WO2019065882A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2019065882A1
WO2019065882A1 PCT/JP2018/036046 JP2018036046W WO2019065882A1 WO 2019065882 A1 WO2019065882 A1 WO 2019065882A1 JP 2018036046 W JP2018036046 W JP 2018036046W WO 2019065882 A1 WO2019065882 A1 WO 2019065882A1
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inverter
phase
control
current
switching element
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PCT/JP2018/036046
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島田有礼
サハスブラタ
中島資浩
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アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
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Priority to EP18860127.2A priority patent/EP3651353B1/en
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device that controls an inverter.
  • a DC power supply (11) is connected via a contactor (9) and an AC rotating electrical machine (80) is connected to generate electric power between DC and AC of multiple phases.
  • An inverter control device (20) for controlling an inverter (10) for converting a signal is disclosed (in the background art, reference numerals in parentheses are those of the reference to be referred to).
  • the inverter control device (20) first executes charge and discharge control (Phase 1).
  • charge and discharge control is control to repeat a capacitor charge mode for charging the capacitor (4) connected to the DC side of the inverter (10) and a capacitor discharge mode for discharging.
  • the inverter control device (20) When the termination condition of the charge / discharge control (for example, the voltage between terminals of the capacitor (4) exceeds the charge / discharge upper limit voltage) is satisfied, the inverter control device (20) next executes mixed loop control (Phase 21).
  • the mixed loop control the inverter (10) is controlled such that the current flowing to the inverter (10) forms a state forming a capacitor charging loop and a state forming a return loop one by one. It is control.
  • the capacitor charging loop is a current loop through which current flows so as to charge the capacitor (4)
  • the return loop is a current loop through which current flows back between the rotating electrical machine (80) and the inverter (10). .
  • the capacitor charging loop since the capacitor (4) is charged, the voltage across the terminals of the capacitor (4) (the DC side voltage of the inverter (10)) rises. However, when the release of energy from the stator coil (8) stops, the current flowing through this loop also disappears, and the increase in the voltage across the terminals of the capacitor (4) also stops. That is, the capacitor charging loop is eliminated, and only the return loop is continued (Phase 22). Thereafter, the inverter control device (20) performs shutdown control to turn off all the switching elements (3) of the inverter (20) at the timing when the current in the return loop becomes zero.
  • the inverter control device in view of the above, as one aspect, An inverter connected to a DC power supply via a contactor and connected to an AC rotating electric machine to convert power between DC and a plurality of AC phases; and an inverter disposed between the contactor and the inverter.
  • An inverter control device for controlling the inverter of a rotary electric machine drive device including a smoothing capacitor for smoothing a direct current link voltage which is a voltage on the direct current side of When the contactor is in the open state and the rotary electric machine is in the rotation state, the upper stage side switching element and the lower stage side switching element of at least one phase among the multiple phase switching elements of the inverter are turned on.
  • Upper and lower active short circuit control is performed to return current between the electric machine and the inverter.
  • the return current flows in both the upper stage switching element and the lower stage switching element of at least one phase.
  • return current generally flows through the freewheeling diode connected in parallel to the switching element in the inverter.
  • Reflux current flowing in each phase is equal to that in the case of general active short circuit control.
  • the reflux current is divided into the upper stage switching element and the lower stage switching element, so the current flowing through each switching element is reduced. The rise is also suppressed. Therefore, according to this configuration, when the contactor is in the open state and the rotary electric machine is in the rotation state, the inverter can be controlled to appropriately stop the operation of the inverter.
  • Block diagram schematically showing a system configuration including an inverter control device Diagram showing the operating point of the rotating electrical machine in the current vector coordinate system Timing chart showing an example of control mode transition
  • a waveform chart showing an example of a current waveform at the time of AF-ASC control A circuit block diagram showing a control state by ASC control as a comparative example
  • Flow chart showing an example of inverter stop processing Flowchart showing an example of partial shutdown control
  • a waveform chart showing an example of three-phase current in inverter stop processing Circuit block diagram showing control state by SF-ASC control
  • the inverter control device 20 drives and controls the rotating electrical machine 80 via the inverter 10, as shown in FIG.
  • the rotary electric machine drive device 2 is configured by including the inverter 10 and a DC link capacitor 4 (smoothing capacitor) described later, and the inverter control device 20 is configured to rotate the rotary electric machine via the rotary electric machine drive device 2. It can also be said to drive control 80.
  • the rotary electric machine 80 to be driven is, for example, a rotary electric machine serving as a driving force source of a vehicle such as a hybrid car or an electric car.
  • the rotating electrical machine 80 as a driving force source of the vehicle is a rotating electrical machine operating with a plurality of phases of alternating current (here, three-phase alternating current), and can function as a motor or a generator.
  • a secondary battery such as a nickel hydrogen battery or a lithium ion battery or a DC power supply such as an electric double layer capacitor is mounted as a power source for driving the rotating electrical machine 80.
  • a high voltage battery 11 DC power supply
  • a high voltage battery 11 having a power supply voltage of 200 to 400 V, for example, is provided as a large voltage, large capacity DC power supply for supplying power to the rotary electric machine 80.
  • an inverter 10 is provided between the high voltage battery 11 and the rotating electrical machine 80 to convert power between direct current and alternating current (here, three-phase alternating current) There is.
  • the high voltage battery 11 can supply power to the rotating electrical machine 80 via the inverter 10, and can store the power obtained by the rotating electrical machine 80 generating electric power.
  • a smoothing capacitor for smoothing the voltage between the positive and negative electrodes on the DC side of the inverter 10 (DC link voltage Vdc) is provided.
  • the DC link capacitor 4 stabilizes the DC link voltage Vdc which fluctuates according to the fluctuation of the power consumption of the rotary electric machine 80.
  • a contactor 9 capable of disconnecting the electrical connection between the circuit on the inverter 10 side including the DC link capacitor 4 and the high voltage battery 11 is provided.
  • the contactor 9 is a mechanical relay that opens and closes based on a command from a vehicle electrical control unit (vehicle ECU (Electronic Control Unit)) 90, which is one of the top control devices of the vehicle. It is called a system main relay (SMR).
  • vehicle ECU Electronic Control Unit
  • SMR system main relay
  • the contactor 9 When the ignition switch or main switch of the vehicle is in the on state (valid state), the contactor 9 is in the conductive state (connected state) by closing the contact of the SMR, and when the ignition switch or main switch is in the off state (nonvalid state) The contacts of the SMR open and become nonconductive (opened).
  • the inverter 10 is configured to have a plurality of switching elements 3.
  • the switching element 3 includes IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), power MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors), SiC-MOSFETs (Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FETs), SiC-SITs (SiC-Static Induction Transistors), and GaN. It is preferable to apply a power semiconductor device capable of operating at high frequency such as MOSFET (Gallium Nitride-MOSFET). As shown in FIG. 1, in the present embodiment, an IGBT is illustrated as the switching element 3.
  • the inverter 10 is configured by a bridge circuit having a number of arms 3A corresponding to each of a plurality of phases (here, three phases) as is well known. That is, as shown in FIG. 1, two switching elements 3 (upper stage switching element 31 and lower stage switching element 32) are connected in series between the DC positive electrode side and the DC negative electrode side of the inverter 10 to form one arm 3A is configured. In the case of three-phase alternating current, this series circuit (one arm 3A) is connected in parallel in three circuits (three phases). That is, one series circuit (arm 3A) corresponds to each of stator coils 8 corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase of rotary electric machine 80. Each switching element 3 is provided with free wheel diodes 5 in parallel, with the direction from the negative electrode to the positive electrode (the direction from the lower side to the upper side) as a forward direction.
  • the inverter control device 20 which controls switching of each switching element 3 of the inverter 10 is constructed using a logic circuit such as a microcomputer as a core member.
  • inverter control device 20 performs current feedback control using a vector control method based on the target torque of rotating electrical machine 80 provided by another control device or the like such as vehicle ECU 90, and rotates via inverter 10.
  • the electric machine 80 is controlled.
  • the actual current flowing through the stator coil 8 of each phase of the rotary electric machine 80 is detected by the current sensor 12, and the inverter control device 20 acquires the detection result. Further, the magnetic pole position at each time of the rotor of the rotary electric machine 80 is detected by, for example, the rotation sensor 13 such as a resolver, and the inverter control device 20 acquires the detection result.
  • the inverter control device 20 uses the detection results of the current sensor 12 and the rotation sensor 13 to perform current feedback control.
  • the inverter controller 20 is configured to have various functional units for current feedback control, and each functional unit is realized by cooperation of hardware such as a microcomputer and software (program). .
  • Power supply voltages of the vehicle ECU 90, the inverter control device 20, and the like are, for example, 5 [V] and 3.3 [V].
  • a low voltage battery (not shown) which is insulated from the high voltage battery 11 and which is a power supply having a voltage lower than that of the high voltage battery 11 is mounted.
  • the power supply voltage of the low voltage battery is, for example, 12 to 24 [V].
  • the low voltage battery supplies power to the inverter control device 20 and the vehicle ECU 90 through, for example, a regulator circuit that adjusts a voltage.
  • the control terminal (gate terminal in the case of IGBT or FET) of each switching element 3 constituting the inverter 10 is connected to the inverter control device 20 via the drive circuit 21 and individually individually. Switching control is performed.
  • the high-voltage system circuit for driving the rotating electrical machine 80 and the low-voltage system circuit such as the inverter control device 20 having a microcomputer or the like as its core have greatly different operating voltages (power supply voltages of the circuits).
  • the drive circuit 21 (DRV-CCT) which relays the drive capability (switching control signal) to each switching element 3 by increasing the drive capability (for example, the capability to operate the circuit of the latter stage such as voltage amplitude and output current) is relayed. It is equipped.
  • the drive circuit 21 is configured using, for example, an insulating element such as a photocoupler or a transformer or a driver IC.
  • the inverter control device 20 uses, for example, pulse width modulation (PWM) control and rectangular wave control (one pulse control) as a form (a form of voltage waveform control) of a switching pattern of the switching element 3 constituting the inverter 10.
  • PWM pulse width modulation
  • rectangular wave control one pulse control
  • the inverter control device 20 performs normal field control such as maximum torque control that outputs maximum torque with respect to motor current, maximum efficiency control that drives the motor with maximum efficiency with respect to motor current, And, field adjustment control such as field weakening control which weakens field magnetic flux by flowing field current (d axis current Id) which does not contribute to torque, and field adjustment control such as strong field control which strengthens field magnetic flux conversely.
  • the pulse width modulation, the rectangular wave control (one pulse control), the normal field control, the field weakening control, the strong field control and the like are known and thus the detailed description is omitted.
  • the current feedback control using the current vector control method in the two-axis orthogonal vector space (orthogonal vector coordinate system) that rotates in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 80 is performed to Control 80
  • the current vector control method for example, the d-axis (field current axis, field axis) along the direction of the field magnetic flux by the permanent magnet and the q-axis (.pi. / 2 electrically advanced with respect to the d-axis)
  • the current feedback control is performed in the orthogonal vector coordinate system (dq axis vector coordinate system) of two axes with the drive current axis and the drive axis.
  • Inverter control device 20 determines torque command T * based on the target torque of rotary electric machine 80 to be controlled, and determines d-axis current command Id * and q-axis current command Iq * .
  • Inverter control device 20 calculates the deviation between the current command (Id * , Iq * ) and the actual current (Iu, Iv, Iw) flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase coils of rotary electric machine 80. Then, proportional integral control calculation (PI control calculation) or proportional integral derivative control calculation (PID control calculation) is performed to finally determine three phase voltage commands. A switching control signal is generated based on this voltage command.
  • PI control calculation proportional integral control calculation
  • PID control calculation proportional integral derivative control calculation
  • a switching control signal is generated based on this voltage command.
