JP2020092502A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】損失を抑制しつつ、損失を適切に分散することができる電力変換装置を提供すること。
【解決手段】インバータ５０は、各相巻線４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗの第１端側に接続される第１インバータ回路５１と、第２端側に接続される第２インバータ回路５２と、制御装置６０と、を備える。制御装置６０は、第２インバータ回路５２のスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、第１インバータ回路５１のスイッチング素子の開閉状態を切り替える第１の電力変換制御と、第１インバータ回路５１のスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、第２インバータ回路５２のスイッチング素子の開閉状態を切り替える第２の電力変換制御と、を実施可能に構成されている。制御装置６０は、駆動電流が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御を実施する一方、閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施する。
【選択図】 図２

Description

この発明は、電力変換装置に関するものである。

従来、３相誘導電動機などを駆動するオープン巻線システムが知られている（例えば、特許文献１）。特許文献１のオープン巻線システムでは、第１のインバータ回路と、第２のインバータ回路との間で、スイッチングを行うインバータ回路を切り替えることとしている。これにより、片方のインバータ回路に損失（つまり、発熱）が集中することを抑制することができる。つまり、一方のスイッチング回路に比較して、他方のスイッチング回路の温度が上昇してしまうことを抑制することができる。

特開２０１７−９３０７７号公報

ところで、スイッチングを行うインバータ回路を切り替える場合、制御ずれに基づく損失が発生し、非効率であるという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、損失を抑制しつつ、損失を適切に分散することができる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するための手段は、１又は複数相の巻線に対して、直流電源からの直流電力を交流電力に変換して供給する電力変換装置において、前記巻線の両端のうち第１端側に電気的に接続され、前記直流電源との間で電力を伝達する第１インバータ回路と、前記巻線の両端のうち第２端側に電気的に接続され、前記直流電源との間で電力を伝達する第２インバータ回路と、前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第１の電力変換制御と、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第２の電力変換制御と、を実施可能に構成されており、前記巻線に流れる駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうちいずれか一方を実施する一方、閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施する。

第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替える場合、切り替える場合にずれが生じるため、余分な損失が発生する。なお、損失は発熱として現れる。一方で、スイッチング素子を閉状態で固定している場合、駆動電流の実効値が閾値以上になると、閉状態に固定しているスイッチング素子の導通損が、開閉状態を切り替えるスイッチング素子における損失に比較して大きくなり、閉状態に固定しているスイッチング素子の温度が突出して高くなる虞がある。

そこで、閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施することにより、閉状態で固定するスイッチング素子を入れ替えて、発熱が集中しないようにした。一方で、閾値未満の場合には、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうちいずれか一方を実施することにして、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替える際に発生する損失を抑制した。

駆動システムの概念図。 ＩＳＧの電気的構成を示す回路図。 第１の電力変換制御における電流を示す回路図。 第２の電力変換制御における電流を示す回路図。 スイッチング損が重複する期間を示す図。 従来におけるスイッチング素子における損失を説明する図。 （ａ）は、スイッチング損と導通損との比較を示す図、（ｂ）は、各スイッチング素子における損失を比較した図。 切替周期を示す図。 スイッチング素子における損失を説明する図。 電力変換処理のフローチャート。 別例におけるＩＳＧの電気的構成を示す回路図。 別例におけるＩＳＧの電気的構成を示す回路図。

以下、本発明に係る電力変換装置を、走行動力源としてエンジン及び回転電機を備える車両の駆動システムに適用した実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、車両は、エンジン１０、ＩＳＧ２０、直流電源としてのバッテリ３０を備えている。本実施形態において、ＩＳＧ２０は、図２に示すように、回転電機としてのモータ４０と、電力変換装置としてのインバータ５０と、を有するモータ機能付き発電機であり、機電一体型のＩＳＧ（Integrated Starter Generator）として構成されている。

モータ４０は、具体的には３相巻線を有する永久磁石型同期機である。なお、巻線界磁型同期機であってもよい。図１に示すように、ＩＳＧ２０の回転軸２０ａ（つまり、モータ４０の回転軸２０ａ）は、内燃機関としてのエンジン１０のクランク軸１０ａに対して駆動力が伝達されるように、プーリなどの連結機構１０１を介して連結されている。

