JP2021087276A - モータ制御装置、およびその自動調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】機械の共振特性を抑制する制御手段を安定的・高信頼に自動調整する装置を提供する。【解決手段】モータ制御系の応答に重畳する振動成分の周波数を基に、ノッチフィルタ部と、内部状態量を入力とする符号化部と、ノッチフィルタ部の出力を入力とするリミッタ部と、リミッタ部の出力を入力とする適応更新部と、適応更新部の出力を入力とする単位変換部とからなり、符号化部は、内部状態量の符号の情報のみを抽出して出力し、リミッタ部は、ノッチフィルタ部の出力の振幅を制限した情報を算出して出力し、適応更新部は、前記符号化部の出力と前記リミッタ部の出力を乗じたものに基づいて、ノッチ周波数の推定値を逐次に更新して出力し、ノッチフィルタ部は、推定値をノッチ周波数として採用し、単位変換部は、推定値の単位をヘルツに変換しこれを推定値として出力し、推定値を用いて、制御器を適応的に調整する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置、およびモータ制御装置の自動調整方法に関する。

制御対象の機械を制御するモータ制御系において、機械の共振特性が原因でモータ端や機械端が振動的になり、所望の応答特性を実現できない場合がある。このような場合、制御器後段にノッチフィルタを用いる、もしくは制御指令を加工する等の対策が有効であるが、これには機械の共振特性を把握する必要がある。

ＦＡ分野では、モータ制御系の導入時や制御対象機械のメンテナンス後などにモータ制御系の調整が必要となるが、この調整時間を短くし、生産性を向上させるニーズがある。また、調整に係る人的コストを最小化することもニーズの一つである。このような背景から近年ＦＡ分野では、モータ制御系の短時間の、もしくはリアルタイムな自動調整技術が求められている。

機械の共振特性が原因で所望の応答特性が得られない場合、これを抑制する役割を担う制御手段（ノッチフィルタ等）を短時間に自動調整するためには、機械の共振特性を短時間かつ自動で把握・同定する必要がある。

機械の共振特性の一つである共振周波数を短時間かつ自動で把握する技術として、特許文献１が提案されている。また、主成分が正弦波信号からなる信号から、正弦波信号の周波数を逐次に推定する手段として、非特許文献１が提案されている。

特許文献１の技術を、図１４に示す。特許文献１では、負荷１１０に接続した電動機１０９を速度制御手段１０１およびトルク制御手段１０３で制御する制御系において、速度制御手段１０１の後段に第１ノッチフィルタ１０２を設け、第１ノッチフィルタ１０２のノッチ周波数を自動調整することで速度検出手段１０８で検出されるモータ端の速度応答（モータ回転速度）の振動を抑制する方法が提案されている。

特許文献１のノッチ周波数の自動調整の方法は、モータの回転速度から振動成分をハイパスフィルタ１０４で抽出する。そして、振動成分を第１ノッチフィルタとは別に用意した第２ノッチフィルタ１０６を用いて処理した信号と、振動成分を方向フィルタ１０５で処理した信号とを、ノッチフィルタ係数修正手段１０７で乗算し、乗算結果に基づき振動成分の周波数を逐次に更新・推定し、これをノッチ周波数として、第１ノッチフィルタ１０２に適用するものである。図１４記載の振動成分の周波数を推定するＹからＷまでの処理は、適応ノッチフィルタの一形態であると解釈できる。

非特許文献１では、演算が簡素な離散ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型の適応ノッチフィルタのアルゴリズムが提案されている。

特開２００４−２７４９７６号公報

Ａｄａｐｔｉｖｅ ＩＩＲ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ Ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ、ＭＡＲＣＥＬ ＤＥＫＫＥＲ，ＩＮＣ．、１９９５、ＰＰ．５５４−５９９．

しかしながら特許文献１では、振動成分の周波数を逐次に更新・推定する際に、第２ノッチフィルタ１０６と方向フィルタ１０５の演算が各々必要で演算コスト面で優れないという課題がある。また、逐次更新する際に、更新量（各回の更新の量）が振動成分の振幅の大小に依存し、逐次更新で得られる振動成分の周波数の推定値が安定的に収束しない場合や、収束に時間がかかるといった課題がある。更には、逐次更新で得られる振動成分の推定値が、安定的に収束せず推定値として信頼度が低い状況であっても振動成分の推定値をノッチ周波数として第１ノッチフィルタに適用してしまい、振動抑制の効果を発揮できない恐れがある。

非特許文献１のアルゴリズムでは、固定小数点演算を行う安価な演算装置で正規化処理を実現する場合、特にノッチ周波数が低域であればある程、正規化処理において演算オーバフローが発生する恐れがあり、逐次更新を正しく行えなくなる（逐次更新処理が破たんする）という課題がある。

本発明はこのような課題を鑑みてなされたものであり、機械の共振特性を抑制する制御手段を自動調整するために必要となる、振動成分の周波数の推定値を、固定小数点演算を行う安価な演算装置であっても、振動成分の振幅の大小への依存性無く、安定的・高信頼に、演算オーバフローの恐れなく、逐次更新・推定が可能なモータ制御装置、およびその自動調整方法の提供を目的とする。

上記課題を解決するための、本発明の「モータ制御装置」の一例を挙げるならば、
モータ制御系の応答に重畳する振動成分の周波数を基に、前記モータ制御系に含まれる制御器を適応的に調整する自動調整装置を備えるモータ制御装置であって、前記自動調整装置は、前記モータ制御系の応答を入力とし、前記モータ制御系の応答から振動成分を抽出する振動抽出部と、前記振動抽出部で抽出された振動成分を入力とするノッチフィルタ部と、前記ノッチフィルタ部で算出される前記ノッチフィルタ部の内部状態量を入力とする符号化部と、前記ノッチフィルタ部で算出される前記ノッチフィルタ部の出力を入力とするリミッタ部と、前記符号化部の出力および前記リミッタ部の出力を入力とする適応更新部と、前記適応更新部の出力を入力とする単位変換部とからなり、前記符号化部は、前記内部状態量の符号の情報のみを抽出して出力し、前記リミッタ部は、前記ノッチフィルタ部の出力の振幅を制限した情報を算出して出力し、前記適応更新部は、前記符号化部の出力と前記リミッタ部の出力を乗じたものに基づいて、前記ノッチフィルタ部のフィルタパラメータであるノッチ周波数の推定値を逐次に更新して出力し、前記ノッチフィルタ部は、前記適応更新部が逐次に算出・出力した前記推定値を前記ノッチ周波数として逐次に採用し、前記単位変換部は、前記適応更新部が逐次に算出した前記推定値の単位をヘルツに変換しこれを推定値として出力し、前記自動調整装置は前記推定値を用いて、前記モータ制御系に含まれる前記制御器を適応的に調整するものである。