  • Mutual coordinate conversion between the actual three-phase coordinate system of the rotary electric machine 80 and the orthogonal vector coordinate system of two axes is performed based on the magnetic pole position ⁇ detected by the rotation sensor 13. Further, the rotation speed ⁇ (angular velocity or rpm (Revolutions per Minute)) of the rotary electric machine 80 is derived from the detection result of the rotation sensor 13.
  • field adjustment control is used in discharge control to be described later, the field adjustment control will be briefly described below.
  • Control based on basic current command values (d-axis current command Id * , q-axis current command Iq * ) set based on the target torque of the rotating electrical machine 80 for normal field control such as maximum torque control and maximum efficiency control It is a form.
  • field weakening control is a control mode in which the d-axis current command Id * in the basic current command value is adjusted to weaken the field magnetic flux from the stator.
  • the field strengthening control is a control mode in which the d-axis current command Id * in the basic current command value is adjusted in order to strengthen the field magnetic flux from the stator.
  • the d-axis current Id is adjusted in this manner during field weakening control or field strengthening control, etc., it is also possible to adjust the q-axis current Iq.
  • the armature current (the current corresponding to the vector sum of the d-axis current Id and the q-axis current Iq) is increased by adjusting the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the contactor 9 is opened (the contact point of the SMR is The electrical connection between the high voltage battery 11 and the circuit on the side of the inverter 10 including the DC link capacitor 4 is cut off.
  • shutdown control SDN: Shutdown
  • a current based on the energy stored in the stator coil 8 flows through the free wheeling diode 5 to charge the DC link capacitor 4.
  • the voltage (DC link voltage Vdc) between terminals of the DC link capacitor 4 may be rapidly increased in a short time. If the DC link capacitor 4 is increased in capacity and withstand voltage in preparation for rising of the DC link voltage Vdc, this leads to an increase in the size of the capacitor.
  • the DC link voltage Vdc be lower than a reference value set to a voltage lower than the power supply voltage of the high voltage battery 11 after stopping the inverter 10.
  • the inverter control device 20 controls each switching element 3 of the inverter 10 to stop the operation of the inverter 10 while suppressing the rise of the DC link voltage Vdc. Specifically, when the contactor 9 is in the open state, the inverter control device 20 executes discharge control (DCG: Discharge) for discharging the DC link capacitor 4.
  • DCG Discharge
  • the discharge control is performed by zero torque control in which the output torque (powering torque or regenerative torque) of the rotary electric machine 80 is substantially zero.
  • inverter controller 20 sets torque command T * to zero at the time of zero torque control (discharge control). The torque of the rotating electrical machine 80 is thereby shifted substantially to zero.
  • the vehicle ECU 90 performs the opening / closing control of the contactor 9. Therefore, it is preferable that the vehicle ECU 90 notify the inverter control device 20 of the state of the contactor 9 or notify of a discharge request (DCG_req: Discharge Request) for starting discharge control.
  • DCG_req Discharge Request
  • the vehicle ECU 90 may notify the inverter control device 20 that the contactor 9 is open, or may notify the discharge request in advance.
  • the discharge request may be notified to inverter control device 20 from a control device other than vehicle ECU 90.
  • a control device other than the vehicle ECU 90 may notify the vehicle ECU 90 of a request for opening the contactor 9 and notify the inverter control device 20 of a discharge request due to an abnormality in the vehicle or other factors.
  • the inverter control device 20 may receive a detection result such as an abnormality of the rotary electric machine driving device 2 to generate a discharge request by itself, and request the vehicle ECU 90 to open and close the contactor 9.
  • the contactor 9 may be opened by the impact to a vehicle, the failure of SMR, etc.
  • the vehicle ECU 90 that has detected that the contactor 9 has been opened may notify the inverter control device 20 of the discharge request.
  • the inverter control device 20 or another control device may detect the opening of the contactor 9 based on the detection result of the DC current sensor 15.
  • FIG. 2 schematically shows operating points (P0, P1, P2) of the rotary electric machine 80 in the current vector space (current vector coordinate system).
  • reference numerals “100” (101 to 103) are equal torque lines indicating the vector locus of the armature current at which the rotary electric machine 80 outputs a certain torque.
  • the second equal torque line 102 has a lower torque than the first equal torque line 101
  • the third equal torque line 103 has a lower torque than the second equal torque line 102.
  • Curve "300” indicates a voltage velocity ellipse (voltage limited ellipse).
  • the rotating electrical machine 80 can not be controlled, and thus the settable current command range is the armature current (d-axis current Id and q-axis current Iq Is limited by the voltage velocity ellipse 300, which is a vector locus of
  • the voltage-velocity ellipse can be set according to the value of the DC voltage (DC link voltage Vdc) of the inverter 10 and the rotation speed ⁇ of the rotary electric machine 80 that affects the magnitude of the back electromotive voltage. It is a vector locus which shows a range.
  • the size of the voltage velocity ellipse 300 is determined based on the DC link voltage Vdc and the rotation speed ⁇ of the rotating electrical machine 80. Specifically, the diameter of the voltage velocity ellipse 300 is proportional to the DC link voltage Vdc and inversely proportional to the rotational velocity ⁇ of the rotary electric machine 80.
  • the current command (Id * , Iq * ) is set as a value at an operating point on the line of equal torque line 100 present in voltage velocity ellipse 300 in such a current vector coordinate system.
  • the inverter control device 20 controls the rotary electric machine 80 in a torque mode (for example, PWM control corresponding to the target torque) as a normal operation.
  • the first operating point P1 shown in FIG. 2 indicates the operating point of the rotary electric machine 80 in the current vector coordinate system at this time. In other words, at the first operating point P1 on the first equal torque line 101, the rotary electric machine 80 performs the regenerative operation in the torque mode as a normal operation.
  • the rotating electrical machine 80 performs the regenerative operation
  • the rotating electrical machine 80 that was performing the powering operation at the operating point P0 indicated by the open white circle opens the contactor 9 With this, it may be considered that the operation has shifted to the regeneration operation.
  • the inverter control device 20 executes control to move the operating point from the first operating point P1 to the second operating point P2, as indicated by the block arrows.
  • the DC link capacitor 4 can release the charge by flowing more armature current than the regenerative current.
  • the d-axis current Id that does not contribute to torque, it is preferable to keep flowing more to increase the loss without reducing the amount of current.
  • the d-axis current Id is increased while decreasing the q-axis current Iq from the first operating point P1 to make the torque approach zero.
  • the target second operating point P2 is preferably the center of the voltage velocity ellipse.
  • the locus from the first operating point P1 to the second operating point P2 gives priority to the reduction of the q-axis current Iq, and the coordinate of the first operating point P1 and the decreasing speed of the q-axis current Iq It is preferable that the setting is made on the basis of
  • the inverter control device 20 By causing the armature current to flow, the DC link voltage Vdc, which is equal to the terminal voltage of the DC link capacitor 4, decreases. As shown in FIG. 3, when the DC link voltage Vdc becomes equal to or lower than a predetermined specified voltage Vth due to discharge control, the inverter control device 20 performs upper and lower active short circuit control (F-ASC: Full Active Short Circuit). Run.
  • the DC link voltage Vdc is detected by the voltage sensor 14 and provided to the inverter controller 20.
  • rotation is performed with the upper stage switching element 31 and the lower stage switching element 32 of at least one phase of the plural phase switching elements 3 of the inverter 10 turned on. The control is to return the current between the electric machine 80 and the inverter 10.
  • all-phase upper and lower active short circuit control is a control to return current between the rotating electrical machine 80 and the inverter 10 with all the switching elements 3 of the inverter 10 turned on. It is. Further, as described later with reference to FIG.
  • FIG. 15 illustrates an example in which the U-phase upper stage switching element 31 and the lower stage switching element 32 are turned on.
  • the upper stage switching element 31 and the lower stage switching element 32 of any two phases may be turned on. That is, in the case of the inverter 10 of n phases, the upper stage side switching of the target phase is performed with the plurality of phases from any one phase to the (n-1) phase as the target phase without using only one phase as the target phase
  • the upper and lower active short circuit control can be performed with the element 31 and the lower switching element 32 turned on.
  • the specified rotational speed ⁇ th is preferably defined on a torque map that indicates the relationship between the torque and the rotational speed ⁇ .
  • the first prescribed rotational speed ⁇ 1 in FIG. 4 exemplifies a mode in which the prescribed rotational speed ⁇ th is set as a constant value regardless of the torque.
  • the second prescribed rotational speed ⁇ 2 in FIG. 4 exemplifies a prescribed rotational speed ⁇ th which has a different value according to the torque.
  • the upper and lower active short circuit control is executed. Be done. Thereafter, the shutdown control is executed when the rotational speed ⁇ of the rotary electric machine 80 becomes equal to or lower than a predetermined rotational speed ⁇ th, but in the present embodiment, before all the switching elements 3 of the inverter 10 are turned off. And partial shutdown control (P-SDN: Partial Shutdown) is performed to turn off the switching element 3 of a part of the plurality of phases (here, three phases) of the arms 3A of the inverter 10 (see FIG. 6). ). Then, the inverter control device 20 shifts to the shutdown control at the timing when the phase current becomes substantially zero during the execution of the partial shutdown control (see FIG. 7, FIG. 14, and FIG. 18).
  • P-SDN Partial Shutdown
  • FIGS. 5 to 7 show the controlled states (on / off of the switching element 3 of the inverter 10 when all phase upper / lower active short circuit control, partial shutdown control, and shutdown control are performed, respectively). State is schematically shown. Further, FIG. 8 schematically shows the current flowing through each switching element 3 and the current flowing through the stator coil 8 in the all-phase upper / lower lower active short circuit control shown in FIG. As the direction of the current, the direction shown by the arrow in FIG.
  • the current Iwp and the W-phase lower side current Iwm flowing through the lower-side switching element 32 of the W-phase arm 3W are indicated by solid lines.
  • the lowermost stage in FIG. 8 shows the three-phase current flowing through the stator coil 8.
  • the solid line indicates the U-phase current Iu
  • the alternate long and short dash line indicates the V-phase current Iv
  • the dotted line indicates the W-phase current Iw.
  • the waveforms indicated by the broken lines in the top to sixth waveform diagrams in FIG. 8 indicate phase currents (Iu, Iv, Iw) in the respective arms 3A (3U, 3V, 3W). The waveforms of these broken lines are the same as the waveforms at the bottom of FIG.
  • FIG. 9 shows the controlled state (on / off state) of the switching element 3 of the inverter 10 when the lower side active short circuit control is executed, as a comparative example of all phase upper / lower side active short circuit control of FIG. It is shown schematically. Further, FIG. 10 schematically shows the current flowing through each switching element 3 and the current flowing through the stator coil 8 during the lower side active short circuit control shown in FIG. 9 as a comparative example of FIG.
  • the lowermost waveform of FIG. 8 and the lowermost waveform of FIG. 10 are equivalent. That is, the waveforms of the three-phase currents flowing through the stator coil 8 become equal when the all-phase upper / lower lower active short circuit control is executed and when the lower lower active short circuit control is executed.
  • the lower stage active short circuit control no current flows in the upper stage switching elements 31 controlled to be in the off state. Therefore, the current flowing back between the inverter 10 and the rotary electric machine 80 flows centrally to the lower switching elements 32, and the lower switching elements 32 generate more heat than the upper switching elements 31. Become.
  • the inverter control device 20 executes the inverter stop process of steps # 2 to # 9 shown in FIG. 11 (# 1). .
  • the inverter control device 20 executes the discharge control (DCG) (# 2). As described above with reference to FIG. 3, the discharge control is continued until the DC link voltage Vdc becomes lower than or equal to the specified voltage Vth (# 3).
  • the DC link voltage Vdc is determined before the start of the discharge control, and the discharge control is not started when the DC link voltage Vdc is less than or equal to the specified voltage Vth. It may move to the next process.
