JP3072880B2 - Ｉｃ試験用電圧発生回路 - Google Patents
Ｉｃ試験用電圧発生回路Info
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R31/3181—Functional testing
- G01R31/319—Tester hardware, i.e. output processing circuits
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばＣＭＯＳ構造
のＬＳＩ（大規模集積回路）のように静止時と動作時と
で流れる電流の比が比較的大きいＩＣ（半導体集積回
路）の直流特性及び動作特性（ファンクショナル・テス
ト）を測定する場合等に用いるＩＣ試験用電圧発生回路
に関する。
のＬＳＩ（大規模集積回路）のように静止時と動作時と
で流れる電流の比が比較的大きいＩＣ（半導体集積回
路）の直流特性及び動作特性（ファンクショナル・テス
ト）を測定する場合等に用いるＩＣ試験用電圧発生回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に一例として高集積半導体テスタに
用いられている従来の電圧発生回路の構成を示す。図中
１は、直流特性及び動作特性等の諸特性を測定しようと
する負荷であるＩＣを示す。負荷１に並列にバイパスコ
ンデンサＣ２を接続している。負荷１には演算増幅器Ａ
１から直流電圧Ｖｏを与える。演算増幅器Ａ１には帰還
回路３を通じて負荷１に与える電圧Ｖｏを帰還させ、負
荷１に与える電圧Ｖｏの変動を抑制する構造としてい
る。この帰還回路３が負荷１に与える電圧Ｖｏを取り出
す結合点Ｏは、なるべく負荷１に近い点が望ましい。こ
の直流電圧Ｖｏは直流電圧源２の出力電圧をＶｉとした
場合、定常状態では Ｖｏ＝Ｖｉ である。
用いられている従来の電圧発生回路の構成を示す。図中
１は、直流特性及び動作特性等の諸特性を測定しようと
する負荷であるＩＣを示す。負荷１に並列にバイパスコ
ンデンサＣ２を接続している。負荷１には演算増幅器Ａ
１から直流電圧Ｖｏを与える。演算増幅器Ａ１には帰還
回路３を通じて負荷１に与える電圧Ｖｏを帰還させ、負
荷１に与える電圧Ｖｏの変動を抑制する構造としてい
る。この帰還回路３が負荷１に与える電圧Ｖｏを取り出
す結合点Ｏは、なるべく負荷１に近い点が望ましい。こ
の直流電圧Ｖｏは直流電圧源２の出力電圧をＶｉとした
場合、定常状態では Ｖｏ＝Ｖｉ である。
【０００３】直流特性を測定するために、演算増幅器Ａ
１から負荷１に与えられる電流を検出するために、電流
検出用の抵抗器Ｒ１と、この抵抗器Ｒ１に並列接続した
位相補正用コンデンサＣ１とが設けられている。この電
流検出用の抵抗器Ｒ１の両端に発生する電圧を、図示し
ていないが、アナログ減算回路（差動増幅器）で取り出
し、Ａ／Ｄ変換器でデジタル電圧信号に変換し、負荷１
の直流特性が測定される。つまり直流電圧源２の電圧Ｖ
ｉを順次変化させたとき、各電圧毎に負荷１に流れる電
流を測定し、負荷１の電源端子の直流特性を測定する事
ができる。このときＩＣの内部セルに異常等があると、
電源電流が規定値より増加あるいは減少するのでデバイ
スの良否判定ができる。
１から負荷１に与えられる電流を検出するために、電流
検出用の抵抗器Ｒ１と、この抵抗器Ｒ１に並列接続した
位相補正用コンデンサＣ１とが設けられている。この電
流検出用の抵抗器Ｒ１の両端に発生する電圧を、図示し
ていないが、アナログ減算回路（差動増幅器）で取り出
し、Ａ／Ｄ変換器でデジタル電圧信号に変換し、負荷１
の直流特性が測定される。つまり直流電圧源２の電圧Ｖ
ｉを順次変化させたとき、各電圧毎に負荷１に流れる電
流を測定し、負荷１の電源端子の直流特性を測定する事
ができる。このときＩＣの内部セルに異常等があると、
電源電流が規定値より増加あるいは減少するのでデバイ
スの良否判定ができる。
【０００４】負荷１と並列にバイパスコンデンサＣ２を
接続している。更にまた電流検出用の抵抗器Ｒ１にはこ
れと並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続している。
ここでバイパスコンデンサＣ２と位相補正用コンデンサ
Ｃ１の存在理由を簡単に説明する。負荷１が例えばＣＭ
ＯＳ構造のＶＬＳＩの場合、静止時は数μＡ（マイクロ
アンペア）の電流しか流れないのに対し、反転動作には
数Ａ（アンペア）程度の大きい電流ＩＬ が流れる場合
がある。負荷１に流れる電流が大きく変動する場合に、
その電流変動を演算増幅器Ａ１が検知して応答するまで
の時間遅れがあり、この期間中はバイパスコンデンサＣ
２が負荷１に流れる電流変動を補償する動作を行う。つ
まり、負荷１に流れる電流が急増する場合はバイパスコ
ンデンサＣ２から放電電流を放出させ、演算増幅器Ａ１
の遅れを補償する。また負荷１に流れる電流が急減する
場合は、バイパスコンデンサＣ２は演算増幅器Ａ１の遅
れ動作によって流れ続ける大きい電流を充電電流として
吸収し、演算増幅器Ａ１の遅れを補償する。
接続している。更にまた電流検出用の抵抗器Ｒ１にはこ
れと並列に位相補正用コンデンサＣ１を接続している。
ここでバイパスコンデンサＣ２と位相補正用コンデンサ
Ｃ１の存在理由を簡単に説明する。負荷１が例えばＣＭ
ＯＳ構造のＶＬＳＩの場合、静止時は数μＡ（マイクロ
アンペア）の電流しか流れないのに対し、反転動作には
数Ａ（アンペア）程度の大きい電流ＩＬ が流れる場合
がある。負荷１に流れる電流が大きく変動する場合に、
その電流変動を演算増幅器Ａ１が検知して応答するまで