本発明によれば、ノッチフィルタ部が算出するノッチフィルタ部の内部状態量を符号化部で処理し、ノッチフィルタ部の出力をリミッタ部で処理することで、正規化処理を不要にし、更に収束判定部を採用することで、演算オーバフローを回避しつつ、高信頼な振動成分の周波数の逐次更新・推定が可能となり、短時間に制御器を自動調整できる。

実施例１のモータ制御装置の基本構成を示す図である。 ＦＢ制御器の一例を示す図である。 自動調整装置の一例を示す図である。 適応ノッチフィルタの一例を示す図である。 図４の適応ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。 Ｘｚ／Ｅｚの周波数特性を示す図である。 Ｘｚの周波数特性を示す図である。 収束判定部を示す図である。 実施例１の更新の様子を示す図である。 図９の拡大図である。 実施例１のモータ制御装置の自動調整の動作フロー図である。 実施例２のモータ制御装置の基本構成を示す図である。 実施例３のモータ制御装置の一例を示す図である。 特許文献１に記載の電動機の制御装置を示す図である。

以下、本発明を適用した実施例について、図面を参照しながら説明する。
なお、各図において、共通な機能を有する構成要素には同一の番号を付与し、その繰り返しの説明を省略する。また、以降「フィードバック」は「ＦＢ」と、「ノッチフィルタ」を「ＮＦ」と、「ローパスフィルタ」を「ＬＰＦ」と、「ハイパスフィルタ」を「ＨＰＦ」と、「バンドパスフィルタ」を「ＢＰＦ」と略記する場合がある。

図１は、本発明の実施例１の自動調整装置１２を一般的なモータのＦＢ制御系に適用した構成を示したものである。

ＦＢ制御器２の操作量ｃがモータ３に与えられ、モータ３の出力ｙにより制御対象機械４は駆動・制御される。なお簡単化のため、図１では電流制御系の記載を省略している。
出力ｙはモータ回転数[ｒｐｍ]であり、これをセンサ（例えばエンコーダ）を用いて計測し、ＦＢ制御器２は出力ｙの計測値と回転数指令ｒとに基づいて操作量ｃを算出し、モータ３に出力する。

図１のＦＢ制御系において、ＦＢ制御器２は、出力ｙが振動的になった場合（すなわちモータ端が振動的になった場合）、出力ｙの振動成分の周波数を把握することで出力ｙの振動成分を抑制する手段、もしくは出力ｙが振動的になった場合、出力ｙの振動成分の周波数を把握することで制御対象機械４の出力ｍの振動成分を抑制する手段を有する。

自動調整装置１２は、出力ｙの振動成分の周波数を把握・推定し、振動成分の周波数の推定値に基づいて、ＦＢ制御器２が有する出力ｙの振動成分を抑制する手段、もしくはＦＢ制御器２が有する制御対象機械４の出力ｍの振動成分を抑制する手段を自動で調整するものである。

出力ｙの振動成分を抑制する手段を備えるＦＢ制御器２の一例としては、ＦＢ制御ループ内にノッチフィルタ（以降、これを「実ノッチフィルタ」と称する。）を内包する、図２に示すようなＦＢ制御器２１である。

図２において、ＦＢ制御器２１は、制御対象が共振特性を有し、モータ端が共振特性に起因して振動する場合に、この振動を抑制する。具体的には、実ノッチフィルタ２３のノッチ周波数を制御対象の共振周波数に一致するように設定することで、実ノッチフィルタ２３の零点が、共振特性の共振極を相殺し、ＦＢ制御器２１は振動を抑制する。

この例において、ＦＢ制御器２１は振動の抑制のために制御対象の共振周波数を正確に把握する必要がある。

本発明の自動調整装置１２は、モータ端の振動成分の周波数を推定することで、図２に示すようなＦＢ制御器２１（具体的には、実ノッチフィルタ２３）を自動で調整でき、モータ端の振動を抑制する。

自動調整装置１２の実現手段として、図３の自動調整装置３１が考えられる。自動調整装置３１は、具体的には、ＨＰＦ３２と適応ノッチフィルタ（ＡＮＦ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｎｏｔｃｈ Ｆｉｌｔｅｒ）３３とから成り、出力ｙに対してＨＰＦ３２を適用することで振動成分ｙｄを抽出し、ｙｄに対してＡＮＦ３３を適用し、ＡＮＦ３３の算出するノッチ周波数の推定値ａ（但し単位は［Ｈｚ］）を自動調整装置３１の出力とするものである。

ＡＮＦ３３の一例として、非特許文献１に記載のものと同等の能力を有する、簡素な処理で実現可能な離散ＩＩＲ型のＡＮＦを、図４及び以下に示す。

この例では、ＡＮＦ４１は、式（１）に示すＬａｔｔｉｃｅ Ｆｏｒｍの離散ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型ノッチフィルタ４２と、式（２）、（３）による適応調整部４３とから成り、ＡＮＦ４１は振動成分ｙｄ（ｔ）を入力とし、振動成分ｙｄ（ｔ）の周波数の時刻ｔでの推定値ａＬ（ｔ）を出力する。式（４）の単位変換部１０は推定値ａＬ（ｔ）の単位を［Ｈｚ］に変換するのみの処理であり、ＡＮＦ４１のａＬ（ｔ）の推定性能に直接関与するものではない。

＜離散ＩＩＲ型ノッチフィルタ４２＞

＜適応調整部４３＞

＜単位変換部１０＞

ここで、式（１）は［ｘ（ｔ−２） ｘ（ｔ−１）］を転置したものを状態ベクトルとする状態空間表現であり、ｘ（ｔ）は離散ＩＩＲ型ノッチフィルタ４２が算出する内部状態量を、ｅ（ｔ）は離散ＩＩＲ型ノッチフィルタ４２が算出する出力である。なお、μ、λ、ｒ、Ｔｓ、及びσ_ｘ ^２（ｔ）は各々更新ステップ調整係数、忘却係数、式（１）のノッチ幅、サンプル周期、及びｘの分散の時刻ｔにおける推定値であり、いずれも正の値である。

