、電磁リレーと半導体リレー（ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー）との間でも半導体リレーが優位と判断できる。
この結果、前記した半導体リレーの特徴を生かすこととともに本発明の回路構成を選択することで極めて効果的なチャージアンプを提供できる。

図１は本発明のチャージアンプの回路図の基本構成である。 図２は本発明のチャージアンプの回路図の具体的な構成である。 図３は従来のアナログスイッチを用いたチャージアンプの回路図である。 図４はフォトＭＯＳリレーを用いたチャージアンプの回路図である。 図５は本発明のチャージアンプにおけるタイミングチャートである。

以下、本発明を実施するための形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される構成、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施をするための形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。以下、本発明を図１ないし図５を用いて具体的に説明する。

図１は本発明の実施例１である。圧電型センサから出力される電荷信号の入力端子１２から、チャージアンプ１によって電圧信号に変換され、その後各種信号処理されて、利用される。本発明のチャージアンプ１は図１に示された回路により提供される。

オペアンプ２の入力端４は接地５されている。オペアンプ２の入力端３と出力端子６間に積分コンデンサ７が並列接続されている。また、スイッチ［Ｓ１］８、スイッチ［Ｓ２］９は前記と同様に並列接続される。スイッチ［Ｓ１］８、スイッチ［Ｓ２］９の中間点はスイッチ［Ｓ３］１０が接続され、その他端は接地１１されている。
チャージアンプ１の入力端子１２より入力された電荷信号はオペアンプ２の反転入力端３とチャージアンプ出力端子６間に接続された積分コンデンサ７に充電される。電荷信号は積分コンデンサによる商値により求められた電圧値として出力される。すなわち、電荷Ｑ及び積分コンデンサ値ＣからＶ＝Ｑ／Ｃとして算出された電圧値はチャージアンプ出力端子６から出力される。

図２は本発明の実施例１についてスイッチ部分に改良を加えたもので、具体的な回路構成を示したものである。オペアンプ２として東芝製ＴＣ７５Ｓ１０１Ｆ、積分コンデンサ７として積層セラミック製コンデンサ１０００ｐＦ（村田製作所製ＧＲＭ１８８２Ｃ２Ａ１０２ＪＡ１０２ＪＡ０１Ｄ）を使用した。オペアンプ２の入力端３と出力端子６間には積分コンデンサ７を並列接続させた。さらに、積分コンデンサ７とスイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９の２つを並列接続させた。

スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９の中間点にはさらにスイッチ［Ｓ３］２０を接続させた。さらに、スイッチ［Ｓ３］２０の他端は接地１１させた。なお、スイッチ［Ｓ１］１８は図１に示したスイッチ［Ｓ１］８に、スイッチ［Ｓ２］１９はスイッチ［Ｓ２］９に、さらに、スイッチ［Ｓ３］２０はスイッチ［Ｓ３］１０にそれぞれ対応した関係となっている。
スイッチ［Ｓ１］、スイッチ［Ｓ２］、スイッチ［Ｓ３］等のスイッチ手段としては、フォトＭＯＳリレー１８、１９、２０によった。実施例では、フォトＭＯＳリレーとして、パナソニック製ＡＱＳ２２５Ｒ２Ｓを使用した。リレー１８は発光ダイオード２５、リレー１９は発光ダイオード２４、リレー２０は発光ダイオード２１により制御される。

ダイオード２５、２４は直列に接続し、さらに、ダイオード２４の順方向側は抵抗２３と直列に５ボルト電源部２９に接続した。ダイオード２５の逆方向側はリセット入力側２７のＮＯＴゲート［Ｄ１］出力端に接続され、ＮＯＴゲート［Ｄ１］入力端はゲート信号端２８に接続されている。
他方ダイオード２１の順方向側は抵抗２２と直列に前記５ボルト電源部２９に接続した。ダイオード２１の逆方向側はリセット入力側２７のＮＯＴゲート［Ｄ２］出力端に接続した。ＮＯＴゲート［Ｄ２］入力端はＮＯＴゲート［Ｄ１］の出力端に接続した。

