WO2014112178A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2014112178A1
WO2014112178A1 PCT/JP2013/079427 JP2013079427W WO2014112178A1 WO 2014112178 A1 WO2014112178 A1 WO 2014112178A1 JP 2013079427 W JP2013079427 W JP 2013079427W WO 2014112178 A1 WO2014112178 A1 WO 2014112178A1
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WO
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speed
state variable
command
current
feedforward
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PCT/JP2013/079427
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English (en)
French (fr)
Inventor
暁生 斎藤
英俊 池田
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B11/00—Automatic controllers
    • G05B11/01—Automatic controllers electric
    • G05B11/32—Automatic controllers electric with inputs from more than one sensing element; with outputs to more than one correcting element
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
    • G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
    • G05B13/041—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators in which a variable is automatically adjusted to optimise the performance
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B2219/00—Program-control systems
    • G05B2219/30—Nc systems
    • G05B2219/42—Servomotor, servo controller kind till VSS
    • G05B2219/42155—Model
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • a load such as a moment of inertia or friction of the control target changes, the target position command must be recalculated based on the magnitude of the load. Don't be. For this reason, technological development is being advanced that can automatically adapt to the target position and load size and automatically generate a positioning command with the maximum torque.
  • Patent Document 1 discloses a speed command generating means for switching a maximum speed command, a zero speed command, and a speed command proportional to the position deviation according to the magnitude relationship between the position deviation and a reference value
  • a control device including a speed controller with a windup function is disclosed.
  • the reference value is a value obtained by dividing the square of the actual speed of the motor by a value obtained by doubling the acceleration obtained from the maximum torque of the motor, the inertial moment and friction of the control target, It is said that it is possible to perform high-speed positioning according to an ideal speed pattern using maximum torque only by giving a target position.
  • the inertial moment of the controlled object is less than 1 times the inertial moment of the motor.
  • the response characteristics change depending on the magnitude of the load to be controlled, and the magnitude of the load to be controlled is a nominal value.
  • the speed command value is switched from the maximum speed to the zero speed, there is a problem that the response may be deteriorated due to a transient change accompanying the switching.
  • the present invention has been made in view of the above, and even when the load such as the moment of inertia and friction of the controlled object is unknown or the magnitude of the load changes greatly, the target position, the speed limit, and the load
  • An object of the present invention is to obtain a motor control device that can automatically generate a position command and a speed command adapted to the size of the motor and realizes a high-speed and good response characteristic.
  • the present invention is a motor control device that drives a control object including a motor and a mechanical system connected to the motor based on a speed command, and includes one or more
  • the first state variable is calculated based on the first state variable and the speed command, and the first state variable is updated.
  • the updated first state variable is used as the updated first state variable.
  • a speed model that calculates and outputs a speed feedforward and a current feedforward based on the second speed variable, and a second state variable that is one or more variables based on the actual speed of the motor, the speed feedforward, and the current feedforward And the second state variable is updated, the actual speed of the motor, the speed feedforward, the current feedforward, and the updated second state variable.
  • a speed controller that calculates and outputs a current command based on a state variable; a current limiter that receives the current command as an input and outputs a post-limit current command that is equal to or less than a limit current value; and the current command and the post-limit
  • a variation coefficient calculation unit that calculates a variation coefficient that is a correction coefficient for the variation of the first state variable and the second state variable based on a current command, and the speed model includes the first state variable In the calculation of the change amount of the first state variable, correction is performed by multiplying the change amount coefficient, and the speed controller performs correction for multiplying the change amount coefficient in the calculation of the change amount of the second state variable. It is characterized by.
  • the present invention even if the load such as the moment of inertia and friction of the controlled object is unknown or the load changes greatly, it is automatically adapted to the target position and speed and the load. There is an effect that it is possible to obtain a motor control device capable of automatically generating a position command and a speed command and realizing a high-speed and good response characteristic.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a current-torque characteristic represented by a nonlinear function according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a speed response on the virtual time ⁇ axis when the load inertia ratio of the control target according to the first embodiment is changed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating velocity responses on the real time t-axis and the virtual time ⁇ axis according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a speed response and a torque response when the load inertia ratio of the control target according to the first embodiment is changed.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a current-torque characteristic represented by a nonlinear function according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a speed response
  • FIG. 6 is a block diagram of a configuration of the motor control device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a speed response and a torque response when the load inertia ratio of the control target according to the second embodiment is changed.
  • FIG. 8 is a block diagram of an example of the configuration of the speed model according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram of a configuration of the motor control device according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a motor control device according to the present invention.
  • the motor control device shown in FIG. 1 includes a control object 1, a speed model 21, a speed controller 33, a current limiter 34, a current controller 35, and a change coefficient calculation unit 36.
  • the control target 1 includes a motor 11, a mechanical system 12 connected to the motor 11, and a speed detector 13 that detects the speed of the motor 11.
  • a position detector for example, an encoder or a resolver
  • the speed of the motor 11 may be calculated by differentiating the output of the position detector.
  • a current detector may be provided instead of the speed detector 13, and the speed of the motor 11 may be estimated from the output of the current detector.
  • the speed detector 13 outputs the detected actual speed V.
  • the speed model 21 is a model that calculates and outputs a speed feed forward V ff and a current feed forward U ff from a speed command V r input from the outside using a state equation represented by the following expression (1). is there.
  • Equation (1) the matrices A ff , B ff , C ff , and D ff in Equation (1) are preset matrices, and the variation coefficient ⁇ is calculated by the variation coefficient calculation unit 36 as described later.
  • the state variable ⁇ that is one or more variables is a vector that represents the state variable of the speed model 21.
  • the first expression of the equation (1) is an update operation of the state variable ⁇ , and the change amount of the state variable ⁇ is calculated by the first equation of the expression (1). Calculate each.
  • Equation (1) is a state equation of a speed model in a control method called general model following control.
  • a speed feedforward V ff and a current feedforward U ff are calculated from a speed command V r input from the outside by a speed model.
  • the speed feed forward V ff a signal having an ideal response waveform with respect to the speed command V r is output.
  • the current feedforward U ff a signal obtained by differentiating the velocity feedforward V ff and multiplying by the nominal value J n of the moment of inertia of the controlled object 1 is output.
  • the characteristics of the current feed forward U ff and the speed feed forward V ff are in agreement with the input / output characteristics of the nominal model of the controlled object 1.
  • the matrices A ff , B ff , C ff , and D ff are set so that the speed model 21 has the characteristics described above.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the configuration of the speed model 21 that can obtain such characteristics.
  • the speed model 21 illustrated in FIG. 8 includes integrators 211 and 212, multipliers 213, 214, and 215, and subtractors 216 and 217.
  • ⁇ 1
  • the input / output characteristics from the speed command V r to the speed feed forward V ff are linear low-pass characteristics
  • the current feed forward U ff is a signal corresponding to the differentiation of the speed feed forward V ff. Is multiplied by the nominal value J n of the moment of inertia of the controlled object 1.
  • the integrators 211 and 212 calculate the value of the integration variable by integrating the change at each time as the change of the integration variable, which is the product of the input signal to the integrator and the change coefficient ⁇ . . If the values of the integrators 211 and 212 are respectively ⁇ 1 and ⁇ 2 , the state equation of the block diagram shown in FIG. 8 can be expressed by the following equation (2). Therefore, by setting the matrices A ff , B ff , C ff , D ff and the state variable vector ⁇ as shown in the following formula (3), the calculation formula of the block diagram of FIG. 8 is expressed by the formula (1). Can do.
  • the present invention is not limited to this.
  • the order of the speed model may be a natural number.
  • the speed controller 33 includes a difference between the speed feedforward V ff and the actual speed V, a current feedforward U ff , preset constants K v (speed proportional gain), K i (speed integral gain), and change coefficient. From ⁇ , the current command U is calculated and output using the state equation shown in the following equation (4).
  • Equation (4) represents general speed proportional integration (PI) control.
  • the integral variable ⁇ (second state variable) is a scalar value that represents the integral variable of the speed controller 33.
  • the actual change amount of the integral variable ⁇ is changed to the change amount of the integral variable obtained by a general proportional integration calculation, as in the equation (1).