振動成分の周波数の推定は、式（２）のａＬ（ｔ）の逐次更新によってなされ、時刻ｔでのａＬ（ｔ）の更新量は式（２）の右辺第２項で与えられる。式（２）の右辺第２項は式（１）の離散ＩＩＲ型ＮＦ４２の内部状態量ｘ（ｔ−１）と離散ＩＩＲ型ＮＦ４２の出力ｅ（ｔ）との積を基に構成され、ａＬ（ｔ）の更新量の正負はｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）で決まる。ＡＮＦ４１では、推定値の逐次更新に式（１）の離散ＩＩＲ型ＮＦ４２の演算で得られる内部状態量ｘ（ｔ−１）を利用し、特許文献１の方向フィルタ１０５に相当するフィルタを別途設ける必要がない分、ｘ（ｔ−１）の算出に纏わる演算コストを低減できる。

式（３）は、式（２）によるａＬ（ｔ）の逐次更新を、安定的・滑らかにするとともに、入力である振動成分ｙｄ（ｔ）の振幅の大小の、更新量（式（２）の右辺第２項）への依存性を排除する、正規化処理を行うためのものである。式（３）で得られたσ_ｘ ^２（ｔ）でｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）を除することで、正規化処理が成される。

更新量の正負がｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）で決まること、及び式（３）が正規化処理として有効に機能することを以下に詳説する。

図５に、離散ＩＩＲ型ノッチフィルタにおける、ｙｄ（ｔ）からｅ（ｔ）までの伝達特性Ｅｚ、およびｙｄ（ｔ）からｘ（ｔ−１）までの伝達特性Ｘｚの周波数特性（Ｂｏｄｅ線図）を示す。なお同図中、実線がＥｚ、破線がＸｚを示し、ａは式（１）中のａＬの単位を［Ｈｚ］に変換したもので、図５においてはａ＝１０００［Ｈｚ］である。

今、振動成分ｙｄ（ｔ）は次式のように正弦波と雑音の和で表現されるものとする。

但し、Ａ、ｆｄは各々正弦波の振幅、周波数［Ｈｚ］であり、ｖ（ｔ）は簡単のため、平均０、分散σｖ^２（但しＡ＞＞σｖ^２）の白色雑音とする。

図５の位相特性に注目すると、ＥｚとＸｚの位相特性は、周波数ａ［Ｈｚ］より小さい領域では全く同等で、周波数ａより大きい場合は、Ｅｚの位相特性はＸｚの位相特性を１８０［ｄｅｇ］進ませた特性に同等になっていることがわかる。

今、簡単のためにｖ（ｔ）＝０とみなし、ｙｄ（ｔ）の正弦波の周波数ｆｄについて、（ｉ）ｆｄ＜ａ、及び（ｉｉ）ｆｄ＞ａの場合について考える。
ＡＮＦ４１の目的は、ａをｆｄに一致させること、すなわち振動成分の周波数ｆｄを推定することである。これを成すには、（ｉ）の関係にある場合は、ａを減少させ、（ｉｉ）の関係にある場合はａを増加させられればよい。このようなａの更新の増減（正負）は、ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）に基づいて決定できる。具体的には、図５に示すＥｚとＸｚの関係によれば（ｉ）の場合は、ｙｄ（ｔ）に対するｅ（ｔ）とｘ（ｔ−１）は同相となるため、ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）は常に正となり、（ｉｉ）の場合は、ｙｄ（ｔ）に対するｅ（ｔ）とｘ（ｔ−１）は逆位相となるため、ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）は常に負となることがわかる。ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１）のこのような特徴をａの更新の増減（正負）の決定に利用したのが式（２）である。

またｅ（ｔ）とｘ（ｔ−１）の関係は、次式で表現できる。

なお、αｘは、振動成分の周波数がｆｄ［Ｈｚ］かつ式（１）のノッチ周波数がａ［Ｈｚ］である際の、伝達特性Ｘｚ／Ｅｚのゲインに相当する定数である。図６に、伝達特性Ｘｚ／Ｅｚの周波数特性を示す。

αｘはｆｄとａの関係が変化することで変動し、振動成分ｙｄ（ｔ）の振幅Ａ、ｅ（ｔ）の振幅、およびｘ（ｔ−１）の振幅には無関係である点に注意する。また、ＡＮＦ４１の逐次更新に纏わるｆｄもしくはａの変動の周波数が高い程、αｘの変動の周波数が高くなる傾向にあることに注意する。

式（６）を式（３）に代入して整理すると次式を得る。

但し、ｚはｚ変換におけるｚ演算子である。

さらに、式（６）及び式（７）を式（２）に代入し整理すると、式（２）の右辺第２項の更新量は、次式と書ける。

式（８）は、更新量はｙｄ（ｔ）、ｅ（ｔ）及びｘ（ｔ−１）の振幅の大小に非依存に、αｘに基づいて定まることを示している。また、ＬＰＦ（λ）は、カットオフ周波数がｆｃ［Ｈｚ］の離散型１次遅れ系のローパスフィルタである。例えば、λ＝０．９９、Ｔｓ＝１００［μｓ］の場合、ＬＰＦ（λ）のカットオフ周波数はｆｃ≒１６［Ｈｚ］になる。ＡＮＦ４１の逐次更新において、例えば雑音ｖの影響等で、仮にαｘの変動の周波数が高いものになったとしても、ＬＰＦ（λ）がαｘの変動の高周波成分を除去するため、式（８）の更新量の変動は高周波成分が除去されたものとなり、式（２）に示す逐次更新によるａＬの変化は滑らかなものとなる。

図６に示す伝達特性Ｘｚ／Ｅｚの周波数特性によれば、ｆｃがａに近い程、αｘは大きな値になるため、式（８）に示す更新量はｆｃがａに近い程微小になり、ａの真値ｆｄへの収束が安定なものとなる。

上記のことから、式（１）〜（３）に示すＡＮＦ４１は、式（２）に示すａＬの逐次更新が、式（３）により振動成分の振幅に非依存に、安定的かつ滑らかなものになるという利点を有することがわかる。

しかしながら、固定小数点演算を行う演算装置に式（１）〜（３）のＡＮＦ４１を実装する場合、特に式（３）の演算で演算オーバフローが発生し、式（２）のａＬの逐次更新が破たんしてしまう恐れがある。これは推定対象である振動成分ｙｄの周波数が低い程、顕著となる。