なお、ＮＯＴゲート［Ｄ１］２７、ＮＯＴゲート［Ｄ２］２６としては、東芝社製ＴＣ７Ｗ１４ＦＫを使用した。
なお、本発明では、ＮＯＴゲート入力端電圧として０．８Ｖ以下の入力は論理値０［ＬＯＷ］とし、３．５Ｖ以上で論理値１［ＨＩＧＨ］出力として、実際にはゼロ（０Ｖ）をＬＯＷ、５ＶをＨＩＧＨとして記載した。ただし、この数値に限定されない。将来的により両電圧の差異（禁止領域）が変動する動作が可能なこととなればそれに応じてＬＯＷ、ＨＩＧＨの電圧値を選定できることはいうまでもない。
このように禁止領域をもつのは雑音のためだけでなく、一つの論理回路の出力に複数の論理回路の接続もあり、電圧降下しても論理が正常に働くことを前提としたことはいうまでもない。しかしながら、ファンアウト数にも限界が無いわけでなく、本発明の目的に沿ったＮＯＴゲート［Ｄ１］２７、ＮＯＴゲート［Ｄ２］２６数を使用することが必須である。

つぎに、図１及び図２に基づき実施例１、２ついて説明する。
ａ．実施例１の回路動作［図１参照］
（１）チャージアンプ使用開始前の状態
積分コンデンサ７の両端と直列に接続されたスイッチ８、９は並列接続されている。他方スイッチ１０は接地点１１に接続され、他端はスイッチ８、９の接続端につながれている。
（２）チャージアンプのリセット時
スイッチ８、９は閉じられ、積分コンデンサ７にチャージ（充電）した電荷を放電してチャージアンプはリセットされる。このとき、スイッチ１０は使用開始前の状態のまま、すなわち、開いている。

（３）チャージアンプ動作時
スイッチ８、９は図示しない制御手段で開いた状態とし、積分コンデンサ７に電荷がチャージされる。このとき、スイッチ１０は図示しない制御手段で閉じられており、スイッチ８、９が開いた状態で、積分コンデンサ７はチャージがされていく。

（４）この状態では、オペアンプ２の出力電圧でスイッチ９への漏れ電流が流れるが、スイッチ１０が図示しない制御手段で閉じられることで漏れ電流が接地点１１側に流れ、オペアンプ２の入力端３へは流れ込まない。

（５）この結果、チャージアンプのリセット回路には半導体式アナログスイッチといった漏れ電流の多い装置も使用でき、漏れ電流の影響がほとんどなく、耐久性に優れたチャージアンプ回路が得られる。より具体的には、半導体式アナログスイッチの特質、すなわち、電磁式リレーの欠点である機械式接点を持たず、高速動作、応答が早い、消費電力、振動が無く、低コストといった多くの特徴を備えたチャージアンプが提供できる。

ｂ．実施例２の回路動作［図２参照］
（１）チャージアンプ使用開始前の状態
積分コンデンサ７の両端と直列に接続されたスイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９は並列接続されている。
スイッチ［Ｓ３］２０はスイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９の中間点に接続され、他端は接地１１されている。この３つのスイッチはフォトＭＯＳリレー１８、１９、２０により、それぞれ発光ダイオード２４、２６及び２１により開閉制御される。

（２）チャージアンプのリセット時
チャージアンプは図示しない装置電源を入力しリセットを開始する。
まず、リセット入力端子２８からＮＯＴゲート［Ｄ１］２７入力端をＨＩＧＨ（電圧５Ｖ）とする。このとき、ＮＯＴゲート［Ｄ１］２７出力端はＬＯＷとなり、それに接続されたダイオード２５、それと直列接続のダイオード２４の逆方向側もＬＯＷとなる。他方、ダイオード２５、ダイオード２４の順方向側は抵抗２３と直列に５ボルト電源部２９に接続されているため、ダイオード２５、ダイオード２４に電流が流れる。このとき、ダイオード２５、ダイオード２４は動作ＬＥＤ電流を超えるとフォトＭＯＳリレー１８、１９はＯＮとなり、スイッチ［Ｓ１］１８、スイッチ［Ｓ２］１９は閉となる。これにより、積分コンデンサ７にチャージ（充電）した電荷を放電してリセットされる。

他方、ダイオード２１の順方向側は抵抗２２と直列に前記５ボルト電源部２９に接続され、逆方向側はリセット入力側２７のＮＯＴゲート［Ｄ２］出力端に接続されている。また、ＮＯＴゲート［Ｄ２］入力端はＮＯＴゲート［Ｄ１］２７出力端に接続されている。この結果、ＮＯＴゲート［Ｄ２］２６出力端はＨＩＧＨとなりダイオード２１は動作ＬＥＤ電流を超えることができず、フォトＭＯＳリレー２０はＯＦＦであり、スイッチ［Ｓ３］２０は使用開始前の状態のまま、すなわち、開いている。