また、エンジン１０のクランク軸１０ａは、変速機などの連結機構１０２を介して車軸１００に連結されている。ＩＳＧ２０は、クランク軸１０ａに駆動力（回転力）を付与する力行機能を備えている。バッテリ３０は、充放電可能な２次電池を用いており、具体的にはリチウムイオン蓄電池を用いている。

続いて図２を用いて、駆動システムの電気的構成について説明する。

図２では、モータ４０の固定子巻線として３相巻線４１が示されている。３相巻線４１はＵ相巻線４２Ｕ、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗよりなる。本実施形態において、Ｕ相巻線４２Ｕ、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗは、電気角で位相が１２０度ずつずらされて配置されている。

インバータ５０は、第１のインバータ回路としての第１インバータ回路５１、第２のインバータ回路としての第２インバータ回路５２、平滑用のコンデンサ５３、及び制御部としての制御装置６０を備えている。インバータ５０は、いわゆるオープン巻線システムを採用している。本実施形態では、第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２として、３相インバータを用いている。

第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２には、それぞれバッテリ３０とコンデンサ５３とが並列に接続されている。具体的には、バッテリ３０の正極端子に接続されている正極母線Ｂｐ（正極側バスバー）に対して、第１インバータ回路５１、第２インバータ回路５２及びコンデンサ５３の高電位側端子が接続されている。一方、バッテリ３０の負極端子に接続されている負極母線Ｂｎ（負極側バスバー）に対して、第１インバータ回路５１、第２インバータ回路５２及びコンデンサ５３の低電位側端子が接続されている。

第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２は、それぞれ３相巻線４１の相数と同数の上下アームを有するフルブリッジ回路により構成されている。各アームに設けられたスイッチング素子のオンオフにより、各相巻線（Ｕ相巻線４２Ｕ、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗ）において駆動電流（通電電流）が調整される。

詳しく説明すると、第１インバータ回路５１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相において、スイッチング素子としての上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１と下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１との直列接続体をそれぞれ備えている。本実施形態では、各相における上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１及び下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＩＧＢＴを用いている。なお、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。各相における上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１及び下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１には、それぞれフリーホイールダイオード（還流ダイオード）Ｄｐｕ１，Ｄｐｖ１，Ｄｐｗ１，Ｄｎｕ１，Ｄｎｖ１，Ｄｎｗ１が逆並列に接続されている。

各相の上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１の高電位側端子（コレクタ）は、正極母線Ｂｐを介して、バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、各相の下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１の低電位側端子（エミッタ）は、負極母線Ｂｎを介して、バッテリ３０の負極端子（グランド）に接続されている。各相の上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１と下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１との間の中間接続点には、それぞれＵ相巻線４２Ｕ、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗの第１端が接続されている。

すなわち、Ｕ相における上アームスイッチＳｐｕ１と下アームスイッチＳｎｕ１との間の中間接続点には、Ｕ相巻線４２Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相における上アームスイッチＳｐｖ１と下アームスイッチＳｎｖ１との間の中間接続点には、Ｖ相巻線４２Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相における上アームスイッチＳｐｗ１と下アームスイッチＳｎｗ１との間の中間接続点には、Ｗ相巻線４２Ｗの第１端が接続されている。

第２インバータ回路５２は、第１インバータ回路５１と同様の構成とされている。すなわち、第２インバータ回路５２は、各相巻線において上アームスイッチＳｐｕ２，Ｓｐｖ２，Ｓｐｗ２と下アームスイッチＳｎｕ２，Ｓｎｖ２，Ｓｎｗ２との直列接続体をそれぞれ備えている。各相における上アームスイッチＳｐｕ２，Ｓｐｖ２，Ｓｐｗ２及び下アームスイッチＳｎｕ２，Ｓｎｖ２，Ｓｎｗ２には、それぞれフリーホイールダイオードＤｐｕ２，Ｄｐｖ２，Ｄｐｗ２，Ｄｎｕ２，Ｄｎｖ２，Ｄｎｗ２が逆並列に接続されている。

各相の上アームスイッチＳｐｕ２，Ｓｐｖ２，Ｓｐｗ２の高電位側端子（コレクタ）は、正極母線Ｂｐを介して、バッテリ３０の正極端子に接続されている。また、各相の下アームスイッチＳｎｕ２，Ｓｎｖ２，Ｓｎｗ２の低電位側端子（エミッタ）は、負極母線Ｂｎを介して、バッテリ３０の負極端子（グランド）に接続されている。各相の上アームスイッチＳｐｕ２，Ｓｐｖ２，Ｓｐｗ２と下アームスイッチＳｎｕ２，Ｓｎｖ２，Ｓｎｗ２との間の中間接続点には、それぞれＵ相巻線４２Ｕ、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗの第２端が接続されている。