この理由を以下で説明する。
式（１）に示すノッチフィルタのＸｚの、ａＬを変化させた際の周波数特性を示したものが図７である。Ｘｚは、ａＬが低域になればなる程、ａＬ周辺、およびａＬ以下の周波数帯域でゲインが著大化する傾向にあることがわかる。すなわち、ａＬが低い程、ａＬの更新に必要なｘ（ｔ−１）は著大化する傾向となる。したがって固定小数点演算に用いるビット数が十分でない場合は、ｘ（ｔ−１）の算出時に演算オーバフローが発生する恐れがある。

このような演算オーバフローを回避するために、入力であるｙｄ（ｔ）に対して、事前に定数ゲインを乗じ、ｙｄ（ｔ）の振幅を小さくすることが考えられる。しかしながら、このような方法では固定少数点演算においてｙｄ（ｔ）がそもそも有していた量子化に伴う分解能を失うことにつながり（荒い量子化で振動波形が滑らかでなくなる等)、本質的な課題解決に至れない。

ｘ（ｔ−１）が演算オーバフローの恐れがあるということは、ｘ（ｔ）も演算オーバフローの恐れがあるということである。

式（３）のσ_ｘ ^２の算出では、σ_ｘ ^２の更新のためにｘ（ｔ）の二乗が必要で、更にはこれを逐次に加算する必要がある。したがって、式（３）の演算においては、演算オーバフローの発生の恐れが非常に高まり、これが原因で式（１）〜（３）のＡＮＦ４１の逐次更新は破たんする恐れが非常に高まるという問題を抱えている。

なお、式（２）において、特に低域で著大化する傾向にあるｘ（ｔ−１）は同じく著大化する傾向にあるσ_ｘ ^２で除され、更新量が著大化することはない点に注意する。これは式（１）〜（３）のＡＮＦ４１が式（３）に基づく正規化処理を含むゆえのことである。

ａＬは式（１）のＡＮＦのノッチ周波数を意味するが、同じくノッチ周波数を意味する単位が［Ｈｚ］で与えられるａとは式（４）の関係で与えられている。

すなわち、ａはａＬの余弦関数による非線形写像であり、その値域は［−１、１］である。ノッチ周波数ａＬが低い場合、余弦関数の非線形性からａは−１に近い値となり、ａＬの単位ヘルツあたりの変化量は低域である程微小となる。このことは、式（２）を用いて振動成分ｙｄの周波数を推定する場合は、振動成分ｙｄが低周波であればある程、単位ヘルツあたりの更新量（右辺第２項）は微小でなければならないことを意味している。式（１）〜（３）のＡＮＦ４１は正規化処理を含み、その更新量は振動成分ｙｄの振幅Ａに非依存になってはいるものの、式（８）に示すようにαｘに依存し、式（８）の更新量が微小となるためには、更新ステップ調整係数μは小さな値を選択する必要がある。

式（１）〜（３）のＡＮＦ４１が抱える、上述のようなオーバフロー問題を解決するために、本発明では図１に示す自動調整装置１２を提案する。

自動調整装置１２におけるａＬの更新は、次式に基づくものである。

なお、μｐは自動調整装置１２における更新ステップ調整係数であり、sｉｇｎ（・）は符号関数、Ｌ（・）は次式に示すような、リミッタ関数である。

但し、Ｕｐ，Ｕｄは各々リミッタ上限、およびリミッタ下限である。なお、以降簡単のため、Ｕｄ＝Ｕｐを仮定する。

式（９）では、ｓｉｇｎ（ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１））でａＬの更新方向の情報を得、Ｌ（｜ｅ（ｔ）｜）でｅ（ｔ）の振幅に基づき更新量のゲインを得ている。

式（９）では式（３）のσ_ｘ ^２の算出を必要としないので、式（９）はσ_ｘ ^２による演算オーバフロー発生の問題を回避できる。したがって、式（９）はｘ（ｔ−１）の算出における演算オーバフローさえ回避できれば、ａＬの逐次更新に関して演算オーバフローの問題を解決可能である。ｘ（ｔ−１）の演算オーバフローの発生を回避するには、ひとつは固定小数点演算に用いるビット数を増量する、である。

式（９）において、σ_ｘ ^２が含まれない理由は、ｓｉｇｎ（ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１））とすることで、ｅ（ｔ）とｘ（ｔ−１）の振幅の情報を切り捨てているためである。σ_ｘ ^２による正規化処理は、ａＬの更新量を、振動成分の振幅の大小に対して非依存にするが、ｓｉｇｎ（ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１））においても同様に、ａＬの更新量を、振動成分の振幅の大小に対して非依存にすることができる。

σ_ｘ ^２による正規化処理の優位な点の一つは、図６に示した通り、真値ｆｄ周辺でαｘが大きくなり、更新量が微小になって逐次更新による収束性が安定化することであった。この優位性を擬似的に得るために、式（９）ではＬ（｜ｅ（ｔ）｜）を採用している。

図５のＥｚの周波数特性が示す通り、ノッチ周波数ａ［Ｈｚ］が振動成分ｙｄの周波数から遠い場合は、ｅ（ｔ）の振幅は振動成分ｙｄのそれとほぼ同等であるが、ノッチ周波数ａ［Ｈｚ］が振動成分ｙｄの周波数に近い場合は、ｅ（ｔ）の振幅は小さくなる性質がある。すなわち、ｅ（ｔ）の振幅は、真値ｆｄ周辺で小さくなる性質ゆえ、正規化処理におけるαｘと類似の働きをすることが期待できる。

また、Ｌ（｜ｅ（ｔ）｜）は、振動成分の振幅の大小への依存性を軽減し、μｐの設計を容易にする。振動成分ｙｄの振幅の許与される上限はアプリケーションによって異なるが、例えばモータ制御においてｙｄの単位は［ｒｐｍ］であり、仮にその上限を１００［ｒｐｍ］とすると、ａＬのとり得るレンジは［−１，１］で、かつ低域では更新量は細かくなければならないという制約から、もし式（９）においてリミッタ関数Ｌ（｜ｅ（ｔ）｜）を用いず単に｜ｅ（ｔ）｜とすると、ｅ（ｔ）のとり得る上限値（この例では１００［ｒｐｍ］）に合わせてμｐを小さく設定しなければならない。この場合、更新の速さが犠牲になってしまう。もし収束を速めるためにμｐを大きく設定すると、｜ｅ（ｔ）｜が大きい場合にａＬの逐次更新が振動的になってしまい、推定がうまくいかない。