（３）チャージアンプ動作時
スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９は開いた状態にし、スイッチ［Ｓ３］２０は閉じた状態にしてチャージアンプ動作状態に入り積分コンデンサ７にはチャージがされていく。
ａ．スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９を開くための処理
まず、リセット入力２８への電圧をＬＯＷとする（電圧０Ｖ）ことで、ＮＯＴゲート２７入力端はＬＯＷ、出力端がＨＩＧＨとなる。ダイオード２４、２５の逆方向側もＨＩＧＨとなる。この結果、ダイオード２４、２５は動作ＬＥＤ電流を超えず、発光ダイオードは点灯しない。スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９は開いた状態となり、積分コンデンサ７にはチャージがされていく。

ｂ．同時に、ＮＯＴゲート２６の入力端はＨＩＧＨ、出力端はＬＯＷとなる。この結果、ダイオード２１は動作ＬＥＤ電流を超え、発光ダイオードが点灯する。スイッチ［Ｓ３］２０は閉じた状態となる。他方、スイッチ［Ｓ３］２０は閉じた状態となるが、スイッチ［Ｓ１］１８、スイッチ［Ｓ２］１９は開いた状態となっているため、積分コンデンサ７のチャージには影響しない。

図４は本発明の他の実施例についての具体的な回路構成を示したものである。オペアンプ２として東芝製ＴＣ７５Ｓ１０１Ｆ、積分コンデンサ７として積層セラミックコンデンサ１０００ｐＦ（村田製作所製ＧＲＭ１８８２Ｃ２Ａ１０２ＪＡ１０２ＪＡ０１Ｄ）を使用した点は実施例２と同様である。リセット入力用ＮＯＴゲートも実施例２と同様の素子を使用した。
積分コンデンサ７には並列にスイッチ１３が接続されている。また、オペアンプ２の入力端３と出力端子６間に積分コンデンサ７と前記スイッチ１３が並列接続されている。

実施例２と同様、スイッチ１３は、フォトＭＯＳリレー（パナソニック製ＡＱＳ２２５Ｒ２Ｓ）を使用した。このリレー１３は発光ダイオード１５により制御される。ダイオード１５、抵抗１４は直列に５ボルト電源部に接続されている。ダイオード１５の逆方向側はＮＯＴゲート１６からなるリセット入力１６の出力端に接続されている。

ａ．実施例３の動作説明
（１）チャージアンプ使用開始前の状態
積分コンデンサ７の両端はフォトＭＯＳリレーからなるスイッチ１３と並列接続されている。このスイッチ１３は発光ダイオード１５により開閉制御される。

（２）チャージアンプのリセット時
チャージアンプは図示しない装置電源を入力しリセットを開始する。
まず、リセット入力端子１７からＮＯＴゲート１６入力端をＨＩＧＨ（電圧５Ｖ）する。このとき、ＮＯＴゲート１６出力端はＬＯＷとなり、それと直列接続のダイオード１５の逆方向側もＬＯＷとなる。他方、ダイオード１５の順方向側は抵抗１４と直列に５ボルト電源部２９に接続されているため、ダイオード１５に電流が流れる。このとき、ダイオード１５は動作ＬＥＤ電流を超えるとフォトＭＯＳリレー１３はＯＮとなり、スイッチ１３は閉となる。これにより、積分コンデンサ７にチャージ（充電）した電荷を放電してリセットされる。

（３）チャージアンプ動作時
スイッチ１３は開いた状態にしてチャージアンプ動作状態に入り積分コンデンサ７にはチャージがされていく。
スイッチ１３を開くための処理としては、まず、リセット入力１７への電圧をＬＯＷとする（電圧０Ｖ）ことで、ＮＯＴゲート１６入力端はＬＯＷ、出力端がＨＩＧＨとなる。ダイオード１５の逆方向側もＨＩＧＨとなる。この結果、ダイオード１５は動作ＬＥＤ電流を超えず、発光ダイオードは点灯しない。スイッチ１３は開いた状態となり、積分コンデンサ７にはチャージがされていく。

