JP2021002981A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フルブリッジ回路を備える電力変換装置において、過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】電力変換装置１００が備える制御装置３０は、電圧センサ２３により検出された交流電源２００の検出電圧に基づいて、交流電源２００の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、交流電源２００の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、第１スイッチ及び第４スイッチの組と、第２スイッチ及び第３スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換える。第１交流側端子ＴＡ１とフルブリッジ回路１２とを接続する第５配線ＬＰ５には、第２リアクトル２０が設けられている。【選択図】 図１

Description

本発明は、フルブリッジ回路を備える電力変換装置に関する。

特許文献１には、ＡＣ・ＤＣ変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を指令電流に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電源の電圧を検出電圧として取得し、取得した検出電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令電流に加算することで、出力電流の歪みを低減している。

特開２０１５−１９８４６０号公報

電力変換装置では、電圧センサにより検出された検出電圧により交流電源の実際の電圧である実電圧の極性が変化するタイミングを判定し、このタイミングに同期させて、フルブリッジ回路を構成するスイッチのうち、オン操作する組を交互に切り換える。ここで、実電圧に対して、検出電圧に位相ずれや上下のオフセットが生じることにより、オン操作されるスイッチの組とオフ操作されるスイッチの組との切り替えタイミングが、実電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合がある。このことにより、フルブリッジ回路内において、オンしているスイッチの組と、オフしているスイッチの組に逆並列に接続されたダイオードとを含む短絡回路が形成され、この短絡回路に過電流が流れることが懸念される。

本発明は、上記課題に鑑みたものであり、フルブリッジ回路を備える電力変換装置において、過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、第１リアクトル、第１交流側端子、第２交流側端子、第１直流側端子、第２直流側端子、前記各交流側端子と前記第１リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路、及び前記各交流側端子から入力された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する制御部を備える電力変換装置に関する。前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ及び第２スイッチの直列接続体、並びに第３スイッチ及び第４スイッチの直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオードが逆並列に接続されており、前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されており、前記制御部は、電圧センサにより検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧に基づいて、前記交流電源の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、前記交流電源の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換え、前記第１交流側端子と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点との間、及び第２交流側端子と、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチの接続点との間の少なくとも一方に設けられた第２リアクトルを備える。

上記構成では、第１交流側端子と第１スイッチ及び第２スイッチの接続点との間、及び第２交流側端子と第３スイッチ及び第４スイッチの接続点との間の少なくとも一方に第２リアクトルが設けられている。第２リアクトルが有するインダクタンスにより、第１，第２交流側端子に流れる電流の変化が抑制される。これにより、オン操作されるスイッチの組とオフ操作されるスイッチの組との切り替えタイミングが、交流電源における実際の電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合であっても、過電流が流れるのを抑制することができる。

電力変換装置の構成図。 交流電圧センサの回路図。 制御装置の機能ブロック図。 電流補正部の構成図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。 第１，第２交流側端子に流れる過電流の詳細を説明する図。 第１，第２交流側端子に流れる過電流の詳細を説明する図。 第２リアクトルのインピーダンスを説明する図。 本実施形態の作用効果を説明する図。 比較例の作用効果を説明する図。 基準補正値マップの作成方法を説明する図。

本実施形態に係る電力変換装置を具体化した一実施形態について説明する。本実施形態では、電力変換装置は、直流側端子を通じて直流電源から供給される直流電力を、交流電力へ変換して交流電源に供給する。

図１に示す電力変換装置１００の第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２には、不図示の直流電源が接続されており、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２には、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば商用電源であり、直流電源は、例えばバッテリやＤＣ・ＤＣ変換回路である。

電力変換装置１００は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、中間コンデンサ１４と、第１リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

第１直流側端子ＴＤ１には、第１配線ＬＰ１の第１端が接続されており、第２直流側端子ＴＤ２には第２配線ＬＰ２の第１端が接続されている。第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２とは、コンデンサ１６により接続されている。

第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の第２端には、ハーフブリッジ回路１５が接続されている。ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。

ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とは、第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４により接続されている。第３配線ＬＰ３の第１端は、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の第１接続点Ｋ１に接続されている。第３配線ＬＰ３には、第１リアクトル１３が設けられている。また、第４配線ＬＰ４の第１端は、第６スイッチＳＷ６のソースに接続されている。第３，第４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４とは、中間コンデンサ１４により接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４の各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４それぞれは、逆並列接続された第１〜第４ボディーダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。

第３スイッチＳＷ３のソースと第４スイッチＳＷ４のドレインとの間の第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流側端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流側端子ＴＡ１に接続されている。

電力変換装置１００は、直流電圧センサ２１と、リアクトル電流センサ２２と、交流電圧センサ２３とを備えている。直流電圧センサ２１は、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の間に接続されており、第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２を通じて入力される電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。リアクトル電流センサ２２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、第１リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。交流電圧センサ２３は、第５，第６配線ＬＰ５，ＬＰ６の間に接続されており、交流電源２００の電圧を検出電圧Ｖａｃとして検出する。

交流電圧センサ２３は、図２に示すように、基準電圧生成部２３１と、ボルテージフォロア部２３２と、差動増幅部２３３とを備えている。基準電圧生成部２３１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続体と、低電圧源２４１とを備えており、低電圧源２４１から供給される電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧することにより基準電圧Ｖｓを出力する。基準電圧Ｖｓは、交流電圧センサ２３の検出電圧Ｖａｃの基準となる電圧であり、具体的には、交流電源２００の実際の電圧値である実電圧Ｖｒが０になる場合の検出電圧Ｖａｃである。差動増幅部２３３が有するオペアンプ２４２の反転入力端子には、第５配線ＬＰ５を介して交流電源２００が接続されており、非反転入力端子には、第６配線ＬＰ６を介して交流電源２００が接続されている。オペアンプ２４２の反転入力端子と出力端子とは、ローパスフィルタ２４３で接続されている。基準電圧生成部２３１からの基準電圧Ｖｓは、ボルテージフォロア部２３２を介して、オペアンプ２４２の非反転入力端子に入力される。オペアンプ２４２は、基準電圧Ｖｓを中心として、交流電源２００の実電圧Ｖｒに応じた検出電圧Ｖａｃを出力する。

本実施形態では、検出電圧Ｖａｃの極性を次のように定めている。第１交流側端子ＴＡ１の電圧が第２交流側端子ＴＡ２の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Ｖａｃが正極性であるとし、第２交流側端子ＴＡ２の電圧が第１交流側端子ＴＡ１の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Ｖａｃが負極性であるとする。

図１の説明に戻り、電力変換装置１００は、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる電流を出力電流Ｉａｃとして検出する出力電流センサ２４を備えている。本実施形態では、出力電流センサ２４は、第５配線ＬＰ５に設けられている。第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに流れる出力電流Ｉａｃを正極性とし、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに流れる出力電流Ｉａｃを負極性とする。各センサ２１〜２４の検出値は、制御装置３０に入力される。

制御装置３０は、第１〜第６スイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ操作する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

制御装置３０は、取得したリアクトル電流ＩＬｒを、検出電圧Ｖａｃに基づいて算出した指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオンオフ操作する。制御装置３０は、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、実電圧Ｖｒが正極性となる期間では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組をオン操作し、実電圧Ｖｒが負極性となる期間では、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組をオン操作する。

次に、図３を用いて、制御装置３０の機能を説明する。制御装置３０は、位相推定部３１、波形生成部３２、乗算器３３、絶対値算出部３４、加算器３５、電流補正部４０及び電流制御部５０を備えている。本実施形態では、制御装置３０が、第１電流取得部に相当する。

位相推定部３１は、検出電圧Ｖａｃに基づいて、検出電圧Ｖａｃの位相θを推定する。この推定方法の一例について説明すると、位相推定部３１は、検出電圧Ｖａｃの１周期（３６０°）をカウントし、カウントした値に基づいて位相θを推定する。本実施形態では、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを上回るタイミングをθ＝０°とし、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを下回るタイミングをθ＝１８０°とする。

波形生成部３２は、位相推定部３１により推定された検出電圧Ｖａｃの位相θに基づいて、検出電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎθを生成する。基準波形ｓｉｎθは、検出電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値であり、振幅が１であり、検出電圧Ｖａｃと同じ周期で変動する。本実施形態においては、基準波形ｓｉｎθは、検出電圧Ｖａｃと同位相となる。