  • inverter control device 20 determines whether or not rotational speed ⁇ of rotating electrical machine 80 is higher than prescribed rotational speed ⁇ th (# 4). When the rotational speed ⁇ is equal to or lower than the specified rotational speed ⁇ th, the DC link voltage Vdc can be allowed to rise even if the back electromotive voltage of the rotary electric machine 80 is lower than the DC link voltage Vdc or higher than the DC link voltage Vdc. Because it is within the range, the inverter control device 20 can perform shutdown control of the inverter 10. In the present embodiment, the inverter control device 20 executes the shutdown control (SDN) through the partial shutdown control (P-SDN) to stop the inverter 10 (# 7, # 8, # 9).
  • SDN shutdown control
  • P-SDN partial shutdown control
  • inverter control device 20 determines that rotation speed ⁇ of rotary electric machine 80 is higher than specified rotation speed ⁇ th in step # 4, all phases upper and lower lower active short circuit control (AF described above with reference to FIGS. 5 and 8) Execute (ASC) (# 5A). That is, when it is determined in step # 4 that the rotation speed ⁇ of the rotary electric machine 80 is higher than the specified rotation speed ⁇ th, upper and lower active short circuit control (F-ASC) is executed (# 5). When current is returned between the rotating electrical machine 80 and the inverter 10, a braking force acts on the rotating electrical machine 80. When inverter control device 20 determines that rotational speed ⁇ of rotating electrical machine 80 has become equal to or lower than prescribed rotational speed ⁇ th, it executes partial shutdown control (P-SDN) (# 6, # 7).
  • P-SDN partial shutdown control
  • the transition to partial shutdown control is performed when any one of three phases of alternating current (Iu, Iv, Iw) becomes zero (near zero). It takes place in That is, it is determined whether or not any of U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase current Iw is near zero (# 71), and if any is zero, it is zero
  • the switching element 3 of one phase is controlled to the off state in both the upper and lower stages (# 72: 1-phase OFF).
  • the W-phase current Iw becomes zero (in the vicinity of zero)
  • both the upper side switching element 31 and the lower side switching element 32 of the W-phase arm 3W are controlled to be off.
  • step # 72 control is also made to turn off one of the remaining two-phase U-phase arm 3U and V-phase arm 3V upper side switching element 31 and lower side switching element 32 as well. Be done.
  • the upper stage switching element 31 of the U-phase arm 3U and the V-phase arm 3V is controlled to be in the OFF state.
  • At least one of the switching elements 3 constituting the inverter 10 is turned on to realize a partial shutdown state.
  • switching elements 3 of some phases are turned off to shut down one or more and less than n arms 3A. It will be in the state.
  • the switching elements 3 on both upper and lower sides of the W-phase arm 3W are turned off, and the W-phase arm 3W is shut down.
  • the upper stage switching element 31 is turned off, the lower stage switching element 32 is turned on, and the active short circuit is partially controlled. That is, focusing on the U-phase and the V-phase, these phases are in a state in which lower-stage partial active short circuit control is being performed.
  • the W phase Since the W phase is in the shutdown state, almost no current flows in the W phase as shown in FIG. 14, and the current is divided into the U phase and the V phase. Since the alternating current is balanced, the U-phase current Iu and the V-phase current Iv pass through the amplitude center (zero) at substantially the same timing. In the present embodiment, the W-phase current Iw is already substantially zero when the partial shutdown control is executed, but the U-phase current Iu and the V-phase current Iv become substantially zero during the execution of the partial shutdown control.
  • the inverter controller 20 executes the shutdown control (SDN) at timing when the phase currents of all the three phases become almost zero (# 8).
  • the transition to the shutdown control is performed when all of the three-phase alternating current (Iu, Iv, Iw) becomes zero (near zero). That is, it is determined whether all of U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase current Iw are near zero (# 81), and when all are zero, all switching elements 3 are turned off. It is controlled (# 82: 3-phase OFF).
  • the condition is satisfied when the W-phase current Iw is already zero (near zero) and the U-phase current Iu and the V-phase current Iv both become zero (near zero), and the on state is satisfied.
  • the lower switching element 32 of the U-phase arm 3U and the V-phase arm 3V is controlled to be in the OFF state (transition from the state of FIG. 6 to the state of FIG. 7).
  • FIG. 15 schematically shows a controlled state (on / off state) of the switching element 3 of the inverter 10 when the single phase upper / lower lower active short circuit control is performed.
  • the target phase is the U phase
  • the upper stage switching element 31 and the lower stage switching element 32 of the U phase are in the ON state.
  • the controlled state of the switching element 3 of the inverter 10 when the partial shutdown control is performed and when the shutdown control is performed is the same as described in FIG.
  • FIG. 16 schematically shows the current flowing in each switching element 3 and the current flowing in the stator coil 8 during single-phase upper / lower lower active short circuit control shown in FIG. As the direction of the current, the direction shown by the arrow in FIG.
  • the current Iwp and the W-phase lower side current Iwm flowing through the lower-side switching element 32 of the W-phase arm 3W are indicated by solid lines.
  • the lowermost stage in FIG. 16 shows the three-phase current flowing through the stator coil 8.
  • the solid line indicates the U-phase current Iu
  • the alternate long and short dash line indicates the V-phase current Iv
  • the dotted line indicates the W-phase current Iw.
  • the waveforms indicated by the broken lines in the top to sixth waveform diagrams in FIG. 16 indicate phase currents (Iu, Iv, Iw) in the respective arms 3A (3U, 3V, 3W). The waveforms of these broken lines are the same as the waveforms at the bottom of FIG.
  • FIG. 9 shows the controlled state of the switching element 3 of the inverter 10 when the lower side active short circuit control is performed as a comparative example of the single-phase upper and lower side active short circuit control of FIG. In the off state) is schematically shown.
  • FIG. 10 schematically shows the current flowing through each switching element 3 and the current flowing through the stator coil 8 during the lower side active short circuit control shown in FIG. 9 as a comparative example of FIG. Is shown.
  • the lowermost waveform of FIG. 16 and the lowermost waveform of FIG. 10 are equivalent. That is, the waveforms of the three-phase currents flowing through the stator coil 8 become equal even when the single phase upper / lower active short circuit control is executed or when the lower active short circuit control is executed. As shown in FIG. 10, in the lower stage active short circuit control, no current flows in each upper stage switching element 31 controlled to the off state. Therefore, the current flowing back between the inverter 10 and the rotary electric machine 80 flows centrally to the lower switching elements 32, and the lower switching elements 32 generate more heat than the upper switching elements 31. Become.
  • the current flowing through the U-phase lower switching element 32 is approximately half that of the lower active short circuit control of the comparative example.
  • the amount of heat generation of the U-phase lower stage switching element 32 is also smaller than that of the lower stage active short circuit control of the comparative example.
  • the heat generation amount of the U-phase upper stage switching element 31 is larger than that of the comparative example, the heat generation does not concentrate in the lower stage switching element 32 in the inverter 10, so that the heat resistance of the entire inverter 10 is the comparative example. It will be higher than that.
  • the inverter control device 20 it is preferable for the inverter control device 20 to sequentially transition phases (target phases) for executing single-phase upper / lower active short circuit control.
  • phases target phases
  • the upper-stage switching element 31 generates a larger amount of heat than the comparative example.
  • the target phase transition is preferable to make the target phase transition also in the case of upper and lower active short circuit control in which a plurality of target phases are set. For example, it is preferable to sequentially transition the phase in which the U phase and the V phase are the target phase, the phase in which the V phase and the W phase are the target phase, and the phase in which the W phase and the U phase are the target phase.
  • the free wheeling diode 5 is connected to the switching element 3 in parallel with the switching element 3 with the direction from the DC negative electrode to the positive electrode as the forward direction. For this reason, the current in the forward direction of the free wheeling diode 5 also flows in a phase other than the target phase controlled to the on state.
  • the load on the switching element 3 is limited to the target phase.
  • the load can be distributed to the switching element 3 of each phase by sequentially transitioning the target phase. In particular, when single-phase upper and lower active short circuit control is performed, load deviation may be noticeable. However, the load can not be biased by sequentially transitioning the target phase.
  • the inverter control device 20 executes the inverter stop process of steps # 2 to # 9 shown in FIG. 17 (# 1). .
  • the inverter control device 20 executes the discharge control (DCG) (# 2). As described above with reference to FIG. 3, the discharge control is continued until the DC link voltage Vdc becomes lower than or equal to the specified voltage Vth (# 3).
  • the DC link voltage Vdc is determined before the start of the discharge control, and the discharge control is not started when the DC link voltage Vdc is less than or equal to the specified voltage Vth. It may move to the next process.
  • inverter control device 20 determines whether or not rotational speed ⁇ of rotating electrical machine 80 is higher than prescribed rotational speed ⁇ th (# 4). When the rotational speed ⁇ is equal to or lower than the specified rotational speed ⁇ th, the DC link voltage Vdc can be allowed to rise even if the back electromotive voltage of the rotary electric machine 80 is lower than the DC link voltage Vdc or higher than the DC link voltage Vdc. Because it is within the range, the inverter control device 20 can perform shutdown control of the inverter 10. In the present embodiment, the inverter control device 20 executes the shutdown control (SDN) through the partial shutdown control (P-SDN) to stop the inverter 10 (# 7, # 8, # 9).
  • SDN shutdown control
  • P-SDN partial shutdown control
  • step # 4 When inverter control device 20 determines in step # 4 that rotational speed ⁇ of rotary electric machine 80 is higher than prescribed rotational speed ⁇ th, single-phase upper / lower lower active short circuit control (SF described above with reference to FIGS. 15 and 16) Execute (ASC) (# 5B). That is, when it is determined in step # 4 that the rotation speed ⁇ of the rotary electric machine 80 is higher than the specified rotation speed ⁇ th, upper and lower active short circuit control (F-ASC) is executed (# 5). When current is returned between the rotating electrical machine 80 and the inverter 10, a braking force acts on the rotating electrical machine 80. When inverter control device 20 determines that rotational speed ⁇ of rotating electrical machine 80 has become equal to or lower than prescribed rotational speed ⁇ th, it executes partial shutdown control (P-SDN) (# 6, # 7).
  • P-SDN partial shutdown control
  • the transition to partial shutdown control is performed when any one of three phases of alternating current (Iu, Iv, Iw) becomes zero (near zero). It takes place in That is, it is determined whether or not any of U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase current Iw is near zero (# 71), and if any is zero, it is zero
  • the switching element 3 of one phase is controlled to the off state in both the upper and lower stages (# 72: 1-phase OFF).
  • the other two phases are controlled such that either one of the upper stage switching element 31 and the lower stage switching element 32 is in the ON state and the other switching element 3 is in the OFF state. Be done.
  • both the upper side switching element 31 and the lower side switching element 32 of the W-phase arm 3W are controlled to be off.
  • U-phase arm 3U which is the target phase of single-phase upper / lower active-circuit control, is controlled such that either switching element 3 of upper stage switching element 31 and lower stage switching element 32 in the on state is turned off.
  • V-phase arm 3V which is not a target phase of single-phase upper / lower active short circuit control is either switching element 3 (upper U-phase arm 3U) of upper stage switching element 31 and lower stage switching element 32 both off.
  • the switching element 3) on the side where the on state is maintained is controlled to the on state.
  • the upper stage switching element 31 of the U-phase arm 3U is controlled from the on state to the off state, and the lower stage switching element 32 of the V-phase arm 3V is turned on from the off state Controlled by the state.
  • At least one of the switching elements 3 constituting the inverter 10 is turned on to realize a partial shutdown state.
  • switching elements 3 of some phases are turned off to shut down one or more and less than n arms 3A. It will be in the state.
  • the switching elements 3 on both upper and lower sides of the W-phase arm 3W are turned off, and the W-phase arm 3W is shut down.
