JP2020014258A - 送信器及びその動作方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送信器及びその動作方法を提供する。【解決手段】本発明の送信器の動作方法は、チップシーケンスを生成するステップと、変調信号を生成する変調方式を用いてチップシーケンスを変調するステップと、パルス整形フィルタを用いて変調信号をフィルタリングするステップと、を有し、チップシーケンスは、拡散ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）フィールドに対応するシーケンス、及びＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）フィールドに対応するシーケンスを含む。【選択図】図２

Description

本発明は、送信器及びその動作方法に関する。

デジタル無線通信システムの変調方式は、大きく非コヒーレント変調方式（ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とコヒーレント変調方式（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に分類される。非コヒーレント変調方式は、低い電力及び低い複雑度を有する非コヒーレント受信器に適し、コヒーレント変調方式は、電力及び複雑度に対する制限がそれほど大きくなく、優れた性能を有するコヒーレント受信器に適する。

本発明は、上記従来技術に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、送信器及びその動作方法を提供することにある。

上記目的を達成するためになされた本発明の一態様による送信器の動作方法は、チップシーケンスを生成するステップと、変調信号を生成する変調方式を用いて前記チップシーケンスを変調するステップと、パルス整形フィルタを用いて前記変調信号をフィルタリングするステップと、を有し、前記チップシーケンスは、拡散ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）フィールドに対応するシーケンス、及びＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）フィールドに対応するシーケンスを含む。

前記拡散ＰＨＲフィールドは、前記変調方式及びＨＣＳ（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｈｅｃｋ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）に関する情報を含み得る。
前記変調方式は、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であり得る。
前記パルス整形フィルタは、ガウスパルス整形フィルタであり得る。
前記変調方式に対応するチップレートは、７８０ＭＨｚ及び８６３ＭＨｚ帯域で６００ｋｃｈｉｐ／Ｓであり得る。
前記変調方式に対応するチップレートは、４３３ＭＨｚ及び４７０ＭＨｚ帯域で２５０ｋｃｈｉｐ／Ｓであり得る。

上記目的を達成するためになされた本発明の一態様による送信器は、チップシーケンスを生成し、変調信号を生成する変調方式を用いて前記チップシーケンスを変調し、パルス整形フィルタを用いて前記変調信号をフィルタリングするプロセッサを備え、前記チップシーケンスは、拡散ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）フィールドに対応するシーケンス、及びＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）フィールドに対応するシーケンスを含む。

前記拡散ＰＨＲフィールドは、前記変調方式及びＨＣＳ（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｈｅｃｋ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）に関する情報を含み得る。
前記変調方式は、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であり得る。
前記パルス整形フィルタは、ガウスパルス整形フィルタであり得る。
前記変調方式に対応するチップレートは、７８０ＭＨｚ及び８６３ＭＨｚ帯域で６００ｋｃｈｉｐ／Ｓであり得る。
前記変調方式に対応するチップレートは、４３３ＭＨｚ及び４７０ＭＨｚ帯域で２５０ｋｃｈｉｐ／Ｓであり得る。

一実施形態による送信器は、前記送信器に格納された−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスにバイナリデータシーケンスをマッピングするターナリーシーケンスマッパーと、前記マッピングされたターナリーシーケンスに基づいて第１信号を生成するパルス整形フィルタと、を備える。

一実施形態による送信器は、前記送信器に格納された複数のターナリーシーケンスの中の各々が−１、０、及び１のターナリーシーケンス要素で構成されるターナリーシーケンスにバイナリデータシーケンスをマッピングするターナリーシーケンスマッパーと、前記ターナリーシーケンスを信号に変換するコンバータと、を備え、前記ターナリーシーケンスマッパーは、下記表６から前記ターナリーシーケンスを抽出し、下記Ｃ_０は［０００１−１０１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍは前記Ｃ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、前記ｍは１〜７の整数を示す。

一実施形態による送信器は、前記送信器に格納された複数のターナリーシーケンスの中の各々が−１、０、及び１のターナリーシーケンス要素で構成されるターナリーシーケンスにバイナリデータシーケンスをマッピングするターナリーシーケンスマッパーと、前記ターナリーシーケンスを信号に変換するコンバータと、を備え、前記ターナリーシーケンスマッパーは、下記表７から前記バイナリデータシーケンスに対応するターナリーシーケンスを抽出し、下記Ｃ_０は［−１００１０１−１０−１−１１−１０１０１０００１００１１−１０００００１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍは前記Ｃ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、前記ｍは１〜３１の整数を示す。

一実施形態による受信器は、−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号の包絡線の大きさの値を検出する包絡線検出器と、前記検出された包絡線の大きさの値と複数の所定のバイナリシーケンスとの相関関係に基づいて前記ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出するバイナリデータシーケンス検出器と、を備える。

前記受信器は、前記受信信号を第１周波数に基づいてフィルタリングするフィルタを更に含み、前記包絡線検出器は、前記フィルタリングされた受信信号の包絡線を検出することができる。
前記第１周波数は、前記ターナリーシーケンスのうちの１の要素で変調された前記受信信号の区間の周波数である第２周波数と、前記ターナリーシーケンスのうちの−１の要素で変調された前記受信信号の区間の周波数である第３周波数との間の周波数であり得る。
前記バイナリデータシーケンス検出器は、前記複数の所定のバイナリシーケンスのうちの前記検出された包絡線の大きさの値との相関関係が最も高いビットシーケンスを前記バイナリデータシーケンスとして決定し得る。

一実施形態による受信器は、−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号の包絡線の大きさの値を検出する全体包絡線検出器と、前記検出された包絡線の大きさの値と複数の所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて前記ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出するバイナリデータシーケンス検出器と、を備える。

一実施形態による受信器は、−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号と所定の基準信号との相関関係を検出する相関関係検出器と、前記相関関係の結果値と複数の所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて前記ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出するバイナリデータシーケンス検出器と、を備える。

一実施形態による受信器は、−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスにバイナリデータシーケンスをマッピングすることによって、前記バイナリデータシーケンスから変換されたターナリーシーケンスで変調された信号を受信する信号受信器と、下記表６に基づいて前記ターナリーシーケンス及び前記バイナリデータシーケンスを検出する検出器と、を備え、下記Ｃ_０は［０００１−１０１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍは前記Ｃ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、前記ｍは１〜７の整数を示す。

一実施形態による受信器は、−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスにバイナリデータシーケンスをマッピングすることによって、前記バイナリデータシーケンスから変換されたターナリーシーケンスで変調された信号を受信する信号受信器と、下記表７に基づいて前記ターナリーシーケンス及び前記バイナリデータシーケンスを検出する検出器と、を備え、下記Ｃ_０は［−１００１０１−１０−１−１１−１０１０１０００１００１１−１０００００１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍは前記Ｃ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、前記ｍは１〜３１の整数を示す。

一実施形態による送信器は、複数のターナリーシーケンスにマッピングされた複数のバイナリシーケンスデータを含むマッピングテーブルを格納するメモリーと、入力されたバイナリデータシーケンスを受信し、複数のターナリーシーケンスのうちの各々が−１、０、及び１の要素で構成されるターナリーシーケンスに前記入力されたバイナリデータシーケンスをマッピングするターナリーシーケンスマッパーと、前記ターナリーシーケンスの要素の値を信号の大きさに変換するフィルタと、を備える。

本発明によれば、バイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしたターナリーシーケンスを用いて、コヒーレント変調方式、低選択度非コヒーレント変調方式、及び高選択度非コヒーレント変調方式を含むデジタル無線通信システムに対応した送受信器を提供することができる。