  • the value obtained by multiplying ⁇ For example, when a low-pass filter is added to the speed controller 33, the integral variable ⁇ becomes a vector composed of the integral variable of the proportional integral calculation and the state variable of the added low-pass filter calculation.
  • the current limiter 34 receives the current command U and outputs a post-limit current command U sat so that the absolute value of the input current command U is equal to or less than a preset maximum current command value U max . That is, when the absolute value of the input current command U is equal to or less than the maximum current command value U max , the limited current command U sat is equal to the input current command U, and the absolute value of the input current command U is When the maximum current command value U max is exceeded, the post-limit current command U sat becomes the maximum current command value U max .
  • the current controller 35 receives the limited current command U sat and outputs the current i of the motor 11.
  • the variation coefficient calculation unit 36 includes a torque constant multiplier 361, a nonlinear torque model 362, and a ratio calculator 363, and calculates a variation coefficient ⁇ based on the ratio of the current command U and the limited current command U sat. To do.
  • the torque constant multiplier 361 receives the current command U, calculates a torque command T cmd by multiplying it by a preset torque constant K t , and outputs it.
  • the nonlinear torque model 362 is a model that calculates and outputs the actual torque T of the motor 11 from the input post-restricted current command U sat using the preset current-torque characteristic of the motor 11.
  • the current-torque characteristic used in the nonlinear torque model 362 is expressed by a nonlinear function taking into account the magnetic saturation and voltage saturation of the motor 11.
  • FIG. 2 is a diagram showing current-torque characteristics represented by such a nonlinear function (solid line).
  • the ratio calculator 363 calculates and outputs the variation coefficient ⁇ by multiplying the actual torque T by the reciprocal of the torque command T cmd . When the torque command T cmd is 0, the variation coefficient ⁇ output by the ratio calculator 363 is 1.
  • g (U) is a function of the current command U and represents the non-linear characteristic by the current limiter 34 and the current-torque characteristic of the motor 11. That is, g (U) represents the actual torque T.
  • torque constant K t used in the torque constant multiplier 361 is expressed by the following equation (6).
  • the virtual time ⁇ is defined by the following equation (8).
  • the virtual time ⁇ is obtained by expanding and contracting the real time t so that the rate of change is obtained by multiplying the rate of change of the real time t by the reciprocal of the equation (8).
  • the state equation of the controlled object 1 on the virtual time ⁇ axis (equation (5) on the real time t axis) is expressed by the following equation (9) on the virtual time ⁇ axis.
  • equation (9) is linear.
  • the control system of the motor control device shown in FIG. 1 generates a desired response with the speed model 21, and performs model following control in which feedback control is performed so that the controlled object 1 follows this response. Therefore, the response characteristics of the speed control system can be set independently of the characteristics of the speed controller 33 by the matrices A ff , B ff , C ff , and D ff in the speed model 21.
  • FIG. 3 shows that the error suppression performance of the speed controller 33 is sufficiently higher than the response characteristic of the speed model 21 (that is, the error is suppressed with respect to the response characteristic of the speed model 21).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a speed response on the virtual time ⁇ axis when the load inertia ratio (moment of inertia) of the control target 1 is changed in the case of setting.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the speed response of the controlled object 1 on the real time t axis and the virtual time ⁇ axis.
  • the speed response of the controlled object 1 on the real time t-axis is expressed by the following formula (9), (10), and (11) that are linear state equations: According to the relationship between the real time t and the virtual time ⁇ obtained in 8), the response is expanded in the time axis direction. Therefore, in order not to overshoot the speed response on the real time t-axis, the dynamic characteristics of the speed model 21 and the speed controller 33 should be set so that the speed response does not overshoot on the virtual time ⁇ axis. That's fine.
  • control system of the present embodiment described above includes an anti-windup effect, and is a case where a large value is input as a step signal to the speed command V r and U ⁇ U max.
  • the actual speed V can be controlled without overshooting. Therefore, by configuring as described above, control also subject 1 moment of inertia J is a case where the unknown (if the maximum acceleration at U max is unknown), step signal target speed to the speed command V r It is possible to realize a high speed response by the maximum acceleration.
  • FIG. 5 is a diagram showing a speed response (FIG. 5A) and a torque response (FIG. 5B) when the load inertia ratio (moment of inertia J) of the controlled object 1 is changed.
  • the actual speed V does not overshoot even when acceleration is performed with the maximum torque (maximum acceleration).
  • the motor control device of the present embodiment compensates for the non-linearity of the motor current-torque characteristics (characteristics of the non-linear torque model) to prevent response deterioration due to the non-linearity of the motor current-torque characteristics. Can do.
  • control target 1 on the virtual time ⁇ axis is represented by the following equation (13).
  • the above equation (13) can be regarded as a linear time-varying equation of state in which the viscous friction coefficient c varies with the variation coefficient ⁇ .
  • the friction coefficient is the same as the response characteristic hardly changes even when the inertia moment J fluctuates. Even if it changes, the response characteristic hardly changes. Therefore, the motor control device according to the present embodiment is hardly affected by friction and can realize a high speed and good speed response only by giving a target speed.
  • the variation coefficient calculation unit 36 can also calculate the variation coefficient ⁇ by the following equation (14).
  • the virtual time ⁇ is defined by the following equation (15) instead of the above equation (8).
  • the above equation (16) is different from the above equation (13), and the state equation can be regarded as a linear time-invariant state equation that does not include the variation coefficient ⁇ .
  • the calculation method of the variation coefficient ⁇ calculated by the variation coefficient calculation unit 36 is not limited to the above, and various methods can be applied.
  • the state equation of the continuous time is used.
  • the change from the previous sampling time of the state variable at each sampling time is similarly obtained by the conventional update operation of the state variable.
  • the above characteristics can be realized by setting the value to ⁇ times the value obtained.
  • the variation coefficient calculating unit 36 includes a torque constant multiplier 361 and The current command U and the limited current command U sat may be input to the ratio calculator 363 without providing the nonlinear torque model 362.
  • the speed controller 33 is provided with a low-pass filter or a notch filter that suppresses mechanical resonance, even if current saturation occurs, no error is accumulated in these filters.
  • the change need not be multiplied by the change coefficient ⁇ .
  • the notch filter when the change of the state variable is multiplied by the change coefficient ⁇ , the notch frequency set according to the resonance frequency of the machine changes, and therefore, the change coefficient ⁇ need not be multiplied.
  • the motor control device of the present embodiment is a motor control device that drives a control target including a motor and a mechanical system coupled to the motor based on a speed command, and includes one or more variables.
  • the change of the first state variable is calculated based on the first state variable and the speed command, and the first state variable is updated.
  • a speed model that calculates and outputs a speed feedforward and a current feedforward, and a change in a second state variable that is one or more variables based on the actual speed of the motor, the speed feedforward, and the current feedforward
  • the second state variable is updated to update the actual speed, the speed feedforward, the current feedforward, and the updated second state variable of the motor.
  • a speed controller that calculates and outputs a current command based on the current command, a current limiter that receives the current command as an input and outputs a post-restricted current command that is less than or equal to the limit current value, the current command and the post-restricted current command And a variation coefficient calculation unit that calculates a variation coefficient that is a correction coefficient for the variation of the first state variable and the second state variable, and the speed model includes the first state variable In the calculation of the change amount of the state variable, correction is performed by multiplying by the change amount coefficient, and in the calculation of the change amount of the second state variable, the speed controller performs correction by multiplying by the change amount coefficient. And
  • FIG. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the motor control apparatus according to the present invention.
  • the motor control device shown in FIG. 6 includes a control object 1a, a position model 2 including a speed model 21, a position controller 31, a differentiator 32, a speed controller 33, a current limiter 34, and a current controller. 35, a change coefficient calculation unit 36, an inertia moment estimation unit 37, a deceleration calculation unit 38, and a maximum speed setting unit 39.
  • the control object 1a includes a motor 11, a mechanical system 12 connected to the motor 11, and a position detector 14 that detects the position of the motor 11.
  • a position detector 14 that detects the position of the motor 11.
  • an encoder or a resolver may be used as the position detector 14.
  • the position model 2 includes a speed model 21, a speed command calculation unit 22, and an integrator 23.
