JPH06258382A - 電圧印加電流測定回路 - Google Patents
電圧印加電流測定回路Info
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- JPH06258382A JPH06258382A JP5046819A JP4681993A JPH06258382A JP H06258382 A JPH06258382 A JP H06258382A JP 5046819 A JP5046819 A JP 5046819A JP 4681993 A JP4681993 A JP 4681993A JP H06258382 A JPH06258382 A JP H06258382A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 微小電流測定モードに切換えた直後でも測定
を行なうことができる回路構造を提供する。 【構成】 負荷１に与えられた電圧が帰還されて負荷に
与える電圧Ｖ0 の変動を抑制するように動作する演算増
幅器Ａ１と、演算増幅器Ａ１から負荷１に与えられる電
流を検出する低電流用の電流検出抵抗器Ｒ３と、この低
電流用の電流検出抵抗器に並列接続されたスイッチＳ１
と高電流用の電流検出抵抗器Ｒ４とによって構成される
電圧印加電流測定回路において、スイッチＳ１と高電流
用の電流検出抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器Ａ４を
接続し、スイッチＳ１がオフに制御されるときこのバッ
ファ増幅器Ａ４の入力端子に負荷に与える電圧Ｖ0 を与
える構造とした。
を行なうことができる回路構造を提供する。 【構成】 負荷１に与えられた電圧が帰還されて負荷に
与える電圧Ｖ0 の変動を抑制するように動作する演算増
幅器Ａ１と、演算増幅器Ａ１から負荷１に与えられる電
流を検出する低電流用の電流検出抵抗器Ｒ３と、この低
電流用の電流検出抵抗器に並列接続されたスイッチＳ１
と高電流用の電流検出抵抗器Ｒ４とによって構成される
電圧印加電流測定回路において、スイッチＳ１と高電流
用の電流検出抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器Ａ４を
接続し、スイッチＳ１がオフに制御されるときこのバッ
ファ増幅器Ａ４の入力端子に負荷に与える電圧Ｖ0 を与
える構造とした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は例えばＭＯＳ構造のＩ
Ｃのように静止時と動作時とで流れる電流の比が大きい
ＩＣの直流特性を測定する場合に用いる電圧印加電流測
定回路に関する。
Ｃのように静止時と動作時とで流れる電流の比が大きい
ＩＣの直流特性を測定する場合に用いる電圧印加電流測
定回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来の電圧印加電流測定回路の構
成を示す。図中１は直流特性を測定しようとする負荷を
示す。負荷１には演算増幅器Ａ１から直流電圧Ｖ0 を与
える。この直流電圧Ｖ0 は直流電圧源２の電圧をＶi と
した場合Ｖ0 ＝−Ｖi ・ｒ2 ／ｒ1 で与えられる。ｒ1
は抵抗器Ｒ１の抵抗値、ｒ2 は抵抗器Ｒ２の抵抗値を示
す。演算増幅器Ａ１には帰還回路３を通じて負荷１に与
える電圧Ｖ0 を帰還させ、負荷１に与える電圧Ｖ0 の変
動を抑制する構造としている。帰還回路３はバッファ増
幅器Ａ２と、帰還抵抗器Ｒ２との直列回路によって構成
される。
成を示す。図中１は直流特性を測定しようとする負荷を
示す。負荷１には演算増幅器Ａ１から直流電圧Ｖ0 を与
える。この直流電圧Ｖ0 は直流電圧源２の電圧をＶi と
した場合Ｖ0 ＝−Ｖi ・ｒ2 ／ｒ1 で与えられる。ｒ1
は抵抗器Ｒ１の抵抗値、ｒ2 は抵抗器Ｒ２の抵抗値を示
す。演算増幅器Ａ１には帰還回路３を通じて負荷１に与
える電圧Ｖ0 を帰還させ、負荷１に与える電圧Ｖ0 の変
動を抑制する構造としている。帰還回路３はバッファ増
幅器Ａ２と、帰還抵抗器Ｒ２との直列回路によって構成
される。
【０００３】Ｒ３は演算増幅器Ａ１から負荷１に与えら
れる電流を検出するための電流検出抵抗器を示す。この
抵抗器Ｒ３に発生する電圧を電流測定手段４によって測
定し、負荷１の直流特性が測定される。つまり入力電圧
源２の電圧Ｖi を順次変化させたとき、各電圧値毎に負
荷１に流れる電流を測定し、負荷１の例えば電源端子の
直流特性を測定することができる。
れる電流を検出するための電流検出抵抗器を示す。この
抵抗器Ｒ３に発生する電圧を電流測定手段４によって測
定し、負荷１の直流特性が測定される。つまり入力電圧
源２の電圧Ｖi を順次変化させたとき、各電圧値毎に負
荷１に流れる電流を測定し、負荷１の例えば電源端子の
直流特性を測定することができる。
【０００４】尚、負荷１と並列にバイパスコンデンサＣ
２を接続している。更にまた電流検出抵抗器Ｒ３にはこ