乗算器３３は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎθとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値である。絶対値算出部３４は、乗算器３３からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、位相推定部３１と、波形生成部３２と、乗算器３３と、絶対値算出部３４とが指令値算出部に相当する。

電流補正部４０は、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制すべく、補正前指令電流ＩＬ＊に対する補正に用いる電流補正値Ｉｃを設定する。本実施形態に係る電流補正部４０の構成について図４を用いて説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流ＩＬ＊と、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの差を示す乖離幅Δｉは、実電圧Ｖｒゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δｉは、出力電流Ｉａｃの歪みの要因となる。乖離幅Δｉは、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた下記式（１）を用いて演算することができる。なお、下記式（１）の導出方法については後述する。

上記式（１）により、直流電圧を交流電圧に変換する場合、乖離幅Δｉは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、実電圧Ｖｒのピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式（１）により算出される乖離幅Δｉに応じて、電流補正値Ｉｃを算出することにより、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。

電流補正部４０は、図４に示すように、実効値算出部４１と、上限値設定部４２と、基準補正値算出部４３と、最小値選択部４４と、を備えている。実効値算出部４１は、実電圧Ｖｒの実効値Ｖｒｍｓを算出する。

上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて上限値Ｉｄｃを設定する。振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、リアクトル電流ＩＬｒの増加分が大きくなるため、上限値設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。また、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比が大きくなり、乖離幅が増加するため、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。

本実施形態では、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、振幅指令値Ｉａ＊と、上限値Ｉｄｃとの関係を示す直流成分マップを備えている。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎の直流成分マップを参照することで、振幅指令値Ｉａ＊に応じた上限値Ｉｄｃを設定することができる。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓに基づいて、基準補正値Ｉｈを設定する。本実施形態では、基準補正値算出部４３により設定される基準補正値Ｉｈは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミング又はその付近において極小値を取り、ピークタイミングにおいて極大値を取る。具体的には、基準補正値Ｉｈは、時間の推移とともに、その値が変化する。また、本実施形態では、基準補正値Ｉｈは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいてゼロに定められているが、これに限定されず、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいてゼロより大きい値に定められていてもよい。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、基準補正値Ｉｈを記録した補正値マップを備えている。各補正値マップは、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、基準補正値Ｉｈが大きな値となるようにその値が定められている。

最小値選択部４４は、上限値設定部４２により設定された上限値Ｉｄｃと、基準補正値算出部４３により設定された基準補正値Ｉｈとのうち、小さい方の値を電流補正値Ｉｃに設定する。そのため、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃより小さい値であれば、基準補正値Ｉｈが電流補正値Ｉｃとして設定され、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の値であれば、上限値Ｉｄｃが電流補正値Ｉｃとして設定される。

図３の説明に戻り、加算器３５は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を指令電流ＩＬａ＊として設定する。

電流制御部５０は、リアクトル電流ＩＬｒと、指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５と、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６とを出力する。電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された指令電流ＩＬａ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償したリアクトル電流ＩＬｒを出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、第１リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬａ＊とリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号の１周期が第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６の１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されている。Ｑ端子から第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される信号が、第５ゲート信号ＧＳ５となる。また、ＲＳフリップフロップ３５７の出力端子は、反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに接続されている。Ｑ端子から反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。第６ゲート信号ＧＳ６は、第５ゲート信号ＧＳ５の論理を反転させた値となる。

制御装置３０は、検出電圧Ｖａｃに基づいて、実電圧Ｖｒの極性を判定する極性判定部５５を備えている。極性判定部５５は、実電圧Ｖｒの極性が正極性であると判定する期間においてハイ状態の極性判定信号ＰＳを出力する。一方、極性判定部５５は、実電圧Ｖｒの極性が負極性であると判定する期間においてロー状態の極性判定信号ＰＳを出力する。