  • the speed command calculator 22 (the difference between the target position X r and the position feedforward X ff) remaining distance e, which is calculated by the deceleration calculation unit 38 to the maximum velocity V max, and described below a preset
  • the deceleration A dec is input, and the speed command V r is output.
  • the maximum speed V max is set by the maximum speed setting unit 39.
  • the speed model 21 is a model that receives the speed command V r and calculates and outputs the speed feed forward V ff and the current feed forward U ff as in the first embodiment.
  • the integrator 23 integrates the velocity feedforward V ff output from the velocity model 21 and outputs the position feedforward Xff .
  • the position controller 31 the deviation of the actual position X is detected as a position feedforward X ff output from the integrator 23 at a position detector 14 as an input, the speed correction amount using the position gain set in advance V c is output.
  • the differentiator 32 differentiates the actual position X and outputs an actual speed V.
  • Speed controller 33 the difference between the sum and the actual speed V of the velocity feed forward V ff and the speed correction amount V c, and inputs the current feedforward U ff, as in the first embodiment, the output current command U To do.
  • the current limiter 34, the current controller 35, and the variation coefficient calculation unit 36 are the same as those in the first embodiment.
  • the inertia moment estimator 37 receives the current i output from the current controller 35 and the actual position X or the actual speed V, and outputs the estimated inertia moment J hat of the controlled object 1a.
  • the inertia moment estimated value J hat may be calculated, for example, by successively estimating using the acceleration and current i calculated by second-order differentiation of the actual position X or first-order differentiation of the actual speed V.
  • the deceleration calculation unit 38 receives the estimated inertia moment value J hat and calculates and outputs the deceleration A dec using the maximum torque T max calculated from the preset maximum current U max .
  • the deceleration A dec is calculated by the following equation (17).
  • the constant ⁇ in the above equation (17) is a preset positive constant of 1 or less, and is approximately 0.8 to 0.9 in order to make the torque during deceleration smaller than the maximum torque. .
  • the deceleration A dec can be made larger than the value calculated by the above equation (17) in consideration of the friction. is there.
  • the speed command calculation unit 22 uses a target speed function of a control method called PTOS (Proximate Time-Optical Servochanism) method.
  • PTOS Proximate Time-Optical Servochanism
  • This target speed function is expressed by the following equations (18) to (20). Note that e is the remaining distance between the target position Xr and the position feedforward Xff .
  • the target speed function is continuously switched according to the remaining distance e, so that the speed command V r can be switched without deteriorating the transient response.
  • the speed command calculation unit 22 When the target position X r where sufficiently distant from the current actual position X is set, the speed command calculation unit 22 from the equation (19) outputs a maximum speed V max, the speed command V r is from 0 V max Switch. Then, since this control system includes a control system equivalent to the speed control system of the first embodiment in the speed loop, it automatically responds to non-linearity of the current limit and the current-torque characteristics of the motor 11 and responds quickly and satisfactorily. actual speed V of the motor 11 is accelerated to the maximum velocity V max by.
  • the inertia moment estimation unit 37 estimates the inertia moment of the controlled object 1a during acceleration, and the deceleration A dec input to the speed command calculation unit 22 is set by the above equation (17).
  • the target speed function V r ′ of the speed command calculation unit 22 is switched to the first expression of Expression (18). Therefore, the speed command Vr is decelerated at a constant speed Adec . During this time, the actual speed V of the motor 11 is also decelerated at the deceleration A dec . Since the value of the deceleration A dec is set by the inertia moment estimated value J hat of the controlled object 1a, an ideal deceleration response using the torque that can be generated by the motor 11 to the maximum can be realized.
  • the target velocity function V r ′ of the velocity command calculating unit 22 is switched to the second equation of the above equation (18),
  • the target speed function V r ′ (speed command V r ) is proportional to the remaining distance e.
  • the motor control device of the present embodiment only the input of the target position X r, the position so that the velocity response is an ideal trapezoidal waveform feedforward X ff, velocity feedforward V ff, and The current feedforward U ff is automatically generated, and a high-speed and good positioning response can be realized.
  • the speed control system having the configuration described in the first embodiment is included, compared to the conventional PTOS control method, for example, non-linearity such as load fluctuation or current limitation of the controlled object 1a. Robust control is possible.
  • the deceleration A dec is fixed in the conventional PTOS control method, the deceleration A dec is dynamically set by the inertia moment estimated value J hat of the controlled object 1a in the present embodiment. Even when the magnitude of the load 1a is unknown, an ideal response can be obtained for both acceleration and deceleration.
  • FIG. 7 is a diagram showing a speed response (FIG. 7A) and a torque response (FIG. 7B) when the load inertia ratio (moment of inertia J) of the controlled object 1a is changed. According to FIG. 7, in any case, high-speed positioning with an ideal speed pattern is possible.
  • the motor control device of the present embodiment if the target load is given even if the magnitude of the load to be controlled is unknown or the magnitude of the load changes greatly. In addition, it is possible to realize high-speed and good positioning that is automatically adapted to the target position and the size of the load to be controlled.
  • a control system capable of automatically performing positioning control when a target position is given.
  • the present embodiment is not limited to this, and this embodiment is a time series (for example, The present invention can also be applied to a control system that performs tracking control with respect to a position command given by a pulse train).
  • the speed command calculation unit 22 regardless of the remaining distance e, is set to output a speed command V r which is proportional to the remaining distance e.
  • V r which is proportional to the remaining distance e.
  • both the speed model 21 and the speed controller 33 are compensated for by the variation coefficient ⁇ , so that an anti-windup effect can be obtained and unstable, for example, overshoot. It is possible to control without causing a response.
  • the motor control device is a motor control device that drives a control target including a motor based on a position command, and a speed command based on a deviation between the position command and the position feedforward.
  • the speed command calculation unit for outputting the first state variable, the first state variable that is one or more variables, and the speed command to calculate a change amount of the first state variable and update the first state variable
  • a speed model that calculates and outputs a speed feedforward and a current feedforward based on the updated first state variable, an integrator that integrates the speed feedforward and outputs the position feedforward, A position controller that outputs a speed correction amount based on the difference between the actual position of the motor and the position feedforward, the actual speed of the motor, and the speed correction amount Based on the speed feedforward and the current feedforward, a change amount of a second state variable that is one or more variables is calculated to update the second state variable, and the actual speed of the motor and the A speed controller that calculates and outputs a current command based on a
  • a change coefficient calculation unit that calculates a coefficient, and the speed model performs correction by multiplying the change coefficient in the calculation of the change of the first state variable
  • the speed controller includes: In the calculation of the change in serial the second state variable, and it performs the correction by multiplying the variation coefficient.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the third embodiment of the motor control apparatus according to the present invention.
  • the motor control device shown in FIG. 9 includes a control object 1a, a position model 2b, a position controller 31, a differentiator 32, a speed controller 33, a current limiter 34, a current controller 35, and a change amount.
  • a coefficient calculation unit 36, an inertia moment estimation unit 37, a deceleration calculation unit 38, a maximum speed setting unit 39, a model correction unit 40, and a changeover switch 41 are provided. That is, the motor control device shown in FIG. 9 is obtained by adding a model correction unit 40 and a changeover switch 41 to the motor control device shown in FIG.
  • the current limiter 34 has a configuration for outputting the presence or absence of current limitation. Further, the integrator 23 receives a deviation between the speed feedforward V ff output from the speed model 21 and the output signal of the changeover switch 41.
  • Model correction section 40 the deviation between the actual position X detected by a position feedforward X ff and the position detector 14 output from the integrator 23 (error signal) similarly to type position controller 31, to A model correction signal obtained by multiplying a preset model correction gain Wm is output.
  • the output model correction signal is input to the changeover switch 41.
  • the changeover switch 41 is configured to be connected or disconnected depending on whether or not the current limiter 34 outputs a current limit. When the current limiter 34 generates a current limit, the changeover switch 41 is connected. When the current limiter does not occur, the changeover switch 41 is disconnected. In other words, the changeover switch 41 is connected when the magnitude of the current command U exceeds the limit current value, and is disconnected when the magnitude of the current command U is equal to or less than the limit current value.
  • the output of the changeover switch 41 is a model correction signal, and when it is not connected, the output of the changeover switch 41 is zero.
  • the integrator 23 integrates the deviation between the speed feedforward Vff and the model correction signal, and outputs a position feedforward Xff .