れと並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続している。
ここでバイパスコンデンサＣ２と位相補正用コンデンサ
Ｃ１の存在理由を簡単に説明する。負荷１がＭＯＳ構造
のＩＣの場合、図４に示すように静止時は数μＡ（マイ
クロアンペア）の電流しか流れないのに対し、反転動作
時には数ｍＡ（ミリアンペア）程度の大きい電流がパル
ス状に流れる。負荷１に流れる電流が大きく変動する場
合に、その電流変動を演算増幅器Ａ１が検知して応動す
るまでの時間遅れの期間中にバイパスコンデンサＣ２が
負荷１に流れる電流変動を補償する動作を行なう。つま
り、負荷１に流れる電流がパルス状に急増する場合はバ
イパスコンデンサＣ２から放電電流を放出させ、演算増
幅器Ａ１の遅れを補償する。また負荷１に流れる電流が
急減する場合は、バイパスコンデンサＣ２は充電電流に
より演算増幅器Ａ１から出力される電流を吸収し、演算
増幅器Ａ１の遅れを補償する。
２を接続している。更にまた電流検出抵抗器Ｒ３にはこ
れと並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続している。
ここでバイパスコンデンサＣ２と位相補正用コンデンサ
Ｃ１の存在理由を簡単に説明する。負荷１がＭＯＳ構造
のＩＣの場合、図４に示すように静止時は数μＡ（マイ
クロアンペア）の電流しか流れないのに対し、反転動作
時には数ｍＡ（ミリアンペア）程度の大きい電流がパル
ス状に流れる。負荷１に流れる電流が大きく変動する場
合に、その電流変動を演算増幅器Ａ１が検知して応動す
るまでの時間遅れの期間中にバイパスコンデンサＣ２が
負荷１に流れる電流変動を補償する動作を行なう。つま
り、負荷１に流れる電流がパルス状に急増する場合はバ
イパスコンデンサＣ２から放電電流を放出させ、演算増
幅器Ａ１の遅れを補償する。また負荷１に流れる電流が
急減する場合は、バイパスコンデンサＣ２は充電電流に
より演算増幅器Ａ１から出力される電流を吸収し、演算
増幅器Ａ１の遅れを補償する。
【０００５】一方位相補正用コンデンサＣ１はバイパス
コンデンサＣ２を接続したことにより演算増幅器Ａ１の
動作が不安定になることを阻止するために設けられてい
る。つまり、図５に演算増幅器Ａ１のオープンループゲ
インを曲線Ｇ１で示す。このオープンループゲインＧ１
はオクターブ−６ｄＢの安定（発振等の動作が起きな
い）した減衰特性を呈する。然るにバイパスコンデンサ
Ｃ２を接続すると、バイパスコンデンサＣ２と電流検出
抵抗器Ｒ３によって決まる周波数ｆ1 で折点が形成さ
れ、周波数ｆ1 以上の周波数ではオクターブ−１２ｄＢ
の減衰特性Ｇ２となる。この減衰特性Ｇ２のまま、０ｄ
Ｂを横切ると、発振等の現象を起し、不安定な動作とな
る。このため、減衰特性Ｇ２が０ｄＢに至る手前の周波
数ｆ2 で再び折点を形成し、減衰特性Ｇ３に修正する。
この減衰特性Ｇ３は元のオクターブ−６ｄＢの減衰特性
であり、このオクターブ−６ｄＢの減衰特性Ｇ３のまま
０ｄＢを横切ることにより演算増幅器Ａ１は安定に動作
する。この減衰特性Ｇ３は位相補正用コンデンサＣ１で
与えられる。従ってバイパスコンデンサＣ２の容量Ｃ2
と位相補正用コンデンサＣ１の容量Ｃ1 はＣ2 ＞Ｃ1 に
選定される。
コンデンサＣ２を接続したことにより演算増幅器Ａ１の
動作が不安定になることを阻止するために設けられてい
る。つまり、図５に演算増幅器Ａ１のオープンループゲ
インを曲線Ｇ１で示す。このオープンループゲインＧ１
はオクターブ−６ｄＢの安定（発振等の動作が起きな
い）した減衰特性を呈する。然るにバイパスコンデンサ
Ｃ２を接続すると、バイパスコンデンサＣ２と電流検出
抵抗器Ｒ３によって決まる周波数ｆ1 で折点が形成さ
れ、周波数ｆ1 以上の周波数ではオクターブ−１２ｄＢ
の減衰特性Ｇ２となる。この減衰特性Ｇ２のまま、０ｄ
Ｂを横切ると、発振等の現象を起し、不安定な動作とな
る。このため、減衰特性Ｇ２が０ｄＢに至る手前の周波
数ｆ2 で再び折点を形成し、減衰特性Ｇ３に修正する。
この減衰特性Ｇ３は元のオクターブ−６ｄＢの減衰特性
であり、このオクターブ−６ｄＢの減衰特性Ｇ３のまま
０ｄＢを横切ることにより演算増幅器Ａ１は安定に動作
する。この減衰特性Ｇ３は位相補正用コンデンサＣ１で
与えられる。従ってバイパスコンデンサＣ２の容量Ｃ2
と位相補正用コンデンサＣ１の容量Ｃ1 はＣ2 ＞Ｃ1 に
選定される。
【０００６】一方電流検出抵抗器Ｒ３にはこの抵抗器Ｒ
３の抵抗値を切換るためにスイッチＳ１と抵抗器Ｒ４と
によって構成される直列回路が並列接続され、スイッチ
Ｓ１をオンに制御することにより、抵抗器Ｒ４が電流検
出抵抗器Ｒ３に並列接続され、電流検出抵抗器Ｒ３の抵
抗値を切換ることができるように構成される。つまり電
流検出抵抗器Ｒ３の抵抗値ｒ3 と、抵抗器Ｒ４の抵抗値
ｒ4 は、ｒ3≫ｒ4 に選定される。従ってＲ3 は低電流
レンジ用の電流検出抵抗器、Ｒ４は高電流レンジ用の電
流検出抵抗器として用いられる。
３の抵抗値を切換るためにスイッチＳ１と抵抗器Ｒ４と
によって構成される直列回路が並列接続され、スイッチ