このようなμｐの設定に関するトレードオフの問題を式（９）ではリミッタ関数Ｌ（・）を用いることで解決している。すなわち、｜ｅ（ｔ）｜にＬ（・）を施すことで、｜ｅ（ｔ）｜の大小が制約され、リミッタ上・下限Ｕｐ、Ｕｄに合わせてμｐを設計でき、更新の速さを維持しながら、｜ｅ（ｔ）｜が大きい場合に発生の恐れがある逐次更新が振動的になる問題を解決できる。

式（９）において、更新量を意味する右辺第２項は、以下のように変形できる。

したがって、図１に示す自動調整装置１２は、次の式（１２）〜（１４）で与えられる、簡素なものとなる。

＜適応更新部７＞

＜符号化部８＞

＜リミッタ部９＞

なお、ノッチフィルタ部６、および単位変換部１０は式（１）および式（４）の処理を行うものとし、振動抽出部５は例えばＨＰＦとすればよい。また、振動抽出部５はセンサ雑音の除去も同時に狙い、ＢＰＦとしてもよい。

本発明ではリミッタ部は最も簡素な式（１４）としているが、式（１４）に示す以外にも、ｅ（ｔ）の振幅、及び符号の情報を抽出する他の手段であってもよい。

本実施例の自動調整装置１２の、式（９）（等価に、式（１２）〜（１４））の有効性を図９、図１０に示す。図９、１０は、（ａ）式（１）〜（３）の場合、（ｂ）式（９）の場合、及び（ｃ）式（１）〜（３）において正規化処理を除いた場合（すなわち、常にσ_ｘ ^２＝１とする）の、逐次更新によるａ[Ｈｚ]の収束状況である。振動成分ｙｄは雑音ｖ＝０とし、振幅Ａを３．５及び５．０とした場合に対するａ[Ｈｚ]の収束状況である。なお、真値ｆｄは８００[Ｈｚ]とした。

図９（ｆ）は用いた２種の振動成分ｙｄ、図９（ａ）、図９（ｂ）、及び図９（ｃ）は、各々（ａ）式（１）〜（３）の場合、（ｂ）式（９）の場合、及び（ｃ）式（１）〜（３）において正規化処理を除いた場合のａ[Ｈｚ]の収束状況である。（ａ）、（ｂ）では、振動成分ｙｄの振幅に依存性無く収束速さを概略一定に保てていることが把握できる。（ｂ）がこのような結果を得られる理由は、μｐ・Ｌ（｜ｅ（ｔ）｜）で速さを維持し、Ｌ（｜ｅ（ｔ）｜）・ｓｉｇｎ（ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−１））とすることで振動成分の振幅への依存性を排除したためである。

図１０は、図９を拡大したものである。図１０（i）、及び（ii）は各々、振幅Ａ＝３．５の場合の（ａ）〜（ｃ）の結果、及び振幅Ａ＝５．０の場合の（ａ）〜（ｃ）の結果である。図１０から、（ａ）は正規化処理の効果からａは滑らかに収束するが、（ｃ）は正規化処理を含まないため収束時に振動的になっていることがわかる。また、（ｂ）はＬ（｜ｅ（ｔ）｜）が正規化処理のαｘに類似の働きをするために、収束時の振動現象が軽減されていることがわかる。

σ_ｘ ^２による正規化処理の優位な点の一つは、ＬＰＦ（λ）を含み、逐次更新が滑らかに、収束が安定的になることであった。

式（９）は、ＬＰＦ（λ）を含まず、ＬＰＦ（λ）がもたらす優位性を有さない。したがって、例えば雑音ｖ（ｔ）の影響等で、逐次更新によるａＬは滑らかにならず、収束が安定的でない恐れがある。このような現象は、振動成分ｙｄが式（５）に示す（但しｖ（ｔ）＝０）ような、単一の正弦波で与えられない場合に発生する傾向がある。

また、ＡＮＦ全般に言えることであるが、逐次更新により推定値ａＬが真値ｆｄに漸近し収束し、推定完了に至ったか否かを判別する手段が必要である。

このような課題に対して本発明では、収束判定部１１を設ける。
収束判定部１１は様々な実現方法が考えられるが、簡素な構成の一例を図８、及び以下に示す。

＜収束判定部１１＞
差分過程を次式で定義する。

収束判定パルス算出部８１は、式（１５）に基づいて、収束判定パルスＰｌｓ（ｋ）を以下のロジックで算出する。
(i)差分過程ε（ｔ）が指定時間Ｔｅ以内に差分閾値Ｔεを一度も超過しない、かつ、指定時間Ｔｅ内のａ（ｔ）の最初の値と最後の値の差(傾き)の絶対値が傾き閾値Ｔεｄ以内であるとき、収束したと判断し、そのタイミングをｔ＝ｋ、収束判定パルスＰｌｓ（ｋ）を１に設定する。
(ii)差分過程ε（ｔ）が指定時間Ｔｅ以内に差分閾値Ｔεを一度でも超過する、もしくは収束判定パルス発生後、指定時間Ｔｅｄを経過するまでは収束判定パルスＰｌｓ（ｔ）は０とする。

最終的に、収束判定部１１は、図８に示すように、ａ（ｔ）に対して、収束判定パルスＰｌｓ（ｋ）＝１となったタイミングｔ＝ｋのときにａ（ｔ）の信頼できる推定値が得られたと判断し、推定値系列ａ（ｋ）を出力する。したがって、収束判定パルスが生じない場合はａ（ｋ）は出力されず、自動調整装置１２はＦＢ制御器２の調整を行わない。

簡素な傾き演算方法、及び傾き閾値を設けたことで、常にａ（ｔ）が同符号で微小に変化し続ける場合（すなわち収束に至る途中過程の場合）を収束判定しないようにしている。また、指定時間Ｔｅでのａ（ｔ）の変化 (傾き)を収束判定の評価に用いるため、ａ（ｔ）が滑らかに変化せず、多少振動的であっても、指定時間Ｔｅでのａ（ｔ）の変化（傾き）が小さければ、収束判定を出せる工夫が含まれる。

これにより、式（９）がＬＰＦ（λ）を含まず、逐次更新によるａＬが滑らかにならない場合であっても、自動調整装置１２は適切なタイミングで高信頼な推定値ａ（ｋ）を出力でき、収束判定部１１は式（９）がＬＰＦ（λ）を含まない短所に対するリカバリの役割を果たしている。

また、収束判定部１１は以下のような優位性を有する。
もし振動成分ｙｄが単一の正弦波であるならば、ａＬが振動成分の周波数ｆｄに収束した場合はｅ（ｔ）＝０になるため、ａＬが振動成分の周波数ｆｄに漸近・収束したか否かはノッチフィルタ部６の出力ｅ（ｔ）の振幅の大小を持って判断可能である。