の時間遅れがあり、この期間中はバイパスコンデンサＣ
２が負荷１に流れる電流変動を補償する動作を行う。つ
まり、負荷１に流れる電流が急増する場合はバイパスコ
ンデンサＣ２から放電電流を放出させ、演算増幅器Ａ１
の遅れを補償する。また負荷１に流れる電流が急減する
場合は、バイパスコンデンサＣ２は演算増幅器Ａ１の遅
れ動作によって流れ続ける大きい電流を充電電流として
吸収し、演算増幅器Ａ１の遅れを補償する。
【０００５】一方位相補償用コンデンサＣ１はバイパス
コンデンサＣ２を接続したことにより演算増幅器Ａ１の
動作が不安定になることを阻止するために設けられてい
る。つまり、演算増幅器Ａ１のオープンループゲイン
は、素子固有の一定周波数を越えると−６ｄＢ／オクタ
ーブの安定（発振等の動作が起きない）した減衰特性を
呈する。然るにバイパスコンデンサＣ２を接続すると、
バイパスコンデンサＣ２と電流検出用の抵抗器Ｒ１によ
って決まる周波数ｆ１ ＝１／（２πＲ１ ・Ｃ２ ）
以上の周波数では−１２ｄＢ／オクターブの減衰特性と
なる。この減衰特性のまま０ｄＢを横切ると発振等の現
象を起こし、不安定な動作となる。このため０ｄＢに至
る手前の周波数で、減衰特性を再び元の−６ｄＢ／オク
ターブに戻す必要が有り、そのために位相補正用コンデ
ンサＣ１を挿入する。その折点の周波数はｆ２ ＝１／
（２πＲ１ ・Ｃ１ ） となる。
コンデンサＣ２を接続したことにより演算増幅器Ａ１の
動作が不安定になることを阻止するために設けられてい
る。つまり、演算増幅器Ａ１のオープンループゲイン
は、素子固有の一定周波数を越えると−６ｄＢ／オクタ
ーブの安定（発振等の動作が起きない）した減衰特性を
呈する。然るにバイパスコンデンサＣ２を接続すると、
バイパスコンデンサＣ２と電流検出用の抵抗器Ｒ１によ
って決まる周波数ｆ１ ＝１／（２πＲ１ ・Ｃ２ ）
以上の周波数では−１２ｄＢ／オクターブの減衰特性と
なる。この減衰特性のまま０ｄＢを横切ると発振等の現
象を起こし、不安定な動作となる。このため０ｄＢに至
る手前の周波数で、減衰特性を再び元の−６ｄＢ／オク
ターブに戻す必要が有り、そのために位相補正用コンデ
ンサＣ１を挿入する。その折点の周波数はｆ２ ＝１／
（２πＲ１ ・Ｃ１ ） となる。
【０００６】この回路構造によれば、直流電圧源２から
与える電圧Ｖｉを変化させることにより負荷１に与えら
れる電圧Ｖｏを変化させることができる。定常状態では
負荷１に流れる電流ＩＬ と電流検出回路の抵抗Ｒ１を
流れる電流Ｉｏとが等しいのでＡ／Ｄ変換器から出力さ
れる電圧値Ｖｍにより、Ｉｏ＝ＩＬ ＝Ｖｍ／Ｒ１を得
る。よって、負荷１の内部抵抗ＲＸ は、ＲＸ ＝Ｖｏ
／Ｉｏ＝Ｖｉ・Ｒ１ ／Ｖｍ で求めることができ、印
加電圧Ｖｏの変化に対する内部抵抗ＲＸの変化つまり直
流特性を測定することができる。
与える電圧Ｖｉを変化させることにより負荷１に与えら
れる電圧Ｖｏを変化させることができる。定常状態では
負荷１に流れる電流ＩＬ と電流検出回路の抵抗Ｒ１を
流れる電流Ｉｏとが等しいのでＡ／Ｄ変換器から出力さ
れる電圧値Ｖｍにより、Ｉｏ＝ＩＬ ＝Ｖｍ／Ｒ１を得
る。よって、負荷１の内部抵抗ＲＸ は、ＲＸ ＝Ｖｏ
／Ｉｏ＝Ｖｉ・Ｒ１ ／Ｖｍ で求めることができ、印
加電圧Ｖｏの変化に対する内部抵抗ＲＸの変化つまり直
流特性を測定することができる。
【０００７】以上の説明により静止時に流れる電流Ｉ
ｏが微少値の場合には電流検出抵抗器Ｒ１の抵抗値が大
きいこと、この電流検出用の抵抗器Ｒ１と並列に位相
補正用コンデンサＣ１を接続しなければならないこと、
バイパスコンデンサＣ２が必要であること、等が理解
できる。この電源回路を用いて負荷１の直流特性試験を
行い、直流特性試験での良品については、同一測定装置
でもって引き続き動作特性試験（ファンクショナル・テ
スト）を行う。動作特性試験はＬＳＩの複数の信号入力
ピンに入力信号パターンを与え、信号出力ピンから出力
信号パターンを取り出し、その取り出した信号パターン
と予め準備されている期待値パターンと比較して試験を
行う。従って、動作特性試験での負荷１に与える電源電
圧は定電圧が望ましい。
ｏが微少値の場合には電流検出抵抗器Ｒ１の抵抗値が大
きいこと、この電流検出用の抵抗器Ｒ１と並列に位相
補正用コンデンサＣ１を接続しなければならないこと、
バイパスコンデンサＣ２が必要であること、等が理解
できる。この電源回路を用いて負荷１の直流特性試験を
行い、直流特性試験での良品については、同一測定装置
でもって引き続き動作特性試験（ファンクショナル・テ
スト）を行う。動作特性試験はＬＳＩの複数の信号入力
ピンに入力信号パターンを与え、信号出力ピンから出力
信号パターンを取り出し、その取り出した信号パターン
と予め準備されている期待値パターンと比較して試験を
行う。従って、動作特性試験での負荷１に与える電源電
圧は定電圧が望ましい。
【０００８】ここで従来の回路での各点の電圧電流の様
子を図５を用いて詳細に説明する。図５Ａは負荷１が反
転動作したときの定電圧動作での負荷電流ＩＬ を示
す。ｔ１０は負荷１に流れる電流の立ち上がり時間であ
る。負荷電流ＩＬ の増加に伴い、電流Ｉ０ が図５Ｂ
のように徐々に増大し始めるが演算増幅器Ａ１の遅れの
ため急激には応答出来ず、これを補うためにバイパスコ
ンデンサＣ２は負荷１に電流ＩＣ２を放電する（図５
Ｃ）。これらのためバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖｏ
が低下する（図５Ｄ）。バイパスコンデンサＣ２の電圧
の低下、即ち帰還回路３との結合点Ｏの電圧Ｖｏの低下
によりその電圧Ｖｏが帰還されて演算増幅器Ａ１側から