  • the upper stage switching element 31 is turned off, the lower stage switching element 32 is turned on, and the active short circuit is partially controlled. That is, focusing on the U-phase and the V-phase, these phases are in a state in which lower-stage partial active short circuit control is being performed.
  • the W phase Since the W phase is in the shutdown state, almost no current flows in the W phase as shown in FIG. 18, and the current is divided into the U phase and the V phase. Since the alternating current is balanced, the U-phase current Iu and the V-phase current Iv pass through the amplitude center (zero) at substantially the same timing. In the present embodiment, the W-phase current Iw is already substantially zero when the partial shutdown control is executed, but the U-phase current Iu and the V-phase current Iv become substantially zero during the execution of the partial shutdown control.
  • the inverter controller 20 executes the shutdown control (SDN) at timing when the phase currents of all the three phases become almost zero (# 8).
  • the transition to the shutdown control is performed when all of the three-phase alternating current (Iu, Iv, Iw) becomes zero (near zero). That is, it is determined whether all of U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase current Iw are near zero (# 81), and when all are zero, all switching elements 3 are turned off. It is controlled (# 82: 3-phase OFF).
  • the condition is satisfied when the W-phase current Iw is already zero (near zero) and the U-phase current Iu and the V-phase current Iv both become zero (near zero), and the on state is satisfied.
  • the lower switching element 32 of the U-phase arm 3U and the V-phase arm 3V is controlled to be in the OFF state (transition from the state of FIG. 6 to the state of FIG. 7).
  • the inverter control apparatus 20 illustrated the form which performs partial shutdown control before performing shutdown control. However, this does not prevent the form in which the shutdown control is performed without passing through the partial shutdown control.
  • An inverter (10) connected to a DC power supply (11) via a contactor (9) and connected to an AC rotating electric machine (80) to convert power between DC and AC of multiple phases, and the contactor
  • a rotary electric machine drive comprising a smoothing capacitor (4) disposed between (9) and the inverter (10) to smooth a DC link voltage (Vdc) which is a voltage on the DC side of the inverter (10)
  • the inverter control device (20) for controlling the inverter (10) of the device (2) has, as one aspect, the contactor (9) in the open state and the rotating electric machine (80) in the rotating state Among the plural phase switching elements (3) of the inverter (10), the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32) of at least one phase are turned on Performing a lower active short circuit control over recirculating current between said rotating electric machine (80) and said inverter (10).
  • Reflux current flowing in each phase is equal to that in the case of general active short circuit control.
  • the reflux current flows in both the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32)
  • the reflux current is divided into the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32).
  • the current flowing through each switching element (3) is reduced, and the temperature rise is also suppressed. Therefore, according to this configuration, when the contactor (9) is open and the rotating electrical machine (80) is rotating, the inverter (10) is controlled to appropriately stop the operation of the inverter (10). Can.
  • the inverter control device (20) turns on any one of the upper and lower switching elements of the multiple phase switching elements of the inverter. It is preferable to execute single-phase upper and lower active short circuit control for returning current between the rotating electrical machine and the inverter.
  • the return current flows through both the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32) of any one phase.
  • a return current flows through the freewheeling diode (5) generally connected in parallel to the switching element (3) in the inverter (10).
  • Reflux current flowing in each phase is equal to that in the case of general active short circuit control.
  • the reflux current is divided into the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32). The current flowing through each switching element (3) is reduced, and the temperature rise is also suppressed.
  • the inverter control device (20) sequentially shifts the phases for executing the upper and lower active short circuit control.
  • a free wheeling diode (5) is connected to the switching element (3) in parallel with the switching element (3), with the direction from the DC negative electrode to the positive electrode as the forward direction. For this reason, the forward current of the free wheeling diode (5) flows also in the phase other than the phase controlled to the on state.
  • the burden on the switching element (3) is at least one phase in which upper and lower active short circuit control is executed among multiple phases. Phase).
  • the load can be distributed to the switching element (3) of each phase by sequentially transitioning this target phase. In particular, when single-phase upper and lower active short circuit control is performed, load deviation may be noticeable. Therefore, particularly when single-phase upper and lower active short circuit control is executed, the inverter control device (20) is preferable to sequentially transition the phases for executing single-phase upper and lower active short circuit control.
  • the inverter control device (20) turns on all the switching elements (3) of the inverter (10) to control the rotating electrical machine (80) and the inverter (10). It is preferable to execute all phase upper / lower active short circuit control for returning current between them.
  • the return current flows through both the upper side switching element (31) and the lower side switching element (32). That is, since the return current is divided into the upper stage switching element (31) and the lower stage switching element (32), the current flowing through each switching element (3) is reduced, and the temperature rise is also suppressed.
  • the inverter control device (20) execute the upper and lower active short circuit control after the execution of the discharge control for discharging the smoothing capacitor (4).
  • the arm (3A) of the inverter (10) is in a short-circuited state between the positive electrode side and the negative electrode side of direct current.
  • the DC link voltage (Vdc) is high, large currents may flow for a long time.
  • the DC link voltage (Vdc) is low, the duration becomes short even if a large current flows instantaneously. Therefore, it is preferable to lower the DC link voltage (Vdc) before the upper and lower active short circuit control is performed. Since the DC link voltage (Vdc) corresponds to the voltage across the terminals of the smoothing capacitor (4), the DC link voltage (Vdc) can be reduced by discharging the smoothing capacitor (4).
  • the inverter controller (20) executes the upper and lower active short circuit control when the DC link voltage (Vdc) is lower than or equal to a predetermined voltage (Vth).
  • the rotational speed ( ⁇ ) of the rotating electric machine (80) becomes equal to or less than a prescribed rotational speed ( ⁇ th) defined in advance. It is preferable to execute shutdown control in which all the switching elements (3) of the inverter (10) are turned off.
  • the back electromotive force by the rotating electrical machine (80) increases as the rotational speed ( ⁇ ) of the rotating electrical machine (80) increases.
  • the smoothing capacitor (4) is charged to raise the DC link voltage (Vdc). Therefore, in the case where shutdown control is performed to stop the inverter (10) after starting upper / lower active short circuit control, it is preferable to set a limit based on the rotational speed ( ⁇ ) of the rotating electrical machine (80) is there.
  • the inverter control device (20) execute partial shutdown control to realize a partial shutdown state by turning on at least one of the switching elements (3) before performing the shutdown control. is there.