Ｓ１をオンに制御することにより、抵抗器Ｒ４が電流検
出抵抗器Ｒ３に並列接続され、電流検出抵抗器Ｒ３の抵
抗値を切換ることができるように構成される。つまり電
流検出抵抗器Ｒ３の抵抗値ｒ3 と、抵抗器Ｒ４の抵抗値
ｒ4 は、ｒ3≫ｒ4 に選定される。従ってＲ3 は低電流
レンジ用の電流検出抵抗器、Ｒ４は高電流レンジ用の電
流検出抵抗器として用いられる。
【０００７】電流測定手段４は電流検出抵抗器Ｒ３の両
端間に発生する電圧を取出す差動増幅器Ａ３と、その出
力電圧をデジタル信号に変換するＡＤ変換器ＡＤＣとに
よって構成される。この回路構造によれば、直流電圧源
２から与える電圧Ｖi を変化させることにより負荷１に
与えられる電圧Ｖ0 を変化させることができる。電流測
定手段４により負荷１に流れる電流Ｉ0 を測定すること
により、負荷１の内部抵抗ｒx をｒ x ＝Ｖ0 ／Ｉ0 で求
めることができ、印加電圧Ｖ0 の変化に対する内部抵抗
ｒxの変化つまり直流特性を測定することができる。
端間に発生する電圧を取出す差動増幅器Ａ３と、その出
力電圧をデジタル信号に変換するＡＤ変換器ＡＤＣとに
よって構成される。この回路構造によれば、直流電圧源
２から与える電圧Ｖi を変化させることにより負荷１に
与えられる電圧Ｖ0 を変化させることができる。電流測
定手段４により負荷１に流れる電流Ｉ0 を測定すること
により、負荷１の内部抵抗ｒx をｒ x ＝Ｖ0 ／Ｉ0 で求
めることができ、印加電圧Ｖ0 の変化に対する内部抵抗
ｒxの変化つまり直流特性を測定することができる。
【０００８】ところでＭＯＳ型のＩＣでは図４に示した
ように静止時に流れる電流と反転動作時に流れる電流と
の比が大きい。例えば静止時には数μＡ（マイクロアン
ペア）程度しか流れないのに対し、反転動作時には、そ
の反転動作する素子の数に比例して電流が流れる。その
電流比は数１０００倍に達することが多い。また多機能
化されたＩＣでは起動時に各種の初期設定動作を自動的
に行なうＩＣがある。このようなＩＣでは図４に示すよ
うに初期動作時（時間Ｔ1 ）に比較的大きな電流（数ｍ
Ａ）を消費し、その後静止状態Ｔ2 に入ると、電流は数
μＡ乃至は数ＮＡ（ナノアンペア）に低下する。
ように静止時に流れる電流と反転動作時に流れる電流と
の比が大きい。例えば静止時には数μＡ（マイクロアン
ペア）程度しか流れないのに対し、反転動作時には、そ
の反転動作する素子の数に比例して電流が流れる。その
電流比は数１０００倍に達することが多い。また多機能
化されたＩＣでは起動時に各種の初期設定動作を自動的
に行なうＩＣがある。このようなＩＣでは図４に示すよ
うに初期動作時（時間Ｔ1 ）に比較的大きな電流（数ｍ
Ａ）を消費し、その後静止状態Ｔ2 に入ると、電流は数
μＡ乃至は数ＮＡ（ナノアンペア）に低下する。
【０００９】このように大きく変化する電流を測定する
ために、図３に示した電圧印加電流測定回路ではスイッ
チＳ１が設けられ、大きい電流を測定する場合はスイッ
チＳ１をオンにして電流検出抵抗器Ｒ３に高電流レンジ
用の電流検出抵抗器Ｒ４を並列接続し高電流モードで動
作させ、負荷１に流れる電流Ｉ0 が微小値に低下した時
点でスイッチＳ１をオフにし、低電流レンジに切替てい
る。
ために、図３に示した電圧印加電流測定回路ではスイッ
チＳ１が設けられ、大きい電流を測定する場合はスイッ
チＳ１をオンにして電流検出抵抗器Ｒ３に高電流レンジ
用の電流検出抵抗器Ｒ４を並列接続し高電流モードで動
作させ、負荷１に流れる電流Ｉ0 が微小値に低下した時
点でスイッチＳ１をオフにし、低電流レンジに切替てい
る。
【００１０】負荷１となるＩＣの初期状態（高電流状
態）から定常状態（低電流状態）に至る時間Ｔ1 は極く
短かい時間に限られる。このため電圧印加電流測定回路
では時間Ｔ1 内に高電流を測定し、また試験に要する時
間を短かくするためには低電流の測定も高電流から低電
流に立下った直後に測定しなければならない。このため
にスイッチＳ１は機械接点式のリレーでは動作が間に合
わないため、一般にはＦＥＴのような半導体スイッチが
用いられている。
態）から定常状態（低電流状態）に至る時間Ｔ1 は極く
短かい時間に限られる。このため電圧印加電流測定回路
では時間Ｔ1 内に高電流を測定し、また試験に要する時
間を短かくするためには低電流の測定も高電流から低電
流に立下った直後に測定しなければならない。このため
にスイッチＳ１は機械接点式のリレーでは動作が間に合
わないため、一般にはＦＥＴのような半導体スイッチが
用いられている。
【００１１】またスイッチＳ１がオフの状態でも負荷１
となるＩＣは動作を続ける。例えば時計用のＩＣの場合
には一定時間毎に素子が反転動作するから図４に示すよ
うに一定の周期Ｔ2 で高電流が流れる。この高電流は電
流検出抵抗器Ｒ３に並列接続したダイオードＤ１又はＤ
２を通じて流れ、抵抗器Ｒ３とコンデンサＣ１のＲを定
数に影響されずに演算増幅器３からバイパスコンデンサ
Ｃ２に充放電電流を供給できる構造としている。
となるＩＣは動作を続ける。例えば時計用のＩＣの場合