（４）この状態で、オペアンプ２の出力電圧がスイッチ１３に加わることで漏れ電流が流れてしまう。また、オペアンプ２の入力端３へ流れ込む。
（５）この結果、チャージアンプのリセット回路に、漏れ電流の多い半導体式アナログスイッチは使用しにくいことが後述する比較実験で確かめられた。

比較例

本発明の実施例と比較例につき、以下の実験を行った。
条件は次によった。
オペアンプ２の出力電圧を１Ｖであったと仮定し、
ａ． オペアンプの入力バイアス電流が０．１ｐＡ（Ｔｙｐｅ）
ｂ． 積層セラミックコンデンサの絶縁抵抗が１，０００ＭΩ以上
ｃ． リレーの接点間絶縁抵抗：１，０００ＭΩ以上（絶縁抵抗）（カタログ値より）
を条件にし、オペアンプへと流れ込む（流れ出る）電流で比較した。

比較としては、ドリフト値が低いことが評価されることから、下記Ａ、Ｂ、Ｃ測定値を足し、時間当たりのオペアンプの出力に換算した。
Ａ オペアンプの入力バイアス電流：ｐＡ（標準値）
Ｂ 積分コンデンサを通りオペアンプの−入力端に流れ込む電流 ｐＡ
Ｃ リレーの接点間を通りオペアンプの−入力端に流れ混む電流 ｐＡ
Ｄ Ａ＋Ｂ＋Ｃ＝合計Ｄ
Ｅ オペアンプの出力電圧（１Ｖ）の変動ｍＶ／ｓｅｃ

比較結果から本発明、特に、実施例２にあっては、極めてドリフト値が低く、使用したスイッチの性能によらない好結果が得られた。すなわち、スイッチとして半導体リレー（ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー）を使用した比較としては、実施例２、実施例３での差異では１２倍も実施例２が優れていたことが確認された。
また、スイッチとして、電磁リレーと半導体リレー（ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー）との間でも約２倍も半導体リレーが優位と判断できた。
この結果、前記した半導体リレーの特徴を生かすこととともに本発明の回路構成を選択することで極めて効果的なチャージアンプを提供できることが理解できよう。

つぎに、図５を用いてチャージアンプに圧電型フォースセンサを接続した実施例２につきタイミングチャートを説明する。
図５で、横軸は時間、縦軸は荷重、チャージアンプ１の出力につきリセット回路の働きを図示したものである。
タイミングはＴ０からＴ４に至る動作として説明する。

時間Ｔ０：チャージアンプ使用開始前の状態
［１］チャージアンプ回路１に電源を入れる。リセットしていない場合には、通常、積分コンデンサ７に充電された電荷が残り、図の中段に示したチャージアンプ出力はドリフト等の出力が残っている状態が表れている。
時間Ｔ１：チャージアンプのリセット時
［２］リセット入力［Ｄ１］２７入力端に電圧５Ｖを印加する。（図５下段でＤ１入力端子２８に電圧５Ｖを加えている様子がパルス電圧で表示されている。）
［３］同時にＤ１の出力端がＬＯＷとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレースイッチ１８、１９の発光ダイオード２４、２５に動作ＬＥＤ電流を超え、スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９が閉になる。

［４］チャージアンプ１の積分コンデンサ７に充電されていた電荷がスイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９を通ってゼロになり、チャージアンプ１の出力端子６の電圧もゼロにリセットされる。
［５］同時にＮＯＴゲート［Ｄ２］２６の出力端がＨＩＧＨとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー２０の発光ダイオード２１には流れない。この結果、動作ＬＥＤ電流を超えず、スイッチ［Ｓ３］２０は［開］のままで、積分コンデンサ７の放電には影響しない。
［６］リセット信号に示されているパルス幅間でリセット信号はＬＯＷ（入力の電圧をゼロ（０Ｖ）にする）となる。

［７］ＮＯＴゲート［Ｄ１］２７の出力はＨＩＧＨとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー１８、１９の発光ダイオード２４、２５の電流が遮断され（動作ＬＥＤ電流を超えない）、スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９は［開］となり、チャージアンプ１が動作状態になる。
［８］Ｄ２の出力はＬＯＷとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー２０の発光ダイオード２１に動作ＬＥＤ電流を超え、スイッチ［Ｓ３］２０は閉となり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー２０の漏れ電流はスイッチ［Ｓ３］２０を通り、接地点１１へ流れて、チャージアンプ１の入力には影響しない。