  • the energy of the stator coil (8) of the rotating electrical machine (80) is supplied to the smoothing capacitor (4) in a short time .
  • the DC link voltage (Vdc) may be transiently increased.
  • Rotating electric machine drive device 3 Rotating electric machine drive device 3: Switching element 4: DC link capacitor (smoothing capacitor) 9: contactor 10: inverter 11: high voltage battery (DC power supply) 20: inverter control device 31: upper stage side switching element 32: lower stage side switching element 80: rotating electric machine Vdc: DC link voltage Vth: specified voltage ⁇ : rotation speed ⁇ th: specified rotation speed

Abstract

コンタクタ（９）が開放状態で回転電機（８０）が回転状態である場合に、インバータ（１０）の動作を適切に停止させるようにインバータ（１０）を制御する。直流電源（１１）にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されたインバータ（１０）と、平滑コンデンサ（４）とを備えた回転電機駆動装置（２）のインバータ（１０）を制御するインバータ制御装置（２０）は、コンタクタ（９）が開放状態で、回転電機（８０）が回転状態である場合に、インバータ（１０）の複数相のスイッチング素子（３）の内、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイチング素子（３２）をオン状態として、回転電機（８０）とインバータ（１０）との間で電流を還流させる上下段アクティブショートサーキット制御を実行する。

Description

インバータ制御装置
　本発明は、インバータを制御するインバータ制御装置に関する。
　特開２０１５－１９８４６３号公報には、直流電源（１１）にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されて直流と複数相との交流との間で電力を変換するインバータ（１０）を制御するインバータ制御装置（２０）が開示されている（背景技術において括弧内の符号は参照する文献のもの。）。このインバータ制御装置（２０）は、コンタクタ（９）が開放されている状態でインバータ（１０）の動作を停止させるに際して、まず、充放電制御を実行する（Phase1）。ここで、充放電制御とは、インバータ（１０）の直流側に接続されたコンデンサ（４）を充電するコンデンサ充電モードと放電させるコンデンサ放電モードとを繰り返す制御である。
　充放電制御の終了条件（例えばコンデンサ（４）の端子間電圧が充放電上限電圧を超えるなど。）が成立すると、次にインバータ制御装置（２０）は、混合ループ制御を実行する（Phase21）。ここで、混合ループ制御とは、インバータ（１０）に流れる電流が、コンデンサ充電ループを形成する状態と、還流ループを形成する状態とを１つずつ形成するように、インバータ（１０）を制御する制御である。尚、コンデンサ充電ループは、コンデンサ（４）を充電するように電流が流れる電流ループであり、還流ループは、回転電機（８０）とインバータ（１０）との間で電流が還流する電流ループである。
　コンデンサ充電ループでは、コンデンサ（４）が充電されるために、コンデンサ（４）の端子間電圧（インバータ（１０）の直流側の電圧）が上昇する。しかし、ステータコイル（８）からのエネルギーの放出が止まると、このループを流れる電流もなくなり、コンデンサ（４）の端子間電圧の上昇も止まる。つまり、コンデンサ充電ループは解消され、還流ループのみが継続される（Phase22）。インバータ制御装置（２０）は、その後、還流ループにおける電流がゼロとなるタイミングで、インバータ（２０）の全てのスイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御を行う。
　ところで、回転電機（８０）の回転による逆起電圧がインバータ（１０）の直流側の電圧よりも高い場合には、コンデンサ充電ループが形成されるために、シャットダウン制御を行うことが好ましくない。回転電機（８０）の回転速度が高い場合には、逆起電圧も高くなるので、当該公報の図１１にも例示されているように、相対的に回転速度が高い動作領域（Ｒ２）では還流ループが形成されるアクティブショートサーキット制御が選択される。しかし、アクティブショートサーキット制御では、大きな電流がインバータ（１０）を流れ続けることになるため、電流による発熱が大きくなるおそれがある。
　即ち、インバータ（１０）を停止させる状況において、回転電機（８０）が比較的高い回転速度で回転している場合には、上記のように充放電制御や混合ループ制御を行って、シャットダウン制御へ移行させてインバータ（１０）を停止させることが難しい。また、アクティブショートサーキット制御を経てシャットダウン制御へ移行させようとしても、上述したように電流による発熱量が大きくなるおそれがある。
特開２０１５－１９８４６３号公報
　上記背景に鑑みて、コンタクタが開放状態で回転電機が回転状態である場合に、インバータの動作を適切に停止させるようにインバータを制御する技術の提供が望まれる。
　上記に鑑みたインバータ制御装置は、１つの態様として、
　直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータと、前記コンタクタと前記インバータとの間に配置されて前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサとを備えた回転電機駆動装置の前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、
　前記コンタクタが開放状態で、前記回転電機が回転状態である場合に、前記インバータの複数相のスイッチング素子の内、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子及び下段側スイチング素子をオン状態として、前記回転電機と前記インバータとの間で電流を還流させる上下段アクティブショートサーキット制御を実行する。
　コンタクタが開放状態では、回転電機のステータコイルのエネルギーが直流電源に回生できず、インバータの直流側に接続された平滑コンデンサが充電されて直流リンク電圧を上昇させる場合がある。このため、回転電機とインバータとの間で電流を還流させて平滑コンデンサが充電されることを抑制するアクティブショートサーキット制御を行うことが知られている。一般的に回転電機とインバータとの間で電流を還流させるアクティブショートサーキット制御では、インバータの全ての上段側スイッチング素子、及び、全ての下段側スイッチング素子の何れか一方側がオン状態となり、他方側がオフ状態となるようにインバータが制御される。つまり、還流電流は、上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子の何れか一方のみを流れる。本構成によれば、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子の双方に還流電流が流れる。他の相に関しては、一般的にインバータにおいてスイッチング素子に並列接続されるフリーホイールダイオードを通って還流電流が流れる。各相を流れる還流電流は、それぞれ一般的なアクティブショートサーキット制御の場合と同等である。上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子の双方を還流電流が流れる相においては、還流電流が、上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子に分流するため、それぞれのスイッチング素子を流れる電流が少なくなり、温度上昇も抑制される。従って、本構成によれば、コンタクタが開放状態で回転電機が回転状態である場合に、インバータの動作を適切に停止させるようにインバータを制御することができる。
　インバータ制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
インバータ制御装置を含むシステム構成を模式的に示すブロック図 電流ベクトル座標系における回転電機の動作点を示す図 制御モードの遷移例を示すタイミングチャート 回転電機のトルクマップの一例を示す図 ＡＦ－ＡＳＣ制御による制御状態を示す回路ブロック図 Ｐ－ＳＤＮ制御による制御状態を示す回路ブロック図 ＳＤＮ制御による制御状態を示す回路ブロック図 ＡＦ－ＡＳＣ制御時の電流波形の一例を示す波形図 比較例としてのＡＳＣ制御による制御状態を示す回路ブロック図 比較例としてのＡＳＣ制御時の電流波形の一例を示す波形図 インバータ停止処理の一例を示すフローチャート パーシャルシャットダウン制御の一例を示すフローチャート シャットダウン制御の一例を示すフローチャート インバータ停止処理における３相電流の一例を示す波形図 ＳＦ－ＡＳＣ制御による制御状態を示す回路ブロック図 ＳＦ－ＡＳＣ制御時の電流波形の一例を示す波形図 インバータ停止処理の他の例を示すフローチャート インバータ停止処理における３相電流の他の例を示す波形図
　以下、インバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。インバータ制御装置２０（INV-CTRL）は、図１に示すように、インバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御する。本実施形態では、インバータ１０と後述する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）とを備えて、回転電機駆動装置２が構成されており、インバータ制御装置２０は、回転電機駆動装置２を介して回転電機８０を駆動制御するということもできる。駆動対象の回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。車両の駆動力源としての回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。
　車両には、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源が搭載されている。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧が２００～４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（直流電源）が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力を変換するインバータ１０が備えられている。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。
　インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流リンク電圧Ｖｄｃを安定化させる。
　直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、直流リンクコンデンサ４を含むインバータ１０の側の回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両電気制御ユニット（車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit））９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションスイッチやメインスイッチがオン状態（有効状態）の際にＳＭＲの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、イグニッションスイッチやメインスイッチがオフ状態（非有効状態）の際にＳＭＲの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。
　インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてＩＧＢＴを例示している。
　インバータ１０は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアーム３Ａを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側と直流負極側との間に２つのスイッチング素子３（上段側スイッチング素子３１，下段側スイッチング素子３２）が直列に接続されて１つのアーム３Ａが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム３Ａ）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応している。各スイッチング素子３には、負極から正極へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード５が備えられている。
　インバータ１０の各スイッチング素子３をスイッチング制御するインバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置２０は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。
　回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置２０は、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置２０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。
　車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置２０などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１とは絶縁され、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２～２４［Ｖ］である。低圧バッテリは、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０に、例えば電圧を調整するレギュレータ回路等を介して電力を供給する。
　図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２１を介してインバータ制御装置２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御装置２０などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライブ回路２１（DRV-CCT）が備えられている。ドライブ回路２１は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。
　インバータ制御装置２０は、インバータ１０を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えばパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御形態を有している。また、インバータ制御装置２０は、ステータの界磁制御の形態として、モータ電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。パルス幅変調、矩形波制御（１パルス制御）、通常界磁制御、弱め界磁制御、強め界磁制御などについては、公知であるので、詳細な説明は省略する。
　上述したように、本実施形態では、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間（直交ベクトル座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行して回転電機８０を制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸（界磁電流軸、界磁軸）と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸（駆動電流軸、駆動軸）との２軸の直交ベクトル座標系（ｄ－ｑ軸ベクトル座標系）において電流フィードバック制御を行う。インバータ制御装置２０は、制御対象となる回転電機８０の目標トルクに基づいてトルク指令Ｔ＊を決定し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ＊を決定する。
　インバータ制御装置２０は、これらの電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）と回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルを流れる実電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号が生成される。回転電機８０の実際の３相座標系と２軸の直交ベクトル座標系との間の相互の座標変換は、回転センサ１３により検出された磁極位置θに基づいて行われる。また、回転電機８０の回転速度ω（角速度やrpm（Revolutions per Minute））は、回転センサ１３の検出結果より導出される。