  • the speed command calculation unit 22 determines the maximum speed V as described with reference to the equation (19) in the second embodiment. outputs max, the speed command V r is switched from 0 to V max, the actual speed V of the motor 11 is accelerated to the maximum velocity V max.
  • the operation of the speed model 21 is corrected by the variation coefficient ⁇ when current saturation occurs.
  • the model correction unit 40 also corrects the error between the position feedforward Xff and the actual position X, so that the position model and control when current saturation occurs are controlled. The deviation of the response with the object 1a is further suppressed. Therefore, more robust control than that of the second embodiment can be realized with respect to current saturation.
  • the changeover switch 41 is not connected in a state where the current is not saturated, it coincides with position control by a control method called general model following control, and is robust against variations in control objects and disturbances. Can be realized.
  • the motor control device is a motor control device that drives a control target including a motor based on a position command, and a speed command based on a deviation between the position command and the position feedforward.
  • the speed command calculation unit for outputting the first state variable, the first state variable that is one or more variables, and the speed command to calculate a change amount of the first state variable and update the first state variable
  • a model correction signal based on a difference between a speed model that calculates and outputs a speed feedforward and a current feedforward based on the updated first state variable, and the position feedforward of the actual position of the motor.
  • Model correction unit to output and switching to output the model correction signal in the connected state and output the zero signal in the disconnected state with the model correction signal as an input
  • a speed correction amount is output based on the difference between the actual position of the motor and the position feedforward, and an integrator that integrates the deviation of the output signals of the switch, the speed feedforward and the changeover switch, and outputs the position feedforward.
  • Calculating a change amount of a second state variable which is one or more variables based on the position controller, the actual speed of the motor, the speed correction amount, the speed feedforward, and the current feedforward.
  • a second state variable is updated, and a current command is calculated based on the actual speed of the motor, the speed correction amount, the speed feedforward, the current feedforward, and the updated second state variable.
  • the output speed controller and the current command as an input, and the current command after limit that limits the magnitude of the current command to the limit current value or less A variation coefficient for calculating a variation coefficient that is a correction coefficient for the variation of the first state variable and the second state variable based on the current limiter to be output, and the current command and the post-limit current command
  • the speed model performs correction by multiplying the change coefficient in calculating the change amount of the first state variable, and the speed controller changes the change amount of the second state variable.
  • the changeover switch is connected when the magnitude of the current command exceeds the limit current value, the magnitude of the current command is the limit current value It is characterized by being disconnected when:
  • the motor control device according to the present invention is useful as a motor control device to be applied to a control target whose load such as moment of inertia or friction is unknown or whose load greatly changes.

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Abstract

　高速且つ良好な応答特性を実現するモータ制御装置を得るため、モータ制御装置が、第１の状態変数ξと速度指令Ｖｒとに基づいて第１の状態変数ξの変化分を算出して第１の状態変数ξを更新し、更新後の第１の状態変数ξに基づいて速度フィードフォワードＶｆｆ及び電流フィードフォワードＵｆｆを出力する速度モデル２１と、モータ１１の実速度Ｖと速度フィードフォワードＶｆｆと電流フィードフォワードＵｆｆとに基づいて第２の状態変数ηの変化分を算出して第２の状態変数ηを更新し、モータ１１の実速度Ｖと速度フィードフォワードＶｆｆと電流フィードフォワードＵｆｆと更新後の第２の状態変数ηとに基づいて電流指令Ｕを出力する速度制御器３３と、電流指令Ｕを入力として制限後電流指令Ｕｓａｔを出力する電流制限器３４と、電流指令Ｕと制限後電流指令Ｕｓａｔとに基づき、変化分係数αを算出する変化分係数算出部３６と、を備える。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータ制御装置に関する。
　モータと該モータに連結された機械系を備える制御対象を駆動するモータ制御装置において、制御対象の慣性モーメントや摩擦といった負荷が変化すると、負荷の大きさに基づいて目標位置指令を算出し直さねばならない。そのため、目標位置や負荷の大きさに自動的に適応し、最大トルクによる位置決め指令を自動で生成することが可能な技術開発が進められている。