一実施形態による無線通信システムを示す図である。 一実施形態による送信フレームを示す図である。 一実施形態による送信器を示すブロック図である。 他の実施形態による送信器を示すブロック図である。 他の実施形態による送信器を示すブロック図である。 他の実施形態による送信器を示すブロック図である。 一実施形態による送信信号を説明するための図である。 一実施形態による送信信号を説明するための図である。 一実施形態による送信信号を説明するための図である。 一実施形態による受信器を示すブロック図である。 一実施形態による受信器を示すブロック図である。 一実施形態による受信器を示すブロック図である。 一実施形態によるバイナリデータシーケンスの検出を説明するための図である。 一実施形態によるバイナリデータシーケンスの検出を説明するための図である。 一実施形態によるバイナリデータシーケンスの検出を説明するための図である。 他の実施形態による送信器を示すブロック図である。 他の実施形態による受信器を示すブロック図である。 一実施形態による送信方法を示した動作フローチャートである。 他の実施形態による送信方法を示した動作フローチャートである。 一実施形態による受信方法を示した動作フローチャートである。 一実施形態による受信方法を示した動作フローチャートである。 一実施形態による受信方法を示した動作フローチャートである。 一実施形態による受信方法を示した動作フローチャートである。

以下、本発明を実施するための形態の具体例を、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面で提示した同一の参照符号は同一の部材を示す。

本実施形態で用いる用語は、単に特定の実施形態を説明するために用いるものであって、実施形態を限定しようとする意図はない。単数の表現は、文脈上、明白に異なる意味をもたない限り複数の表現を含む。本明細書において、「含む」又は「有する」等の用語は明細書上に記載した特徴、数字、ステップ、動作、構成要素、部品又はこれらを組み合わせたものが存在することを示すものであって、１つ又はそれ以上の他の特徴や数字、ステップ、動作、構成要素、部品、又はこれを組み合わせたものなどの存在又は付加の可能性を予め排除しないものとして理解しなければならない。

異なる定義さがれない限り、技術的であるか又は科学的な用語を含むここで用いる全ての用語は、本実施形態が属する技術分野で通常の知識を有する者によって一般的に理解されるものと同じ意味を有する。一般的に用いられる予め定義された用語は、関連技術の文脈上で有する意味と一致する意味を有するものと解釈すべきであって、本明細書で明白に定義しない限り、理想的又は過度に形式的な意味として解釈されることはない。

また、図面を参照して説明する際に、図面符号に関係なく同一の構成要素には同一の参照符号を付与し、それに対する重複説明を省略する。本実施形態の説明において関連する公知技術に対する具体的な説明が実施形態の要旨を不要に曖昧にすると判断される場合、その詳細な説明を省略する。

図１は、一実施形態による無線通信システムを示す図である。

図１を参照すると、無線通信システムは、コヒーレント送信器（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）１１０、非コヒーレント受信器（ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）（１２０、１３０）、及びコヒーレント受信器（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）１４０を含む。非コヒーレント受信器は、低選択度（ｌｏｗ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）非コヒーレント受信器１２０及び高選択度（ｈｉｇｈ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）非コヒーレント受信器１３０に分類される。

コヒーレント送信器１１０は、データをパケット単位で送信する。パケット単位は、コヒーレント送信器１１０と受信器（１２０、１３０、１４０）で受信されたペイロード（又は、コヒーレント送信器１１０で生成されたＰＳＤＵ）を含む。ペイロードは、コヒーレント送信器１１０が送信しようとするデータ及びＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃａｌ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）を含む。

コヒーレント送信器１１０は、コヒーレント変調方式を用いてペイロードを変調する。コヒーレント変調方式によってバイナリビットシーケンス（ｂｉｎａｒｙ ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を受信器（１２０、１３０、１４０）に送信する場合、コヒーレント送信器１１０は、一定の長さの異なるビットシーケンスを一定の長さの異なるコードシーケンスでマッピングした後、マッピングされたコードシーケンスを送信する。ここで、コードシーケンスの長さはビットシーケンスの長さよりも大きいか、或いは要素の数若しくはコードシーケンスの文字は要素の数若しくはビットシーケンスの文字よりも大きい。また、コードシーケンスは｛−１、０、＋１｝の要素で構成される。一実施形態における｛−１、０、＋１｝の要素で構成されるシーケンスは、ターナリーシーケンス（ｔｅｒｎａｒｙ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と表現され、｛０、＋１｝の要素で構成されるシーケンスは、ユニポーラシーケンス（ｕｎｉｐｏｌａｒ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と表現され、｛−１、１｝の要素で構成されるシーケンスは、バイポーラシーケンス（ｂｉｐｏｌａｒ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と表現される。ここで、＋１の要素に該当するキャリア信号の周波数と−１の要素に該当するキャリア信号の周波数とが異なる場合、＋１の要素はキャリア信号の位相（以下、位相は角周波数（ａｎｇｕｌａｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）で表現される）値を０に設定することを意味し、０の要素はキャリア信号をオフさせることを意味し、−１の要素は、キャリア信号の位相値を１８０度に設定することを意味する。低選択度非コヒーレント受信器１２０がコヒーレント送信器１１０からパケットを受信する場合、低選択度非コヒーレント受信器１２０は、非コヒーレント復調方式を用いてペイロードを復調するため、キャリア信号の異なる位相を区別することができない。そのため、低選択度非コヒーレント受信器１２０は、＋１の要素と−１の要素とを区別できないことから、ターナリーシーケンスをユニポーラシーケンスとして認知することがある。高選択度非コヒーレント受信器１３０は、高い周波数選択度を有するフィルタ（又は、高いＱ−ファクターフィルタ）を用いてキャリア信号の異なる周波数を区別することができ、これにより、高選択度非コヒーレント受信器１３０は、ターナリーシーケンスの＋１の要素と−１の要素を区別することが可能となって、ターナリーシーケンスを認識することができる。

コヒーレント受信器１４０がコヒーレント送信器１１０からパケットを受信する場合、コヒーレント受信器１４０は、コヒーレント復調方式を用いてパケットのペイロードを復調してパケットを搬送する受信信号の異なる位相を区別できるため、受信信号のターナリーシーケンスを認識することができる。

以下、非コヒーレント受信器（１２０、１３０）及びコヒーレント受信器１４０に適用されるターナリーシーケンスを生成する方法について説明する。

また、生成されたターナリーシーケンスを用いてペイロードを送受信する方法について、下記の図２〜図１５を参照して詳細に説明する。

＜ターナリーシーケンスの生成＞

≪＊ターナリーシーケンスを生成するシステム＊≫

ターナリーシーケンスを生成するシステムは、コヒーレント送信器１１０、コヒーレント受信器（１２０、１３０）、及び非コヒーレント受信器１４０を含む。システムでは以下の要素を用いる。

ａ）ユニポーラバイナリ要素｛０、１｝
ｂ）ターナリー要素｛０、±１｝

ターナリー要素で構成されたシーケンス／コードワードは、ターナリーシーケンス／コードワードと表現され、ユニポーラバイナリ要素で構成されたシーケンス／コードワードは、ユニポーラバイナリシーケンス／コードワードと表現される。

一実施形態によるコヒーレント送信器１１０は、ｍ−ａｒｙ要素Ｓからシンボルを抽出する。ここで、Ｓは、Ｓ＝｛０，１，…，２^ｋ−１｝， ｋ＝ｌｏｇ_２（ｍ）で示される。そのため、情報レートは、ｋ−ビット／シンボル（ｋ−ｂｉｔｓ／ｓｙｍｂｏｌ）である。コヒーレント送信器１１０が送信する前に、ｍ−ａｒｙ要素Ｓからの各シンボルは、所定の拡散因子（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）Ｃから取得されたｍ個の波形（又は、コードワード）のうちの１つとマッピングされる。即ち、シンボルのマッピングは、ｍ∈Ｓ⇒Ｃ_ｍ∈Ｃ＝｛Ｃ_０，…，Ｃ_ｍ−１｝で示される。また、ｎがコードワードの長さを示す場合、コードの効率（又は、拡散因子）は、ｒ＝ｋ／ｎで示される。