　後述する放電制御の際に、界磁調整制御が利用されるため、以下界磁調整制御について簡単に説明を加える。最大トルク制御や最大効率制御などの通常界磁制御は、回転電機８０の目標トルクに基づいて設定される基本的な電流指令値（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）を用いた制御形態である。これに対して、弱め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を弱めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ＊を調整する制御形態である。また、強め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を強めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ＊を調整する制御形態である。弱め界磁制御や強め界磁制御などの際には、このようにｄ軸電流Ｉｄが調整されるが、同様にｑ軸電流Ｉｑを調整することも可能である。後述する放電制御の際には、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを調整することで、電機子電流（ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとのベクトル和に相当する電流）を増加させる。
　ところで、回転電機８０が駆動中に車両のＩＧスイッチ（メインスイッチ）がオフ状態となったり、車両の安全を確保する必要が生じたりした場合には、コンタクタ９が開放されて（ＳＭＲの接点が開放されて）、高圧バッテリ１１と、直流リンクコンデンサ４を含むインバータ１０の側の回路との電気的接続が遮断される。
　コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ１０の動作を停止させる停止処理がインバータ制御装置２０によって実行される。停止処理における１つの制御形態として、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の全てをオフ状態とするシャットダウン制御（SDN：Shutdown）が実施される場合がある。シャットダウン制御が実施された場合、ステータコイル８に蓄積されたエネルギーに基づく電流がフリーホイールダイオード５を介して流れ、直流リンクコンデンサ４を充電する。このため、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で急激に上昇するおそれがある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、スイッチング素子３の高耐圧化も必要となる。これは、回転電機駆動装置２の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。また、車両の安全性の観点からも、インバータ１０を停止させた後、直流リンク電圧Ｖｄｃは高圧バッテリ１１の電源電圧よりも低い電圧に設定された基準値よりも低くなっていることが好ましい。
　このため、インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制しながら、インバータ１０の動作を停止させるように、インバータ１０の各スイッチング素子３を制御する。具体的には、コンタクタ９が開放状態となった場合、インバータ制御装置２０は、直流リンクコンデンサ４を放電させる放電制御（DCG：Discharge）を実行する。ここでは、回転電機８０の出力トルク（力行トルク又は回生トルク）をほぼゼロとするゼロトルク制御により、放電制御が実行される。後述するように、インバータ制御装置２０は、ゼロトルク制御（放電制御）に際して、トルク指令Ｔ＊をゼロに設定する。回転電機８０のトルクは、これによりほぼゼロに遷移していくことになる。
　上述したように、コンタクタ９の開閉制御は、車両ＥＣＵ９０が行っている。従って、車両ＥＣＵ９０がインバータ制御装置２０に対して、コンタクタ９の状態を通知したり、放電制御を開始させる放電要求（DCG_req：Discharge Request）を通知したりすると好適である。また、車両ＥＣＵ９０は、コンタクタ９を開放する制御の実行に先立って、インバータ制御装置２０に対して、コンタクタ９を開放することを通知したり、予め放電要求を通知したりしてもよい。また、別の形態として、放電要求が、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置からインバータ制御装置２０に通知されても良い。例えば、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置が、車両内の異常やその他の要因によって、車両ＥＣＵ９０に対してコンタクタ９の開放要求を通知すると共に、インバータ制御装置２０に放電要求を通知してもよい。また、インバータ制御装置２０が、回転電機駆動装置２の異常等の検出結果を受け取って自ら放電要求を生成すると共に、コンタクタ９の開閉を車両ＥＣＵ９０に要求しても良い。
　尚、車両への衝撃やＳＭＲの故障等によってコンタクタ９が開放してしまう場合もある。このような場合に、コンタクタ９が開放されたことを検出した車両ＥＣＵ９０がインバータ制御装置２０に放電要求を通知してもよい。例えば、コンタクタ９が開放されると、高圧バッテリ１１に対して入出力される電流（バッテリ電流）が大きく変化する。直流電流センサ１５の検出結果に基づいて、インバータ制御装置２０やその他の制御装置がコンタクタ９の開放を検出してもよい。
　ここで、ゼロトルク制御について説明する。図２には、電流ベクトル空間（電流ベクトル座標系）における回転電機８０の動作点（Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２）を模式的に示している。図２において、符号“１００”（１０１～１０３）は、それぞれ回転電機８０が、あるトルクを出力する電機子電流のベクトル軌跡を示す等トルク線である。第１等トルク線１０１よりも第２等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに第２等トルク線１０２よりも第３等トルク線１０３の方が低トルクである。
　曲線“３００”は電圧速度楕円（電圧制限楕円）を示している。回転電機８０の逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えると、回転電機８０を制御することができなくなるため、設定可能な電流指令の範囲は電機子電流（ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとのベクトル和）のベクトル軌跡である電圧速度楕円３００によって制限される。換言すれば、電圧速度楕円は、インバータ１０の直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）の値、及び、逆起電圧の大きさに影響する回転電機８０の回転速度ωに応じて設定可能な電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である。つまり、電圧速度楕円３００の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃと回転電機８０の回転速度ωとに基づいて定まる。具体的には、電圧速度楕円３００の径は直流リンク電圧Ｖｄｃに比例し、回転電機８０の回転速度ωに反比例する。電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）は、このような電流ベクトル座標系において電圧速度楕円３００内に存在する等トルク線１００の線上の動作点における値として設定される。
　インバータ制御装置２０に放電要求が通知された時点で、インバータ制御装置２０は、例えば通常動作として回転電機８０をトルクモード（目標トルクに応じた例えばＰＷＭ制御）で制御しているとする。図２に示す第１動作点Ｐ１は、この時点での電流ベクトル座標系における回転電機８０の動作点を示している。換言すれば、回転電機８０は、第１等トルク線１０１上の第１動作点Ｐ１において、通常動作としてのトルクモードで回生動作している。ここでは、便宜的に、回転電機８０が回生動作している形態を例示しているが、例えば、中抜きの白丸で示す動作点Ｐ０で力行動作していた回転電機８０が、コンタクタ９の開放に伴って、回生動作に移行したと考えても良い。
　放電要求が通知されると、インバータ制御装置２０は、回転電機８０のトルクがゼロとなるようにトルク指令Ｔ＊を設定してｑ軸電流Ｉｑ（駆動電流）をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令Ｔ＊に基づくトルク（＝ゼロ）を維持した状態で電機子電流が増加するようにｄ軸電流Ｉｄ（界磁電流）を増加させるゼロトルク制御を開始する。インバータ制御装置２０は、ブロック矢印で示すように、第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２へと動作点を移動させるような制御を実行する。
　コンタクタ９は開放されているから、回生電流よりも多くの電機子電流を流すことで、直流リンクコンデンサ４から電荷を放出させることができる。特に、トルクに寄与しないｄ軸電流Ｉｄについては、電流量を減らすことなく、より多く流し続けて損失を増大させることが好ましい。具体的には、第１動作点Ｐ１からｑ軸電流Ｉｑを減少させてトルクをゼロに近づけていきながら、ｄ軸電流Ｉｄを増加させる。目標となる第２動作点Ｐ２は、好ましくは電圧速度楕円の中心である。第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２までの軌跡は、ｑ軸電流Ｉｑの減少を優先して、第１動作点Ｐ１の座標とｑ軸電流Ｉｑの減少速度とｄ軸電流Ｉｄの増加速度とに基づいて設定されると好適である。
　電機子電流を流すことによって、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧に等しい直流リンク電圧Ｖｄｃは低下する。図３に示すように、放電制御により、直流リンク電圧Ｖｄｃが、予め規定された規定電圧Ｖｔｈ以下となると、インバータ制御装置２０は、上下段アクティブショートサーキット制御（F-ASC：Full Active Short Circuit）を実行する。直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧センサ１４により検出されてインバータ制御装置２０に提供される。詳細は、後述するが、上下段アクティブショートサーキット制御とは、インバータ１０の複数相のスイッチング素子３の内、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態として、回転電機８０とインバータ１０との間で電流を還流させる制御である。
　下記においては、上下段アクティブショートサーキット制御の代表的な例として、全相上下段アクティブショートサーキット制御（AF-ASC：All-phase Full Active Short Circuit）と、単相上下段アクティブショートサーキット制御（SF-ASC：Single-phase Full Active Short Circuit）について説明する。図５等を参照して後述するように、全相上下段アクティブショートサーキット制御は、インバータ１０の全てのスイッチング素子３をオン状態として、回転電機８０とインバータ１０との間で電流を還流させる制御である。また、図１５等を参照して後述するように、単相上下段アクティブショートサーキット制御とは、インバータ１０の複数相のスイッチング素子３の内、何れか１相（対象相）の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態として、回転電機８０とインバータ１０との間で電流を還流させる制御である。図１５では、Ｕ相の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態とする形態を例示している。
　尚、本明細書では具体的な図示及び説明は省略するが、例えば３相のインバータ１０の場合には、何れか２相の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態としてもよい。即ち、ｎ相のインバータ１０の場合には、１相のみを対象相とすることなく、何れか１相から（ｎ－１）相までの複数相を対象相として、当該対象相の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態として、上下段アクティブショートサーキット制御を実行することができる。
　直流リンク電圧Ｖｄｃが、規定電圧Ｖｔｈ以下の場合には、インバータ１０の全てのスイッチング素子３をオフ状態とするシャットダウン制御を行うことも可能である。しかし、回転電機８０が回転している場合には、回転電機８０からの逆起電圧により直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇する場合がある。このため、回転電機８０の回転速度ωが予め規定された規定回転速度ωｔｈより大きい場合には、シャットダウン制御を行わずに、上下段アクティブショートサーキット制御が実行される。
　規定回転速度ωｔｈは、例えば図４に例示するように、トルクと回転速度ωとの関係を示すトルクマップ上において規定されると好適である。図４における第１規定回転速度ω１は、トルクに拘わらず定数値として規定回転速度ωｔｈが設定される形態を例示している。また、図４における第２規定回転速度ω２は、トルクに応じて異なる値となる規定回転速度ωｔｈを例示している。
　上述したように、放電制御により、直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下となり、回転電機８０の回転速度ωが予め規定された規定回転速度ωｔｈより大きい場合には、上下段アクティブショートサーキット制御が実行される。その後、回転電機８０の回転速度ωが予め規定された規定回転速度ωｔｈ以下となると、シャットダウン制御が実行されるが、本実施形態では、インバータ１０の全てのスイッチング素子３をオフ状態とする前に、インバータ１０の複数相（ここでは３相）のアーム３Ａの内、一部の相のスイッチング素子３をオフ状態とするパーシャルシャットダウン制御（P-SDN：Partial Shutdown）が実行される（図６参照）。そして、インバータ制御装置２０は、パーシャルシャットダウン制御の実行中に相電流がほぼゼロとなるタイミングでシャットダウン制御に移行させる（図７、図１４、図１８参照）。
　以下、インバータ１０の各スイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を示すブロック図や、各スイッチング素子３を流れる電流の波形図等も参照して、上下段アクティブショートサーキットについて詳細に説明する。まず、全相上下段アクティブショートサーキット制御について説明し、続いて、単相上下段アクティブショートサーキット制御について説明する。
　上述したように、図５から図７は、それぞれ、全相上下段アクティブショートサーキット制御、パーシャルシャットダウン制御、シャットダウン制御を実行された場合のインバータ１０のスイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を模式的に示している。また、図８は、図５に示す全相上下段アクティブショートサーキット制御の際に、各スイッチング素子３に流れる電流、及びステータコイル８に流れる電流を模式的に示している。電流の方向は、図５等に矢印で示す方向を正方向とする。
　図８には、上段より、Ｕ相アーム３Ｕの上段側スイッチング素子３１を流れるＵ相上段側電流Ｉｕｐ、Ｕ相アーム３Ｕの下段側スイッチング素子３２を流れるＵ相下段側電流Ｉｕｍ、Ｖ相アーム３Ｖの上段側スイッチング素子３１を流れるＶ相上段側電流Ｉｖｐ、Ｖ相アーム３Ｖの下段側スイッチング素子３２を流れるＶ相下段側電流Ｉｖｍ、Ｗ相アーム３Ｗの上段側スイッチング素子３１を流れるＷ相上段側電流Ｉｗｐ、Ｗ相アーム３Ｗの下段側スイッチング素子３２を流れるＷ相下段側電流Ｉｗｍ、を実線で示している。図８の最下段は、ステータコイル８を流れる３相電流を示している。実線はＵ相電流Ｉｕ、一点鎖線はＶ相電流Ｉｖ、点線はＷ相電流Ｉｗを示している。尚、図８の最上段から６段目までの波形図において破線で示された波形は、各アーム３Ａ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）における相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を示している。これら破線の波形は、図８の最下段の波形と同一である。
　ところで、一般的には、アクティブショートサーキット制御（ASC：Active Short Circuit）は、インバータ１０の全ての上段側スイッチング素子３１をオン状態とし全ての下段側スイッチング素子３２をオフ状態とする上段側アクティブショートサーキット制御、或いは、インバータ１０の全ての下段側スイッチング素子３２をオン状態とし全ての上段側スイッチング素子３１をオフ状態とする下段側アクティブショートサーキット制御の何れかとして実行される。図９は、図５の全相上下段アクティブショートサーキット制御の比較例として、下段側アクティブショートサーキット制御を実行された場合のインバータ１０のスイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を模式的に示している。また、図１０は、図８の比較例として、図９に示す下段側アクティブショートサーキット制御の際に、各スイッチング素子３に流れる電流、及びステータコイル８に流れる電流を模式的に示している。
　図８の最下段の波形と図１０の最下段の波形とは同等である。つまり、全相上下段アクティブショートサーキット制御が実行された場合も、下段側アクティブショートサーキット制御が実行された場合も、ステータコイル８を流れる３相電流の波形は同等となる。但し、図１０に示すように、下段側アクティブショートサーキット制御の際には、オフ状態に制御されている各上段側スイッチング素子３１には電流が流れない。従って、インバータ１０と回転電機８０との間で還流する電流は、各下段側スイッチング素子３２に集中して流れることになり、下段側スイッチング素子３２は上段側スイッチング素子３１に比べて発熱量が多くなる。
　一方、全相上下段アクティブショートサーキット制御では、図８に示すように、上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の双方に電流が流れる。つまり、インバータ１０と回転電機８０との間で還流する電流は、上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２とに分散して流れる。従って、下段側スイッチング素子３２に流れる電流は、比較例の下段側アクティブショートサーキット制御と比べて概ね半分となる。このため、下段側スイッチング素子３２の発熱量も、比較例の下段側アクティブショートサーキット制御と比べて少なくなる。上段側スイッチング素子３１は、比較例よりも発熱量が増えるが、インバータ１０の中で、発熱が下段側スイッチング素子３２に集中しなくなるため、インバータ１０全体の熱への耐性は比較例よりも高くなる。