バイパスコンデンサＣ２に充電電流Ｉ０ （図５Ｂ）が
大きく流れだす。この充電電流Ｉ０ は電流検出用の抵
抗器Ｒ１を通じて流れるので、抵抗器Ｒ１の両端ではＶ
ｘ＝Ｒ１・Ｉ０ の電圧降下を生じる。従って演算増
幅器Ａ１の出力端の電圧ＶＡ は図５Ｅのように変化す
る。バイパスコンデンサＣ２への充電が進みｔ２０が経
過すると、充電電流Ｉ０ は減少し始めてｔ３０を経過
すると、反転動作時の定常状態となり電流Ｉ０ は負荷
電流ＩＬ と等しくなる。
子を図５を用いて詳細に説明する。図５Ａは負荷１が反
転動作したときの定電圧動作での負荷電流ＩＬ を示
す。ｔ１０は負荷１に流れる電流の立ち上がり時間であ
る。負荷電流ＩＬ の増加に伴い、電流Ｉ０ が図５Ｂ
のように徐々に増大し始めるが演算増幅器Ａ１の遅れの
ため急激には応答出来ず、これを補うためにバイパスコ
ンデンサＣ２は負荷１に電流ＩＣ２を放電する（図５
Ｃ）。これらのためバイパスコンデンサＣ２の電圧Ｖｏ
が低下する（図５Ｄ）。バイパスコンデンサＣ２の電圧
の低下、即ち帰還回路３との結合点Ｏの電圧Ｖｏの低下
によりその電圧Ｖｏが帰還されて演算増幅器Ａ１側から
バイパスコンデンサＣ２に充電電流Ｉ０ （図５Ｂ）が
大きく流れだす。この充電電流Ｉ０ は電流検出用の抵
抗器Ｒ１を通じて流れるので、抵抗器Ｒ１の両端ではＶ
ｘ＝Ｒ１・Ｉ０ の電圧降下を生じる。従って演算増
幅器Ａ１の出力端の電圧ＶＡ は図５Ｅのように変化す
る。バイパスコンデンサＣ２への充電が進みｔ２０が経
過すると、充電電流Ｉ０ は減少し始めてｔ３０を経過
すると、反転動作時の定常状態となり電流Ｉ０ は負荷
電流ＩＬ と等しくなる。
【０００９】負荷１が再び立ち下がり時間ｔ１１で静止
時に戻ると、各点の電圧電流特性は図５に示すように、
それぞれ立ち上がりと逆の特性を示す。即ち、負荷電流
ＩＬは減少するが、帰還回路の応答が遅れて演算増幅器
Ａ１からは電流Ｉ０ が流れ続きその余分の電流をバイ
パスコンデンサＣ２が一時充電する。ここでｔ２０、ｔ
３０、ｔ２１、ｔ３１は、帰還回路を構成する演算増幅
器Ａ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、Ｃ２等の総合的な
周波数特性で決まが、演算増幅器Ａ１の周波数特性が支
配的である。そして一般的に、ｔ１Ｘ《ｔ２Ｘ《ｔ３Ｘ
である。
時に戻ると、各点の電圧電流特性は図５に示すように、
それぞれ立ち上がりと逆の特性を示す。即ち、負荷電流
ＩＬは減少するが、帰還回路の応答が遅れて演算増幅器
Ａ１からは電流Ｉ０ が流れ続きその余分の電流をバイ
パスコンデンサＣ２が一時充電する。ここでｔ２０、ｔ
３０、ｔ２１、ｔ３１は、帰還回路を構成する演算増幅
器Ａ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、Ｃ２等の総合的な
周波数特性で決まが、演算増幅器Ａ１の周波数特性が支
配的である。そして一般的に、ｔ１Ｘ《ｔ２Ｘ《ｔ３Ｘ
である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このＩＣ試験用電圧発
生回路を用いて、負荷１の動作特性を測定するとき、上
述の図５Ｄのように負荷１に与える電圧Ｖｏは、立ち上
がり及び立ち下がり時において、±Ｖｘの大きな電圧変
動がある。例えば、Ｒ１＝０．１Ω、Ｉｏ＝５Ａとする
と、負荷に与える電圧Ｖｏは、０．５ｖ も変動してし
まう。このように電圧Ｖｏが大きく変動すると、負荷で
あるＬＳＩが誤動作したり、最悪の場合は負荷を破損し
たりする。また電圧が安定して判定せんとすると時間が
かかり過ぎる。
生回路を用いて、負荷１の動作特性を測定するとき、上
述の図５Ｄのように負荷１に与える電圧Ｖｏは、立ち上
がり及び立ち下がり時において、±Ｖｘの大きな電圧変
動がある。例えば、Ｒ１＝０．１Ω、Ｉｏ＝５Ａとする
と、負荷に与える電圧Ｖｏは、０．５ｖ も変動してし
まう。このように電圧Ｖｏが大きく変動すると、負荷で
あるＬＳＩが誤動作したり、最悪の場合は負荷を破損し
たりする。また電圧が安定して判定せんとすると時間が
かかり過ぎる。
【００１１】本発明の目的は、ＩＣの動作特性試験を行
うときの、負荷１に与える電圧ＶＬの変動が少なく、か
つ安定した電圧発生回路を提供しようとするものであ
る。
うときの、負荷１に与える電圧ＶＬの変動が少なく、か
つ安定した電圧発生回路を提供しようとするものであ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は従来のＩＣ試験用電圧発生回路で、直流特
性試験終了後の動作特性試験時に、スイッチで回路構成
を変更し、負荷ＬＳＩに与える電圧Ｖｏを帰還回路に取
り出す結合点と負荷との間に低抵抗を挿入し、結合点の
近傍から前記低抵抗を流れる電流の増減量と同量の電流
を逆に減増して吸い込む可変電流源を設ける構成とす
る。即ち、前記低抵抗の電流がＡ量増加すると、吸い込
み電流をＡ量減少させる。
に、本発明は従来のＩＣ試験用電圧発生回路で、直流特
性試験終了後の動作特性試験時に、スイッチで回路構成
を変更し、負荷ＬＳＩに与える電圧Ｖｏを帰還回路に取
り出す結合点と負荷との間に低抵抗を挿入し、結合点の
近傍から前記低抵抗を流れる電流の増減量と同量の電流
を逆に減増して吸い込む可変電流源を設ける構成とす
る。即ち、前記低抵抗の電流がＡ量増加すると、吸い込
み電流をＡ量減少させる。
【００１３】つまり負荷が静止時には結合点近傍から可
変電流源に比較的大きな電流を吸い取り、負荷にはわず
かな電流を供給する。そして反転動作したときには、吸
い込み電流を少なくして負荷に大電流を供給するもので