には一定時間毎に素子が反転動作するから図４に示すよ
うに一定の周期Ｔ2 で高電流が流れる。この高電流は電
流検出抵抗器Ｒ３に並列接続したダイオードＤ１又はＤ
２を通じて流れ、抵抗器Ｒ３とコンデンサＣ１のＲを定
数に影響されずに演算増幅器３からバイパスコンデンサ
Ｃ２に充放電電流を供給できる構造としている。
【００１２】以上の説明により低電流レンジ用の電流
検出抵抗器Ｒ３の抵抗値が大きいこと、この電流検出
抵抗器Ｒ３と並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続し
なければならないこと、バイパスコンデンサＣ２が必
要であること、スイッチＳ１として半導体スイッチを
使用しなければならないこと、ダイオードＤ１とＤ２
の存在理由が理解できよう。
検出抵抗器Ｒ３の抵抗値が大きいこと、この電流検出
抵抗器Ｒ３と並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続し
なければならないこと、バイパスコンデンサＣ２が必
要であること、スイッチＳ１として半導体スイッチを
使用しなければならないこと、ダイオードＤ１とＤ２
の存在理由が理解できよう。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】半導体スイッチとして
ＦＥＴを用いた場合、図６に示すよう、ゲート−ソース
間容量ＣGSが回路に接続される。このゲート−ソース間
容量ＣGSが存在することにより、スイッチＳ１を構成す
るＦＥＴをオン、オフ制御する際に制御信号の立上り及
び立下りのタイミング毎にこのゲート−ソース間容量Ｃ
GSにスパイク状の電流ＩCGS 又は−ＩCGS が流れる。
ＦＥＴを用いた場合、図６に示すよう、ゲート−ソース
間容量ＣGSが回路に接続される。このゲート−ソース間
容量ＣGSが存在することにより、スイッチＳ１を構成す
るＦＥＴをオン、オフ制御する際に制御信号の立上り及
び立下りのタイミング毎にこのゲート−ソース間容量Ｃ
GSにスパイク状の電流ＩCGS 又は−ＩCGS が流れる。
【００１４】このスパイク電流ＩCGS 又は−ＩCGS はバ
イパスコンデンサＣ２に流れ、バイパスコンデンサＣ２
の電圧Ｖ0 を変動させる。スイッチＳ１としてＮチャン
ネル型ＦＥＴを用いた場合、スイッチＳ１をオンに制御
した場合には、スパイク電流はＩCGS が流れる。この結
果バイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 はスパイク電流Ｉ
CGS によってわずかに上昇する。この電圧の上昇は帰還
回路３を通じて演算増幅器Ａ１に帰還されるから、演算
増幅器Ａ１はバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ 0 の上昇
を補正するために出力電圧Ｖ1 を低下させる方向に動作
する。この時点で負荷１が未だ電流を必要としない状態
であればバイパスコンデンサＣ２に充電されている電荷
は位相補正用コンデンサＣ１を通じて演算増幅器Ａ１に
吸い込まれる。この結果位相コンデンサＣ１に電荷が充
電される。演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖ1 が元の電圧に
戻ると、コンデンサＣ1 に充電された電荷は抵抗器Ｒ４
を通じて放電する。抵抗器Ｒ４の抵抗値は小さいからこ
の場合は極く短時間に放電が完了する。
イパスコンデンサＣ２に流れ、バイパスコンデンサＣ２
の電圧Ｖ0 を変動させる。スイッチＳ１としてＮチャン
ネル型ＦＥＴを用いた場合、スイッチＳ１をオンに制御
した場合には、スパイク電流はＩCGS が流れる。この結
果バイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 はスパイク電流Ｉ
CGS によってわずかに上昇する。この電圧の上昇は帰還
回路３を通じて演算増幅器Ａ１に帰還されるから、演算
増幅器Ａ１はバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ 0 の上昇
を補正するために出力電圧Ｖ1 を低下させる方向に動作
する。この時点で負荷１が未だ電流を必要としない状態
であればバイパスコンデンサＣ２に充電されている電荷
は位相補正用コンデンサＣ１を通じて演算増幅器Ａ１に
吸い込まれる。この結果位相コンデンサＣ１に電荷が充
電される。演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖ1 が元の電圧に
戻ると、コンデンサＣ1 に充電された電荷は抵抗器Ｒ４
を通じて放電する。抵抗器Ｒ４の抵抗値は小さいからこ
の場合は極く短時間に放電が完了する。
【００１５】これに対し、スイッチＳ１をオフに制御し
た場合にはゲート−ソース間容量Ｃ GSを流れるスパイク
電流ＩCGS はバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 を低下