すなわち、Ｕ相における上アームスイッチＳｐｕ２と下アームスイッチＳｎｕ２との間の中間接続点には、Ｕ相巻線４２Ｕの第２端が接続されている。Ｖ相における上アームスイッチＳｐｖ２と下アームスイッチＳｎｖ２との間の中間接続点には、Ｖ相巻線４２Ｖの第２端が接続されている。Ｗ相における上アームスイッチＳｐｗ２と下アームスイッチＳｎｗ２との間の中間接続点には、Ｗ相巻線４２Ｗの第２端が接続されている。

制御装置６０は、ＣＰＵや各種メモリからなるマイコンを備えており、ＩＳＧ２０における各種の検出情報や、力行駆動の要求に基づいて、第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２における各スイッチング素子のオンオフにより電力変換制御を実施する。ＩＳＧ２０の検出情報には、例えば、モータ４０における回転子（回転軸２０ａ）の回転角度（電気角情報）や、電圧センサにより検出される電源電圧（インバータ入力電圧）、電流センサにより検出される各相の駆動電流（通電電流）が含まれる。

制御装置６０は、第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２の各スイッチング素子を操作する操作信号を生成して出力することにより、バッテリ３０から入力した直流電力を交流電力に変換して、各相巻線４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに供給する。

具体的には、制御装置６０は、一方のインバータ回路５１，５２を構成するスイッチング素子の開閉状態（オンオフ状態）を固定する一方で、他方のインバータ回路５１，５２を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替えることで、電力変換制御を実施する。

例えば、図３に示すように、制御装置６０は、上アームスイッチＳｐｕ２を開状態（オフ状態、通電遮断状態）、下アームスイッチＳｎｕ２を閉状態（オン状態、通電状態）に固定する一方で、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１の開閉状態を切り替えることにより、Ｕ相巻線４２Ｕに駆動電流を流すようになっている。その際、単位時間あたりにおける上アームスイッチＳｐｕ１と下アームスイッチＳｎｕ１とが閉状態となる割合（デューティ比）を適切に変更することにより、直流電力を交流電力に変換する。なお、図３では、一点鎖線により、Ｕ相巻線４２Ｕの駆動電流「ＩＵ」を示す。

なお、駆動電流の電流方向を反対にする場合には、上アームスイッチＳｐｕ２を閉状態に固定し、下アームスイッチＳｎｕ２を開状態に固定すればよい。Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗに流れる駆動電流の制御についても同様である。

以下では、図３に示すように、第１インバータ回路５１におけるスイッチング素子の開閉状態を切り替える一方、第２インバータ回路５２におけるスイッチング素子の開閉状態を固定する電力変換制御を第１の電力変換制御と示す場合がある。

この第１の電力変換制御には、第２インバータ回路５２を構成する上アームスイッチＳｐｕ２を閉状態としつつ、下アームスイッチＳｎｕ２を開状態に固定する一方で、第１インバータ回路５１を構成する上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１の開閉状態を切り替える第１Ａの電力変換制御が含まれる。また、第１の電力変換制御には、第２インバータ回路５２を構成する下アームスイッチＳｎｕ２を閉状態としつつ、上アームスイッチＳｐｕ２を開状態に固定する一方で、第１インバータ回路５１を構成する上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１の開閉状態を切り替える第１Ｂの電力変換制御が含まれる。

第１の電力変換制御において、駆動電流の電流方向が変更されるとき（正から負又は負から正となるとき）、第２インバータ回路５２におけるスイッチング素子の開閉状態が切り替えられる。つまり、駆動電流の電流方向に応じて、第１Ａの電力変換制御と第１Ｂの電力変換制御とが切り替えられる。