ある。そして低抵抗の値を非常に小さくすると、負荷の
電源電圧の変動は少なくなる。例えば、低抵抗Ｒ２の値
をＲ２＝０．０１Ω とし、負荷電流を前述と同じくＩ
Ｌ ＝５Ａ とすると、電圧変動Ｖｘは、０．０５ｖ＝
５０ｍｖ と前述の１０分の１の少ない変動となる。ま
た、すぐに安定するので測定速度を高速にできる。
変電流源に比較的大きな電流を吸い取り、負荷にはわず
かな電流を供給する。そして反転動作したときには、吸
い込み電流を少なくして負荷に大電流を供給するもので
ある。そして低抵抗の値を非常に小さくすると、負荷の
電源電圧の変動は少なくなる。例えば、低抵抗Ｒ２の値
をＲ２＝０．０１Ω とし、負荷電流を前述と同じくＩ
Ｌ ＝５Ａ とすると、電圧変動Ｖｘは、０．０５ｖ＝
５０ｍｖ と前述の１０分の１の少ない変動となる。ま
た、すぐに安定するので測定速度を高速にできる。
【００１４】
【実施例】本発明の一実施例を図１に示す。図４と対応
する部分には同一符号で示す。図１の構成図で直流特性
測定時にはスイッチＳ１とＳ５をオンし、スイッチＳ
２、Ｓ３とＳ４をオフにして従来回路のように直流特性
を測定する。そして動作特性試験時には、スイッチＳ１
とＳ５をオフにし、スイッチＳ２、Ｓ３とＳ４をオンに
する。すると負荷１に与える電圧を帰還回路３に取り出
す結合点Ｏと負荷１との間に低抵抗Ｒ２を挿入すること
となり、そして結合点Ｏ近傍から可変電流源４に電流Ｉ
１を引き込む。この低抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ２に比例
して発生する両端の発生電圧Ｖｙを差動増幅器Ａ５を通
して可変電流源４を駆動し、可変電流源４は低抵抗Ｒ２
の発生電圧Ｖｙに反比例する電流Ｉ１を結合点Ｏ近傍か
ら引き込むものである。この動作を詳細に説明する。
する部分には同一符号で示す。図１の構成図で直流特性
測定時にはスイッチＳ１とＳ５をオンし、スイッチＳ
２、Ｓ３とＳ４をオフにして従来回路のように直流特性
を測定する。そして動作特性試験時には、スイッチＳ１
とＳ５をオフにし、スイッチＳ２、Ｓ３とＳ４をオンに
する。すると負荷１に与える電圧を帰還回路３に取り出
す結合点Ｏと負荷１との間に低抵抗Ｒ２を挿入すること
となり、そして結合点Ｏ近傍から可変電流源４に電流Ｉ
１を引き込む。この低抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ２に比例
して発生する両端の発生電圧Ｖｙを差動増幅器Ａ５を通
して可変電流源４を駆動し、可変電流源４は低抵抗Ｒ２
の発生電圧Ｖｙに反比例する電流Ｉ１を結合点Ｏ近傍か
ら引き込むものである。この動作を詳細に説明する。
【００１５】図１に示すように、低抵抗Ｒ２の両端に発
生する電圧を差動増幅器Ａ５で取り出し、演算増幅器Ａ
３の一方の入力端子に入力する。他端には基準電源５か
ら基準電圧Ｖｒを与える。抵抗Ｒ３とＲ４は演算増幅器
Ａ３とで ｎ＝Ｒ４／Ｒ３倍の直流増幅器を構成する。
演算増幅器Ａ３の出力電圧を電圧フォロアＡ４と通して
トランジスタＴ１を駆動し、結合点Ｏ近傍より電流Ｉ１
を引き込む。引き込み電流Ｉ１は Ｉ１＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ
２・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋ−Ｉ２・（ｎ・Ｒ２／Ｒ５）とな
り、Ｉ１は一定電流Ｋを基準として、負荷１に供給する
電流Ｉ２が増大する量だけ電流Ｉ１は減少し、逆に電流
Ｉ２が減少すると電流Ｉ１はその量だけ増大する。ここ
でＫは Ｋ＝ｎ・Ｖｒ／Ｒ５ である。このようにし
て、結合点Ｏの電圧Ｖｏが一度設定されると常に一定電
圧となり、しかも演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏも常に
一定電流となって安定に動作し、負荷１に与える電圧変
動も非常に小さくなる。次に数式を用いて詳しく説明す
る。
生する電圧を差動増幅器Ａ５で取り出し、演算増幅器Ａ
３の一方の入力端子に入力する。他端には基準電源５か
ら基準電圧Ｖｒを与える。抵抗Ｒ３とＲ４は演算増幅器
Ａ３とで ｎ＝Ｒ４／Ｒ３倍の直流増幅器を構成する。
演算増幅器Ａ３の出力電圧を電圧フォロアＡ４と通して
トランジスタＴ１を駆動し、結合点Ｏ近傍より電流Ｉ１
を引き込む。引き込み電流Ｉ１は Ｉ１＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ
２・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋ−Ｉ２・（ｎ・Ｒ２／Ｒ５）とな
り、Ｉ１は一定電流Ｋを基準として、負荷１に供給する
電流Ｉ２が増大する量だけ電流Ｉ１は減少し、逆に電流
Ｉ２が減少すると電流Ｉ１はその量だけ増大する。ここ
でＫは Ｋ＝ｎ・Ｖｒ／Ｒ５ である。このようにし
て、結合点Ｏの電圧Ｖｏが一度設定されると常に一定電
圧となり、しかも演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏも常に
一定電流となって安定に動作し、負荷１に与える電圧変
動も非常に小さくなる。次に数式を用いて詳しく説明す
る。
【００１６】動作測定時に電圧が安定すると、結合点Ｏ
の電圧Ｖｏは、直流電圧源２の電圧Ｖｉと等しく Ｖｏ
＝Ｖｉ である。低抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖｙは Ｖ
ｙ＝Ｒ２・Ｉ２ である。基準電源５の基準電圧をＶｒ