極性判定部５５からの極性判定信号ＰＳは、操作部５６に入力される。操作部５６は、極性判定信号ＰＳを、その論理を維持したまま第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のゲートに供給する。そのため、操作部５６から第１スイッチＳＷ１のゲートに出力される極性判定信号ＰＳが第１ゲート信号ＧＳ１となり、操作部５６から第４スイッチＳＷ４のゲートに出力される極性判定信号ＰＳが第４ゲート信号ＧＳ４となる。極性判定部５５からの極性判定信号ＰＳは、操作部５６が備える反転器３５９にも入力される。極性判定信号ＰＳは、反転器３５９により論理が反転された状態で、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３のゲートに入力される。反転器３５９から第２スイッチＳＷ２のゲートに出力される信号が第２ゲート信号ＧＳ２となり、反転器３５９から第３スイッチＳＷ３のゲートに出力される信号が第３ゲート信号ＧＳ３となる。

次に、図５を用いて、電力変換装置１００の動作を説明する。図５（ａ）は、検出電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示している。図５（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示し、図５（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示す。図５（ｄ）は、第５ゲート信号ＧＳ５と、第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた信号との推移を示す。図５（ｅ）は、指令電流ＩＬａ＊の推移を示し、図５（ｆ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図５（ｇ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。

制御装置３０により算出される指令電流ＩＬａ＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図５では、指令電流ＩＬａ＊は、検出電圧Ｖａｃの波形に応じて、その値が変化している。

検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、検出電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１（＝Ｔ／２）では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。この第１期間Ｐ１において、制御装置３０は、ピーク電流モード制御によりリアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６の１スイッチング周期Ｔｓｗでのオン期間の比を示すデューティ比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を変更する。このとき、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒは、第５スイッチのデューティ比に応じた値となる。そのため、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、指令電流ＩＬａ＊に近い値となる。

検出電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２（＝Ｔ／２）では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。この第２期間Ｐ２においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御によりリアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６のデューティ比を変更する。

ここで、実電圧Ｖｒに対して検出電圧Ｖａｃに位相ずれが生じる場合がある。実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれは、交流電圧センサ２３を構成する素子の製造ばらつきや、温度特性によって生じる。また、実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれは、交流電圧センサ２３の差動増幅部２３３が備えるローパスフィルタ２４３が容量成分として作用することによっても生じる。

実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれにより、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれる。これにより、フルブリッジ回路１２を構成する第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ操作の切り替えタイミングが、実電圧Ｖｒの極性が切り替わるタイミングからずれ、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れる場合がある。

図６，図７を用いて、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる過電流の詳細を説明する。図６（ａ）は、検出電圧Ｖａｃ及び実電圧Ｖｒの推移を示し、図６（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示す。図６（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示し、図６（ｄ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。図７（ａ）は、図６の期間Ｐ１１における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流の流通経路を示す図である。なお、図６（ａ）では、説明を容易にするため、基準電圧Ｖｓをゼロとした場合の検出電圧Ｖａｃと実電圧Ｖｒとを示している。図７（ｂ）は、図６の期間Ｐ１２における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流を説明する図である。

図６（ａ）に実線で示す検出電圧Ｖａｃは、破線で示す実電圧Ｖｒよりも位相が遅れている。これにより、検出電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１において、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち下がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち上がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１１では、実電圧Ｖｒが負であるのに対して、交流電圧センサ２３により検出された検出電圧Ｖａｃは０（基準電圧Ｖｓ）よりも高い値となっている。

期間Ｐ１１では、図７（ａ）に示すように、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２間に印加される負の実電圧Ｖｒにより、第３スイッチＳＷ３のボディーダイオードＤ３と、第１スイッチＳＷ１のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに、第１電流Ｉ１が流れる。同様に、負の実電圧Ｖｒにより、第４スイッチＳＷ４のドレイン・ソース間と、第２スイッチＳＷ２のボディーダイオードＤ２とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに第２電流Ｉ２が流れる。そのため、期間Ｐ１１では、図６（ｄ）に示すように、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とが足し合わされることによりスパイク状の過電流が流れる。

図６の説明に戻り、期間Ｐ１２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち上がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、期間Ｐ１２では、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち下がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１２では、実電圧Ｖｒが正であるのに対して、交流電圧センサ２３により検出された検出電圧Ｖａｃは０（基準電圧Ｖｓ）よりも低い負となっている。