しかしながら、振動成分ｙｄが式（５）に示したような雑音ｖ（ｔ）を含み、分散σ_ｘ ^２が大きい場合、仮にａ＝ｆｄであったとしても、ｅ（ｔ）の振幅は顕著に残り、ｅ（ｔ）の振幅の大小を持って収束完了を判断することが容易でない。

更には、正弦波が複数重畳した振動波形を取り扱う場合、仮にａ＝ｆｄであっても、他の正弦波成分がｅ（ｔ）に出力され、やはりｅ（ｔ）の振幅は顕著に残り、この場合もｅ（ｔ）の振幅の大小を持って収束完了を判断することが容易でない。

正弦波の重畳の数は制御対象機械４の特性に依存し、制御対象機械４の特性を事前に調査しない限りは正弦波の重畳の数は未知である。このことを踏まえても、ｅ（ｔ）に基づく収束完了の判定は望ましいアプローチと言えない。

他方、収束判定部１１は、振動成分ｙｄが雑音を含み、また複数の正弦波成分が重畳した場合でも、ノッチフィルタ部６のａＬが収束した場合は、正しくそれを判定できる点で優れており、図１のような制御対象機械４をＦＢ制御器２でドライブするようなモータ制御系の自動調整装置１２においては優位な手段であるといえる。

更には、実際の振動波形は振幅が一定な理想的な正弦波、ではなく、振動波形は近似的な正弦波であり、振幅に関しては減衰がある。このような波形に対して、式（１）〜（３）のＡＮＦ、もしくは本実施例の自動調整装置１２（式（９）を伴う）を適用した際、逐次更新におけるａＬの収束は図９、図１０に示すような安定的なものになる保証はない。このような実用ケースにおいて、収束判定部１１が有用であり、逐次更新におけるａＬの収束が若干振動的であっても、もしくは時折振動的であっても、収束判定部１１は一定期間収束したタイミングのａを、信頼できる推定値として抽出することができる。この観点からも、収束判定部１１を備える自動調整装置１２は、図１のような制御対象機械４をＦＢ制御器２でドライブするようなモータ制御系の自動調整装置１２においては優位な手段であるといえる。

ノッチフィルタ部６、適応更新部７、符号化部８、リミッタ部９、収束判定部１１等から構成される自動調整装置１２は、ＣＰＵが所定のプログラムをメモリ上にロードし、また、ＣＰＵがメモリ上にロードした所定のプラグラムを実行することにより実現できる。

図１１に、実施例１の自動調整装置の自動調整の動作フローを示す。
Ｓ１０１で、振動抽出部５により、モータ制御系の応答から振動成分を抽出する。
Ｓ１０２で、ノッチフィルタ部６に振動成分を入力し、ノッチフィルタ部６の内部状態量ｘおよび出力ｅを算出する。
Ｓ１０３で、符号化部８により、内部状態量ｘの符号の情報のみを抽出し出力する。
Ｓ１０４で、リミッタ部９により、出力ｅの振幅を制限した情報を算出し出力する。
Ｓ１０５で、適応更新部７により、符号化部８の出力とリミッタ部９の出力を乗じたものに基づいて、ノッチフィルタ部６のフィルタパラメータであるノッチ周波数の推定値を逐次に更新し出力する。ノッチフィルタ部６は、ノッチ周波数の推定値をノッチ周波数として逐次に採用する。そして、Ｓ１０２〜Ｓ１０５を繰り返す。
Ｓ１０６で、単位変換部１０により、適応更新部７が逐次に出力した推定値の単位をヘルツに変換し、これを推定値ａとして出力する。
Ｓ１０７で、収束判定部１１により、ヘルツに変換された推定値ａを基に、推定値ａが収束したかを判断し、収束したと判断した時点における収束推定値を出力する。
Ｓ１０８で、自動調整装置１２が、収束推定値を用いてモータ制御系に含まれる制御器２を適応的に調整する。

上記記載の本実施例の技術によれば、機械の共振特性を抑制する制御器を自動調整するために必要となる、振動成分の周波数の推定値を、固定少数点演算を行う安価な演算装置であっても、振動成分の振幅の大小への依存性無く、安定的・高信頼に、演算オーバフローの恐れなく、逐次更新・推定が可能なモータ制御装置、およびその自動調整方法の提供が可能となる。

なお、ノッチフィルタ部６は、式（１）記載のＬａｔｔｉｃｅ Ｆｏｒｍのもの以外にも次式に示すＤｉｒｅｃｔ Ｆｏｒｍのものでもよい。

但し、ａＤ、ｒＤは各々式（１６）のノッチフィルタのノッチ周波数、およびノッチ幅であり、適応更新部７からａＬを、ａＤ＝２×ａＬとして採用するものである。

なお、自動調整装置１２は振動抽出部５の後段に、振動成分ｙｄから振動の有無を検出し、振動を有りと判断した場合のみ自動調整装置１２を駆動させる仕組みを有する振動検出部を備えていてもよい。

また、自動調整装置１２の入力は、出力ｙとする以外にも、制御対象機械４の出力ｍとしてもよい。
さらに、自動調整装置の入力は、モータの回転数情報以外にも、モータの回転位置情報でもよい。また、負荷として接続される機械装置の回転数情報、並進速度情報、回転位置情報、または並進位置情報でもよい。

図１２は、実施例２の自動調整装置９１を一般的なモータのＦＢ制御系に適用した構成を示したものである。

自動調整装置９１は、実施例１で示した自動調整装置１２に対して、更新量調整部９２が追加され、適応更新部７が適応更新部９３に変更された構成である。

実施例１では、ａＬの更新を式（９）に基づき、かつ収束判定部１１を伴うことで、σ_ｘ ^２によるオーバフローを回避しつつ、σ_ｘ ^２のもたらす正規化処理の優位性を別の形で再現した。

しかしながら、図６に示すαｘの性質がもたらすａＬの収束速さや安定性に関する優位性、ＬＰＦ（λ）がもたらすａＬの逐次更新における変動の滑らかさに関して、改善の余地がある。

本実施例における自動調整装置９１は、これらの点を改善することを目的とし、自動調整装置１２に対して更新量調整部９２が追加され、適応調整部７が以下のように変更されたものである。

＜適応更新部９３＞

具体的には、μｐがμｐ（ｔ）と変更されたのみである。

更新量調整部９２は、ｅ（ｔ）およびｘ（ｔ−１）に基づき、更新ステップ調整係数μｐ（ｔ）を逐次に算出するものある。具体的には更新量調整部９２はμｐ（ｔ）が以下のようになるよう、μｐ（ｔ）の算出を行う。