とすると、差動増幅器Ａ３の出力電圧Ｖｂは Ｖｂ＝ｎ
（Ｖｒ−Ｖｙ）＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ２・Ｉ２） となる。引
き込み電流Ｉ１は Ｉ１＝Ｖｂ／Ｒ５＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ２
・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋ−Ｉ２・（ｎ・Ｒ２／Ｒ５） であ
るから、引き込み電流Ｉ１は一定電流Ｋを基準として、
負荷１に与える電流Ｉ２が増加あるいは減少した分だけ
逆に減少あるいは増加した電流となる。また演算増幅器
Ａ１の出力電流Ｉｏは Ｉｏ＝Ｉ１＋Ｉ２＝［ｎ（Ｖｒ
−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ５］＋Ｉ２＝［Ｉ２・（Ｒ５−ｎ・
Ｒ２）＋ｎ・Ｖｒ］／Ｒ５ となる。抵抗Ｒ５を Ｒ５
＝ｎ・Ｒ２ に選定すると、Ｉｏ＝ｎ・Ｖｒ／Ｒ４ と
なって、演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは常に一定値と
なる。この電圧電流の関係を図２を用いて説明する。
の電圧Ｖｏは、直流電圧源２の電圧Ｖｉと等しく Ｖｏ
＝Ｖｉ である。低抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖｙは Ｖ
ｙ＝Ｒ２・Ｉ２ である。基準電源５の基準電圧をＶｒ
とすると、差動増幅器Ａ３の出力電圧Ｖｂは Ｖｂ＝ｎ
（Ｖｒ−Ｖｙ）＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ２・Ｉ２） となる。引
き込み電流Ｉ１は Ｉ１＝Ｖｂ／Ｒ５＝ｎ（Ｖｒ−Ｒ２
・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋ−Ｉ２・（ｎ・Ｒ２／Ｒ５） であ
るから、引き込み電流Ｉ１は一定電流Ｋを基準として、
負荷１に与える電流Ｉ２が増加あるいは減少した分だけ
逆に減少あるいは増加した電流となる。また演算増幅器
Ａ１の出力電流Ｉｏは Ｉｏ＝Ｉ１＋Ｉ２＝［ｎ（Ｖｒ
−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ５］＋Ｉ２＝［Ｉ２・（Ｒ５−ｎ・
Ｒ２）＋ｎ・Ｖｒ］／Ｒ５ となる。抵抗Ｒ５を Ｒ５
＝ｎ・Ｒ２ に選定すると、Ｉｏ＝ｎ・Ｖｒ／Ｒ４ と
なって、演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは常に一定値と
なる。この電圧電流の関係を図２を用いて説明する。
【００１７】図２Ａは負荷１が反転動作を行い負荷電流
ＩＬ が増大した波形である。ここでｔ１０は立ち上が
り時間であり、ｔ１１は立ち下がり時間である。負荷電
流ＩＬ が立ち上がり始めると、図２Ｂに示すように電
源側からの電流Ｉ２が増大し始めるが、不足分が図２Ｃ
に示すようにバイパスコンデンサＣ２から放電電流ＩＣ
２が流れる。電流Ｉ２の増加に伴い可変電流源４への引
き込み電流Ｉ１は、図２Ｄのように電流Ｉ２の増加分だ
け減少する。従って演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは、
図２Ｅに示すように変化しない。出力電流Ｉｏは変化し
ないので、結合点Ｏの電圧Ｖｏも変化せず、電源側は安
定して一定電圧Ｖｏを供給続けることができる。また負
荷１に与える電圧ＶＬはＶＬ ＝Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２ で
あり、Ｒ２が低抵抗であるので電圧ＶＬ の変動は小さ
い。前述のように、Ｒ２が ０．０１Ω（オーム）で、
Ｉ２が ５Ａ（アンペア）であると、負荷電圧ＶＬ の
変動は、５０ｍＶ（ミリボルト）と小さくなる。この電
圧変動は、抵抗の選び方により従来回路の数１０分の１
にできる。電圧はすぐに安定するので、高速測定もでき
る。
ＩＬ が増大した波形である。ここでｔ１０は立ち上が
り時間であり、ｔ１１は立ち下がり時間である。負荷電
流ＩＬ が立ち上がり始めると、図２Ｂに示すように電
源側からの電流Ｉ２が増大し始めるが、不足分が図２Ｃ
に示すようにバイパスコンデンサＣ２から放電電流ＩＣ
２が流れる。電流Ｉ２の増加に伴い可変電流源４への引
き込み電流Ｉ１は、図２Ｄのように電流Ｉ２の増加分だ
け減少する。従って演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは、
図２Ｅに示すように変化しない。出力電流Ｉｏは変化し
ないので、結合点Ｏの電圧Ｖｏも変化せず、電源側は安
定して一定電圧Ｖｏを供給続けることができる。また負
荷１に与える電圧ＶＬはＶＬ ＝Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２ で
あり、Ｒ２が低抵抗であるので電圧ＶＬ の変動は小さ
い。前述のように、Ｒ２が ０．０１Ω（オーム）で、
Ｉ２が ５Ａ（アンペア）であると、負荷電圧ＶＬ の
変動は、５０ｍＶ（ミリボルト）と小さくなる。この電
圧変動は、抵抗の選び方により従来回路の数１０分の１
にできる。電圧はすぐに安定するので、高速測定もでき
る。
【００１８】図３に動作特性測定時の他の実施例を示
す。図１と対応する部分には同一符号で示し、スイッチ
は省略する。図１の実施例では低抵抗Ｒ２両端の電位Ｖ
ｙと基準電圧Ｖｒとを差動増幅器Ａ３で比較したが、図
３の他の実施例は負荷１に与える電圧ＶＬ と基準電圧