期間Ｐ１２では、図７（ｂ）に示すように、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２間に印加される正の実電圧Ｖｒにより、第１スイッチＳＷ１のボディーダイオードＤ１と、第３スイッチＳＷ３のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに、第３電流Ｉ３が流れる。同様に、正の実電圧Ｖｒにより、第２スイッチＳＷ２のドレイン・ソース間と、第４スイッチＳＷ４のボディーダイオードＤ４とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに第４電流Ｉ４が流れる。そのため、期間Ｐ１２では、第３電流Ｉ３と第４電流Ｉ４とが足し合わされることによりスパイク状の過電流が流れる。

本実施形態では、第５配線ＬＰ５に第２リアクトル２０が設けられている。この第２リアクトル２０が有するインダクタンスにより、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れることを抑制する。

図８は、横軸を第２リアクトル２０に流れる電流（つまり、出力電流Ｉａｃ）とし、縦軸をインダクタンスとする第２リアクトル２０の直流重畳特性を示す図である。横軸において、Ａｐは、第２リアクトル２０に流すことのできる正側定格電流であり、Ａｎは、第２リアクトル２０に流すことのできる負側定格電流である。負側定格電流Ａｎから正側定格電流Ａｐまでの範囲が、第２リアクトル２０に流れる電流が取り得る範囲である第１電流範囲Ｗ１となっている。本実施形態では、「｜Ａｐ｜＝｜Ａｎ｜」とされているが、「｜Ａｐ｜≠｜Ａｎ｜」であってもよい。

実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミング付近において過電流が流れると、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる出力電流Ｉａｃがゼロから大きく変化する。第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、第１電流範囲Ｗ１のうち、ゼロを中心として所定電流幅の第２電流範囲Ｗ２において最大値Ｌｍとなっている。これは、出力電流Ｉａｃのゼロ付近において第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２が大きな値であれば、出力電流Ｉａｃの過剰な変化を抑制し、ひいては過電流を抑制することができるためである。なお、本実施形態では、第２電流範囲Ｗ２の中央値が０となっている。

第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、第１電流範囲Ｗ１のうち、第２電流範囲Ｗ２以外の範囲である第３電流範囲Ｗ３において、第２電流範囲Ｗ２でのインダクタンスよりも低い値となっている。これは、第３電流範囲Ｗ３では、第２リアクトル２０のインダクタンスが小さいほうが、ピーク電流モード制御における電流制御性の低下を抑制し、電力変換装置１００における電力変換効率を低下させにくくできるためである。ピーク電流モード制御における電流制御性の低下は、第３電流範囲Ｗ３においてインダクタンスＬ２が小さいことにより、リアクトル電流ＩＬｒのピーク値の低下が抑制されることで実現できる。

本実施形態では、電力変換装置１００を、０．９から１の力率範囲で動作させることを想定しており、第２電流範囲Ｗ２は、第１電流範囲Ｗ１の６０％の範囲とされている。これは、電力変換装置１００を１よりも小さな力率で動作させる場合、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいて、出力電流Ｉａｃはゼロからオフセットし、過電流の絶対値の最大値が大きくなるためである。一方、電力変換装置１００を力率１で動作させる場合は、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいて出力電流Ｉａｃは理想的にはゼロとなる。そのため、電力変換装置１００を力率１で動作させる場合の第２電流範囲Ｗ２は、１よりも小さい力率で動作させる場合の第２範囲Ｗ２よりも狭くされていてもよい。この場合、例えば、第２電流範囲Ｗ２は、第１電流範囲Ｗ１の６０％未満かつ３０％以上の範囲であってもよく、具体的には第１電流範囲Ｗ１の３０％の範囲であってもよい。