　このような従来技術として、例えば、特許文献１には、位置偏差と基準値との大小関係によって、最大速度指令、零速度指令及び位置偏差に比例した速度指令を切り替える速度指令発生手段と、アンチワインドアップ機能付き速度制御器と、を備える制御装置が開示されている。特許文献１に開示された技術によれば、前記基準値は、モータの実速度の二乗をモータの最大トルク、制御対象の慣性モーメント及び摩擦から求まる加速度を２倍した値で割った値とし、目標位置を与えるだけで、最大トルクを用いた理想的な速度パターンに従って、高速に位置決めすることが可能であるとされている。
特開２００５－１６０１５２号公報
　しかしながら、モータと該モータに連結された機械系からなる制御対象を駆動するモータ制御装置において、制御対象の負荷が未知である場合には、制御対象の慣性モーメントがモータの慣性モーメントの１倍から数十倍程度まで対応可能とすることが要求されるところ、上記従来の技術によれば、制御対象の負荷の大きさによって応答特性が変化してしまい、制御対象の負荷の大きさがノミナル値と大きく異なる場合には良好な応答を得ることができないという問題があった。また、速度指令値が最大速度から零速度に切り替わるため、切り替えに伴う過渡変化により応答が悪化する恐れがあるという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、制御対象の慣性モーメントや摩擦といった負荷が未知である、または、負荷の大きさが大きく変化する場合においても、目標位置及び制限速度並びに負荷の大きさに適応した位置指令及び速度指令を自動で生成することが可能な、高速且つ良好な応答特性を実現するモータ制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、速度指令に基づき、モータと該モータに連結された機械系を備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、前記モータの実速度と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と、前記速度フィードフォワードと、前記電流フィードフォワードと、更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、前記電流指令を入力とし、制限電流値以下の制限後電流指令を出力する電流制限器と、前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行うことを特徴とする。
　本発明によれば、制御対象の慣性モーメントや摩擦といった負荷が未知である、または、負荷の大きさが大きく変化する場合であっても、目標位置及び速度並びに負荷の大きさに自動で適応した位置指令及び速度指令を自動で生成することが可能な、高速且つ良好な応答特性を実現するモータ制御装置を得ることができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、実施の形態１にかかる非線形関数で表される電流－トルク特性を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる制御対象の負荷慣性比を変化させた場合の仮想時間τ軸上における速度応答を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる実時間ｔ軸と仮想時間τ軸における速度応答を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる制御対象の負荷慣性比を変化させた場合における速度応答とトルクの応答を示す図である。 図６は、実施の形態２にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図７は、実施の形態２にかかる制御対象の負荷慣性比を変化させた場合における速度応答とトルクの応答を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかる速度モデルの構成の一例を示すブロック図である。 図９は、実施の形態３にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
　以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ制御装置は、制御対象１と、速度モデル２１と、速度制御器３３と、電流制限器３４と、電流制御器３５と、変化分係数算出部３６と、を備える。
　制御対象１は、モータ１１と、モータ１１に連結された機械系１２と、モータ１１の速度を検出する速度検出器１３と、を備える。または、速度検出器１３に代えて、位置検出器（例えば、エンコーダまたはレゾルバ）が備えられ、位置検出器の出力を微分してモータ１１の速度を算出してもよい。または、速度検出器１３に代えて、電流検出器が備えられ、電流検出器の出力からモータ１１の速度を推定してもよい。速度検出器１３は、検出した実速度Ｖを出力する。
　速度モデル２１は、外部より入力される速度指令Ｖｒから、下記の式（１）に示される状態方程式を用いて、速度フィードフォワードＶｆｆ及び電流フィードフォワードＵｆｆを算出して出力するモデルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、式（１）における行列Ａｆｆ，Ｂｆｆ，Ｃｆｆ，Ｄｆｆは、予め設定された行列であり、変化分係数αは、後述するように変化分係数算出部３６によって算出されるものであり、１つ以上の変数である状態変数ξは、速度モデル２１の状態変数を表すベクトルである。式（１）の第１式は、状態変数ξの更新演算であり、式（１）の第１式によって状態変数ξの変化分が算出され、これを逐次積分することで、状態変数ξのそれぞれを算出する。
　ここで、α＝１とすると、式（１）は、一般的なモデルフォロイング制御と呼ばれる制御方式における速度モデルの状態方程式である。一般的なモデルフォロイング制御と呼ばれる制御方式では、速度モデルによって、外部から入力される速度指令Ｖｒから、速度フィードフォワードＶｆｆ及び電流フィードフォワードＵｆｆが算出される。この速度フィードフォワードＶｆｆとしては、速度指令Ｖｒに対する理想的な応答波形となる信号が出力される。また、電流フィードフォワードＵｆｆとしては、速度フィードフォワードＶｆｆを微分し、制御対象１の慣性モーメントのノミナル値Ｊｎを乗じた信号が出力される。このとき、電流フィードフォワードＵｆｆと速度フィードフォワードＶｆｆの特性は、制御対象１のノミナルモデルの入出力特性と一致する。行列Ａｆｆ，Ｂｆｆ，Ｃｆｆ，Ｄｆｆは、速度モデル２１が上述した特性となるように設定される。
　このような特性が得られる速度モデル２１の構成の一例を示すブロック図を図８に示す。図８に示す速度モデル２１は、積分器２１１，２１２と、乗算器２１３，２１４，２１５と、減算器２１６，２１７と、を備える。図８において、α＝１とすると、速度指令Ｖｒから速度フィードフォワードＶｆｆまでの入出力特性は線形のローパス特性となり、電流フィードフォワードＵｆｆには速度フィードフォワードＶｆｆの微分に相当する信号に制御対象１の慣性モーメントのノミナル値Ｊｎを乗じた信号が出力される。また、積分器２１１，２１２は、積分器への入力信号と変化分係数αとの積を積分変数の変化分とし、前記変化分を各時刻において積分することにより、積分変数の値を計算する。積分器２１１，２１２の値をそれぞれξ１，ξ２とすると、図８に示すブロック図の状態方程式は下記の式(２)で表すことができる。よって、行列Ａｆｆ，Ｂｆｆ，Ｃｆｆ，Ｄｆｆ及び状態変数ベクトルξを下記の式(３)のように設定することで、図８のブロック図の計算式を式（１）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、本実施の形態では、速度モデル２１が２つの積分器を備える場合、すなわち、速度モデル２１の次数が２次の場合について説明したが、これに限定されるものではない。速度モデルの次数は、自然数であればよい。
　速度制御器３３は、速度フィードフォワードＶｆｆと実速度Ｖの差及び電流フィードフォワードＵｆｆと、予め設定された定数Ｋｖ（速度比例ゲイン），Ｋｉ（速度積分ゲイン）と、変化分係数αと、から下記の式（４）に示される状態方程式を用いて、電流指令Ｕを算出して出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、α＝１とすると、式（４）は、一般的な速度比例積分（ＰＩ）制御を表すことになる。なお、積分変数η（第２の状態変数）は、速度制御器３３の積分変数を表すスカラー値である。ただし、本実施の形態のモータ制御装置では、実際の積分変数ηの変化分は、式（１）と同様に、一般的な比例積分演算によって得られた積分変数の変化分に、変化分係数αを乗じて得られた値とする。なお、速度制御器３３に例えばローパスフィルタを追加すると、積分変数ηは、比例積分演算の積分変数と、追加したローパスフィルタの演算の状態変数からなるベクトルとなる。
　電流制限器３４は、電流指令Ｕを入力とし、入力された電流指令Ｕの絶対値が予め設定された最大電流指令値Ｕｍａｘ以下となるように制限後電流指令Ｕｓａｔを出力する。すなわち、入力された電流指令Ｕの絶対値が最大電流指令値Ｕｍａｘ以下である場合には制限後電流指令Ｕｓａｔは入力された電流指令Ｕに等しく、入力された電流指令Ｕの絶対値が最大電流指令値Ｕｍａｘを超えている場合には制限後電流指令Ｕｓａｔは最大電流指令値Ｕｍａｘとなる。
　電流制御器３５は、制限後電流指令Ｕｓａｔを入力とし、モータ１１の電流ｉを出力する。
　変化分係数算出部３６は、トルク定数乗算器３６１と、非線形トルクモデル３６２と、比率演算器３６３と、を備え、電流指令Ｕと制限後電流指令Ｕｓａｔとの比率により変化分係数αを算出する。トルク定数乗算器３６１は、電流指令Ｕを入力とし、予め設定されたトルク定数Ｋｔを乗じてトルク指令Ｔｃｍｄを算出して出力する。非線形トルクモデル３６２は、入力される制限後電流指令Ｕｓａｔから、予め設定されたモータ１１の電流－トルク特性を用いて、モータ１１の実トルクＴを算出して出力するモデルである。なお、ここで、非線形トルクモデル３６２に用いられる電流－トルク特性は、モータ１１の磁気飽和及び電圧飽和を考慮した非線形関数で表される。図２は、このような非線形関数（実線）で表される電流－トルク特性を示す図である。比率演算器３６３は、実トルクＴにトルク指令Ｔｃｍｄの逆数を乗じて変化分係数αを算出して出力する。なお、トルク指令Ｔｃｍｄが０であるときには、比率演算器３６３が出力する変化分係数αは１とされる。
　次に、実施の形態１のモータ制御装置の動作原理を説明する。
　制御対象１が備える機械系１２の剛性が制御対象１を慣性モーメントＪの剛体とみなすことが可能な程度に高く、また、電流制御器３５による遅れが無視できると仮定すると、制御対象１の電流指令Ｕから実速度Ｖまでの動特性は、下記の式（５）の状態方程式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、ここで、ｇ（Ｕ）は、電流指令Ｕの関数であり、電流制限器３４による非線形特性及びモータ１１の電流－トルク特性を表す。すなわち、ｇ（Ｕ）は、実トルクＴを表す。