Ｖｒとの比較を差動増幅器Ａ３で行う。つまり差動増幅
器Ａ３の一方の入力端に基準電圧源５より基準電圧Ｖｒ
を与え、他端には負荷電圧ＶＬ を電圧フォロアＡ６を
通じて与える。結合点Ｏの電圧をＶｏとし、基準電圧Ｖ
ｒを Ｖｒ＝Ｖｏ−Ｖｃ に設定する。ここでＶｃは引
き込み電流Ｉ２の最大値を決める選んだ値である。負荷
電圧ＶＬ は、ＶＬ ＝Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２となる。従っ
て差動増幅器Ａ３の出力電圧Ｖｂは、Ｖｂ＝ｎ（ＶＬ
−Ｖｒ）＝ｎ（Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２−Ｖｏ＋Ｖｃ）＝ｎ
（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）となる。この電圧Ｖｂを電圧フォ
ロアＡ４を通じてトランジスタＴ１を駆動して結合点Ｏ
より電流Ｉ１を吸い込む。電流Ｉ１は Ｉ１＝Ｖｂ／Ｒ
５＝ｎ（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋｏ−Ｉ２（ｎ・
Ｒ２／Ｒ５）となる。つまりＩ２が増加あるいは減少す
ると、Ｉ１はＩ２の増加分だけ減少し、減少分だけ増加
する。
す。図１と対応する部分には同一符号で示し、スイッチ
は省略する。図１の実施例では低抵抗Ｒ２両端の電位Ｖ
ｙと基準電圧Ｖｒとを差動増幅器Ａ３で比較したが、図
３の他の実施例は負荷１に与える電圧ＶＬ と基準電圧
Ｖｒとの比較を差動増幅器Ａ３で行う。つまり差動増幅
器Ａ３の一方の入力端に基準電圧源５より基準電圧Ｖｒ
を与え、他端には負荷電圧ＶＬ を電圧フォロアＡ６を
通じて与える。結合点Ｏの電圧をＶｏとし、基準電圧Ｖ
ｒを Ｖｒ＝Ｖｏ−Ｖｃ に設定する。ここでＶｃは引
き込み電流Ｉ２の最大値を決める選んだ値である。負荷
電圧ＶＬ は、ＶＬ ＝Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２となる。従っ
て差動増幅器Ａ３の出力電圧Ｖｂは、Ｖｂ＝ｎ（ＶＬ
−Ｖｒ）＝ｎ（Ｖｏ−Ｒ２・Ｉ２−Ｖｏ＋Ｖｃ）＝ｎ
（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）となる。この電圧Ｖｂを電圧フォ
ロアＡ４を通じてトランジスタＴ１を駆動して結合点Ｏ
より電流Ｉ１を吸い込む。電流Ｉ１は Ｉ１＝Ｖｂ／Ｒ
５＝ｎ（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ５＝Ｋｏ−Ｉ２（ｎ・
Ｒ２／Ｒ５）となる。つまりＩ２が増加あるいは減少す
ると、Ｉ１はＩ２の増加分だけ減少し、減少分だけ増加
する。
【００１９】このときの演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏ
は、Ｉｏ＝Ｉ１＋Ｉ２＝［ｎ（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ
５］＋Ｉ２＝［Ｉ２（Ｒ５−ｎ・Ｒ２）＋ｎ・Ｖｃ］／
Ｒ５となり、Ｒ５＝ｎ・Ｒ２ に選ぶと、Ｉｏ＝ｎ・Ｖ
ｃ／Ｒ５ となり、演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは常
に一定となり、電源回路には変動が無く安定に動作す
る。
は、Ｉｏ＝Ｉ１＋Ｉ２＝［ｎ（Ｖｃ−Ｒ２・Ｉ２）／Ｒ
５］＋Ｉ２＝［Ｉ２（Ｒ５−ｎ・Ｒ２）＋ｎ・Ｖｃ］／
Ｒ５となり、Ｒ５＝ｎ・Ｒ２ に選ぶと、Ｉｏ＝ｎ・Ｖ
ｃ／Ｒ５ となり、演算増幅器Ａ１の出力電流Ｉｏは常
に一定となり、電源回路には変動が無く安定に動作す
る。
【００２０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明は直
流特性測定時と動作特性測定時での回路構成を複数のス
イッチで変更し、直流特性測定時には従来の回路構成で
正しく迅速に測定し、動作特性測定時には本発明で開示
した回路構成に変更して動作特性を測定する。従って動
作特性測定時の電圧変動が数１０分の１になり、定電圧
特性が非常に良くなり、負荷デバイスの誤動作や破損が
無くなり、測定時間が大幅に短縮できる。このように、
その技術的効果はＩＣ測定器にとって非常に大であり、
測定時間短縮により経済的効果も大である。
流特性測定時と動作特性測定時での回路構成を複数のス
イッチで変更し、直流特性測定時には従来の回路構成で
正しく迅速に測定し、動作特性測定時には本発明で開示
した回路構成に変更して動作特性を測定する。従って動
作特性測定時の電圧変動が数１０分の１になり、定電圧
特性が非常に良くなり、負荷デバイスの誤動作や破損が
無くなり、測定時間が大幅に短縮できる。このように、
その技術的効果はＩＣ測定器にとって非常に大であり、
測定時間短縮により経済的効果も大である。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】図１の実施例の動作を説明するための波形図で
ある。
ある。
【図３】本発明の他の実施例の構成図である。
【図４】従来技術の構成図である。
【図５】図４の動作を説明するための波形図である。
１ 負荷 ２ 直流電圧源 ３ 帰還回路 ４ 可変電流源 ５ 基準電圧源 Ｏ 結合点 Ｖｉ 直流電圧 Ｖｒ 基準電圧 Ａ１ 演算増幅器 Ａ３ 差動増幅器 Ａ４ 電圧フォロア Ａ５ 差動増幅器 Ａ６ 電圧フォロア Ｒ１ 電流検出用抵抗器 Ｒ２ 低抵抗器 Ｒ３、Ｒ４ 演算用抵抗器 Ｒ５ 電流設定用抵抗器 Ｃ１ 位相補償用コンデンサ Ｃ２ バイパスコンデンサ Ｔ１ トランジスタ Ｄ１ ダイオード Ｓ１、Ｓ２ スイッチ Ｓ３、Ｓ４ スイッチ Ｓ５ スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】 諸特性を測定すべき負荷（１）に演算増