時間Ｔ２：チャージアンプ動作時における圧電型フォースセンサ荷重測定
［９］図示しない圧電型フォースセンサに荷重［Ｎ］が加わる。
［１０］圧電型フォースセンサからの荷重［Ｎ］に相当する電荷信号がチャージアンプ１の入力端子［ＩＮ］１２に入力され、チャージアンプ１の出力端子６に電圧が発生する。
図５の上段にチャージアンプ出力端子６からフォースセンサ出力値、「荷重」波形として示されている。チャージアンプ１の出力端子６からは汎用の測定器手段で荷重による出力電圧を観測できる。

この間に、圧電型フォースセンサに荷重［Ｎ］は変化していないにも拘わらず、Ｔ２からＴ３への時間の経過に伴い、チャージアンプ入力の入力バイアス電流、積分コンデンサ７の漏れ電流等によるドリフトによって、チャージアンプ１の出力端子６には荷重当初の電圧から変動している様子が図５の中段で「ドリフト」として示されている。

時間Ｔ３：圧電型フォースセンサでの測定終了時
［１１］圧電型フォースセンサから荷重［Ｎ］を除去する。
［１２］チャージアンプ１の出力端子６には、荷重［Ｎ］に相当する分の出力だけ元に戻るが、ドリフト分（図５中段のドリフトとして矢印幅に相当、圧電型フォースセンサから荷重を除去したときには、チャージアンプ１の出力として出力ゼロからのずれとして表示）が残っている。これがオフセット電圧にもなってしまう。

時間Ｔ４：チャージアンプの再リセット時
［１２］再度リセット信号でＮＯＴゲート［Ｄ１］２７の入力端をＨＩＧＨとする（入力に５Ｖ電圧印加）
［１３］ＮＯＴゲートＤ１の出力端はＬＯＷとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー１８、１９の発光ダイオード２４、２５の電流は動作ＬＥＤ電流を超え、スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９が閉となり、チャージアンプに残っていたドリフト分に相当する電荷がスイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９を通して放電され、チャージアンプ１の出力がゼロ（０Ｖ）になる。
［１４］他方、ＮＯＴゲートＤ２の出力はＨＩＧＨとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー２０の発光ダイオード２１への電流は遮断され（動作ＬＥＤ電流を超えない）、スイッチ［Ｓ３］２０は［開］となる。

［１５］つぎにリセット信号２８が［ＯＦＦ］、すなわち、リセット信号２８端子の電圧をゼロ（０Ｖ）にする。
［１６］ＮＯＴゲートＤ１の出力端はＨＩＧＨとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー１８、１９の発光ダイオード２４、２５の電流が遮断され（動作ＬＥＤ電流を超えない）、スイッチ［Ｓ１］１８とスイッチ［Ｓ２］１９は［開］となる。

［１７］ＮＯＴゲートＤ２の出力はＬＯＷとなり、ＰｈｏｔｏＭＯＳリレー２０の発光ダイオード２１に電流が動作ＬＥＤ電流を超え、スイッチ［Ｓ３］２０が閉となる。
［１８］これにより、チャージアンプ１が動作可能状態と復帰する。このように、再リセット手段を用いることでオフセット電圧をゼロに戻すことが可能となる。
再リセットのタイミングとしては、再度のチャージアンプの使用開始時にあっては、図示しない使用開始時にリセット入力端子への入力（例えば＋５Ｖ）プログラムを用意しておくことができる。

１ チャージアンプ
２ オペアンプ
３ オペアンプ−入力端
４ オペアンプ＋入力端
５ 接地点
６ チャージアンプ出力端子
７ 積分コンデンサ
８ スイッチＳ１
９ スイッチＳ２
１０ スイッチＳ３
１１ 接地点
１２ チャージアンプ入力端子
１３ フォトＭＯＳリレー
１４ 抵抗
１５ 発光ダイオード
１６ ＮＯＴゲート
１７ リセット入力端子
１８ フォトＭＯＳリレー
１９ フォトＭＯＳリレー
２０ フォトＭＯＳリレー
２１ 発光ダイオード
２２ 抵抗
２３ 抵抗
２４ 発光ダイオード
２５ 発光ダイオード
２６ ＮＯＴゲート
２７ ＮＯＴゲート
２８ リセット入力端子
２９ ５Ｖ電源部