第１電流範囲Ｗ１のうち、第３電流範囲Ｗ３では、出力電流Ｉａｃの絶対値が大きくなるほど、インダクタンスＬ２が小さくされている。本実施形態では、第１電流範囲Ｗ１において、第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、第１リアクトル１３のインダクタンスＬ１よりも小さな値とされている。また、第３電流範囲Ｗ３において、第１リアクトル１３に流れる電流の絶対値の増加に伴う第１リアクトル１３のインダクタンスＬ１の低下割合よりも、第２リアクトル２０に流れる電流の絶対値の増加に伴う第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２の低下割合が大きい。詳しくは、第３電流範囲Ｗ３において、第２リアクトル２０に流れる電流の絶対値の増加量ΔＩ２に対する第２リアクトル２０におけるインダクタンスＬ２の低下量ΔＬ２の傾き（＝ΔＬ２／ΔＩ２）は、第１リアクトル１３に流れる電流の絶対値の増加量ΔＩ１に対するインダクタンスＬ１の低下量（ΔＬ１）の傾き（＝ΔＬ１／ΔＩ１）よりも大きくされている。

なお、本実施形態では、第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、正側定格電流Ａｐ及び負側定格電流Ａｎにおいて０とされている。ただし、インダクタンスＬ２は、正側定格電流Ａｐ及び負側定格電流Ａｎにおいて０よりも大きい値にされていてもよい。

第２リアクトル２０は、第１電流範囲Ｗ１のうち、第２電流範囲Ｗ２においてインダクタンスＬ２をＬｍに維持し、第３電流範囲Ｗ３においてインダクタンスＬ２が急峻に低下するリアクトル（具体的には例えば、可飽和リアクトル）であればよく、例えば、鉄心入りリアクトルを用いることができる。鉄心入りリアクトルを用いることにより、コアを用いない空芯リアクトルと比べて、第２リアクトル２０の体格を小さくすることができる。

なお、第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２の最大値Ｌｍは、正側定格電流Ａｐ、負側定格電流Ａｎ及び第２リアクトル２０の体格を考慮して実験的に定められればよい。

次に、図９，図１０を用いて、本実施形態の作用効果について説明する。図９（ａ）は交流電源２００の１周期Ｔにおける実電圧Ｖｒの推移を示し、図９（ｂ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。図９（ｃ）は第１ゲート信号ＧＳ１と第２ゲート信号ＧＳ２とを示す。なお、図９（ｃ）では、第２ゲート信号ＧＳ２を破線により示している。

図９（ａ）において、実電圧Ｖｒは、時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間において負極性となっており、時刻ｔ３から時刻ｔ５の期間において正極性となっている。そのため、時刻ｔ１，ｔ５が実電圧Ｖｒのゼロダウンクロスタイミングであり、時刻ｔ３が実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミングである。実電圧Ｖｒの各ゼロクロスタイミングｔ１，ｔ３，ｔ５において、実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相のずれが生じている。これにより、第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２における立ち上がり及び立下りタイミングが各ゼロクロスタイミングから遅延している。

時刻ｔ１でのゼロダウンクロスタイミングから時刻ｔ２までの期間において、第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２の切り替わりタイミングのズレに伴い、出力電流Ｉａｃにスパイク状の過電流が発生している。本実施形態では、第５配線ＬＰ５に設けられた第２リアクトル２０により、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間での出力電流Ｉａｃの振幅の増加が抑えられている。なお、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間、及び時刻ｔ５から時刻ｔ６までの各期間においても、出力電流Ｉａｃにスパイク状の過電流が発生しているが、第２リアクトル２０により出力電流Ｉａｃの振幅の増加が抑制されている。

図１０に示す比較例は、第５配線ＬＰ５に第２リアクトル２０を設けない電力変換装置１００における、実電圧Ｖｒ、出力電流及び第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２を示している。図１０（ａ）〜図１０（ｃ）は、図９（ａ）〜図９（ｃ）に対応している。図１０で示す比較例においても、時刻ｔ１１，ｔ１５が、実電圧Ｖｒのゼロダウンクロスタイミングであり、時刻ｔ１３が、実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミングである。

比較例においても、実電圧Ｖｒの各ゼロクロスタイミングｔ１１，ｔ１３，ｔ１５を含む所定期間ｔ１１−ｔ１２，ｔ１３−ｔ１４，ｔ１５−１６において、出力電流Ｉａｃにスパイク状の過電流が発生している。しかし、比較例では、第５配線ＬＰ５に第２リアクトル２０が設けられていないため、各期間での出力電流Ｉａｃの振幅は、図９に示す出力電流Ｉａｃの振幅よりも大きくなっている。