幅器（Ａ１）を通じて所定の直流電圧を与える直流電圧
源（２）と、上記負荷（１）に並列に接続されたバイパ
スコンデンサ（Ｃ２）と、上記負荷（１）に与える電圧
を取り出し上記演算増幅器（Ａ１）に帰還させる帰還回
路（３）と、上記演算増幅器（Ａ１）の出力端子と上記
負荷（１）との間に直列接続されて電流を検出する電流
検出用の抵抗器（Ｒ１）及びこの電流検出用の抵抗器
（Ｒ１）に並列に接続された位相補正用のコンデンサ
（Ｃ１）とによって構成されるＩＣ試験用電圧発生回路
において、 上記負荷（１）に与える電圧を帰還回路（３）に取り出
す結合点（Ｏ）と負荷（１）との間に接続された抵抗
（Ｒ２）と、 一定電流値（Ｋ）から上記抵抗（Ｒ２）に流れる電流
（Ｉ２）の増加あるいは減少量と同量の電流を逆に減少
あるいは増加した引き込み電流（Ｉ１）を、上記結合点
（Ｏ）近傍より取り出す可変電流源（４）と、を具備す
ることを特徴とするＩＣ試験用電圧発生回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06143951A JP3072880B2 (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | Ｉｃ試験用電圧発生回路 |
| DE19517373A DE19517373C2 (de) | 1994-06-02 | 1995-05-11 | Spannungserzeugungs-Schaltung zum Testen integrierter Schaltungen |
| US08/459,318 US5594359A (en) | 1994-06-02 | 1995-06-02 | Voltage generating circuit for IC test |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06143951A JP3072880B2 (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | Ｉｃ試験用電圧発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07333249A JPH07333249A (ja) | 1995-12-22 |
| JP3072880B2 true JP3072880B2 (ja) | 2000-08-07 |
Family
ID=15350848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06143951A Expired - Fee Related JP3072880B2 (ja) | 1994-06-02 | 1994-06-02 | Ｉｃ試験用電圧発生回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3072880B2 (ja) |
| DE (1) | DE19517373C2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2715772B1 (fr) * | 1994-01-28 | 1996-07-12 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit de sortie de tension analogique. |
| US5923097A (en) * | 1997-07-24 | 1999-07-13 | International Business Machines Corporation | Switching supply test mode for analog cores |
| DE19836361C1 (de) * | 1998-08-11 | 2000-03-30 | Siemens Ag | Verfahren zur Leckstromprüfung einer Kontaktierungsstelle einer integrierten Schaltung |
| US6492831B2 (en) * | 1998-12-02 | 2002-12-10 | Advantest Corporation | Current measuring method and current measuring apparatus |
| JP2001282372A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Seiko Instruments Inc | レギュレータ |
| JP2002040098A (ja) * | 2000-07-24 | 2002-02-06 | Advantest Corp | 試験装置 |
| WO2002101480A1 (fr) | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Advantest Corporation | Circuit d'alimentation et dispositif de test |
| WO2004104605A1 (ja) | 2003-05-21 | 2004-12-02 | Advantest Corporation | 電流測定装置及び試験装置 |