Claims (6)

1. チャージアンプ出力端子６とオペアンプ２の入力端３には積分コンデンサ７を接続、同時にフォトＭＯＳリレー１８とフォトＭＯＳリレー１９を直列接続、フォトＭＯＳリレー２０は前記リレー１８と前記リレー１９の接続点と接地点間に接続、前記リレー１８は発光ダイオード２５、前記リレー１９は発光ダイオード２４、前記リレー２０は発光ダイオード２１をそれぞれの制御用に設置、前記ダイオード２１はリセット入力端２８からＮＯＴゲート２７を経てＮＯＴゲート２６出力端に接続、前記ダイオード２５は前記ダイオード２４と直列に接続し、前記ダイオード２５はＮＯＴゲート２７の出力端に接続、前記ダイオード２１及び前記ダイオード２４はそれぞれ抵抗を介して電源部２９に接続された圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ１において、前記チャージアンプ１の装置電源ＯＮ時、前記ダイオード２５、２４は動作ＬＥＤ電流を超えることで前記リレー１８、前記リレー１９を閉として前記出力端子６の電圧をゼロにすることで前記積分コンデンサ７の残存電荷をゼロ、かつ、ＮＯＴゲート２６の出力端はＨＩＧＨとなり前記リレー２０は開のままのリセット状態とする手段、前記リレー１８、前記リレー１９は前記ダイオード２５、２４の電流遮断により開となり測定可能状態とする手段、前記オペアンプ２の入力端１２に荷重が付加され前記出力端子６で荷重出力を測定する手段、前記荷重を外した測定終了時は前記ＮＯＴゲート２７の出力端をＬＯＷにし前記リレー１８と前記リレー１９を閉とすることでドリフト分に相当する電荷を放電処理する再リセット手段とを備えたことを特徴とする圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ
2. 前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプのタイムチャートにおいて、前記チャージアンプ１の使用開始前（Ｔ０）は前記チャージアンプ１の出力で前記積分コンデンサ７の残存電荷が存在している状態、前記チャージアンプ１の電源ＯＮ時（Ｔ１）は前記リセットで前記チャージアンプ１の出力で残存電荷がゼロとなる状態、荷重出力の測定時（Ｔ２）は荷重に応じたチャージアンプ１による出力表示状態、荷重測定終了時（Ｔ３）はチャージアンプ１によるドリフト出力表示状態、再リセット時（Ｔ４）はチャージアンプ１によるドリフト出力がゼロとなる前記タイムチャートに沿った測定可能なことを特徴とする請求項１記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。
3. 前記オペアンプ２の出力電圧が１Ｖ、前記オペアンプ２への入力バイアス電流が０．１ｐＡ、前記積分コンデンサ７の絶縁抵抗が１，０００ＭΩ以上及びリレーの接点間絶縁抵抗が１０００ＭΩ以上とし、前記オペアンプ２への前記入力バイアス電流をドリフト値評価方法で比較した結果、時間当たりの前記オペアンプ２の出力換算値で、前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ａ）と前記積分コンデンサ７を通り前記オペアンプ２への入力バイアス電流（Ｂ）が１ｐＡ、前記リレーの接点間を通り前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ｃ）の合計値（Ｄ）が１．１ｐＡ以下であることを特徴とする請求項１又は２記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。
4. 前記ドリフト値評価方法で比較した結果、時間当たりの前記オペアンプ２の出力換算値で、前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ａ）が０．１ｐＡ、前記積分コンデンサ７を通り前記オペアンプ２の入力バイアス電流（Ｂ）が１ｐＡ、前記リレーの接点間を通り前記オペアンプ２の前記入力バイアス電流（Ｃ）が０ｐＡであることを特徴とする請求項１又は３記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。
5. 前記ドリフト値評価方法で比較した結果、前記オペアンプ２の出力電圧の変動（Ｅ）が１Ｖ当たり、１．１ｍＶ／ｓｅｃの時間変動であることを特徴とする請求項１又は４記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。
6. 前記荷重測定終了後の前記チャージアンプ１の使用再開時に前記リセット入力端子へのプラス電圧入力用電源投入プログラムによる再リセット手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。

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