　また、トルク定数乗算器３６１において用いられるトルク定数Ｋｔは、下記の式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、変化分係数αは、実トルクＴ＝ｇ（Ｕ）にトルク指令Ｔｃｍｄ＝Ｋｔ＊Ｕの逆数を乗じて算出された値であることから、変化分係数αは、下記の式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、仮想時間τを下記の式（８）で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　仮想時間τは、その変化率が実時間ｔの変化率に対して式（８）の逆数を乗じたように、実時間ｔを伸縮させたものである。仮想時間τ軸上における制御対象１の状態方程式（実時間ｔ軸上では式（５））は、仮想時間τ軸上では、下記の式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　慣性モーメントＪ及びトルク定数Ｋｔは定数であるため、式（９）は線形である。
　同様に、仮想時間τ軸上における速度モデル２１の状態方程式は、式（８）の右辺が式（５）の右辺の逆数であるため、仮想時間τ軸上では、下記の式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また、同様に、仮想時間τ軸上における速度制御器３３の状態方程式は、仮想時間τ軸上では、下記の式（１１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記の式（９），（１０），（１１）はすべて線形であり、且つ電流指令Ｕには制限がない。そのため、仮想時間τ軸上での制御対象１の応答は、電流制限器３４における電流制限の影響を受けない。また、仮想時間τ軸上での制御対象１の応答は、モータ１１の電流－トルク特性が非線形であることにも影響を受けない。
　また、上記説明したように、図１に示すモータ制御装置の制御系は、速度モデル２１で所望の応答を生成し、この応答に制御対象１が追従するようにフィードバック制御を行うモデルフォロイング制御を基本としているため、速度制御系の応答特性は、速度モデル２１における行列Ａｆｆ，Ｂｆｆ，Ｃｆｆ，Ｄｆｆにより、速度制御器３３の特性とは独立に設定することが可能である。
　図３は、速度制御器３３の誤差抑圧性能が速度モデル２１の応答特性と比べて十分に高くなるように（すなわち、速度モデル２１の応答特性に対して誤差が抑圧されているといえる程度に）設定した場合における、制御対象１の負荷慣性比（慣性モーメント）を変化させたときの仮想時間τ軸上における速度応答を示す図である。速度制御器３３の誤差抑圧性能が速度モデル２１の応答特性と比べて十分に高くなるように行列Ａｆｆ，Ｂｆｆ，Ｃｆｆ，Ｄｆｆ及び定数Ｋｖ，Ｋｉを設定すると、制御対象１の慣性モーメントが変化しても応答特性の変化が小さい制御系を実現することができる。
　すなわち、制御対象１における慣性モーメントのノミナル値Ｊｎと制御対象１の慣性モーメントＪとの間に誤差が存在しても、良好な応答が可能である。
　図４は、実時間ｔ軸と仮想時間τ軸における制御対象１の速度応答を示す図である。実時間ｔ軸上における制御対象１の速度応答は、線形の状態方程式である式（９）と式（１０）と式（１１）と、から求まる仮想時間τ軸上の速度応答を、式（８）で求まる実時間ｔと仮想時間τとの関係に応じて、時間軸方向に伸張した応答となる。そのため、実時間ｔ軸上での速度応答をオーバーシュートさせないようにするためには、仮想時間τ軸上で速度応答がオーバーシュートしないように速度モデル２１及び速度制御器３３の動特性を設定すればよい。これは、上記説明した本実施の形態の制御系がアンチワインドアップ効果を含んでいるということであり、速度指令Ｖｒにステップ信号として大きな値が入力され、Ｕ≧Ｕｍａｘとなる場合であっても、実速度Ｖをオーバーシュートさせずに制御することができる。従って、上記のように構成することで、制御対象１の慣性モーメントＪが未知である場合（Ｕｍａｘにおける最大加速度が未知である場合）であっても、速度指令Ｖｒに目標速度をステップ信号として入力するだけで、最大加速度による高速な速度応答を実現することができる。
　図５は、制御対象１の負荷慣性比（慣性モーメントＪ）を変化させた場合における速度応答（図５（Ａ））とトルクの応答（図５（Ｂ））を示す図である。図５（Ａ）及び（Ｂ）によると、いずれの場合も、最大トルク（最大加速度）で加速を行っても、実速度Ｖはオーバーシュートしていない。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置では、制御対象の慣性モーメントが未知である、または、負荷の大きさが大きく変化する場合であっても、目標速度が与えられれば、自動的に目標速度及び慣性モーメントに適応した高速且つ良好な速度応答を実現することができる。また、本実施の形態のモータ制御装置では、モータの電流－トルク特性（非線形トルクモデルの特性）の非線形性を補償し、モータの電流－トルク特性が非線形であることによる応答の劣化を防ぐことができる。
　なお、上記の説明では、制御対象１における摩擦がない場合について説明している。制御対象１に摩擦が生じ、粘性摩擦係数をｃとすると、制御対象１の動特性は、下記の式（１２）の状態方程式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　摩擦が生じる制御対象１に対しても、摩擦がない場合と同様の制御を行うとすると、仮想時間τ軸での制御対象１は、下記の式（１３）の状態方程式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記の式（１３）は、粘性摩擦係数ｃが変化分係数αによって変化する線形時変の状態方程式とみることができる。上記説明したように、モデルフォロイング制御における制御系は、制御対象１の誤差と変動の影響を受けにくいため、慣性モーメントＪが変動しても応答特性がほとんど変化しないのと同様、摩擦係数が変化しても応答特性はほとんど変化しない。そのため、本実施の形態のモータ制御装置は、摩擦の影響をほとんど受けず、目標速度を与えるのみで高速且つ良好な速度応答を実現することができる。
　なお、慣性モーメントＪ及び粘性摩擦係数ｃが予め設定されている場合には、変化分係数算出部３６において変化分係数αを下記の式（１４）により算出することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　このとき、上記式（８）に代えて仮想時間τを下記の式（１５）で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　すると、仮想時間τ軸上での制御対象１の状態方程式は、下記の式（１６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記の式（１６）は、上記の式（１３）とは異なり、状態方程式を、変化分係数αを含まない線形時不変の状態方程式とみることができる。このように、変化分係数算出部３６において算出される変化分係数αの算出方法は、上記に限定されず、様々な方法を適用することができる。
　なお、上記では、連続時間の状態方程式を用いて説明しているが、離散時間の場合でも同様に各サンプリング時刻の状態変数の前サンプリング時刻との変化分を従来の状態変数の更新演算で求めた値のα倍とすることで、上記の特性を実現することができる。
　なお、モータ１１の電流－トルク特性の非線形性が無視できるほど小さく、または、そのような非線形性を無視できる範囲においてのみ動作させる場合には、変化分係数算出部３６にトルク定数乗算器３６１及び非線形トルクモデル３６２を設けずに、比率演算器３６３に電流指令Ｕと制限後電流指令Ｕｓａｔとを入力すればよい。このような構成とすることで、電流制限器３４における電流指令の制限値である最大電流指令値Ｕｍａｘによる非線形性のみが考慮されることになる。
　なお、速度制御器３３にローパスフィルタや機械の共振を抑制するノッチフィルタが設けられている場合に、電流飽和が発生してもそれらのフィルタには誤差は蓄積されないため、それらフィルタの状態変数の変化分には変化分係数αを乗じなくてよい。特にノッチフィルタでは、状態変数の変化分に変化分係数αを乗じると機械の共振周波数に応じて設定するノッチ周波数が変化するため、変化分係数αを乗じなくてもよい。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置は、速度指令に基づき、モータと該モータに連結された機械系を備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、前記モータの実速度と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、前記電流指令を入力とし、制限電流値以下の制限後電流指令を出力する電流制限器と、前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行うことを特徴とする。
実施の形態２．
　図６は、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態２の構成を示すブロック図である。ここで、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、同一の符号を付して説明を省略する。図６に示すモータ制御装置は、制御対象１ａと、速度モデル２１を含む位置モデル２と、位置制御器３１と、微分器３２と、速度制御器３３と、電流制限器３４と、電流制御器３５と、変化分係数算出部３６と、慣性モーメント推定部３７と、減速度算出部３８と、最大速度設定部３９と、を備える。
　制御対象１ａは、モータ１１と、モータ１１に連結された機械系１２と、モータ１１の位置を検出する位置検出器１４と、を備える。位置検出器１４としては、例えば、エンコーダまたはレゾルバを用いればよい。
　位置モデル２は、速度モデル２１と、速度指令算出部２２と、積分器２３と、を備える。
　速度指令算出部２２には、残距離ｅ（目標位置Ｘｒと位置フィードフォワードＸｆｆとの偏差）、予め設定された最大速度Ｖｍａｘ、及び後述するように減速度算出部３８によって算出された減速度Ａｄｅｃが入力され、速度指令Ｖｒを出力する。なお、最大速度Ｖｍａｘは、最大速度設定部３９によって設定される。
　速度モデル２１は、速度指令Ｖｒを入力とし、実施の形態１と同様に、速度フィードフォワードＶｆｆ及び電流フィードフォワードＵｆｆを算出して出力するモデルである。