させる方向に作用する。この変動を抑制するために演算
増幅器Ａ１は出力電圧Ｖ1 を上昇させる方向に動作す
る。演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖ1 が上昇するとコンデ
ンサＣ１を通じてバイパスコンデンサＣ２に充電電流が
流れ電圧Ｖ0 を元の電圧に戻す。電圧Ｖ0 が元の電圧に
戻った場合に、コンデンサＣ１に充電された電荷は抵抗
器Ｒ３を通じて流れる。つまりコンデンサＣ１の電圧上
昇はダイオードＤ１又はＤ２をオンしない程度の電圧変
化であるから、この場合のコンデンサＣ１の放電通路は
抵抗器Ｒ3 だけで構成される。従って放電に時間が掛る
欠点がある。つまり、コンデンサＣ１の放電が完了しな
いと電流検出抵抗器Ｒ３には電流Ｉ 0 の他に、コンデン
サＣ１の放電電流が流れることになるため、電流測定手
段４はコンデンサＣ１の放電が終了するまで電流の測定
を持たなければならない。このために１個のＩＣの直流
特性を測定するに要する時間が長くなってしまう欠点が
生じる。
た場合にはゲート−ソース間容量Ｃ GSを流れるスパイク
電流ＩCGS はバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 を低下
させる方向に作用する。この変動を抑制するために演算
増幅器Ａ１は出力電圧Ｖ1 を上昇させる方向に動作す
る。演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖ1 が上昇するとコンデ
ンサＣ１を通じてバイパスコンデンサＣ２に充電電流が
流れ電圧Ｖ0 を元の電圧に戻す。電圧Ｖ0 が元の電圧に
戻った場合に、コンデンサＣ１に充電された電荷は抵抗
器Ｒ３を通じて流れる。つまりコンデンサＣ１の電圧上
昇はダイオードＤ１又はＤ２をオンしない程度の電圧変
化であるから、この場合のコンデンサＣ１の放電通路は
抵抗器Ｒ3 だけで構成される。従って放電に時間が掛る
欠点がある。つまり、コンデンサＣ１の放電が完了しな
いと電流検出抵抗器Ｒ３には電流Ｉ 0 の他に、コンデン
サＣ１の放電電流が流れることになるため、電流測定手
段４はコンデンサＣ１の放電が終了するまで電流の測定
を持たなければならない。このために１個のＩＣの直流
特性を測定するに要する時間が長くなってしまう欠点が
生じる。
【００１６】また図３に示した回路構造を採る場合、高
電流測定モードではスイッチＳ１を通じて抵抗器Ｒ４を
流れる電流が流れる。この結果スイッチＳ１のオン抵抗
が抵抗器Ｒ４の抵抗の一部として直列接続されることに
なるから、オン抵抗が可及的に小さい半導体スイッチ素
子を用いなければならない。またスイッチＳ１がわの場
合でもオフ抵抗が小さいと、抵抗器Ｒ３の抵抗値に誤差
を与えてしまう欠点がある。このためオン抵抗が小さ
く、然もオフ抵抗が大きい半導体スイッチを用いなけれ
ばならない不都合がある。
電流測定モードではスイッチＳ１を通じて抵抗器Ｒ４を
流れる電流が流れる。この結果スイッチＳ１のオン抵抗
が抵抗器Ｒ４の抵抗の一部として直列接続されることに
なるから、オン抵抗が可及的に小さい半導体スイッチ素
子を用いなければならない。またスイッチＳ１がわの場
合でもオフ抵抗が小さいと、抵抗器Ｒ３の抵抗値に誤差
を与えてしまう欠点がある。このためオン抵抗が小さ
く、然もオフ抵抗が大きい半導体スイッチを用いなけれ
ばならない不都合がある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明ではスイッチＳ
１と抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器を設けると共
に、バッファ増幅器の入力端子にスパイク電流除去用コ
ンデンサを接続し、このスパイク電流除去用コンデンサ
にスイッチＳ１を構成する半導体スイッチから流れるス
パイク電流を流し、スパイク電流が負荷側に接続したバ
イパスコンデンサＣ２に流れ込まない構造とし、スイッ
チＳ１をオン、オフ制御しても、これに伴なって負荷に
与えている電圧Ｖ0 を変動させない構造としたものであ
る。
１と抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器を設けると共
に、バッファ増幅器の入力端子にスパイク電流除去用コ
ンデンサを接続し、このスパイク電流除去用コンデンサ
にスイッチＳ１を構成する半導体スイッチから流れるス
パイク電流を流し、スパイク電流が負荷側に接続したバ
イパスコンデンサＣ２に流れ込まない構造とし、スイッ
チＳ１をオン、オフ制御しても、これに伴なって負荷に
与えている電圧Ｖ0 を変動させない構造としたものであ
る。
【００１８】この発明の構成によれば特にスイッチＳ１
をオフに制御した場合でも、半導体スイッチから流れ出
るスパイク電流はバッファ増幅器の入力側に接続したス
パイク電流除去用コンデンサに吸収されるから、出力側
のバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 を変動させること