一実施形態において、シンボルｍ∈Ｓ（等価的に、Ｃ_ｍ∈Ｃ）に対応する送信された波形は、下記数式１で示される。

ここで、ｇ（ｔ）はチップ波形を示し、Ｔ_ｃはチップ区間を示す。

コンスタントウェイトコード（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｗｅｉｇｈｔ ｃｏｄｅ）（又は、等エネルギー波形（ｅｑｕａｌ ｅｎｅｒｇｙ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ））の仮定下で、整合したフィルタリング（又は、相関関係）によって受信器で検出されるシンボルは、下記数式２で示される。数式２で、Ｔはシンボル区間を示し、Ｔ＝Ｎ×Ｔｃで表される。

ここで、ｙ（ｔ）は受信された波形を示し、ｙ（ｔ）はＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）によって変形される。

は受信器で推定されたシンボルで定義される。

受信器におけるシンボル検出は、ｍ個の波形のそれぞれと整合するｍ個の相関器のバンク（ｂａｎｋ）を用いた相関関係を行うことによって取得される。

≪＊コード生成要件＊≫

ターナリーシーケンス／コードワードが送信される場合、コヒーレント受信器１４０は、チップの極性（ｐｏｌａｒｉｔｙ）を認識し、これによりターナリーシーケンス／コードワードを認識する。一方、非コヒーレント受信器（１２０、１３０）（例えば、エネルギー検出に基づき動作する受信器）は、位相情報の欠如によってターナリーシーケンス／コードワードをユニポーラバイナリシーケンス／コードワードとして認識することがある。

一実施形態による拡散コードは、以下の事項を満足しなければならない。

１）ターナリーコードセットＣにおけるシーケンスは最大に分離される。
２）バイナリセット｜Ｃ｜に対応するシーケンスは最大に分離される。

≪＊ＵＬＰ（Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ）のための拡散コード生成＊≫

ＵＬＰのための拡散コードの生成方法は、上述した事項と異なる態様を示す。これはコヒーレント拡散コード及び非コヒーレント拡散コードの生成方法が異なるためである。以下は効率的な拡散コードの生成方法について説明する。

≪＊基本定義及びコンセプト＊≫

ＵＬＰのための拡散コードは２段階の自己相関シーケンス（ｔｗｏ−ｌｅｖｅｌ ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）を用いて取得される。２段階の自己相関シーケンスは、コヒーレントターナリーコード及び非コヒーレントバイナリコード又は光直交符号（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｄｅ：ＯＯＣ）を取得するための基礎として用いられる。

≪＊完全周期自己相関（ｐｅｒｆｅｃｔ ｐｅｒｉｏｄｉｃ ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を有するターナリーシーケンス＊≫

完全周期自己相関を有し、長さがＮであるターナリーシーケンスは下記数式３のような自己相関を有する。

≪＊２段階の自己相関シーケンス＊≫

バイナリシーケンスは｛ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_Ｎ｝、ここでｘｉ∈｛０，１｝であり、ｉは１〜Ｎの整数で示される。バイナリシーケンスは、下記数式４の条件を満足すると、２段階の自己相関を有する。

ここで、自己相関ファンクション

で定義される。Ａが−１である場合、バイナリシーケンスは、理想的な２段階の自己相関シーケンスになる。このようなシーケンスは、コヒーレントターナリーシーケンス及び非コヒーレントバイナリシーケンスの間の架橋の役割を行う。このようなシーケンスの殆どは長さＮ＝２^ｎ−１（ｍは整数）を有するｍシーケンスである。

≪＊巡回差集合（ｃｙｃｌｉｃ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｓｅｔ）＊≫

Ａ（ｎ，ｋ，λ）の差集合はＤ＝｛ｄ_１，ｄ_２，…，ｄ_ｋ｝で示される。ここで、ｋは整数を示す。集合Ｄの要素のソリューションペア（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）はλ個であり、ｄ_ｉとｄ_ｊ間の関係はｄ_ｉ−ｄ_ｊ＝ｔ（ｍｏｄＮ）で示される。ここで、ｔは１≦ｔ≦Ｎ−１である。

巡回差集合は２段階の自己相関シーケンスと一対一に対応する。そのため、巡回差集合は、完全自己相関を有するターナリーシーケンスの生成に使用される。

≪＊ＵＬＰのための拡散コード＊≫

システムを完全に同期化（例えば、コヒーレント送信器１１０と受信機（１２０、１３０、１４０）との同期化）するための最も良い方法は、良い自己相関属性を有するシーケンスを選択し、異なるシンボルに異なる巡回シフトを割り当てることである。

以下は、拡散因子８、１６、及び３２のシフト等価コード（ｓｈｉｆｔ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｏｄｅｓ）の生成方法について説明する。

１．周期がＮ−１であるｍシーケンスを選択する。ここで、Ｎは、ターナリーコードの目標拡散因子を示す。
２．少なくとも一つの１の要素を変換し、０の要素を維持することでｍシーケンスから同じ周期のターナリーシーケンスを取得する。これは、プロシージャＡである。
３．可能なシーケンスの相関関係を損傷させないようにするため、シーケンスに０の要素又は１の要素を付加する。
４．ｍシーケンス及びゼロパディング（ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）により、下記の２種類のケースが可能になる。

ｉ）（加重値Ｎ／２又は（Ｎ−２）／２のｍシーケンスから取得される）バランスターナリーシーケンス
ｉｉ）（同じ加重値が（Ｎ−２）／２又はＮ／２＋１であるｍシーケンスから取得される）アンバランスターナリーシーケンス

取得されたターナリーシーケンスは、良い相関関係属性によって特徴づけられる。異なるシンボルが割り当てられた拡散シーケンスの集合は、取得されたターナリーシーケンスの巡回シフトで取得される。一実施形態で、上述した８、１６、及び３２の拡散因子はそれぞれシンボルサイズ３、４、及び５に対応する。

≪＊加重値Ｎ／２のｍシーケンスから取得されたバランスシーケンス＊≫

以下、加重値Ｎ／２のｍシーケンスから加重値Ｎ／２のバランスターナリーシーケンスを取得するプロシージャを示す。

１．加重値Ｎ／２のｍシーケンスを選択する。
２．Ｎが完全二乗である場合、プロシージャＡを用いて周期Ｎ−１のｍシーケンスから周期Ｎ−１のターナリーシーケンスを取得する。
３．平均二乗自己相関（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ ＡｕｔｏＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：ＭＳＡＣ）が最小になるように、取得したターナリーシーケンスに０の要素を付加する。ここで、平均二乗自己相関は、下記数式５で定義される。

ここで、Ｒ（τ）はディレイτでシーケンスの周期で正規化された自己相関を示し、下記数式６で定義される。

ここで、ｗはシーケンスのハミング重み（ｈａｍｍｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ）を示す。加重値がＮ／２である代表的なｍシーケンスから取得されたバランスシーケンスを下記表１に示す。