　ここで、図１１、図１２、図１３のフローチャート及び図１４の３相電流の模式的な波形図も参照して、コンタクタ９が開放状態で回転電機８０が回転状態である場合に、インバータ１０の動作を適切に停止させるインバータ停止処理をインバータ制御装置２０が実行する手順を説明する。
　インバータ制御装置２０は、コンタクタ９（SMR）が開放状態で、放電制御リクエスト（DCG_req）が有効である場合に、図１１に示すステップ＃２～＃９のインバータ停止処理を実行する（＃１）。コンタクタ９（SMR）が開放状態で、放電制御リクエスト（DCG_req）が有効である場合、インバータ制御装置２０は放電制御（DCG）を実行する（＃２）。図３を参照して上述したように、放電制御は直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下となるまで継続される（＃３）。フローチャートへの図示等は省略するが、当然ながら、放電制御の開始前に直流リンク電圧Ｖｄｃの判定を行い、直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下の場合には、放電制御を開始することなく、次の処理へ移行してもよい。
　インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下であると判定すると、次に回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いか否かを判定する（＃４）。回転速度ωが規定回転速度ωｔｈ以下の場合には、回転電機８０の逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃよりも低い、或いは、直流リンク電圧Ｖｄｃより高くても直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が許容可能な範囲内であるため、インバータ制御装置２０はインバータ１０をシャットダウン制御することが可能である。本実施形態では、インバータ制御装置２０は、パーシャルシャットダウン制御（P-SDN）を経て、シャットダウン制御（SDN）を実行して、インバータ１０を停止させる（＃７，＃８，＃９）。
　インバータ制御装置２０は、ステップ＃４において回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いと判定すると、図５及び図８を参照して上述した全相上下段アクティブショートサーキット制御（AF-ASC）を実行する（＃５Ａ）。つまり、ステップ＃４において回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いと判定すると、上下段アクティブショートサーキット制御（F-ASC）を実行する（＃５）。回転電機８０とインバータ１０との間で電流を還流させると回転電機８０に制動力が作用する。インバータ制御装置２０は、回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈ以下になったと判定すると、パーシャルシャットダウン制御（P-SDN）を実行する（＃６，＃７）。
　尚、図１２及び図１４に示すように、パーシャルシャットダウン制御への移行は、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の内の何れか１相がゼロ（ゼロの近傍）となった時点で行われる。つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの何れかがゼロ近傍であるか否かが判定され（＃７１）、何れかがゼロである場合には当該ゼロとなっている１相のスイッチング素子３が上下段ともオフ状態に制御される（＃７２：1-phase OFF）。本実施形態では、Ｗ相電流Ｉｗがゼロ（ゼロの近傍）となった時点で、Ｗ相アーム３Ｗの上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の双方がオフ状態に制御される。ステップ＃７２には示していないが、同時に残りの２相、Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３Ｖの上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の何れか一方のスイッチング素子３もオフ状態に制御される。本実施形態では、図６に示すように、Ｕ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３Ｖの上段側スイッチング素子３１がオフ状態に制御される。
　パーシャルシャットダウン制御では、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の内、少なくとも１つのスイッチング素子３をオン状態として、部分的なシャットダウン状態が実現される。換言すれば、インバータ１０の複数相（ｎ相：ｎは２以上の自然数）のアーム３Ａの内、一部の相のスイッチング素子３をオフ状態として、１本以上ｎ本未満のアーム３Ａをシャットダウン状態とする。本実施形態では、図６に示すように、Ｗ相アーム３Ｗの上下段双方のスイッチング素子３がオフ状態となり、Ｗ相アーム３Ｗがシャットダウン状態となる。Ｕ相アーム３Ｕ及びＶ相アーム３Ｖは、それぞれ上段側スイッチング素子３１がオフ状態となり、下段側スイッチング素子３２がオン状態となって、部分的にアクティブショートサーキット制御されている状態となる。つまり、Ｕ相、Ｖ相に着目すると、これらの相は、下段側パーシャルアクティブショートサーキット制御を実行されている状態となる。
　Ｗ相はシャットダウン状態となっているため、図１４に示すように、Ｗ相には電流がほぼ流れず、電流はＵ相とＶ相とに分流する。交流電流は平衡しているため、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとは、ほぼ同じタイミングで振幅中心（ゼロ）を通る。本実施形態では、Ｗ相電流Ｉｗはパーシャルシャットダウン制御が実行される際に、既にほぼゼロとなっているが、パーシャルシャットダウン制御の実行中にＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖがほぼゼロとなり、３相全ての相電流がほぼゼロとなったタイミングで、インバータ制御装置２０は、シャットダウン制御（SDN）を実行する（＃８）。
　図１３及び図１４に示すように、シャットダウン制御への移行は、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の全てがゼロ（ゼロの近傍）となった時点で行われる。つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの全てがゼロ近傍であるか否かが判定され（＃８１）、全てがゼロである場合に全てのスイッチング素子３がオフ状態に制御される（＃８２：3-phase OFF）。本実施形態では、既にＷ相電流Ｉｗがゼロ（ゼロの近傍）となっており、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖが共にゼロ（ゼロの近傍）となったときに条件を満たし、オン状態のＵ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３Ｖの下段側スイッチング素子３２がオフ状態に制御される（図６の状態から図７の状態へ遷移する）。
　続いて、単相上下段アクティブショートサーキット制御について、インバータ１０の各スイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を示すブロック図や、各スイッチング素子３を流れる電流の波形図等も参照して説明する。図１５は、単相上下段アクティブショートサーキット制御を実行された場合のインバータ１０のスイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を模式的に示している。上述したように、ここでは、対象相をＵ相とし、Ｕ相の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２をオン状態とする形態を例示している。尚、パーシャルシャットダウン制御を実行された場合、及びシャットダウン制御を実行された場合のインバータ１０のスイッチング素子３の被制御状態については、全相上下段アクティブショートサーキット制御の説明と同様に、図６及び図７を再度参照して説明する。また、図１６は、図１５に示す単相上下段アクティブショートサーキット制御の際に、各スイッチング素子３に流れる電流、及びステータコイル８に流れる電流を模式的に示している。電流の方向は、図１５等に矢印で示す方向を正方向とする。
　図１６には、上段より、Ｕ相アーム３Ｕの上段側スイッチング素子３１を流れるＵ相上段側電流Ｉｕｐ、Ｕ相アーム３Ｕの下段側スイッチング素子３２を流れるＵ相下段側電流Ｉｕｍ、Ｖ相アーム３Ｖの上段側スイッチング素子３１を流れるＶ相上段側電流Ｉｖｐ、Ｖ相アーム３Ｖの下段側スイッチング素子３２を流れるＶ相下段側電流Ｉｖｍ、Ｗ相アーム３Ｗの上段側スイッチング素子３１を流れるＷ相上段側電流Ｉｗｐ、Ｗ相アーム３Ｗの下段側スイッチング素子３２を流れるＷ相下段側電流Ｉｗｍ、を実線で示している。図１６の最下段は、ステータコイル８を流れる３相電流を示している。実線はＵ相電流Ｉｕ、一点鎖線はＶ相電流Ｉｖ、点線はＷ相電流Ｉｗを示している。尚、図１６の最上段から６段目までの波形図において破線で示された波形は、各アーム３Ａ（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）における相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を示している。これら破線の波形は、図１６の最下段の波形と同一である。
　ところで、一般的には、アクティブショートサーキット制御（ASC：Active Short Circuit）は、インバータ１０の全ての上段側スイッチング素子３１をオン状態とし全ての下段側スイッチング素子３２をオフ状態とする上段側アクティブショートサーキット制御、或いは、インバータ１０の全ての下段側スイッチング素子３２をオン状態とし全ての上段側スイッチング素子３１をオフ状態とする下段側アクティブショートサーキット制御の何れかとして実行される。上述したように、図９は、図１５の単相上下段アクティブショートサーキット制御の比較例として、下段側アクティブショートサーキット制御を実行された場合のインバータ１０のスイッチング素子３の被制御状態（オン／オフの状態）を模式的に示している。また、上述したように、図１０は、図１６の比較例として、図９に示す下段側アクティブショートサーキット制御の際に、各スイッチング素子３に流れる電流、及びステータコイル８に流れる電流を模式的に示している。
　図１６の最下段の波形と図１０の最下段の波形とは同等である。つまり、単相上下段アクティブショートサーキット制御が実行された場合も、下段側アクティブショートサーキット制御が実行された場合も、ステータコイル８を流れる３相電流の波形は同等となる。尚、図１０に示すように、下段側アクティブショートサーキット制御の際には、オフ状態に制御されている各上段側スイッチング素子３１には電流が流れない。従って、インバータ１０と回転電機８０との間で還流する電流は、各下段側スイッチング素子３２に集中して流れることになり、下段側スイッチング素子３２は上段側スイッチング素子３１に比べて発熱量が多くなる。
　一方、単相上下段アクティブショートサーキット制御では、図１６に示すように、Ｕ相では上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の双方に電流が流れる。Ｖ相及びＷ相では、スイッチング素子３に並列接続されるフリーホイールダイオード５を通って還流電流が流れる。各相を流れる還流電流は、下段側アクティブショートサーキット制御の場合と同等である。上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の双方を還流電流が流れるＵ相では、インバータ１０と回転電機８０との間で還流する電流が、上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２とに分散して流れる。従って、Ｕ相の下段側スイッチング素子３２に流れる電流は、比較例の下段側アクティブショートサーキット制御と比べて概ね半分となる。このため、Ｕ相の下段側スイッチング素子３２の発熱量も、比較例の下段側アクティブショートサーキット制御と比べて少なくなる。Ｕ相の上段側スイッチング素子３１は、比較例よりも発熱量が増えるが、インバータ１０の中で、発熱が下段側スイッチング素子３２に集中しなくなるため、インバータ１０全体の熱への耐性は比較例よりも高くなる。
　ところで、インバータ制御装置２０は、単相上下段アクティブショートサーキット制御を実行する相（対象相）を順に遷移させると好適である。上述したように、対象相であるＵ相においては、上段側スイッチング素子３１は、比較例よりも発熱量が増えることになる。順次、対象相をＶ相、Ｗ相と遷移させることによって、比較例よりも発熱量が増加する相を分散させることができる。
　尚、単相上下段アクティブショートサーキット制御とは異なるが、対象相が複数相設定される上下段アクティブショートサーキット制御の場合も、対象相を遷移させると好適である。例えば、Ｕ相およびＶ相を対象相とするフェーズ、Ｖ相及びＷ相を対象相とするフェーズ、Ｗ相及びＵ相を対象相とするフェーズ、を順に遷移させると好適である。
　上述したように、スイッチング素子３には、スイッチング素子３と並列に、直流の負極から正極へ向かう方向を順方向としてフリーホイールダイオード５が接続されている。このため、オン状態に制御される対象相とは別の相も、フリーホイールダイオード５の順方向の電流は流れる。しかし、オフ状態のスイッチング素子３には電流が流れないため、スイッチング素子３への負担は、対象相に限られる。この対象相を順に遷移させることによって、各相のスイッチング素子３に負担を分散させることができる。特に、単相上下段アクティブショートサーキット制御が実行される場合には、負荷の偏りが顕著となる可能性がある。しかし、対象相を順に遷移させることによって負荷の偏らないようにすることができる。
　ここで、図１７、図１２、図１３のフローチャート及び図１８の３相電流の模式的な波形図も参照して、コンタクタ９が開放状態で回転電機８０が回転状態である場合に、インバータ１０の動作を適切に停止させるインバータ停止処理をインバータ制御装置２０が実行する手順を説明する。図１２に示すパーシャルシャットダウン制御の一例を示すフローチャート、及び、図１３に示すシャットダウン制御の一例を示すフローチャートは、全相上下段アクティブショートサーキットの説明において参照したが、以下の単相上下段アクティブショートサーキットの説明においても、再度参照する。
　インバータ制御装置２０は、コンタクタ９（SMR）が開放状態で、放電制御リクエスト（DCG_req）が有効である場合に、図１７に示すステップ＃２～＃９のインバータ停止処理を実行する（＃１）。コンタクタ９（SMR）が開放状態で、放電制御リクエスト（DCG_req）が有効である場合、インバータ制御装置２０は放電制御（DCG）を実行する（＃２）。図３を参照して上述したように、放電制御は直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下となるまで継続される（＃３）。フローチャートへの図示等は省略するが、当然ながら、放電制御の開始前に直流リンク電圧Ｖｄｃの判定を行い、直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下の場合には、放電制御を開始することなく、次の処理へ移行してもよい。
　インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃが規定電圧Ｖｔｈ以下であると判定すると、次に回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いか否かを判定する（＃４）。回転速度ωが規定回転速度ωｔｈ以下の場合には、回転電機８０の逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃよりも低い、或いは、直流リンク電圧Ｖｄｃより高くても直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が許容可能な範囲内であるため、インバータ制御装置２０はインバータ１０をシャットダウン制御することが可能である。本実施形態では、インバータ制御装置２０は、パーシャルシャットダウン制御（P-SDN）を経て、シャットダウン制御（SDN）を実行して、インバータ１０を停止させる（＃７，＃８，＃９）。
　インバータ制御装置２０は、ステップ＃４において回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いと判定すると、図１５及び図１６を参照して上述した単相上下段アクティブショートサーキット制御（SF-ASC）を実行する（＃５Ｂ）。つまり、ステップ＃４において回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈよりも高いと判定すると、上下段アクティブショートサーキット制御（F-ASC）を実行する（＃５）。回転電機８０とインバータ１０との間で電流を還流させると回転電機８０に制動力が作用する。インバータ制御装置２０は、回転電機８０の回転速度ωが規定回転速度ωｔｈ以下になったと判定すると、パーシャルシャットダウン制御（P-SDN）を実行する（＃６，＃７）。
　尚、図１２及び図１８に示すように、パーシャルシャットダウン制御への移行は、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の内の何れか１相がゼロ（ゼロの近傍）となった時点で行われる。つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの何れかがゼロ近傍であるか否かが判定され（＃７１）、何れかがゼロである場合には当該ゼロとなっている１相のスイッチング素子３が上下段ともオフ状態に制御される（＃７２：1-phase OFF）。ステップ＃７２には図示していないが、他の２相は上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の何れか一方のスイッチング素子３がオン状態に、他方のスイッチング素子３がオフ状態に制御される。