がない。従ってスイッチＳ１をオフに制御した直後でも
低レンジの電流を測定することができ、短時間にＩＣの
直流試験を行なうことができる。
をオフに制御した場合でも、半導体スイッチから流れ出
るスパイク電流はバッファ増幅器の入力側に接続したス
パイク電流除去用コンデンサに吸収されるから、出力側
のバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖ0 を変動させること
がない。従ってスイッチＳ１をオフに制御した直後でも
低レンジの電流を測定することができ、短時間にＩＣの
直流試験を行なうことができる。
【００１９】
【実施例】図１にこの発明の一実施例を示す。直流電圧
源２から電圧Ｖi を入力抵抗器Ｒ１を通じて演算増幅器
Ａ１の反転入力端子に与え、演算増幅器Ａ１の出力電圧
Ｖ 1 を電流検出抵抗器Ｒ３と位相補正用コンデンサＣ１
から成る並列回路を通じてバイパスコンデンサＣ２と負
荷１に与えると共に、負荷１及びバイパスコンデンサＣ
２に与える電圧Ｖ0 を帰還回路３を通じて演算増幅器Ａ
１の反転入力端子に帰還させ、演算増幅器Ａ１が電圧Ｖ
0 の変動を抑制する方向に動作する点の構成は従来技術
の説明と同じである。
源２から電圧Ｖi を入力抵抗器Ｒ１を通じて演算増幅器
Ａ１の反転入力端子に与え、演算増幅器Ａ１の出力電圧
Ｖ 1 を電流検出抵抗器Ｒ３と位相補正用コンデンサＣ１
から成る並列回路を通じてバイパスコンデンサＣ２と負
荷１に与えると共に、負荷１及びバイパスコンデンサＣ
２に与える電圧Ｖ0 を帰還回路３を通じて演算増幅器Ａ
１の反転入力端子に帰還させ、演算増幅器Ａ１が電圧Ｖ
0 の変動を抑制する方向に動作する点の構成は従来技術
の説明と同じである。
【００２０】この発明ではスイッチＳ１と高電流用の電
流抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器Ａ４を接続すると
共に、バッファ増幅器Ａ４の入力端子と共通電位点との
間にスパイク電流除去用コンデンサＣ３を接続した構造
を特徴とするものである。スイッチＳ２はスイッチＳ１
をオフにしたときにオンに制御され負荷１及びバイパス
コンデンサＣ２に与える電圧Ｖ0 と同じ電圧Ｖ2 ＝Ｖ0
をバッファ増幅器Ａ４の入力端子に印加するための電圧
印加手段を構成している。
流抵抗器Ｒ４との間にバッファ増幅器Ａ４を接続すると
共に、バッファ増幅器Ａ４の入力端子と共通電位点との
間にスパイク電流除去用コンデンサＣ３を接続した構造
を特徴とするものである。スイッチＳ２はスイッチＳ１
をオフにしたときにオンに制御され負荷１及びバイパス
コンデンサＣ２に与える電圧Ｖ0 と同じ電圧Ｖ2 ＝Ｖ0
をバッファ増幅器Ａ４の入力端子に印加するための電圧
印加手段を構成している。
【００２１】上述の構成において、スイッチＳ１をオ
フ、Ｓ２をオンにすると、低電流測定モードで動作す
る。つまり、図１に示すように各部の電圧をＶ0 ，
Ｖ2 ，Ｖ4 ，Ｖ4 ′とすれば、 Ｖ0 ＝Ｖ2 ＝Ｖ4 ＝Ｖ4 ′ となる。これにより抵抗器Ｒ４の両端には同一電圧Ｖ0
が与えられるから、この抵抗器Ｒ４を流れる電流Ｉ
R4は、 ＩR4＝０ Ｖ3 ＝Ｉ0 ・ｒ3 となり、低電流検出用抵抗器Ｒ３に発生する電圧がＶ3
としてＡＤ変換器ＡＤＣに与えられ、低電流を測定でき
る。
フ、Ｓ２をオンにすると、低電流測定モードで動作す
る。つまり、図１に示すように各部の電圧をＶ0 ，
Ｖ2 ，Ｖ4 ，Ｖ4 ′とすれば、 Ｖ0 ＝Ｖ2 ＝Ｖ4 ＝Ｖ4 ′ となる。これにより抵抗器Ｒ４の両端には同一電圧Ｖ0
が与えられるから、この抵抗器Ｒ４を流れる電流Ｉ
R4は、 ＩR4＝０ Ｖ3 ＝Ｉ0 ・ｒ3 となり、低電流検出用抵抗器Ｒ３に発生する電圧がＶ3
としてＡＤ変換器ＡＤＣに与えられ、低電流を測定でき
る。
【００２２】スイッチＳ１をオン、Ｓ２をオフの状態に
制御すると、高電流測定モードで動作する。この場合に
は、 Ｖ1 ＝Ｖ4 ＝Ｖ4 ′ により、 Ｉ0 ＝ＩR3＋ＩR4 ｒ3 ＝ｎｒ4 とすると、この抵抗比によりＩR3＝ＩR4・
１／ｎとなる。よって Ｉ0 ＝ＩR4／ｎ＋ＩR4＝ＩR4（１＋１／ｎ） Ｖ3 ＝Ｉ0 ・ｒ3 ・ｒ4 ／（ｒ3 ＋ｒ4 ）＝Ｉ0 ・ｒ4
・ｎ／（ｎ＋１） よって、この場合には高電流用の電流検出抵抗器Ｒ４と
低電流用の電流検出抵抗器Ｒ３の並列回路に発生する電
圧がＶ3 としてＡＤ変換器ＡＤＣに与えられ、高電流を
測定することができる。
制御すると、高電流測定モードで動作する。この場合に
は、 Ｖ1 ＝Ｖ4 ＝Ｖ4 ′ により、 Ｉ0 ＝ＩR3＋ＩR4 ｒ3 ＝ｎｒ4 とすると、この抵抗比によりＩR3＝ＩR4・
１／ｎとなる。よって Ｉ0 ＝ＩR4／ｎ＋ＩR4＝ＩR4（１＋１／ｎ） Ｖ3 ＝Ｉ0 ・ｒ3 ・ｒ4 ／（ｒ3 ＋ｒ4 ）＝Ｉ0 ・ｒ4
・ｎ／（ｎ＋１） よって、この場合には高電流用の電流検出抵抗器Ｒ４と
低電流用の電流検出抵抗器Ｒ３の並列回路に発生する電
圧がＶ3 としてＡＤ変換器ＡＤＣに与えられ、高電流を
測定することができる。