　積分器２３は、速度モデル２１から出力されて入力される速度フィードフォワードＶｆｆを積分して、位置フィードフォワードＸｆｆを出力する。
　位置制御器３１は、積分器２３から出力された位置フィードフォワードＸｆｆと位置検出器１４で検出された実位置Ｘとの偏差を入力とし、予め設定された位置ゲインを用いて速度補正量Ｖｃを出力する。
　微分器３２は、実位置Ｘを微分して、実速度Ｖを出力する。
　速度制御器３３は、速度フィードフォワードＶｆｆと速度補正量Ｖｃの和と実速度Ｖとの差、及び電流フィードフォワードＵｆｆを入力とし、実施の形態１と同様に、電流指令Ｕを出力する。
　電流制限器３４、電流制御器３５、及び変化分係数算出部３６は、実施の形態１と同様である。
　慣性モーメント推定部３７は、電流制御器３５が出力した電流ｉと実位置Ｘまたは実速度Ｖを入力とし、制御対象１ａの慣性モーメント推定値Ｊｈａｔを出力する。慣性モーメント推定値Ｊｈａｔは、例えば、実位置Ｘを二階微分または実速度Ｖを一階微分して算出した加速度と電流ｉを用いて逐次的に推定を行うことで算出すればよい。
　減速度算出部３８は、慣性モーメント推定値Ｊｈａｔを入力とし、予め設定された最大電流Ｕｍａｘから算出される最大トルクＴｍａｘを用いて、減速度Ａｄｅｃを算出して出力する。減速度Ａｄｅｃは下記の式（１７）によって算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、上記の式（１７）における定数γは、予め設定された１以下の正の定数であり、減速時のトルクを最大トルクよりも小さくするために概ね０．８～０．９とする。また、制御対象１ａの摩擦の大きさが予め設定されている場合には、摩擦を考慮して、減速度Ａｄｅｃを上記の式（１７）によって算出される値よりも大きくすることも可能である。
　ここで、速度指令算出部２２の動作について説明する。速度指令算出部２２は、ＰＴＯＳ（Ｐｒｏｘｉｍａｔｅ　Ｔｉｍｅ－Ｏｐｔｉｍａｌ　Ｓｅｒｖｏｍｅｃｈａｎｉｓｍ）法と呼ばれる制御方式の目標速度関数を用いる。この目標速度関数は、下記の式（１８）～（２０）で表される。なお、ｅは、目標位置Ｘｒと位置フィードフォワードＸｆｆとの残距離である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　このような目標速度関数を用いると、残距離ｅに応じて目標速度関数が連続的に切り替わるため、過渡応答を悪化させずに速度指令Ｖｒの切り替えを行うことができる。
　次に、実施の形態２のモータ制御装置の動作を説明する。
　現在の実位置Ｘから十分に離れた目標位置Ｘｒが設定されると、式（１９）より速度指令算出部２２は最大速度Ｖｍａｘを出力し、速度指令Ｖｒは、０からＶｍａｘに切り替わる。すると、この制御系は速度ループに実施の形態１の速度制御系と同等の制御系を含むため、電流制限やモータ１１の電流－トルク特性の非線形性に自動で対応し、高速且つ良好に応答してモータ１１の実速度Ｖは最大速度Ｖｍａｘまで加速される。
　このとき、加速中に電流飽和が発生すると、速度フィードフォワードＶｆｆの応答は、変化分係数αによって自動で調整されている。そのため、速度フィードフォワードＶｆｆを積分した位置フィードフォワードＸｆｆも同様に、電流飽和に対して自動で調整された応答となる。また、加速中に慣性モーメント推定部３７が制御対象１ａの慣性モーメントを推定し、速度指令算出部２２に入力される減速度Ａｄｅｃは、上記の式（１７）によって設定される。
　残距離ｅが減少すると、速度指令算出部２２の目標速度関数Ｖｒ’が式（１８）の第１の式に切り替わる。そのため、速度指令Ｖｒは減速度Ａｄｅｃで一定減速する。この間、モータ１１の実速度Ｖも減速度Ａｄｅｃで減速される。減速度Ａｄｅｃの値が制御対象１ａの慣性モーメント推定値Ｊｈａｔによって設定されているため、モータ１１で発生可能なトルクを最大まで使用した理想的な減速応答を実現することができる。
　最後に、残距離ｅが上記の式（２０）によって算出されるｅｌ以下になると、速度指令算出部２２の目標速度関数Ｖｒ’は上記の式（１８）の第２の式に切り替わり、目標速度関数Ｖｒ’（速度指令Ｖｒ）は、残距離ｅに比例する。このとき、位置モデル２の全体が線形となるため、位置フィードフォワードＸｆｆは目標位置Ｘｒに滑らかに収束する。位置制御器３１により、位置フィードフォワードＸｆｆと実位置Ｘの誤差は抑制されるので、実位置Ｘも目標位置Ｘｒに滑らかに整定される。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置では、目標位置Ｘｒの入力のみで、速度応答が理想的な台形波形となるように位置フィードフォワードＸｆｆ、速度フィードフォワードＶｆｆ、及び電流フィードフォワードＵｆｆが自動生成され、高速且つ良好な位置決め応答を実現することができる。
　本実施の形態では、実施の形態１にて説明した構成による速度制御系を有しているため、従来のＰＴＯＳ制御法と比較して、例えば制御対象１ａの負荷の変動や電流制限といった非線形性に対してロバストな制御が可能である。また、従来のＰＴＯＳ制御法では減速度Ａｄｅｃが固定されていたが、本実施の形態では制御対象１ａの慣性モーメント推定値Ｊｈａｔによって減速度Ａｄｅｃが動的に設定されるため、制御対象１ａの負荷の大きさが未知の場合でも、加速、減速ともに理想的な応答を得ることができる。
　また、移動距離が小さい場合でも、残距離ｅに応じた速度指令Ｖｒが算出され、速度指令Ｖｒと速度フィードフォワードＶｆｆの大小によって、加速と減速の切り替えが自動でなされるため、速度応答が理想的な三角波形となるように位置フィードフォワードＸｆｆ，速度フィードフォワードＶｆｆ，電流フィードフォワードＵｆｆが自動で生成される。
　図７は、制御対象１ａの負荷慣性比（慣性モーメントＪ）を変化させた場合における速度応答（図７（Ａ））とトルクの応答（図７（Ｂ））を示す図である。図７によると、いずれの場合も、理想的な速度パターンによる高速な位置決めが可能である。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置では、制御対象の負荷の大きさが未知である、または、負荷の大きさが大きく変化する場合であっても、目標位置が与えられれば、自動的に目標位置及び制御対象の負荷の大きさに適応した高速且つ良好な位置決めを実現することができる。
　なお、本実施の形態では、目標位置が与えられると自動的に位置決め制御を行うことが可能な制御系について説明しているが、これに限定されず、本実施の形態は、時系列（例えばパルス列）で与えられる位置指令に対して追従制御を行う制御系にも適用することができる。この場合には、速度指令算出部２２は、残距離ｅによらず、残距離ｅに比例した速度指令Ｖｒを出力するように設定する。また、このような制御系では、電流飽和していない状況では、一般的なモデルフォロイング制御と呼ばれる制御方式による位置制御と一致するため、与えられた位置指令Ｘｒに追従するようにモータ１１の実位置Ｘが制御される。一方、電流飽和が発生した場合には、変化分係数αにより速度モデル２１と速度制御器３３の双方が補償されるため、アンチワインドアップ効果を得ることができ、例えばオーバーシュートのように不安定な応答をさせずに制御することができる。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置は、位置指令に基づき、モータを備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、前記位置指令と位置フィードフォワードとの偏差に基づき速度指令を出力する速度指令算出部と、１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、前記速度フィードフォワードを積分し前記位置フィードフォワードを出力する積分器と、前記モータの実位置と前記位置フィードフォワードとの差分に基づき速度補正量を出力する位置制御器と、前記モータの実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、前記電流指令を入力とし、制限電流値以下の制限後電流指令を出力する電流制限器と、前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行うことを特徴とする。
実施の形態３．
　図９は、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態３の構成を示すブロック図である。図９において、図１，６と同様の機能を有する構成要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
　図９に示すモータ制御装置は、制御対象１ａと、位置モデル２ｂと、位置制御器３１と、微分器３２と、速度制御器３３と、電流制限器３４と、電流制御器３５と、変化分係数算出部３６と、慣性モーメント推定部３７と、減速度算出部３８と、最大速度設定部３９と、モデル補正部４０と、切り替えスイッチ４１と、を備える。すなわち、図９に示すモータ制御装置は、図６に示すモータ制御装置にモデル補正部４０及び切り替えスイッチ４１を追加したものである。
　なお、本実施の形態では、電流制限器３４は、電流制限の有無を出力する構成を有する。また、積分器２３には、速度モデル２１から出力される速度フィードフォワードＶｆｆと切り替えスイッチ４１の出力信号の偏差が入力される。
　モデル補正部４０は、積分器２３から出力された位置フィードフォワードＸｆｆと位置検出器１４で検出された実位置Ｘとの偏差（誤差信号）を位置制御器３１と同様に入力とし、これに対して予め設定されたモデル補正ゲインＷｍを乗じたモデル補正信号を出力する。出力されたモデル補正信号は、切り替えスイッチ４１に入力されている。
　切り替えスイッチ４１は、電流制限器３４が出力する電流制限の有無によって接続または非接続とする構成である。電流制限器３４において電流制限が発生しているときには切り替えスイッチ４１は接続とし、電流制限が発生していないときには切り替えスイッチ４１は非接続とする。換言すると、切り替えスイッチ４１は、電流指令Ｕの大きさが制限電流値を越えているときに接続とし、電流指令Ｕの大きさが制限電流値以下であるときに非接続とする。
　切り替えスイッチ４１が接続状態であるときには、切り替えスイッチ４１の出力はモデル補正信号であり、非接続状態であるときには、切り替えスイッチ４１の出力は０である。
　切り替えスイッチ４１の出力により、積分器２３は、速度フィードフォワードＶｆｆとモデル補正信号の偏差を積分して、位置フィードフォワードＸｆｆを出力する。
　次に、実施の形態３のモータ制御装置の動作を説明する。