一実施形態による他のｍシーケンスは、基本シーケンスに代替される。

≪＊加重値（Ｎ−２）／２のｍシーケンスから取得されたバランスシーケンス＊≫

以下、加重値（Ｎ−２）／２のｍシーケンスから加重値Ｎ／２のバランスターナリーシーケンスを取得するプロシージャを示す。

１．ｍシーケンスから周期Ｎ−１のターナリーシーケンスを取得する。加重値（Ｎ−２）／２を有する完全なターナリーシーケンスは存在しないことがある。そのため、ターナリー要素で良好な相関関係属性を有するターナリーシーケンスを導き出すためにプロシージャＢを用いる。
２．平均二乗自己相関（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ ＡｕｔｏＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：ＭＳＡＣ）が最小になるように、取得されたターナリーシーケンスに１の要素を付加する。
３．結果シーケンスは加重値Ｎ／２によって特徴づけられる。
加重値が（Ｎ−２）／２である代表的なｍシーケンスから取得されたバランスシーケンスを下記表２に示す。

一実施形態による他のｍシーケンスは基本シーケンスに代替される。

≪＊統合したリスト（ｃｏｎｓｏｌｉｄａｔｅｄ ｌｉｓｔ）≫

下記表３のシーケンスを導き出すために、０の要素及び０ではない要素が均一に分布したシーケンスは表１及び表２から選択される。

表３の基本ターナリー拡散シーケンスは、無線チャネルを用いて送信する際にデータシンボルをエンコーディングするために用いる。データシンボルをエンコーディングするための拡散シーケンスが表３の１つの基本ターナリー拡散シーケンスの巡回シフトによって取得されることから、区別される拡散シーケンスの数は拡散因子と同一になる。そのため、拡散因子ｍの拡散シーケンスは、大きさがｋ＝ｌｏｇ_２ｍであるデータシンボルをエンコーディングするために用いる。例えば、拡散因子ｍ＝８の拡散シーケンスは大きさｋ＝ｌｏｇ_２８＝３であるデータシンボルをエンコーディングするために用いられる。

また、拡散因子１６及び３２の拡散シーケンスは、それぞれ大きさが４及び５であるデータシンボルをエンコーディングするために用いられる。表３における基本ターナリー拡散シーケンスは、それぞれ３／８−ＯＯＫ（ｏｎ−ｏｆｆ ｋｅｙｉｎｇ）、４／１６−ＯＯＫ、及び５／３２−ＯＯＫである。下記表４は、表３の基本ターナリーシーケンスを３／８−ＯＯＫ、４／１６−ＯＯＫ、及び５／３２−ＯＯＫに分類して示したものである。

一実施形態による拡散コードは、いずれのカスタマイズロジック（例えば、グレイコーディング（ｇｒｅｙ ｃｏｄｉｎｇ））に基づいてデータシンボルが割り当てられる。下記表５は、代表的なｋ＝３、ｍ＝８であるデータシンボルへの拡散コードの代表的な割当を示す。ここで、オリジナルシーケンスにおける巡回シフトは、バイナリデータシンボルの１０進等価値である。

≪＊最大長さシフトレジスタシーケンス（ｍシーケンス）＊≫

ｍシーケンス又は最大長さシーケンスは、２段階の理想的な自己相関シーケンスの一般的な等級に属し、全てのＮ＝２^ｍ−１（ｍは整数）のために存在する。ｍシーケンスは、原始多項式のフィードバックを有する線形フィードバックシフトレジスタ（Ｌｉｎｅａｒ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｓｈｉｆｔ Ｒｅｇｉｓｔｅｒｓ：ＬＦＳＲ）を用いて生成される。このようなシーケンスは、与えられた長さのＬＦＳＲから取得された最大周期に対応する。

≪＊シーケンス生成でｍシーケンスを用いる場合の利点＊≫

拡散シーケンスの生成で、ｍシーケンスの利用はコヒーレント及び非コヒーレントの両方に利点がある。

非コヒーレントの観点におけるｍシーケンスの利用の利点は以下の通りである。

１）ｍシーケンスは｛２^ｍ−１，２^ｍ−１，２^ｍ−２｝形態の巡回差集合に対応する。
２）これはユニポーラバイナリ要素｛０、１｝上の（Ｎ＋１）／４の位相自己相関における定数を示す。

コヒーレントの観点におけるｍシーケンスの利用の利点は以下の通りである。

１）ｍシーケンスが完全二乗である場合、０の要素を維持するために要素｛０、−１、１｝上の完全シーケンスはｍシーケンス（例えば、以下で説明するプロシージャＡを通して）から生成される。
２）周期７及び３１の完全シーケンスが取得される。
３）このようなシーケンスはゼロパディングによって拡張されることで相関関係属性が損傷されことがある。その結果は、周期８及び３２のシーケンスに示される。完全に近いターナリーシーケンスは、プロシージャＢを参照して説明した方法に基づいて拡散因子１５のために取得される。

≪＊プロシージャＡ：ｍシーケンスから完全ターナリーシーケンスを取得＊≫

ｘ及びｙが２個の理想的な２段階の自己相関シーケンスである場合、このようなシーケンス｛θ（ｘ，ｙ）＋１｝は位相自己相関における０の要素を有する完全シーケンスである。ここで、θ（ｘ，ｙ）は、シーケンスｘ及びｙの間のクロス相関関係（ｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスである。２個のシーケンスがｍシーケンスのうちの好まれるペア（ｐａｉｒ）として選択される場合、その結果の｛θ（ｘ，ｙ）＋１｝はターナリーである。例えば、好まれるペアが

であるとき、これは

で示される。

｛θ（ｘ，ｙ）＋１｝を

で割った結果は要素｛０，±１｝を有するシーケンスで示される。

≪＊プロシージャＢ：ｍシーケンスから完全に近いターナリーシーケンスを取得＊≫

完全ターナリーシーケンスは、シーケンスの加重値が完全二乗である場合に存在する。そのため、周期が１５のような完全ターナリーシーケンスは存在しないことがある。この場合、完全ターナリーシーケンスで−１の要素と＋１の要素の比率は１／３と２／３の間である。これによって、完全に近いターナリーシーケンスはこのような比率に基づいて取得される。平均二乗自己相関（Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ ＡｕｔｏＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ：ＭＳＡＣ）が最も少ない値を有するシーケンスが選択される。平均二乗自己相関は、下記数式７で定義される。

ここで、Ｒ（τ）はディレイがτでシーケンスの周期的な自己相関である。

＜ターナリーシーケンス（ターナリーペイロードシーケンス）の送受信＞

図２は、一実施形態による送信フレームを示す図である。

図２を参照すると、送信フレーム２００は、プリアンブル２１０、ＳＦＤ（Ｓｔａｒｔ Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ）２２０、ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）２３０、ＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）２４０を含む。本実施形態によるパケットは、送信フレーム２００と同じ意味として用いられる。

プリアンブル２１０は、送信フレーム２００の先に記録されるビット列である。プリアンブル２１０は、時間同期化のための特定のビットパターンを含む。

ＳＦＤ２２０は、フレームの開始を識別し、同期化の再確認を識別する。また、ＳＦＤ２２０は、フレーム同期化を取得するためのフィールドを意味する。

ＰＨＲ２３０は、物理的階層（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ）に関する情報を含むフィールドである。例えば、情報は、長さ指示子、用いられたモジュレーション方式、及び用いられた符号化方式に関する情報である。また、ＰＨＲ２３０は、ＰＳＤＵ２４０の形式を示すフィールド及びヘッダチェックシーケンス（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｈｅｃｋ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＨＣＳ）を含む。ここで、ＨＣＳは、ＰＨＲ２３０にエラーが発生したか否かを判断するために使用される。

ＰＳＤＵ２４０は、物理的階層の上位階層から伝えられた、ビットの形式の符号化されていないデータのユニットである。ＰＳＤＵ２４０は、物理的階層よりも上位階層で実際に送受信されるデータを含む。ＰＳＤＵ２４０は、ペイロードとして表現される。