【００２３】これと共に、この発明の構成によればスイ
ッチＳ１及びＳ２として半導体スイッチ素子を用いた場
合に、この半導体スイッチ素子から発生するスパイク電
流はスパイク電流除去用コンデンサＣ３に流れ込み除去
される。換言すればこの発明ではスイッチＳ１又はＳ２
の何れか一方が必ずオンになるから、スパイク電流除去
用コンデンサＣ３には演算増幅器Ａ１の出力端子か又は
バッファ増幅器Ａ２の出力端子が必ず接続される。これ
ら増幅器Ａ１又はＡ２の入力インピーダンスは高いが出
力インピーダンスが充分低いのでスパイク電流除去用コ
ンデンサＣ３の電圧は瞬時に増幅器Ａ１又はＡ２の出力
電圧Ｖ1 又はＶ2 に充電される。特にスイッチＳ１がオ
フ、Ｓ２がオンに制御された場合、バッファ増幅器Ａ４
の入力端子にはスイッチＳ２を通じて増幅器Ａ２から電
圧Ｖ2 ＝Ｖ0 ＝Ｖ4 が与えられる。コンデンサＣ３の電
圧はＶ1 からＶ0 に変更されるが、入力端子の電圧Ｖ4
がＶ4 ＝Ｖ0 に充電されれば抵抗器Ｒ４の両端は同電位
であるため、抵抗器Ｒ４には全く電流が流れない（ＩR4
＝０）。よって低電流測定モードに切換えた直後でも電
流測定手段４は抵抗器Ｒ３に発生する電圧を測定し、負
荷１の静止状態における微小電流Ｉ0 の値を測定するこ
とができる。
ッチＳ１及びＳ２として半導体スイッチ素子を用いた場
合に、この半導体スイッチ素子から発生するスパイク電
流はスパイク電流除去用コンデンサＣ３に流れ込み除去
される。換言すればこの発明ではスイッチＳ１又はＳ２
の何れか一方が必ずオンになるから、スパイク電流除去
用コンデンサＣ３には演算増幅器Ａ１の出力端子か又は
バッファ増幅器Ａ２の出力端子が必ず接続される。これ
ら増幅器Ａ１又はＡ２の入力インピーダンスは高いが出
力インピーダンスが充分低いのでスパイク電流除去用コ
ンデンサＣ３の電圧は瞬時に増幅器Ａ１又はＡ２の出力
電圧Ｖ1 又はＶ2 に充電される。特にスイッチＳ１がオ
フ、Ｓ２がオンに制御された場合、バッファ増幅器Ａ４
の入力端子にはスイッチＳ２を通じて増幅器Ａ２から電
圧Ｖ2 ＝Ｖ0 ＝Ｖ4 が与えられる。コンデンサＣ３の電
圧はＶ1 からＶ0 に変更されるが、入力端子の電圧Ｖ4
がＶ4 ＝Ｖ0 に充電されれば抵抗器Ｒ４の両端は同電位
であるため、抵抗器Ｒ４には全く電流が流れない（ＩR4
＝０）。よって低電流測定モードに切換えた直後でも電
流測定手段４は抵抗器Ｒ３に発生する電圧を測定し、負
荷１の静止状態における微小電流Ｉ0 の値を測定するこ
とができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
電流測定レンジを切換えた直後、特に低電流測定モード
に切換えた直後でもコンデンサＣ１は充電又は放電動作
を全く行なわないから切換直後でも低電流を測定するこ
とができる。また半導体スイッチ素子から発生するスパ
イク電流によって影響を受けることがない。よって精度
の高い電圧印加が電流測定を高速に行なうことができ
る。
電流測定レンジを切換えた直後、特に低電流測定モード
に切換えた直後でもコンデンサＣ１は充電又は放電動作
を全く行なわないから切換直後でも低電流を測定するこ
とができる。また半導体スイッチ素子から発生するスパ
イク電流によって影響を受けることがない。よって精度
の高い電圧印加が電流測定を高速に行なうことができ
る。
【００２５】更にスイッチＳ１とＳ２は入力インピーダ
ンスの高いバッファ増幅器Ａ４の入力側に接続されてい
るから、これらスイッチＳ１及びスイッチＳ２を通じて
バッファ増幅器Ａ４に電流が流れ込むことがない。つま
り抵抗器Ｒ４に電流を流すことがないから、スイッチＳ
１及びＳ２はオフ時でもリーク電流が流れてしまう半導
体スイッチ素子を用いてもよい。またオン抵抗が大きく
ても測定誤差の発生に関係しない。よって安価な半導体
スイッチ素子を用いることができる。
ンスの高いバッファ増幅器Ａ４の入力側に接続されてい
るから、これらスイッチＳ１及びスイッチＳ２を通じて
バッファ増幅器Ａ４に電流が流れ込むことがない。つま
り抵抗器Ｒ４に電流を流すことがないから、スイッチＳ
１及びＳ２はオフ時でもリーク電流が流れてしまう半導
体スイッチ素子を用いてもよい。またオン抵抗が大きく
ても測定誤差の発生に関係しない。よって安価な半導体
スイッチ素子を用いることができる。
【００２６】尚、図２はこの発明の変形実施例を示す。
この実施例ではスイッチＳ２に代えて抵抗器Ｒ５によっ
て電圧印加手段を構成した場合を示す。この場合もスイ
ッチＳ１をオンとオフに切換えることにより高電流測定
モードと、低電流測定モードに切換ることができ、スパ
イクノイズの影響も除去することができる。
この実施例ではスイッチＳ２に代えて抵抗器Ｒ５によっ
て電圧印加手段を構成した場合を示す。この場合もスイ
ッチＳ１をオンとオフに切換えることにより高電流測定
モードと、低電流測定モードに切換ることができ、スパ
イクノイズの影響も除去することができる。
【図１】この発明の一実施例を示す接続図。
【図２】この発明の他の実施例を示す接続図。