| WO2004104606A1 (ja) * | 2003-05-21 | 2004-12-02 | Advantest Corporation | 電源装置、試験装置及び電源電圧安定化装置 |
| US7005879B1 (en) * | 2005-03-01 | 2006-02-28 | International Business Machines Corporation | Device for probe card power bus noise reduction |
| JP5249022B2 (ja) * | 2006-06-01 | 2013-07-31 | 株式会社アドバンテスト | 電源装置、試験装置および安定化装置 |
| JP5255248B2 (ja) | 2007-09-04 | 2013-08-07 | 株式会社アドバンテスト | 電源安定化回路、電子デバイス、および、試験装置 |
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| JP5291703B2 (ja) | 2008-04-17 | 2013-09-18 | 株式会社アドバンテスト | 電源安定化回路、電子デバイス、および、試験装置 |
| CN102253258A (zh) * | 2011-04-27 | 2011-11-23 | 云南省计量测试技术研究院 | 交直流电流校准源 |
| CN103018503B (zh) * | 2012-11-29 | 2014-10-22 | 广东电网公司电力科学研究院 | 一种高精度工频微差源 |
| US9198500B2 (en) * | 2012-12-21 | 2015-12-01 | Murray W. Davis | Portable self powered line mountable electric power line and environment parameter monitoring transmitting and receiving system |
| US8760180B1 (en) * | 2013-07-29 | 2014-06-24 | Analog Test Engines | Systems and methods mitigating temperature dependence of circuitry in electronic devices |
| JP6738236B2 (ja) * | 2016-08-12 | 2020-08-12 | 東京エレクトロン株式会社 | デバイス検査回路、デバイス検査装置及びプローブカード |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3702967A (en) * | 1971-05-10 | 1972-11-14 | American Micro Syst | Electronic test system operable in two modes |
| JP2592234B2 (ja) * | 1985-08-16 | 1997-03-19 | 富士通株式会社 | 半導体装置 |
| JP2721151B2 (ja) * | 1986-04-01 | 1998-03-04 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路装置 |
| US5063304A (en) * | 1990-04-27 | 1991-11-05 | Texas Instruments Incorporated | Integrated circuit with improved on-chip power supply control |
| JPH0743399B2 (ja) * | 1990-08-15 | 1995-05-15 | 富士通株式会社 | 半導体回路 |
| US5097206A (en) * | 1990-10-05 | 1992-03-17 | Hewlett-Packard Company | Built-in test circuit for static CMOS circuits |
| DE4117493A1 (de) * | 1991-05-28 | 1992-12-03 | Guenter Kemnitz | Verfahren und schaltungsanordnung zur steuerung eines betriebsruhestromtests fuer cmos-schaltungen |
| DE69319273T2 (de) * | 1992-04-27 | 1998-11-05 | Fujitsu Ltd | Testverfahren für integrierte Halbleiter-Schaltung |
-
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- 1994-06-02 JP JP06143951A patent/JP3072880B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-05-11 DE DE19517373A patent/DE19517373C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-06-02 US US08/459,318 patent/US5594359A/en not_active Expired - Fee Related
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