図３は、一実施形態による送信器を示すブロック図である。

図３を参照すると、送信器３００は、第１信号コンバータ３１０及び第２信号コンバータ３２０を含む。ここで、送信器３００は、図１を参照して説明したコヒーレント送信器１１０に対応する。以下、送信器がバイナリデータシーケンスを第１信号及び第２信号に変換する方式は、ＴＡＳＫ（Ｔｅｒｎａｒｙ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＴＦＳＫ（Ｔｅｒｎａｒｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、又はＯｎ−ｏｆｆ ＦＳＫで示される。

第１信号コンバータ３１０は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスを第１信号に変換する。一実施形態で、要素はアルファベット（ａｌｐｈａｂｅｔ）の文字又はチップ（ｃｈｉｐ）として表わされる。

第１信号コンバータ３１０は、ターナリーシーケンスマッパー及びコンバータを含む。ターナリーシーケンスマッパーは、バイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する。一実施形態によるターナリーシーケンスマッパーは、０又は１の要素で構成されるバイナリデータシーケンスを所定の長さに分割し、分割されたバイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する。ここで、予め生成されたターナリーシーケンスは、先に説明したターナリーシーケンスの生成で抽出されたターナリーシーケンスを意味する。また、予め生成されたターナリーシーケンスは、送信器３００に予め格納される。例えば、予め生成されたターナリーシーケンスは、ルックアップテーブルに格納される。

一実施形態において３／８ＴＡＳＫ（Ｔｅｒｎａｒｙ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の変調方式による場合、バイナリデータシーケンスでマッピングされるターナリーシーケンスは、下記表６のように示される。

ここで、Ｃ_０は［０００１−１０１１］のシーケンスを意味し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜７の整数を示す。例えば、Ｃ_１は［１０００１−１０１］のシーケンスを示し、Ｃ_２は［１１０００１−１０］のシーケンスを示す。

また、５／３２ＴＡＳＫ（Ｔｅｒｎａｒｙ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の変調方式による場合、バイナリデータシーケンスでマッピングされるターナリーシーケンスは、下記表７のように示される。

ここで、Ｃ_０は［−１００１０１−１０−１−１１−１０１０１０００１００１１−１０００００１１］のシーケンスを意味し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜３１の整数を示す。

一実施形態によるターナリーシーケンスマッパーは、上述した表６又は表７でバイナリデータシーケンスに対応するターナリーシーケンスを検索し、検索されたターナリーシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにより抽出し、これをバイナリデータシーケンスでマッピングする。

第１信号コンバータ３１０は、ターナリーシーケンスをＴＡＳＫ変調方式により変調し、ターナリーシーケンス（又は、ペイロードのチップシーケンス、ＰＰＤＵのチップシーケンス）を第１信号に変換する。

一実施形態による第１信号コンバータ３１０は、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いてターナリーシーケンスを変調する。ここで、第１信号コンバータ３１０は、下記数式８のようにターナリーシーケンスをマッピングする。

ここで、｛ｄ（ｎ）｝はターナリーシーケンスを示し、Ａ_ｎはｎ番目の要素（又は、チップ）の大きさを示し、Ａは送信電圧レベルを示す。ＡＳＫ変調方式には、ガウスパルス整形を用いる。ターナリーシーケンスの各要素は、１Ｍｃｈｉｐ／ｓ ｆｏｒ ２．４ＧＨｚ ｂａｎｄ；６００Ｋｃｈｉｐｓ／ｓ ｆｏｒ ７８０ＭＨｚ、８６３ＭＨｚ、９００ＭＨｚ ａｎｄ ９５０ＭＨｚ ｂａｎｄｓ；ａｎｄ ２５０Ｋｃｈｉｐｓ／ｓ ｆｏｒ ４３３ＭＨｚ及び４７０ＭＨｚ ｂａｎｄｓのレートで生成される。

また、第１信号コンバータ３１０はパルス整形フィルタ（例えば、図４に示したパルス整形フィルタ４１２）を含む。パルス整形フィルタは、ターナリーシーケンスの各要素が順に入力されて、基底帯域の第１信号の形を時間領域で急激に変化することなく滑らかに変化させることで、第１信号の周波数帯域が広く分布しないように調整する。

一実施形態によるパルス整形フィルタは、送信電力スペクトルを調整する。パルス整形フィルタは、区間がＴであり、ＢＴ（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ−ｓｙｍｂｏｌ ｔｉｍｅ ｐｒｏｄｕｃｔ）が０．３〜０．５である理想的なガウスパルスを近似化する。パルス整形フィルタのインパルス応答は下記数式９で示される。

また、ターナリーシーケンスで変調された第１信号は、下記数式１０で示される。

ここで、ｄ（ｎ）∈｛−１，０，１｝は、ターナリーシーケンスの要素を示し、Ｔ_ｃｈｉｐは要素に対応する第１信号の区間を示し、Ｎ_ＰＰＤＵはターナリーシーケンスの要素の個数を示す。ターナリーシーケンスの要素は、下記数式１１で示される。

ここで、｛ｃ^ｐｒｅ（１），…，ｃ^ｐｒｅ（Ｎ_ｐ）｝はプリアンブルフィールドを構成するチップシーケンスを示し、｛ｃ^ＳＦＤ（１），…，ｃ^ＳＦＤ（Ｎ_ｓ）｝は拡散ＳＦＤフィールドを構成するチップシーケンスを示し、｛ｃ^ＰＨＲ（１），…，ｃ^ＰＨＲ（Ｎ_Ｒ）｝は拡散ＰＨＲフィールドを構成するチップシーケンスを示し、｛ｃ（１），…，ｃ（Ｎ_Ｄ）｝はエンコーディングされたターナリーシーケンス拡散ＰＳＤＵフィールドを構成するチップシーケンスを示す。

ターナリーシーケンスで変調された第１信号の通過帯域は、下記数式１２で示される。

ここで、ω_ｃはキャリアの角周波数を示し、φ∈［０，２π］はランダム位相を示す。

また、第２信号コンバータ３２０は、ターナリーシーケンスの要素に基づいて第１信号の各区間を変換し、第１信号を第２信号に変換する。第２信号コンバータ３２０は、第１信号のうちの０の要素に対応する区間を変換するゼロ値コンバータ、第１信号のうちの１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を変換する絶対値１コンバータを含む。

ゼロ値コンバータは、ゼロ値検出器及びオン／オフコントローラを用いて、第１信号のうちの０の要素に対応する区間を変換する。ゼロ値検出器は、第１信号のうちの０の要素に対応する区間を検出する。例えば、ゼロ値検出器は、第１信号の大きさが０に近い現在の領域内の区間を０の要素に対応する区間として検出する。オン／オフコントローラは、ゼロ値検出器で検出された０の要素に対応する区間の出力をオフする。これにより、第２信号のうちの０の要素に対応する区間の大きさは０である。

また、絶対値１コンバータは、第１信号のうちの１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を検出し、１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を異なる変換方式に変換する。

一実施形態による絶対値１コンバータは、絶対値検出器及び符号検出器を用いて第１信号のうちの１の要素に対応する区間、及び−１の要素に対応する区間を検出する。絶対値検出器は、第１信号のうちの絶対値１の要素に対応する区間（例えば、第１信号の大きさが予め設定された大きさ以上である区間）を絶対値１の要素に対応する区間として検出する。符号検出器は、絶対値１の要素の符号を検出して絶対値１の要素に対応する区間を１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間に分類する。例えば、符号検出器は、絶対値１の要素に対応する区間のうち、位相が０度である区間を１の要素に対応する区間として検出し、位相が１８０度である区間を−１の要素に対応する区間として検出する。