＜更新量調整部９２＞

μｐ（ｔ）＝μＭを更新ステップの標準的な値に設定し、ＥＳ及びμＳを微小に設定することで、真値ｆｄ周辺での更新量をμｓにより微小化することができる。これにより、真値周辺でのａＬの収束の安定性が高まり、ａＬの逐次更新が滑らかになったがごとく、収束判定部１１で収束判定が出やすくなる。また、真値ｆｄからａが離れている場合、μｐ（ｔ）＝μＬ＞μＭとし、更新量を増加させることで、ａＬの収束を速めることができる。結果、更新量調整部９２、および適応更新部９３を用いることで、本実施例の自動調整装置９１はａＬの収束を速さを速め、真値周辺でのａＬの収束の安定性を高めることが可能となる、という、図６に示す正規化処理の優位性と類似の優位性を得ることができる。

したがって、本実施例の技術によれば、機械の共振特性を抑制する制御器を自動調整するために必要となる、振動成分の周波数の推定値を、固定少数点演算を行う安価な演算装置であっても、振動成分の振幅の大小への依存性無く、より安定的・高信頼に、演算オーバフローの恐れなく、逐次更新・推定が可能なモータ制御装置、およびその自動調整方法の提供が可能となる。

なお、式（１８）の更新量調整部９２では、μｐ（ｔ）をμＳ、μＭ、μＬの３値の変数としたが、例えばμＬを除いた２値で実現してもよい。また、μＭを更に分割して３値以上としてもよい。いずれの場合でも、更新量調整部９２はｅ（ｔ）とｘ（ｔ−１）に基づき、｜ａ−ｆｄ｜の状況に応じてμｐ（ｔ）を算出できるものである。

実施例３に係るモータ制御装置は、ＡＣサーボモータのカスケードＦＢ制御系における速度制御系への適用を想定したものである。

図１３に、図１に示した自動調整装置１２をＡＣサーボモータのカスケードＦＢ制御系に適用したモータ制御装置を示す。但し、速度制御器１３２はモータ速度（モータ回転数）の振動を抑制する手段を含み、自動調整装置１４３は速度制御器１３２を調整するように速度制御系に適用されている。なお、この場合の速度制御器１３２の構成は図２に示すものとする。

自動調整装置１４３はエンコーダ１３９の出力から位置・速度産出部１４１で算出されたモータ速度（モータ回転数）を入力として取り扱う。

モータの電気回路部分を電流制御器１３３が制御し、この制御周期が速度制御器１３２より速い前提においては、電流制御系は近似的に１（速度制御器の操作量がモータの機械部分（ロータ）に直達される。）にみなされる。したがって、自動調整装置１４３の出力を入力する速度制御器１３２の制御対象は、モータの機械部分（ロータ）とモータロータに結合された機械１４２であり、これが図１におけるＦＢ制御器の制御対象に相当する。

機械１４２の慣性数は１とし、機械１４２とモータロータが弾性結合されているとみなされる場合は、制御対象は機械１４２とモータロータがバネ・ダンパで結合された２慣性系とみなすことができ、制御対象は１組の共振・反共振特性を含む周波数特性を有するものとなる。

また、機械１４２の慣性数が２で各慣性はバネ・ダンパで結合され、その一方がモータロータに対して弾性結合されているとみなされる場合は、制御対象は各慣性がバネ・ダンパで結合された３慣性系とみなすことができ、２組の共振・反共振特性を含む周波数特性を有するものとなる。

実施例１で示した自動調整装置１２は、制御対象の機械１４２の慣性数によらず適用することが可能である。制御対象の機械１４２の慣性数が原因で位置・速度算出部１４１で検出されるモータ回転速度に重畳する振動成分が複数になる場合も考えられ、複数重畳する場合は自動調整装置１２の推定精度は良好でなくなる場合も想定される。しかし、制御対象の機械１４２の慣性数が多い場合でも、必ずしも全ての慣性が振動発生に寄与するとは限らないこと、また各慣性に起因する振動が同時に発生し振動成分が常に重畳するとも限らず、個別に発生する場合も想定される。このような場合は、自動調整装置１４３で振動成分の十分な推定を行えると期待できる。

したがって、本実施例においても、ＡＣサーボモータのカスケードＦＢ制御系における速度制御系に対しても、機械の共振特性を抑制する制御器を有する速度制御器１３２を自動調整するために必要となる振動成分の周波数の推定値を、固定少数点演算を行う安価な演算装置であっても、振動成分の振幅の大小への依存性無く、安定的・高信頼に、演算オーバフローの恐れなく、逐次更新・推定が可能であり、自動調整装置１４３を備えたモータ制御装置を提供することが可能である。

２…ＦＢ制御器、３…モータ、４…制御対象機械、５…振動抽出部、６…ノッチフィルタ部、７…適応更新部、８…符号化部、９…リミッタ部、１０…単位変換部、１１…収束判定部、１２…自動調整装置、
２１…ＦＢ制御器、２２…制御部、２３…実ノッチフィルタ、３１…自動調整装置、３２…ハイパスフィルタ、３３…適応ノッチフィルタ、４１…適応ノッチフィルタ、４２…離散ＩＩＲ型ノッチフィルタ、４３…適応調整部、８１…収束判定パルス算出部、９１…自動調整装置、９２…更新量調整部、９３…適応更新部、
１３２…速度制御器、１３３…電流制御器、１３５…ＰＷＭ、１３６…インバータ、１３７…ＡＣサーボモータ、１３８…電流検出センサ、１３９…エンコーダ、１４１…位置・速度算出部、１４２…制御対象の機械、１４３…自動調整装置。

Claims (14)