続いて、図１１を用いて、先の図３で説明した基準補正値マップの作成方法について説明する。

本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。なお、図１１において、Ｄは、第５スイッチＳＷ５におけるオン期間のデューティ比を示す。

図１１より、乖離幅Δｉは、オン期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記式（２）により算出される。

Δｉ＝ＩＬ＊−Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２ … （２）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、第１リアクトル１３の両端に生じる電圧、第１リアクトル１３のインダクタンスＬ１及び第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２を用いて、下記式（３）により算出することができる。

制御装置３０は、出力電流センサ２４により検出された出力電流Ｉａｃに基づいて第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２を設定する。本実施形態では、制御装置３０は、出力電流Ｉａｃと第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２との関係を定めるリアクトルマップを備えている。そのため、制御装置３０は、このリアクトルマップを参照することで、出力電流Ｉａｃに応じた第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２を設定することができる。制御装置３０は、第２電流取得部に相当する。

また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（４）により算出することができる。
Δｓｌｏｐｅ ＝ ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （４）
例えば、乖離幅Δｉを算出する際のスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、傾きｍｓの平均値を用いればよい。

第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比Ｄは、検出電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを用いて、下記式（５）により算出することができる。

上記式（２）〜（５）により乖離幅Δｉは上記式（１）として算出される。本実施形態では、上記式（１）で示される乖離幅Δｉを用いて、基準補正値Ｉｈを算出する。例えば、乖離幅Δｉに算出係数αを乗算した値を、基準補正値Ｉｈとして用いることができる。なお、算出係数αは、０より大きく、１以下の値とすることができる。そして、算出した各基準補正値Ｉｈを、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、基準補正値マップを作成することができる。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

・第１交流側端子ＴＡ１と、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の第３接続点Ｋ３とを接続する第５配線ＬＰ５には、第２リアクトル２０が設けられている。これにより、極性判定部５５による極性判定の結果が、実電圧Ｖｒの極性の切り替わりタイミングに対して遅れる場合においても、第５配線ＬＰ５に設けられた第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２により、過電流が抑制される。

・第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、正側定格電流Ａｐと負側定格電流Ａｎとで規定される第１電流範囲Ｗ１のうち、第２電流範囲Ｗ２において、第３電流範囲Ｗ３よりも大きな値となっている。このため、第２電流範囲Ｗ２では、高いインダクタンスにより、出力電流Ｉａｃの絶対値の増加度合いが抑制され、過電流の発生が抑制される。一方、第３電流範囲Ｗ３では、第２電流範囲Ｗ２よりもインダクタンスが低くなることにより、ピーク電流モード制御での電流制御性の低下が抑制される。これにより、第３電流範囲Ｗ３において、電力変換装置１００が実施する電力変換の変換効率の低下を抑制することができる。

・第２リアクトル２０は、第１電流範囲Ｗ１のうち、第３電流範囲Ｗ３において、出力電流Ｉａｃの絶対値が大きくなるほど、インダクタンスＬ２が小さくされている。これにより、出力電流Ｉａｃが大きい場面では、出力電流Ｉａｃが小さい場面よりも第２リアクトル２０の影響が小さくなるため、高電力側における電力変換効率の低下を抑制することができる。

・第１電流範囲Ｗ１において、第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、第１リアクトル１３のインダクタンスＬ１よりも小さくされている。これにより、第１電流範囲Ｗ１において、ピーク電流モード制御における電流制御性の低下をいっそう抑制することができる。

＜その他の実施形態＞
・第２リアクトル２０は、第２交流側端子ＴＡ２と、第３スイッチＳＷ３及び第４スイッチＳＷ４の第２接続点Ｋ２とを接続する第６配線ＬＰ６に設けられていてもよい。また、第２リアクトル２０は、第５配線ＬＰ５及び第６配線ＬＰ６のそれぞれに設けられていてもよい。この場合においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

・第１電流範囲Ｗ１において、第２リアクトル２０のインダクタンスＬ２は、第１リアクトル１３のインダクタンスＬ１よりも高い値であってもよい。

・第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４には、ボディーダイオードに代えて、フリーホイールダイオードが逆並列接続されている。