また、絶対値１コンバータは、周波数シフター又は／及び位相シフターを用いて１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を変換する。例えば、絶対値１コンバータは、非コヒーレント受信器に第２信号を送信する場合、周波数シフターを用いて１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を変換する。コヒーレント受信器に第２信号を送信する場合、絶対値１コンバータは、周波数シフターと位相シフターを共に用いて１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間を変換する。

周波数シフターは、第１信号のうちの１の要素に対応する区間の周波数を周波数ｆ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間の周波数を周波数ｆ_２にシフトする。

例えば、第１信号のうちの１の要素に対応する区間を変換する場合、周波数シフターはＶＣＯによって周波数が調整されたキャリア信号の周波数を周波数ｆ_１にシフトし、絶対値１コンバータは、周波数ｆ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算する。また、周波数シフターは、１の要素に対応する区間の大きさの絶対値に比例する包絡線を有するキャリア信号の周波数を周波数ｆ_１にシフトする。他の例として、第１信号のうちの−１の要素に対応する区間を変換する場合、周波数シフターはＶＣＯによって周波数が調整されたキャリア信号の周波数を周波数ｆ_２にシフトし、絶対値１コンバータは、周波数ｆ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算する。また、周波数シフターは、−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値に比例する包絡線を有するキャリア信号の周波数を周波数ｆ_２にシフトする。一実施形態による周波数ｆ_１と周波数ｆ_２は異なる周波数帯域を有する。例えば、周波数ｆ_２の大きさは周波数ｆ_１よりも大きい。

また、位相シフターは、第１信号のうちの１の要素に対応する区間の位相を位相θ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間の位相を位相θ_２にシフトする。例えば、位相シフターはキャリア信号の位相を０度にシフトし、絶対値１コンバータは、０度にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算する。また、位相シフターは、１の要素に対応する区間の大きさの絶対値に比例する包絡線を有するキャリア信号の位相を０度にシフトする。他の例として、位相シフターは、キャリア信号の位相を１８０度にシフトし、絶対値１コンバータは１８０度にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算する。また、位相シフターは、−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値に比例する包絡線を有するキャリア信号の位相を１８０度にシフトする。

一実施形態による位相シフターは、周波数シフターによって周波数ｆ_１にシフトされた１の要素に対応する区間の位相を位相θ_１にシフトし、周波数ｆ_２にシフトされた−１の要素に対応する区間の位相を位相θ_２にシフトする。

また、第２信号コンバータ３２０は増幅器を含む。増幅器は、変換された第２信号の大きさを増幅する。送信器３００は、増幅された第２信号を、アンテナを介して非コヒーレント受信器又はコヒーレント受信器に送信する。

図４〜図６は、他の実施形態による送信器を示すブロック図である。

図４を参照すると、送信器４００は、低選択度非コヒーレント受信器、高選択度非コヒーレント受信器、又はコヒーレント受信器にデータを送信する。送信器４００は、第１信号コンバータ４１０及び第２信号コンバータ４２０を含む。第１信号コンバータ４１０は、ターナリーシーケンスマッパー４１１及びパルス整形フィルタ４１２を含む。

ターナリーシーケンスマッパー４１１は、０又は１の要素で構成されるバイナリデータシーケンスを所定の長さに分割し、分割されたバイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する。例えば、ターナリーシーケンスマッパー４１１に［１０１００１１１０］のバイナリデータシーケンスが入力された場合、ターナリーシーケンスマッパー４１１は、バイナリデータシーケンスを［１０１］、［００１］、［１１０］に分割する。ターナリーシーケンスマッパー４１１は、分割されたバイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングする。例えば、分割されたバイナリデータシーケンス［１０１］に対応する予め生成されたターナリーシーケンスが［０１−１０１１００］である場合、ターナリーシーケンスマッパー４１１は、分割されたバイナリシーケンス［１０１］にターナリーシーケンス［０１−１０１１００］をマッピングし、ターナリーシーケンス［０１−１０１１００］を生成する。また、ターナリーシーケンスマッパー４１１は、ターナリーシーケンスを第１信号に変換する。

また、ターナリーシーケンスマッパー４１１は、ＡＳＫ変調方式を用いてターナリーシーケンスを変調する。一実施形態によるターナリーシーケンスマッパー４１１は、図３を参照して説明したコンバータを含む。例えば、ターナリーシーケンス［０１−１０１１００］を第１信号に変換する場合、ターナリーシーケンスの０に対応する第１信号の区間の大きさは０であり、１に対応する第１信号の区間の大きさは正の値を有し、−１に対応する第１信号の区間の大きさは負の値を有する。

パルス整形フィルタ４１２は、ターナリーシーケンスの各要素を順に入力して第１信号の周波数帯域が広く分布しないよう調整する。

第２信号コンバータ４２０は、ゼロ値コンバータ４３０、絶対値１コンバータ４４０、及び増幅器４５０を含む。

ゼロ値コンバータ４３０は、ゼロ値検出器４３１及びオン／オフコントローラ４３２を含む。ゼロ値検出器４３１は、第１信号の大きさが所定の閾値よりも小さい区間を０の要素に対応する区間として検出する。ここで、所定の閾値は第１信号のノイズの大きさを示す。オン／オフコントローラ４３２は、ゼロ値検出器で検出された０の要素に対応する区間の出力をオフする。

絶対値１コンバータ４４０は、絶対値検出器４４１、符号検出器４４２、ＶＣＯ４４３、周波数シフター４４４、及び演算器４４５を含む。

絶対値検出器４４１は、第１信号の大きさが予め設定された閾値以上である区間を絶対値１の要素に対応する区間として検出する。符号検出器４４２は、絶対値１の要素の符号を検出して絶対値１の要素に対応する区間を１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間に分類する。例えば、符号検出器４４２は、絶対値１の要素に対応する区間のうち、位相が０度である区間を１の要素に対応する区間として検出し、位相が１８０度である区間を−１の要素に対応する区間として検出する。

ＶＣＯ４４３は、キャリア信号の周波数を調整する。周波数シフター４４４は、１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_２にシフトする。

演算器４４５は、周波数ｆ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、周波数ｆ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。

増幅器４５０は、第２信号の大きさを増幅する。送信器４００は、増幅された第２信号を、アンテナを介して非コヒーレント受信器（１２０、１３０）又はコヒーレント受信器１４０に送信する。

図５を参照すると、送信器５００は、低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０にデータを送信する。送信器５００は、第１信号コンバータ５１０及び第２信号コンバータ５２０を含む。第１信号コンバータ５１０は、ターナリーシーケンスマッパー５１１及びパルス整形フィルタ５１２を含む。

ターナリーシーケンスマッパー５１１は、０又は１の要素で構成されるバイナリデータシーケンスを入力して所定の長さに分割し、分割されたバイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する。

また、第１信号コンバータ５１０は、ターナリーシーケンスを変換して第１信号を生成する。本実施形態によるターナリーシーケンスマッパー５１１は、図３を参照して説明したコンバータ３１０を含む。

パルス整形フィルタ５１２は、ターナリーシーケンスの各要素を順に入力して第１信号の周波数帯域が広く分布しないように調整する。

第２信号コンバータ５２０は、ゼロ値コンバータ５３０、絶対値１コンバータ５４０、及び増幅器５５０を含む。

ゼロ値コンバータ５３０は、ゼロ値検出器５３１及びオン／オフコントローラ５３２を含む。ゼロ値検出器５３１は、第１信号の大きさが所定の閾値よりも小さい区間を０の要素に対応する区間として検出する。ここで、所定の閾値は、第１信号のノイズの大きさを示す。オン／オフコントローラ５３２は、ゼロ値検出器で検出された０の要素に対応する区間の出力をオフする。