【図３】従来の技術を説明するための接続図。
【図４】負荷に流れる電流波形の一例を説明するための
波形図。
波形図。
【図５】図３に示した演算増幅器の周波数対利得特性を
示す図。
示す図。
【図６】半導体スイッチ素子を用いた場合に発生するス
パイク電流を説明するための接続図。
パイク電流を説明するための接続図。
１ 負荷 ２ 直流電圧源 ３ 帰還回路 ４ 電流測定手段 Ｒ３ 低電流用の電流検出抵抗器 Ｒ４ 高電流用の電流検出抵抗器 Ｃ１ 位相補正用コンデンサ Ｃ２ バイパスコンデンサ Ｓ１，Ｓ２ スイッチ Ｃ３ スパイク電流除去用コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧電流特性を測定すべき負荷に演算増
幅器を通じて所定の直流電圧を与える直流電圧源と、上
記負荷に与えた電圧を上記演算増幅器に帰還させ、負荷
に与える電圧の変動を抑制する帰還回路と、演算増幅器
の出力端子と上記負荷との間に直列接続され演算増幅器
から負荷に与えられる電流値を検出する電流検出用抵抗
器と、この電流検出用抵抗器に並列に他の抵抗器を接続
し、電流検出用抵抗器の抵抗値を切換る半導体スイッチ
素子と、上記電流検出用抵抗器に発生する電圧を取出し
て上記負荷に与えられる電流を測定する電流測定手段と
を具備して構成される電圧印加電流測定回路において、 上記半導体スイッチと他の抵抗器との間に直列接続した
バッファ増幅器と、 このバッファ増幅器の入力端子と共通電位点との間に接
続したスパイク電流除去用コンデンサと、 上記半導体スイッチをオフに操作した状態で上記バッフ
ァ増幅器の入力端子に上記負荷に与える電圧を印加する
電圧印加手段と、を設けたことを特徴とする電圧印加電
流測定回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5046819A JPH06258382A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電圧印加電流測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5046819A JPH06258382A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電圧印加電流測定回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06258382A true JPH06258382A (ja) | 1994-09-16 |
Family
ID=12757954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5046819A Withdrawn JPH06258382A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電圧印加電流測定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06258382A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19746113C2 (de) * | 1996-10-18 | 2000-08-10 | Advantest Corp | Spannungsversorgungsschaltung |
| US6255839B1 (en) | 1997-12-12 | 2001-07-03 | Advantest Corporation | Voltage applied type current measuring circuit in an IC testing apparatus |
| JP2007127568A (ja) * | 2005-11-07 | 2007-05-24 | Advantest Corp | 測定装置及び測定方法 |
-
1993
- 1993-03-08 JP JP5046819A patent/JPH06258382A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19746113C2 (de) * | 1996-10-18 | 2000-08-10 | Advantest Corp | Spannungsversorgungsschaltung |
| US6255839B1 (en) | 1997-12-12 | 2001-07-03 | Advantest Corporation | Voltage applied type current measuring circuit in an IC testing apparatus |
| JP2007127568A (ja) * | 2005-11-07 | 2007-05-24 | Advantest Corp | 測定装置及び測定方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000509 |