ところで、図３に示す第１Ｂの電力変換制御を行う場合、下アームスイッチＳｎｕ２には常に駆動電流が流れる一方、上アームスイッチＳｐｕ２には駆動電流が流れないようになっている。また、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１には、間欠的に駆動電流が流れるようになっている。このため、上記電力変換制御を継続すると、駆動電流の大きさによっては、下アームスイッチＳｎｕ２における損失が、上アームスイッチＳｐｕ２、上アームスイッチＳｐｕ１、及び下アームスイッチＳｎｕ１に比較して大きくなる可能性がある。そして、損失は、発熱となって現れるため、下アームスイッチＳｎｕ２に発熱が集中し、他のスイッチング素子に比較して高温となる虞がある。

そこで、スイッチング素子の開閉状態を固定するインバータ回路５１，５２を切り替えることが従来行われている。例えば、制御装置６０は、図３に示すような第１の電力変換制御と、図４に示すような電力変換制御（第２の電力変換制御）とを切り替えて交互に実施している。図４に示すような電力変換制御では、上アームスイッチＳｐｕ１を閉状態、下アームスイッチＳｎｕ１を開状態に固定する一方で、上アームスイッチＳｐｕ２及び下アームスイッチＳｎｕ２の開閉状態を切り替えることにより、Ｕ相巻線４２Ｕに駆動電流を流すようになっている。これにより、閉状態に固定されるスイッチング素子が定期的に切り替わり、特定のスイッチング素子に発熱が集中することを抑制することができる。

なお、図４に示すような電力変換制御において、駆動電流の電流方向を反対にする場合には、上アームスイッチＳｐｕ１を開状態に固定し、下アームスイッチＳｎｕ１を閉状態に固定すればよい。Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗに対して実施される電力変換制御についても同様である。

以下では、図４に示すように、第２インバータ回路５２におけるスイッチング素子の開閉状態を切り替える一方、第１インバータ回路５１におけるスイッチング素子の開閉状態を固定する電力変換制御を第２の電力変換制御と示す。

第２の電力変換制御には、第１インバータ回路５１を構成する上アームスイッチＳｐｕ１を閉状態としつつ、下アームスイッチＳｎｕ１を開状態に固定する一方で、第２インバータ回路５２を構成する上アームスイッチＳｐｕ２及び下アームスイッチＳｎｕ２の開閉状態を切り替える第２Ａの電力変換制御が含まれる。また、第２の電力変換制御には、第１インバータ回路５１を構成する下アームスイッチＳｎｕ１を閉状態としつつ、上アームスイッチＳｐｕ１を開状態に固定する一方で、第２インバータ回路５２を構成する上アームスイッチＳｐｕ２及び下アームスイッチＳｎｕ２の開閉状態を切り替える第２Ｂの電力変換制御が含まれる。

なお、第２の電力変換制御では、駆動電流の電流方向が変更されるとき（正から負又は負から正となるとき）、第１インバータ回路５１におけるスイッチング素子の開閉状態が切り替えられる。つまり、駆動電流の電流方向に応じて、第２Ａの電力変換制御と第２Ｂの電力変換制御とが切り替えられる。

上記の説明は、Ｖ相巻線４２Ｖ及びＷ相巻線４２Ｗに対して実施される電力変換制御についても同様である。

ところで、第１の電力変換制御と、第２の電力変換制御と、を切り替える場合、各相巻線４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに流れる駆動電流が途切れないようにする必要がある。このため、図５に示すように、第１インバータ回路５１及び第２インバータ回路５２が、共に上アームスイッチＳｐｕ１，Ｓｐｕ２及び下アームスイッチＳｎｕ１，Ｓｎｕ２の開閉状態を切り替える重複期間Ｔ１が設けられている。

このような重複期間Ｔ１を設けることにより、本来電流が流れる必要のない部分に電流が流れ、余分な損失が発生することとなる。より詳しくは、第１インバータ回路５１と第２インバータ回路５２の各スイッチング素子において、スイッチング損が重複して生じ、インバータ５０の全体としての損失が大きくなる。

そこで、本実施形態における制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうちいずれか一方を実施する一方、閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施することとした。

より詳しく説明すると、開閉状態が切り替えられるスイッチング素子において発生する損失は、開閉状態を切り替えることにより生じる（スイッチ動作における過渡状態に発生する）スイッチング損と、電流を流すことにより生じる導通損（伝導損失）とに分けることができる。一方、閉状態に固定されるスイッチング素子において発生する損失は、電流を流すことにより生じる導通損のみである。