　本実施形態では、Ｗ相電流Ｉｗがゼロ（ゼロの近傍）となった時点で、Ｗ相アーム３Ｗの上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の双方がオフ状態に制御される。尚、図１５の状態から図６の状態への遷移なので実質的には状態変化はない。単相上下段アクティブショートサーキット制御の対象相であるＵ相アーム３Ｕは、共にオン状態の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の内、何れか一方のスイッチング素子３がオフ状態に制御される。単相上下段アクティブショートサーキット制御の対象相ではないＶ相アーム３Ｖは、共にオフ状態の上段側スイッチング素子３１及び下段側スイッチング素子３２の内、何れか一方のスイッチング素子３（Ｕ相アーム３Ｕにおいてオン状態が維持される側のスイッチング素子３）がオン状態に制御される。本実施形態では、図１５及び図６に示すように、Ｕ相アーム３Ｕの上段側スイッチング素子３１がオン状態からオフ状態に制御され、Ｖ相アーム３Ｖの下段側スイッチング素子３２がオフ状態からオン状態に制御される。
　パーシャルシャットダウン制御では、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の内、少なくとも１つのスイッチング素子３をオン状態として、部分的なシャットダウン状態が実現される。換言すれば、インバータ１０の複数相（ｎ相：ｎは２以上の自然数）のアーム３Ａの内、一部の相のスイッチング素子３をオフ状態として、１本以上ｎ本未満のアーム３Ａをシャットダウン状態とする。本実施形態では、図６に示すように、Ｗ相アーム３Ｗの上下段双方のスイッチング素子３がオフ状態となり、Ｗ相アーム３Ｗがシャットダウン状態となる。Ｕ相アーム３Ｕ及びＶ相アーム３Ｖは、それぞれ上段側スイッチング素子３１がオフ状態となり、下段側スイッチング素子３２がオン状態となって、部分的にアクティブショートサーキット制御されている状態となる。つまり、Ｕ相、Ｖ相に着目すると、これらの相は、下段側パーシャルアクティブショートサーキット制御を実行されている状態となる。
　Ｗ相はシャットダウン状態となっているため、図１８に示すように、Ｗ相には電流がほぼ流れず、電流はＵ相とＶ相とに分流する。交流電流は平衡しているため、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとは、ほぼ同じタイミングで振幅中心（ゼロ）を通る。本実施形態では、Ｗ相電流Ｉｗはパーシャルシャットダウン制御が実行される際に、既にほぼゼロとなっているが、パーシャルシャットダウン制御の実行中にＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖがほぼゼロとなり、３相全ての相電流がほぼゼロとなったタイミングで、インバータ制御装置２０は、シャットダウン制御（SDN）を実行する（＃８）。
　図１３及び図１８に示すように、シャットダウン制御への移行は、３相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の全てがゼロ（ゼロの近傍）となった時点で行われる。つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの全てがゼロ近傍であるか否かが判定され（＃８１）、全てがゼロである場合に全てのスイッチング素子３がオフ状態に制御される（＃８２：3-phase OFF）。本実施形態では、既にＷ相電流Ｉｗがゼロ（ゼロの近傍）となっており、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖが共にゼロ（ゼロの近傍）となったときに条件を満たし、オン状態のＵ相アーム３Ｕ、Ｖ相アーム３Ｖの下段側スイッチング素子３２がオフ状態に制御される（図６の状態から図７の状態へ遷移する）。
　尚、上記においては、インバータ制御装置２０が、シャットダウン制御を実行する前に、パーシャルシャットダウン制御を実行する形態を例示した。しかし、パーシャルシャットダウン制御を経由することなく、シャットダウン制御が実行される形態を妨げるものではない。
　また、上記において開示された構成は、矛盾が生じない限り、組み合わせて適用することも可能である。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。
〔実施形態の概要〕
　以下、上記において説明したインバータ制御装置（２０）の概要について簡単に説明する。
　直流電源（１１）にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータ（１０）と、前記コンタクタ（９）と前記インバータ（１０）との間に配置されて前記インバータ（１０）の直流側の電圧である直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（４）とを備えた回転電機駆動装置（２）の前記インバータ（１０）を制御するインバータ制御装置（２０）は、１つの態様として、前記コンタクタ（９）が開放状態で、前記回転電機（８０）が回転状態である場合に、前記インバータ（１０）の複数相のスイッチング素子（３）の内、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイチング素子（３２）をオン状態として、前記回転電機（８０）と前記インバータ（１０）との間で電流を還流させる上下段アクティブショートサーキット制御を実行する。
　コンタクタ（９）が開放状態では、回転電機（８０）のステータコイル（８）のエネルギーが直流電源（１１）に回生できず、インバータ（１０）の直流側に接続された平滑コンデンサ（４）が充電されて直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を上昇させる場合がある。このため、回転電機（８０）とインバータ（１０）との間で電流を還流させて平滑コンデンサ（４）が充電されることを抑制するアクティブショートサーキット制御を行うことが知られている。一般的に回転電機（８０）とインバータ（１０）との間で電流を還流させるアクティブショートサーキット制御では、インバータ（１０）の全ての上段側スイッチング素子（３１）、及び、全ての下段側スイッチング素子（３２）の何れか一方側がオン状態となり、他方側がオフ状態となるようにインバータ（１０）が制御される。つまり、還流電流は、上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の何れか一方のみを流れる。本構成によれば、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の双方を還流電流が流れる。他の相に関しては、一般的にインバータ（１０）においてスイッチング素子（３）に並列接続されるフリーホイールダイオード（５）を通って還流電流が流れる。各相を流れる還流電流は、それぞれ一般的なアクティブショートサーキット制御の場合と同等である。上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の双方に還流電流が流れる相においては、還流電流が、上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）に分流するため、それぞれのスイッチング素子（３）を流れる電流が少なくなり、温度上昇も抑制される。従って、本構成によれば、コンタクタ（９）が開放状態で回転電機（８０）が回転状態である場合に、インバータ（１０）の動作を適切に停止させるようにインバータ（１０）を制御することができる。
　ここで、インバータ制御装置（２０）は、前記上下段アクティブショートサーキット制御として、前記インバータの複数相のスイッチング素子の内、何れか１相の上段側スイッチング素子及び下段側スイチング素子をオン状態として、前記回転電機と前記インバータとの間で電流を還流させる単相上下段アクティブショートサーキット制御を実行すると好適である。
　本構成によれば、何れか１相の上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の双方を還流電流が流れる。他の相に関しては、一般的にインバータ（１０）においてスイッチング素子（３）に並列接続されるフリーホイールダイオード（５）を通って還流電流が流れる。各相を流れる還流電流は、それぞれ一般的なアクティブショートサーキット制御の場合と同等である。上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の双方に還流電流が流れる相においては、還流電流が、上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）に分流するため、それぞれのスイッチング素子（３）を流れる電流が少なくなり、温度上昇も抑制される。
　ここで、インバータ制御装置（２０）は、前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行する相を順に遷移させると好適である。
　一般的に、スイッチング素子（３）には、スイッチング素子（３）と並列に、直流の負極から正極へ向かう方向を順方向としてフリーホイールダイオード（５）が接続されている。このため、オン状態に制御される相とは別の相も、フリーホイールダイオード（５）の順方向の電流は流れる。しかし、オフ状態のスイッチング素子（３）には電流が流れないため、スイッチング素子（３）への負担は、複数相の内で、上下段アクティブショートサーキット制御が実行される少なくとも１つの相（対象相）に限られる。この対象相を順に遷移させることによって、各相のスイッチング素子（３）に負担を分散させることができる。特に、単相上下段アクティブショートサーキット制御が実行される場合には、負荷の偏りが顕著となる可能性がある。従って、特に単相上下段アクティブショートサーキット制御が実行される場合には、インバータ制御装置（２０）は、単相上下段アクティブショートサーキット制御を実行する相を順に遷移させると好適である。
　また、インバータ制御装置（２０）は、前記上下段アクティブショートサーキット制御として、前記インバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）をオン状態として、前記回転電機（８０）と前記インバータ（１０）との間で電流を還流させる全相上下段アクティブショートサーキット制御を実行すると好適である。
　本構成によれば、インバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）がオン状態に制御されるので、上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）の双方を還流電流が流れる。つまり、還流電流が、上段側スイッチング素子（３１）及び下段側スイッチング素子（３２）に分流するため、それぞれのスイッチング素子（３）を流れる電流が少なくなり、温度上昇も抑制される。
　ここで、インバータ制御装置（２０）は、前記平滑コンデンサ（４）を放電させる放電制御の実行後に、前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行すると好適である。
　インバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）をオン状態とすると、インバータ（１０）のアーム（３Ａ）が直流の正極側と負極側との間で短絡状態となる。直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が高い場合、大きな電流が長い時間に亘って流れる可能性がある。直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が低いと、瞬間的には大きな電流が流れたとしても継続時間は短くなる。従って、上下段アクティブショートサーキット制御が実行される前に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を低下させておくと好適である。直流リンク電圧（Ｖｄｃ）は平滑コンデンサ（４）の端子間電圧に対応するため、平滑コンデンサ（４）を放電させることによって直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を低下させることができる。
　また、インバータ制御装置（２０）は、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が予め規定された規定電圧（Ｖｔｈ）以下の場合に、前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行すると好適である。
　上述したように、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が高い場合、大きな電流が長い時間に亘って流れる可能性がある。従って、上下段アクティブショートサーキット制御が実行される際に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が高いことは好ましくない。このため、上下段アクティブショートサーキット制御の実行は、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の大きさによって制限されると好ましい。
　また、インバータ制御装置（２０）は、前記上下段アクティブショートサーキット制御を開始した後、前記回転電機（８０）の回転速度（ω）が予め規定された規定回転速度（ωｔｈ）以下となった場合は、前記インバータ（１０）の全ての前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御を実行すると好適である。
　回転電機（８０）による逆起電圧は、回転電機（８０）の回転速度（ω）が高いほど大きくなる。逆起電圧が高いと、平滑コンデンサ（４）を充電し、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を上昇させる。従って、上下段アクティブショートサーキット制御を開始した後に、シャットダウン制御を実行してインバータ（１０）を停止させる場合には、回転電機（８０）の回転速度（ω）に基づく制限を設けることが好適である。
　ここで、インバータ制御装置（２０）は、前記シャットダウン制御を実行する前に、少なくとも１つの前記スイッチング素子（３）をオン状態として、部分的なシャットダウン状態を実現するパーシャルシャットダウン制御を実行すると好適である。
　インバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）が一時に全てオフ状態に制御されると、回転電機（８０）のステータコイル（８）のエネルギーが短時間に平滑コンデンサ（４）に供給されて、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を過渡的に上昇させる可能性がある。一部のスイッチング素子（３）がオン状態となっていることで、他のスイッチング素子（３）がオフ状態に制御された場合に平滑コンデンサ（４）に流れ込む過渡電流の大きさを抑制することができる。つまり、パーシャルシャットダウン制御を経て、シャットダウン制御が実行されることで、平滑コンデンサ（４）への過渡電流の流入並びに過渡電圧の発生を低減させて、円滑にインバータ（１０）を停止させることができる。
２　　　：回転電機駆動装置
３　　　：スイッチング素子
４　　　：直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ）
９　　　：コンタクタ
１０　　：インバータ
１１　　：高圧バッテリ（直流電源）
２０　　：インバータ制御装置
３１　　：上段側スイッチング素子
３２　　：下段側スイッチング素子
８０　　：回転電機
Ｖｄｃ　：直流リンク電圧
Ｖｔｈ　：規定電圧
ω　　　：回転速度
ωｔｈ　：規定回転速度
 

Claims (8)

  1. 　直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータと、前記コンタクタと前記インバータとの間に配置されて前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサとを備えた回転電機駆動装置の前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、
    　前記コンタクタが開放状態で、前記回転電機が回転状態である場合に、前記インバータの複数相のスイッチング素子の内、少なくとも１つの相の上段側スイッチング素子及び下段側スイチング素子をオン状態として、前記回転電機と前記インバータとの間で電流を還流させる上下段アクティブショートサーキット制御を実行するインバータ制御装置。
  2. 　前記上下段アクティブショートサーキット制御として、前記インバータの複数相のスイッチング素子の内、何れか１相の上段側スイッチング素子及び下段側スイチング素子をオン状態として、前記回転電機と前記インバータとの間で電流を還流させる単相上下段アクティブショートサーキット制御を実行する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行する相を順に遷移させる請求項１又は２に記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記上下段アクティブショートサーキット制御として、前記インバータの全てのスイッチング素子をオン状態として、前記回転電機と前記インバータとの間で電流を還流させる全相上下段アクティブショートサーキット制御を実行する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記平滑コンデンサを放電させる放電制御の実行後に、前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行する請求項１から４の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記直流リンク電圧が予め規定された規定電圧以下の場合に、前記上下段アクティブショートサーキット制御を実行する請求項１から５の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記上下段アクティブショートサーキット制御を開始した後、前記回転電機の回転速度が予め規定された規定回転速度以下となった場合は、前記インバータの全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御を実行する請求項１から６の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
  8. 　前記シャットダウン制御を実行する前に、少なくとも１つの前記スイッチング素子をオン状態として、部分的なシャットダウン状態を実現するパーシャルシャットダウン制御を実行する請求項７に記載のインバータ制御装置。
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