絶対値１コンバータ５４０は、絶対値検出器５４１、符号検出器５４２、位相シフター５４３、及び演算器５４４を含む。

絶対値検出器５４１は、第１信号の大きさが予め設定された閾値以上である区間を絶対値１の要素に対応する区間として検出する。符号検出器５４２は、絶対値１の要素の符号を検出し、絶対値１の要素に対応する区間を１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間に分類する。

位相シフター５４３は、第１信号のうちの１の要素に対応する区間のキャリア信号の位相を第１位相にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号の位相を第２位相にシフトする。

演算器５４４は、第１位相にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、第２位相にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。

増幅器５５０は、第２信号の大きさを増幅する。送信器５００は、増幅された第２信号を、アンテナを介して非コヒーレント受信器（１２０、１３０）又はコヒーレント受信器１４０に送信する。

図６を参照すると、送信器６００は、低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０にデータを送信する。送信器６００は、第１信号コンバータ６１０及び第２信号コンバータ６２０を含む。第１信号コンバータ６１０は、ターナリーシーケンスマッパー６１１及びパルス整形フィルタ６１２を含む。

ターナリーシーケンスマッパー６１１は０又は１の要素で構成されるバイナリデータシーケンスを入力して所定の長さに分割し、分割されたバイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する。

また、第１信号コンバータ６１０は、ターナリーシーケンスを変換して第１信号を生成する。一実施形態によるターナリーシーケンスマッパー６１１は、図３を参照して説明したコンバータ３１０を含む。

パルス整形フィルタ６１２は、ターナリーシーケンスの各要素を順に入力して第１信号の周波数帯域が広く分布しないように調整する。

第２信号コンバータ６２０は、ゼロ値コンバータ６３０、絶対値１コンバータ６４０、及び増幅器６５０を含む。

ゼロ値コンバータ６３０は、ゼロ値検出器６３１及びオン／オフコントローラ６３２を含む。ゼロ値検出器６３１は、第１信号の大きさが所定の閾値よりも小さい区間を０の要素に対応する区間として検出する。ここで、所定の閾値は、第１信号のノイズの大きさを示す。オン／オフコントローラ６３２は、ゼロ値検出器で検出された０の要素に対応する区間の出力をオフする。

絶対値１コンバータ６４０は、絶対値検出器６４１、符号検出器６４２、ＶＣＯ６４３、周波数シフター６４４、位相シフター６４５、及び演算器６４６を含む。

絶対値検出器６４１は、第１信号の大きさが予め設定された閾値以上である区間を絶対値１の要素に対応する区間として検出する。符号検出器６４２は、絶対値１の要素の符号を検出し、絶対値１の要素に対応する区間を１の要素に対応する区間及び−１の要素に対応する区間に分類する。

ＶＣＯ６４３は、キャリア信号の周波数を調整する。周波数シフター６４４は、１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_２にシフトする。位相シフター６４５は、周波数シフター６４４で周波数ｆ_１にシフトされたキャリア信号の位相を位相θ_１にシフトし、周波数ｆ_２にシフトされたキャリア信号の位相を位相θ_２にシフトする。

演算器６４６は、周波数ｆ_１及び位相θ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、周波数ｆ_２及び位相θ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。

増幅器６５０は、第２信号の大きさを増幅する。送信器６００は、増幅された第２信号を、アンテナを介して低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０に送信する。

図７〜図９は、一実施形態による送信信号を説明するための図である。

図７を参照すると、送信器１１０は、バイナリデータシーケンスを変調して低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０に送信する。送信器１１０がバイナリデータシーケンス７１０を受信した場合、送信器１１０は、バイナリデータシーケンス７１０に対応するものとして、予め設定されたターナリーシーケンス７２０にバイナリデータシーケンス７１０をマッピングし、ターナリーシーケンス７２０を変調する。送信器１１０は、変調されたターナリーシーケンス７２０をパルス整形フィルタに入力し、パルス整形フィルタは、変調されたターナリーシーケンス７２０の周波数帯域が広く分布しないように調整して第１信号を生成する。パルス整形フィルタ出力信号７３０で、１の要素に対応する区間の大きさは正の値を有し、−１の要素に対応する区間の大きさは負の値を有し、０の要素に対応する区間の大きさは０である。

送信器１１０は、パルス整形フィルタ出力信号７３０で、１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_２にシフトする。ここで、第２周波数の大きさは第１周波数の周波数の大きさよりも大きい。また、送信器１１０は、周波数ｆ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、周波数ｆ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。送信器１１０は、第２信号を増幅器に入力して第２信号を増幅する。増幅された第２信号７４０で、１の要素に対応する区間の周波数は−１の要素に対応する区間の周波数と区別され、０の要素に対応する区間の出力は０である。送信器１１０は、増幅された第２信号７４０を低選択度非コヒーレント受信器及び高選択度非コヒーレント受信器に送信する。

図８を参照すると、送信器１１０は、バイナリデータシーケンスを変調して低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０に送信する。送信器１１０がバイナリデータシーケンス８１０を受信した場合、送信器１１０は、バイナリデータシーケンス８１０に対応するものとして予め設定されたターナリーシーケンス８２０にバイナリデータシーケンス８１０をマッピングし、ターナリーシーケンス８２０を変調する。送信器１１０は、変調されたターナリーシーケンス８２０をパルス整形フィルタに入力し、変調されたターナリーシーケンス８２０の周波数帯域が広く分布しないように調整して第１信号を生成する。パルス整形フィルタ出力信号８３０で、１の要素に対応する区間の大きさは正の値を有し、−１の要素に対応する区間の大きさは負の値を有し、０の要素に対応する区間の大きさは０である。

送信器１１０は、パルス整形フィルタ出力信号８３０で１の要素に対応する区間のキャリア信号の位相を位相θ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号の位相を位相θ_２にシフトする。ここで、位相θ_１と位相θ_２の差は１８０度である。また、送信器１１０は、位相θ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、位相θ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。送信器１１０は、第２信号を増幅器に入力して第２信号を増幅する。増幅された第２信号８４０で、信号８４１に示すように、１の要素に対応する区間の位相は−１の要素に対応する区間の位相と１８０度の差を有する。また、０の要素に対応する区間の出力は０である。送信器１１０は、増幅された第２信号８４０を非コヒーレント受信器（１２０、１３０）及びコヒーレント受信器１４０に送信する。

図９を参照すると、送信器１１０は、バイナリデータシーケンスを変調して低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０に送信する。送信器１１０がバイナリデータシーケンス９１０を受信した場合、送信器１１０は、バイナリデータシーケンス９１０に対応するものとして予め設定されたターナリーシーケンス９２０にバイナリデータシーケンス９１０をマッピングし、ターナリーシーケンス９２０を変調する。送信器１１０は、変調されたターナリーシーケンス９２０をパルス整形フィルタに入力し、変調されたターナリーシーケンス９２０の周波数帯域が広く分布しないように調整して第１信号を生成する。パルス整形フィルタ出力信号９３０で、１の要素に対応する区間の大きさは正の値を有し、−１の要素に対応する区間の大きさは負の値を有し、０の要素に対応する区間の大きさは０である。