図６において、第１Ｂの電力変換制御のみを行った場合（従来方法）における各スイッチング素子の損失の内容（内訳）を例示する。図６では、スイッチング損を白抜きで示し、導通損をハッチングで示す。図６に示すように、第１Ｂの電力変換制御が実施されている場合、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１には、スイッチング損と導通損が生じている。一方、上アームスイッチＳｐｕ２には、駆動電流が流れないため、損失が発生しない一方、下アームスイッチＳｎｕ２には導通損が発生する。

この導通損は、電流量に応じて大きくなる。そして、第１Ｂの電力変換制御において、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１に流れる駆動電流は、分散され、下アームスイッチＳｎｕ２に流れる駆動電流に比較して少ない。分散される割合は、デューティ比による。このため、第１Ｂの電力変換制御において、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１に生じる導通損は、下アームスイッチＳｎｕ２に生じる導通損に比較して少ない。

そして、スイッチング損と導通損は、共に電流量が大きくなるについて大きくなるが、大きくなり方が異なっている。すなわち、図７（ａ）に示すように、スイッチング損は、電流量に線形比例するように大きくなる一方、導通損は、電流量の２乗に比例し、あたかも指数関数的に大きくなる。図７（ａ）では、スイッチング損を破線で示し、導通損を実線で示す。

このため、図７（ｂ）に示すように、開閉状態が切り替えられるスイッチング素子において発生する損失（スイッチング損+導通損）は、電流量が小さい場合には、閉状態に固定されるスイッチング素子において発生する損失（導通損のみ）に比較して大きくなる。図７（ｂ）において、開閉状態が切り替えられるスイッチング素子において発生する損失を破線で示し、閉状態に固定されるスイッチング素子において発生する損失を実線で示す。

その一方、ある電流量を越えると、導通損が指数関数的に大きくなるため、閉状態に固定されるスイッチング素子において発生する損失は、開閉状態が切り替えられるスイッチング素子において発生する損失に比較して大きくなってしまう。つまり、図７（ｂ）に示すように、駆動電流の実効値がある閾値以上となった場合には、閉状態に固定されるスイッチング素子において発生する導通損は、開閉状態が切り替えられるスイッチング素子において発生する損失（スイッチング損と導通損の合計値）に比較して大きくなってしまう。具体的には、第１Ｂの電力変換制御において、電流量が多い場合、図６（ｂ）に示すように、下アームスイッチＳｎｕ２に生じる損失が、上アームスイッチＳｐｕ１及び下アームスイッチＳｎｕ１に生じる損失に比較して、大きくなる。つまり、下アームスイッチＳｎｕ２の温度が他のスイッチング素子に比較して突出して高くなる。このように損失（発熱）が集中する場合、冷却構造が大きくなる等、回路が大型化し、不都合が生じる。

そこで、本実施形態における制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施し、一部のスイッチング素子に発熱が集中しないようにしている。

前記閾値は、開閉状態を切り替えるスイッチング素子におけるスイッチング損と導通損との合計値に比較して、閉状態に固定されているスイッチング素子における導通損が大きくなる駆動電流の実効値に基づいて設定されている。具体的には、図７（ｂ）に示すように、閉状態を切り替えるスイッチング素子におけるスイッチング損と導通損との合計値と、閉状態に固定されているスイッチング素子における導通損とが、ほぼ一致する駆動電流の実効値を閾値として設定している。なお、閾値は、この値に限らず、任意に変更してもよい。

また、図８に示すように、駆動電流の電流周期Ｔ２において、第１の電力変換制御の実施期間と第２の電力変換制御の実施期間とが均等となるように、切替周期Ｔ３が設定されている。本実施形態では、駆動電流の電流周期Ｔ２の１／４に相当する期間を切替周期Ｔ３として設定している。つまり、電気角において９０°進むごとに第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えるようにしている。

例えば、制御装置６０は、駆動電流の電流周期Ｔ２の開始時から９０°進むまでの期間において、第１Ａの電力変換制御（図８では、「１Ａ」と示す）を実施する。そして、制御装置６０は、駆動電流の電流周期Ｔ２の９０°〜１８０°までの期間において、第２Ｂの電力変換制御（図８では、「２Ｂ」と示す）を実施する。そして、制御装置６０は、駆動電流の電流周期Ｔ２の１８０°〜２７０°までの期間において、第１Ｂの電力変換制御（図８では、「１Ｂ」と示す）を実施する。そして、制御装置６０は、駆動電流の電流周期Ｔ２の２７０°〜３６０°までの期間において、第２Ａの電力変換制御（図８では、「２Ａ」と示す）を実施する。