　まず、現在の実位置Ｘから十分に離れた目標位置Ｘｒが設定されると、実施の形態２にて式（１９）を参照して説明したように、速度指令算出部２２は最大速度Ｖｍａｘを出力し、速度指令Ｖｒは、０からＶｍａｘに切り替わり、モータ１１の実速度Ｖは最大速度Ｖｍａｘまで加速される。
　このとき、加速中に電流飽和が発生すると、切り替えスイッチ４１が接続状態となり、積分器２３、モデル補正部４０及び切り替えスイッチ４１によりフィードバックループが形成される。このフィードバックループの状態方程式は、下記の式（２１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　モデル補正ゲインＷｍをオブザーバゲインとすると、上記の式（２１）は、状態オブザーバの式と同様になっており、積分器２３、モデル補正部４０及び切り替えスイッチ４１により形成されたフィードバックループは、位置フィードフォワードＸｆｆと実位置Ｘとの誤差が減少するように位置フィードフォワードＸｆｆを補正する。
　実施の形態２にて説明したように図６に示すモータ制御装置では、電流飽和が発生しているときに変化分係数αにより速度モデル２１の動作が補正されている。このように速度モデル２１の動作が補正されると、位置モデル２と制御対象１ａとの応答の乖離が抑制され、電流飽和が発生しても良好な応答を得ることができる。
　本実施の形態における図９に示すモータ制御装置では、モデル補正部４０により位置フィードフォワードＸｆｆと実位置Ｘとの誤差も補正されるので、電流飽和が発生しているときの位置モデルと制御対象１ａとの応答の乖離はさらに抑制される。従って、電流飽和に対して実施の形態２よりもさらにロバストな制御を実現することができる。
　さらには、電流飽和していない状況では、切り替えスイッチ４１が非接続状態となるため、一般的なモデルフォロイング制御と呼ばれる制御方式による位置制御と一致し、制御対象のばらつきや外乱に対してロバストな制御を実現することができる。
　以上説明したように、本実施の形態のモータ制御装置は、位置指令に基づき、モータを備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、前記位置指令と位置フィードフォワードとの偏差に基づき速度指令を出力する速度指令算出部と、１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、前記モータの実位置の前記位置フィードフォワードとの差分に基づきモデル補正信号を出力するモデル補正部と、前記モデル補正信号を入力とし、接続状態では前記モデル補正信号を出力し、非接続状態では零信号を出力する切り替えスイッチと、前記速度フィードフォワードと前記切り替えスイッチの出力信号の偏差を積分し前記位置フィードフォワードを出力する積分器と、前記モータの実位置と前記位置フィードフォワードとの差分に基づき速度補正量を出力する位置制御器と、前記モータの実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、前記電流指令を入力とし、前記電流指令の大きさを制限電流値以下に制限した制限後電流指令を出力する電流制限器と、前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、前記切り替えスイッチは、前記電流指令の大きさが前記制限電流値を越えているときに接続とし、前記電流指令の大きさが前記制限電流値以下であるときに非接続とすることを特徴とする。
　以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、慣性モーメントや摩擦といった負荷が未知である、または、負荷の大きさが大きく変化する制御対象に対して適用するモータ制御装置として有用である。
　１，１ａ　制御対象、２，２ｂ　位置モデル、１１　モータ、１２　機械系、１３　速度検出器、１４　位置検出器、２１　速度モデル、２１１，２１２　積分器、２１３，２１４，２１５　乗算器、２１６，２１７　減算器、２２　速度指令算出部、２３　積分器、３１　位置制御器、３２　微分器、３３　速度制御器、３４　電流制限器、３５　電流制御器、３６　変化分係数算出部、３６１　トルク定数乗算器、３６２　非線形トルクモデル、３６３　比率演算器、３７　慣性モーメント推定部、３８　減速度算出部、３９　最大速度設定部、４０　モデル補正部、４１　切り替えスイッチ。

Claims (7)

  1. 　速度指令に基づき、モータと該モータに連結された機械系を備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、
    　１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、
    　前記モータの実速度と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、
    　前記電流指令を入力とし、前記電流指令の大きさを制限電流値以下に制限した制限後電流指令を出力する電流制限器と、
    　前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、
    　前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、
    　前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　位置指令に基づき、モータを備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、
    　前記位置指令と位置フィードフォワードとの偏差に基づき速度指令を出力する速度指令算出部と、
    　１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、
    　前記速度フィードフォワードを積分し前記位置フィードフォワードを出力する積分器と、
    　前記モータの実位置と前記位置フィードフォワードとの差分に基づき速度補正量を出力する位置制御器と、
    　前記モータの実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、
    　前記電流指令を入力とし、前記電流指令の大きさを制限電流値以下に制限した制限後電流指令を出力する電流制限器と、
    　前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、
    　前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、
    　前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　位置指令に基づき、モータを備える制御対象を駆動するモータ制御装置であって、
    　前記位置指令と位置フィードフォワードとの偏差に基づき速度指令を出力する速度指令算出部と、
    　１つ以上の変数である第１の状態変数と前記速度指令とに基づいて前記第１の状態変数の変化分を算出して前記第１の状態変数を更新し、更新後の前記第１の状態変数に基づいて速度フィードフォワード及び電流フィードフォワードを算出して出力する速度モデルと、
    　前記モータの実位置の前記位置フィードフォワードとの差分に基づきモデル補正信号を出力するモデル補正部と、
    　前記モデル補正信号を入力とし、接続状態では前記モデル補正信号を出力し、非接続状態では零信号を出力する切り替えスイッチと、
    　前記速度フィードフォワードと前記切り替えスイッチの出力信号の偏差を積分し前記位置フィードフォワードを出力する積分器と、
    　前記モータの実位置と前記位置フィードフォワードとの差分に基づき速度補正量を出力する位置制御器と、
    　前記モータの実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードとに基づいて１つ以上の変数である第２の状態変数の変化分を算出して前記第２の状態変数を更新し、前記モータの前記実速度と前記速度補正量と前記速度フィードフォワードと前記電流フィードフォワードと更新後の前記第２の状態変数とに基づいて電流指令を算出して出力する速度制御器と、
    　前記電流指令を入力とし、前記電流指令の大きさを制限電流値以下に制限した制限後電流指令を出力する電流制限器と、
    　前記電流指令と前記制限後電流指令とに基づき、前記第１の状態変数と前記第２の状態変数の変化分の補正係数である変化分係数を算出する変化分係数算出部と、を備え、
    　前記速度モデルは、前記第１の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、
    　前記速度制御器は、前記第２の状態変数の変化分の算出において、前記変化分係数を乗じる補正を行い、
    　前記切り替えスイッチは、前記電流指令の大きさが前記制限電流値を越えているときに接続とし、前記電流指令の大きさが前記制限電流値以下であるときに非接続とすることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　前記モータの最大速度を設定する最大速度設定部と、
    　前記モータの減速停止時の減速度を算出する減速度算出部と、を備え、
    　前記速度指令算出部は、前記位置指令と前記位置フィードフォワードとの偏差、前記最大速度及び前記減速度に基づく関数により前記速度指令を算出することを特徴とした請求項２または請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記減速度算出部は、
    　前記モータの電流及び実位置または実速度から推定した前記制御対象の慣性モーメント推定値に基づいて前記減速度を算出することを特徴とした請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記変化分係数算出部は、
    　前記電流指令と前記制限後電流指令との比率により前記変化分係数を算出することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記変化分係数算出部は、
    　前記電流指令に、予め設定された前記モータのトルク定数を乗じてトルク指令を算出するトルク定数乗算器と、
    　前記モータの電流とトルクとの間の非線形特性をモデル化した非線形トルクモデルを備え、
    　前記トルク指令と、
    　前記制限後電流指令と前記非線形トルクモデルに基づき算出した実トルクと、の比率により前記変化分係数を算出することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
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