・電力変換装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換するもの以外にも、直流電圧と交流電圧とのうち、入力された一方の電圧を他方の電圧に変換する双方向型の電力変換装置であってもよい。電力変換装置１００が交流電圧を直流電圧に変換する場合、第６スイッチＳＷ６が駆動スイッチに相当する。

・基準電圧生成部２３１は、基準電圧Ｖｓを生成するものであればよく、抵抗を用いた分圧回路に限らず、スイッチング電源であってもよい。

・制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、第５スイッチＳＷ５を操作するための第５ゲート信号ＧＳ５を出力することに代えて、平均電流モード制御により、第５ゲート信号ＧＳ５を出力するものであってもよい。

・本開示に記載の制御装置及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１２…フルブリッジ回路、１３…第１リアクトル、２０…第２リアクトル、３０…制御装置、１００…電力変換装置、２００…交流電源、ＴＡ１，ＴＡ２…第１，第２交流側端子、ＴＤ１，ＴＤ２…第１，第２直流側端子

Claims (8)

1. 第１リアクトル（１３）、第１交流側端子（ＴＡ１）、第２交流側端子（ＴＡ２）、第１直流側端子（ＴＤ１）、第２直流側端子（ＴＤ１）、前記各交流側端子と前記第１リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路（１２）、及び前記各交流側端子から入力された交流電源（２００）の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する制御部（３０）を備える電力変換装置（１００）において、
   前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ（ＳＷ１）及び第２スイッチ（ＳＷ２）の直列接続体、並びに第３スイッチ（ＳＷ３）及び第４スイッチ（ＳＷ４）の直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）が逆並列に接続されており、
   前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、
   前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されており、
   前記制御部は、電圧センサ（２３）により検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧に基づいて、前記交流電源の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、前記交流電源の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換え、
   前記第１交流側端子と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点との間、及び第２交流側端子と、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチの接続点との間の少なくとも一方に設けられた第２リアクトル（２０）を備える電力変換装置。
2. 前記第２リアクトルは、前記第２リアクトルに流れる正側定格電流と前記第２リアクトルに流れる負側定格電流とで規定される第１電流範囲のうち、ゼロを中心とした一部の電流範囲である第２電流範囲において、他の電流範囲よりもインダクタンスが大きくされている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２リアクトルは、前記第１電流範囲のうち、前記第２電流範囲以外の範囲において、前記第２リアクトルに流れる電流の絶対値が大きくなるほど、インダクタンスが小さくされている請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２リアクトルのインダクタンスは、前記第１電流範囲において、前記第１リアクトルのインダクタンスよりも小さくされている請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 前記第１電流範囲のうち、前記第２電流範囲以外の範囲において、前記第１リアクトルに流れる電流の絶対値の増加に伴う前記第１リアクトルのインダクタンスの低下割合よりも、前記第２リアクトルに流れる電流の絶対値の増加に伴う前記第２リアクトルのインダクタンスの低下割合が大きい請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第２電流範囲は、前記第１電流範囲の６０％以下かつ３０％以上の範囲である請求項２〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記第１リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する第１電流取得部と、
   前記検出電圧に基づいて生成される正弦波状の指令電流を算出する指令値算出部（３１，３２，３３，３４）と、
   前記指令電流を電流補正値により補正する電流補正部（４０）と、
   前記リアクトル電流を、前記電流補正部により補正された指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチ（ＳＷ５，ＳＷ６）を操作する電流制御部（５０）と、
   前記第２リアクトルに流れる電流を取得する第２電流取得部と、を備え、
   前記電流補正値は、取得された前記第２リアクトルに流れる電流に基づいて、前記電流補正値を設定する請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記電流補正値は、下記式（１）により算出される請求項７に記載の電力変換装置。
   

   

   ここで、Ｉｈは電流補正値であり、Ｖｒｍｓは前記交流電源の交流電圧の実効値であり、θは前記検出電圧の位相であり、Ｖｄｃは前記直流電圧であり、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期であり、Ｌ１は前記第１リアクトルのインダクタンスであり、Ｌ２は前記第２リアクトルのインダクタンスである。

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