その一方で、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御のみを実施している。前述したように、駆動電流の実効値が閾値未満の場合、閉状態に固定されているスイッチング素子における導通損は、閉状態を切り替えるスイッチング素子におけるスイッチング損と導通損との合計値に比較して小さく、突出していない（図６（ａ）参照）。このため、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて、分散させる意味があまりない。その一方で、電力変換制御を切り替えると、スイッチング損が重複して、全体としての効率が低下する（つまり、全体の損失が増加する）こととなる。

このため、本実施形態における制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御のみを実施している。なお、駆動電流の実効値が閾値未満の場合、第１の電力変換制御のみを実施したが、第２の電力変換制御のみを実施してもよい。

上記のように電力変換制御の切替を実施することにより、駆動電流の実効値が閾値以上である場合、図９（ｂ）に示すように、インバータ回路５１，５２の各スイッチング素子に、スイッチング損が生じる一方で、導通損がいずれかのスイッチング素子に集中して発生することを防止することができる。つまり、駆動電流の実効値が閾値以上である場合に、駆動電流を分散させて、導通損を分散させることができる。なお、図９（ａ）に示すように、駆動電流の実効値が閾値未満である場合、第１の電力変換制御のみを実施する。

次に、電力変換処理について図１０に基づいて説明する。この電力変換処理は、モータ４０を駆動させる際、制御装置６０により所定周期ごとに実行される。

まず、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１０１）。この判定結果が否定の場合、制御装置６０は、第１の電力変換制御を実施する（ステップＳ１０２）。なお、ステップＳ１０２において、駆動電流の電流方向を変える場合には、第１Ａの電力変換制御と第１Ｂの電力変換制御を切り替えることとなる。

一方、ステップＳ１０１の判定結果が肯定の場合、制御装置６０は、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを所定の切替周期Ｔ３ごとに切り替えて実施する（ステップＳ１０３）。なお、ステップＳ１０２において、駆動電流の電流方向が正の場合には、第１Ａの電力変換制御と第２Ｂの電力変換制御とを切り替え、負の場合には、第１Ｂの電力変換制御と第２Ａの電力変換制御とを切り替えることとなる。そして、切替周期Ｔ３は、電流周期Ｔ２の１／４に相当する周期である。このため、駆動電流の周期に応じて、第１Ａの電力変換制御→第２Ｂの電力変換制御→第１Ｂの電力変換制御→第２Ａの電力変換制御の順番で、電力変換制御を切り替えることとなる。

本実施形態は、以下の優れた効果を有する。

第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替える際、ずれが生じるため、つまり、スイッチングが重複する重複期間Ｔ１が発生するため、余分な損失が発生する。一方で、スイッチング素子を閉状態で固定している場合、その導通損は、電流値の２乗に比例して大きくなり、駆動電流の実効値が閾値以上になると、開閉状態を切り替える他のスイッチング素子に比較して、温度が突出して高くなる虞がある。

そこで、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えて実施することにより、閉状態で固定するスイッチング素子を入れ替えて、発熱が集中しないようにした。一方で、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうちいずれか一方を実施することにして、電力変換制御を切り替える際における損失を抑制した。

スイッチング損は、電流量に線形比例するように大きくなる。一方、導通損は、電流値の２乗に電流量に応じて大きくなり、ある電流値を境としてスイッチング損よりも急激に大きくなる。このため、開閉状態を切り替えるスイッチング素子におけるスイッチング損と導通損との合計値に比較して、閉状態に固定されているスイッチング素子における導通損が大きくなる駆動電流の電流値に基づいて閾値を設定した。これにより、閉状態に固定されているスイッチング素子に発生する導通損を適切に分散させ、閉状態に固定されているスイッチング素子が他のスイッチング素子に比較して高温となることを抑制することができる。

制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上の場合、駆動電流の各駆動周期において、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御との実施期間が均等となるように、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えた。これにより、損失を適切に分散させ、一部のスイッチング素子の温度が突出して高くなることを防止することができる。また、本実施形態において、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上の場合、駆動電流の各電流周期Ｔ２の１／４に相当する周期で、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御とを切り替えている。これにより、各電流周期における切り替え回数を最小化しつつ、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御との実施期間を均等化することができる。したがって、重複期間Ｔ１におけるスイッチング損を抑制しつつ、損失の分散化を図ることができる。