1. モータ制御系の応答に重畳する振動成分の周波数を基に、前記モータ制御系に含まれる制御器を適応的に調整する自動調整装置を備えるモータ制御装置であって、
   前記自動調整装置は、前記モータ制御系の応答を入力とし、
   前記モータ制御系の応答から振動成分を抽出する振動抽出部と、
   前記振動抽出部で抽出された振動成分を入力とするノッチフィルタ部と、
   前記ノッチフィルタ部で算出される前記ノッチフィルタ部の内部状態量を入力とする符号化部と、
   前記ノッチフィルタ部で算出される前記ノッチフィルタ部の出力を入力とするリミッタ部と、
   前記符号化部の出力および前記リミッタ部の出力を入力とする適応更新部と、
   前記適応更新部の出力を入力とする単位変換部とからなり、
   前記符号化部は、前記内部状態量の符号の情報のみを抽出して出力し、
   前記リミッタ部は、前記ノッチフィルタ部の出力の振幅を制限した情報を算出して出力し、
   前記適応更新部は、前記符号化部の出力と前記リミッタ部の出力を乗じたものに基づいて、前記ノッチフィルタ部のフィルタパラメータであるノッチ周波数の推定値を逐次に更新して出力し、
   前記ノッチフィルタ部は、前記適応更新部が逐次に算出・出力した前記推定値を前記ノッチ周波数として逐次に採用し、
   前記単位変換部は、前記適応更新部が逐次に算出した前記推定値の単位をヘルツに変換しこれを推定値として出力し、
   前記自動調整装置は前記推定値を用いて、前記モータ制御系に含まれる前記制御器を適応的に調整するモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記自動調整装置は、前記単位変換部の出力を入力とする収束判定部を有し、
   前記収束判定部は、前記ヘルツに変換された前記推定値を基に、前記推定値が一定に収束したか否かを判断し、収束したと判断した時点における前記ヘルツに変化された収束推定値を出力し、
   前記自動調整装置は前記収束推定値を用いて、前記モータ制御系に含まれる前記制御器を適応的に調整することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記制御器は、フィードバック制御器の後段に振動を抑制するためのノッチフィルタＡを有し、
   前記自動調整装置は前記収束推定値を用いて、前記ノッチフィルタＡを適応的に調整することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記自動調整装置は、前記内部状態量と前記出力とを入力とする更新量調整部を備え、
   前記更新量調整部は、前記適応更新部が前記ノッチ周波数の推定値を逐次に更新する際の、更新幅に関する係数を逐次に更新するものであって、
   前記ノッチ周波数の推定値が前記振動成分の周波数に近い場合は、前記更新幅に関する係数を小さくし、
   前記ノッチ周波数の推定値が前記振動成分の周波数から遠い場合は前記更新幅に関する係数を大きくし、
   これにより前記適応更新部が前記ノッチ周波数の推定値を逐次に更新する際の更新幅を調整可能とすることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記収束判定部は、前記ヘルツに変換された前記推定値の前回値と今回値との差の絶対値を差分過程として算出し、
   前記差分過程が所定時間以内に差分閾値を一度も超過しない、かつ前記所定時間の前記推定値の最初の値と最後の値の差(傾き)の絶対値が傾き閾値以内であるとき、前記推定値は収束したと判断し、そのタイミングで前記収束推定値を出力・更新し、
   前記差分過程が前記所定時間以内に前記差分閾値を一度でも超過する、もしくは前記推定値を出力・更新後、所定時間を経過するまでは前記収束推定値を更新しないことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記リミッタ部は、
   前記ノッチフィルタ部の出力が所定の上限値以下、かつ所定の下限値以上である場合は、前記ノッチフィルタ部の出力を出力し、
   前記ノッチフィルタ部の出力が前記所定の上限値より大きい場合は、前記所定の上限値を出力し、
   前記ノッチフィルタ部の出力が下限値より小さい場合は、前記所定の下限値を出力し、
   前記符号化部は、
   前記ノッチフィルタ部の内部状態量が正の値の場合は１を出力し、
   前記ノッチフィルタ部の内部状態量が負の値の場合は−１を出力し、
   前記ノッチフィルタ部の内部状態量が０の場合は０を出力することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記ノッチフィルタ部は、次数が２次の離散ＩＩＲ型フィルタであることを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記自動調整装置の入力は、モータ制御装置が制御するモータの回転数情報、もしくは回転位置情報であることを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記自動調整装置の入力は、モータ制御装置が制御するモータに、負荷として接続される機械装置の回転数情報、もしくは並進速度情報、もしくは回転位置情報、もしくは並進位置情報、であることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    モータ制御装置は、ＡＣサーボモータのカスケード・フィードバック制御系であることを特徴とするモータ制御装置。
11. モータ制御系の応答に重畳する振動成分の周波数を基に、前記モータ制御系に含まれる制御器を適応的に調整するモータ制御装置の自動調整方法であって、
    振動抽出部により、モータ制御系の応答から振動成分を抽出するステップと、
    ノッチフィルタ部に前記振動成分を入力し、前記ノッチフィルタ部の内部状態量および出力を算出するステップと、
    符号化部により、前記内部状態量の符号の情報のみを抽出し出力するステップと、
    リミッタ部により、前記出力の振幅を制限した情報を算出し出力するステップと、
    適応更新部により、前記符号化部の出力と前記リミッタ部の出力を乗じたものに基づいて、前記ノッチフィルタ部のフィルタパラメータであるノッチ周波数の推定値を逐次に更新し出力するステップと、
    前記ノッチフィルタ部が、前記ノッチ周波数の推定値をノッチ周波数として逐次に採用するステップと、
    単位変換部により、前記適応更新部が逐次に出力した前記推定値の単位をヘルツに変換し、これを推定値として出力するステップと、
    前記自動調整装置が、前記推定値を用いて前記モータ制御系に含まれる前記制御器を適応的に調整するステップと、
    を備えるモータ制御系の自動調整方法。
12. 請求項１１に記載のモータ制御装置の自動調整方法において、
    収束判定部により、前記ヘルツに変換された前記推定値を基に、前記推定値が収束したかを判断し、収束したと判断した時点における収束推定値を出力するステップを備え、
    前記自動調整装置が前記収束推定値を用いて、前記実ノッチフィルタを適応的に調整することを特徴とするモータ制御装置の自動調整方法。
13. 請求項１２に記載のモータ制御装置の自動調整方法において、
    前記制御器は、フィードバック制御部の後段に振動を抑制するためのノッチフィルタＡを有し、
    前記自動調整装置が前記収束推定値を用いて、前記ノッチフィルタＡを適応的に調整することを特徴とするモータ制御装置の自動調整方法。
14. 請求項１１に記載のモータ制御装置の自動調整方法において、
    更新量調整部が、
    ノッチ周波数の推定値が振動成分の周波数に近い場合は、更新幅に関する係数を小さくし、
    ノッチ周波数の推定値が振動成分の周波数から遠い場合は更新幅に関する係数を大きくし、
    これにより適応更新部が前記ノッチ周波数の推定値を逐次に更新する際の更新幅を調整可能とすることを特徴とするモータ制御装置の自動調整方法。

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