また、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値以上の場合、第１Ａの電力変換制御→第２Ｂの電力変換制御→第１Ｂの電力変換制御→第２Ａの電力変換制御の順番で、切り替えて実施している。このため、インバータ回路５１，５２における各スイッチング素子に対して損失を均等に発生させることができる。

（他の実施形態）
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。なお、以下では、各実施形態で互いに同一又は均等である部分には同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

・上記実施形態において、切替周期Ｔ３は、第１の電力変換制御の実施期間と第２の電力変換制御の実施期間とが均等になるのであれば、任意に変更してもよい。例えば、駆動電流の電流周期Ｔ２の１／（４Ｘ）（ただし、「Ｘ」は任意の自然数）となるようにしてもよい。

ただし、第１Ａの電力変換制御と第１Ｂの電力変換制御とは駆動電流の方向により切り替えられる（第２Ａの電力変換制御と第２Ｂの電力変換制御も同様）。このため、例えば、駆動電流の電流方向が正の場合、第１Ａの電力変換制御と第２Ｂの電力変換制御とが、切替周期Ｔ３ごとに交互に実行されることとなる。また、駆動電流の電流方向が負の場合、第１Ｂの電力変換制御と第２Ａの電力変換制御とが、切替周期Ｔ３ごとに交互に実行されることとなる。

・上記実施形態において、インバータ５０の回路構成を任意に変更してもよい。例えば、正極母線Ｂｐ又は負極母線Ｂｎのうちいずれか一方の母線に、第２インバータ回路５２とバッテリ３０との間における通電状態及び通電遮断状態を切り替えるスイッチ部を備えてもよい。

例えば、図１１に示すように、正極母線Ｂｐに、第２インバータ回路５２とバッテリ３０との間における通電状態及び通電遮断状態を切り替えるスイッチＳＷ１を備えてもよい。スイッチＳＷ１を開状態（オフ状態、通電遮断状態）として、第２インバータ回路５２とバッテリ３０との間において通電を遮断すると、Ｈ結線からＹ結線（スター結線）に切り替えることが可能となる。

ところで、このような回路構成にした場合、スイッチＳＷ１に電流を流すと、スイッチＳＷ１において導通損が発生する。このため、極力、スイッチＳＷ１に電流が流れないようにすることが効率の面から好ましい。そこで、このような回路構成において、制御装置６０は、駆動電流の実効値が閾値未満の場合に、スイッチＳＷ１を通電遮断状態に切り替えるとともに、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうち、第１の電力変換制御を実施することが望ましい。これにより、損失を低減することができる。

・上記実施形態において、図１２に示すように、正極母線Ｂｐ及び負極母線Ｂｎに、第２インバータ回路５２とバッテリ３０との間における通電状態及び通電遮断状態を切り替えるスイッチＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ設けてもよい。スイッチＳＷ１，ＳＷ２を開状態（オフ状態、通電遮断状態）として、第２インバータ回路５２とバッテリ３０との間において通電を遮断すると、Ｈ結線からＹ結線に切り替えることが可能となる。なお、正極母線ＢｐのスイッチＳＷ１を開状態とすることにより、高電位端子側を中性点とすることが可能となる。同様に、負極母線ＢｎのスイッチＳＷ２を開状態とすることにより、低電位端子側を中性点とすることが可能となる。

・上記実施形態において、制御装置６０は、インバータ回路５１，５２の温度（より具体的には、スイッチング素子の温度）に基づいて、駆動電流の実効値が閾値以上か否かを判定してもよい。つまり、駆動電流の実効値は、温度に比例する。このため、温度に基づいて、駆動電流が閾値以上か否かを判定してもよい。また、制御装置６０は、駆動電流の指令値に基づいて駆動電流の実効値が閾値以上か否かを判定してもよい。

・上記実施形態において、駆動電流の電流波形は、任意に変更してもよい。例えば、矩形波やのこぎり波であってもよい。

・上記実施形態及び変形例において、本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

この明細書における開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。例えば、開示は、実施形態において示された部品および／または要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示は、実施形態に追加可能な追加的な部分をもつことができる。開示は、実施形態の部品および／または要素が省略されたものを包含する。開示は、ひとつの実施形態と他の実施形態との間における部品および／または要素の置き換え、または組み合わせを包含する。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、請求の範囲の記載によって示され、さらに請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものと解されるべきである。

３０…バッテリ、４２Ｕ…Ｕ相巻線、４２Ｖ…Ｖ相巻線、４２Ｗ…Ｗ相巻線、５０…インバータ、５１…第１インバータ回路、５２…第２インバータ回路、６０…制御装置。

Claims (6)

1. １又は複数相の巻線に対して、直流電源（３０）からの直流電力を交流電力に変換して供給する電力変換装置（５０）において、
   前記巻線（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）の両端のうち第１端側に電気的に接続され、前記直流電源との間で電力を伝達する第１インバータ回路（５１）と、
   前記巻線の両端のうち第２端側に電気的に接続され、前記直流電源との間で電力を伝達する第２インバータ回路（５２）と、
   前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路を制御する制御部（６０）と、を備え、
   前記制御部は、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第１の電力変換制御と、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を固定する一方で、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第２の電力変換制御と、を実施可能に構成されており、
   前記巻線に流れる駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうちいずれか一方を実施する一方、閾値以上の場合には、第１の電力変換制御と第２の電力変換制御と、を切り替えて実施する電力変換装置。
2. 開閉状態を切り替えるスイッチング素子におけるスイッチング損と導通損との合計値に比較して、閉状態に固定されているスイッチング素子における導通損が大きくなる駆動電流の実効値に基づいて前記閾値が設定されている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記駆動電流の実効値が閾値以上の場合、前記駆動電流の各周期において、前記第１の電力変換制御と前記第２の電力変換制御との実施期間が均等となるように、前記第１の電力変換制御と前記第２の電力変換制御とを切り替える請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第１インバータ回路又は前記第２インバータ回路の温度に基づいて、前記駆動電流が閾値以上であるか否かを判定する請求項１〜３のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記１インバータ回路及び第２インバータ回路は、前記直流電源の正極端子に接続されている正極母線（Ｂｐ）に対して、それぞれ接続されているとともに、前記１インバータ回路及び第２インバータ回路は、前記直流電源の負極端子に接続されている負極母線（Ｂｎ）に対して、それぞれ接続されており、
   前記正極母線又は前記負極母線のうちいずれか一方の母線には、前記第２インバータ回路と前記直流電源との間における通電状態及び通電遮断状態を切り替えるスイッチ部を備え、
   前記制御部は、前記駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、前記スイッチ部を通電遮断状態に切り替えるとともに、第１の電力変換制御及び第２の電力変換制御のうち、前記第１の電力変換制御を実施する請求項１〜４のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路は、各相巻線に応じた上アームスイッチ（Ｓｐｕ１，Ｓｐｖ１，Ｓｐｗ１，Ｓｐｕ２，Ｓｐｖ２，Ｓｐｗ２）及び下アームスイッチ（Ｓｎｕ１，Ｓｎｖ１，Ｓｎｗ１，Ｓｎｕ２，Ｓｎｖ２，Ｓｎｗ２）の直列接続体をそれぞれ有し、
   前記第１の電力変換制御には、前記第２インバータ回路を構成する上アームスイッチを閉状態に固定する一方で、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第１Ａの電力変換制御と、前記第２インバータ回路を構成する下アームスイッチを閉状態に固定する一方で、前記第１インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第１Ｂの電力変換制御と、があり、
   前記第２の電力変換制御には、前記第１インバータ回路を構成する上アームスイッチを閉状態に固定する一方で、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第２Ａの電力変換制御と、前記第１インバータ回路を構成する下アームスイッチを閉状態に固定する一方で、前記第２インバータ回路を構成するスイッチング素子の開閉状態を切り替える第２Ｂの電力変換制御と、があり、
   前記制御部は、前記駆動電流の実効値が閾値未満の場合には、第１Ａの電力変換制御と第１Ｂの電力変換制御とを切り替えて実施する、又は第２Ａの電力変換制御と第２Ｂの電力変換制御とを切り替えて実施する一方、閾値以上の場合には、第１Ａの電力変換制御、第１Ｂの電力変換制御、第２Ａの電力変換制御及び第２Ｂの電力変換制御を所定の順番で切り替えて実施する請求項１〜４のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。

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