送信器１１０は、パルス整形フィルタ出力信号９３０で、１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_１にシフトし、−１の要素に対応する区間のキャリア信号を周波数ｆ_２にシフトする。また、送信器１１０は、周波数ｆ_１にシフトされたキャリア信号の位相を位相θ_１にシフトし、周波数ｆ_２にシフトされたキャリア信号の位相を位相θ_２にシフトする。ここで、周波数ｆ_２の大きさは周波数ｆ_１の周波数の大きさよりも大きく、位相θ_１と位相θ_２の差は１８０度である。また、送信器１１０は、周波数ｆ_１及び位相θ_１にシフトされたキャリア信号と１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算し、周波数ｆ_２及び位相θ_２にシフトされたキャリア信号と−１の要素に対応する区間の大きさの絶対値を乗算して第２信号を生成する。送信器１１０は、第２信号を増幅器に入力して第２信号を増幅する。増幅された第２信号９４０で、信号９４１に示すように、１の要素に対応する区間の位相は−１の要素に対応する区間の位相と１８０度の差を有する。また、０の要素に対応する区間の出力は０である。送信器１１０は、増幅された第２信号９４０を低選択度非コヒーレント受信器１２０、高選択度非コヒーレント受信器１３０、又はコヒーレント受信器１４０に送信する。

図１０〜図１２は、一実施形態による受信器を示すブロック図である。

図１０を参照すると、受信器１０００は、フィルタ１０１０、包絡線検出器１０２０、及びバイナリデータシーケンス検出器１０３０を含む。本実施形態による受信器１０００は、図１に示した低選択度非コヒーレント受信器１２０に対応する。

受信器１０００は、図３を参照して説明した送信器３００から信号を受信する。そのため、受信信号は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された信号である。

フィルタ１０１０は、受信信号を周波数ｆ_０にフィルタリングする。ここで、周波数ｆ_０は、ターナリーシーケンスのうちの１の要素で変調された受信信号の区間の周波数を示す周波数ｆ_１と、ターナリーシーケンスのうちの−１の要素で変調された受信信号の区間の周波数を示す周波数ｆ_２との間の周波数を示す。例えば、周波数ｆ_０は周波数ｆ_１と周波数ｆ_２の算術平均値である。一例として、周波数ｆ_２の大きさは周波数ｆ_１よりも大きい。低選択度非コヒーレント受信器の場合、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２とを正確に区別することが難しいため、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２を全てカバーできるように、フィルタは周波数ｆ_１と周波数ｆ_２との間の周波数ｆ_０に受信信号をフィルタリングし、受信信号を広い帯域幅で受信する。

包絡線検出器１０２０は、フィルタリングされた受信信号の包絡線の大きさの値を検出する。受信信号のうちの周波数ｆ_１〜周波数ｆ_２で大きさが０でない区間の場合、包絡線検出器１０２０は当該区間の大きさが０でない包絡線を検出し、受信信号のうちの周波数ｆ_１〜周波数ｆ_２で大きさが０である区間の場合、包絡線検出器１０２０は当該区間の大きさが０であり、ノイズのみを含む信号を検出する。そのため、信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ Ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｅ：ＳＮＲ）の値が予め設定された値以上である場合、包絡線上で周波数ｆ_１と周波数ｆ_２とは区別され難く、受信器１０００は、ターナリーシーケンスの１の要素及び−１の要素を区別できないこともある。

バイナリデータシーケンス検出器１０３０は、包絡線検出器１０２０で検出された包絡線の大きさの値と所定のバイナリシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する。バイナリデータシーケンス検出器１０３０は、相関器１０３１及びデータデコーダ１０３２を含む。

相関器１０３１は、検出された包絡線の大きさの値と所定のバイナリシーケンスの間の相関関係を演算する。例えば、相関器１０３１は、包絡線検出器１０２０で検出された包絡線の各区間の大きさの値と所定のバイナリシーケンスとの間の相関関係を演算する。

バイナリデータシーケンス検出器１０３０は、所定のバイナリシーケンスのうちの検出された包絡線の大きさの値との相関関係が最も高いバイナリシーケンスに対応するビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

本実施形態によるバイナリデータシーケンス検出器１０３０は上述した表６又は表７に関する情報を含む。バイナリデータシーケンス検出器１０３０は表６又は表７に記載したターナリーシーケンスで、−１の要素を絶対値に変換して所定のバイナリシーケンスを抽出する。バイナリデータシーケンス検出器１０３０は、所定のバイナリシーケンスと検出された包絡線の大きさの値の相関関係を演算して、表６又は表７から相関関係が最も高いバイナリシーケンスに対応するビットシーケンスを検索し、検索されたビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

例えば、相関器１０３１は、所定のバイナリシーケンス［０００１１０１１］、［１０００１１０１］、［１１０００１１０］、［００１１０１１０］で検出された包絡線の各区間の大きさの値の間の相関関係を演算する。所定のバイナリシーケンスのうちの［１０００１１０１］の相関関係が最も高い場合、バイナリデータシーケンス検出器１０３０は、バイナリシーケンス［１０００１１０１］に対応するビットシーケンス（例えば、［１００］）をバイナリデータシーケンスとして抽出する。

データデコーダ１０３２は、バイナリデータシーケンスを復号化する。

図１１を参照すると、受信器１１００は、全体包絡線検出器１１１０及びバイナリデータシーケンス検出器１１２０を含む。本実施形態による受信器１１００は、図１に示した高選択度非コヒーレント受信器１３０に対応する。

受信器１１００は、図３及び図５を参照して説明した送信器（３００、４００、５００）から信号を受信する。そのため、受信信号は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された信号である。全体包絡線検出器１１１０は、受信信号の包絡線の大きさの値を検出する。

全体包絡線検出器１１１０は、第１フィルタ１１１１、第１包絡線検出器１１１２、第２フィルタ１１１３、第２包絡線検出器１１１４、及び演算器１１１５を含む。

第１フィルタ１１１１は受信信号を周波数ｆ_１にフィルタリングし、第２フィルタ１１１３は受信信号を周波数ｆ_２にフィルタリングする。ここで、周波数ｆ_１はターナリーシーケンスのうちの１の要素で変調された受信信号の区間の周波数を示し、周波数ｆ_２はターナリーシーケンスのうちの−１の要素で変調された受信信号の区間の周波数を示す。一例として、周波数ｆ_２の大きさは周波数ｆ_１よりも大きい。

第１包絡線検出器１１１２は、周波数ｆ_１を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線を示す第１包絡線を検出する。周波数ｆ_１で受信信号の大きさが０でない区間の場合、第１包絡線検出器１１１２は当該区間の大きさが０でない包絡線を検出し、周波数ｆ_１で受信信号の大きさが０である区間の場合、第１包絡線検出器１１１２は当該区間の大きさが０であり、ノイズのみを含む信号を検出する。また、周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０でない区間の場合、第１包絡線検出器１１１２は当該区間の大きさが０であり、ノイズのみを含む信号を検出する。

第２包絡線検出器１１１４は、周波数ｆ_２を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線を示す第２包絡線を検出する。周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０でない区間の場合、第２包絡線検出器１１１４は当該区間の大きさが０でない包絡線を検出し、周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０である区間の場合、第２包絡線検出器１１１４は当該区間の大きさが０であり、ノイズのみを含む信号を検出する。また、周波数ｆ_１で受信信号の大きさが０でない区間の場合、第２包絡線検出器１１１４は当該区間の大きさが０であり、ノイズのみを含む信号を検出する。

演算器１１１５は、第１包絡線検出器１１１２で出力された包絡線から、第２包絡線検出器１１１４で出力された包絡線を除外する。そのため、周波数ｆ_１で受信信号の大きさが０でない区間の場合、演算器１１１５は当該区間の大きさの値が正数である包絡線を出力し、周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０でない区間の場合、演算器１１１５は当該区間の大きさの値が負数の包絡線を出力する。また、周波数ｆ_１及び周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０である区間の場合、演算器１１１５は当該区間の大きさの値が０である包絡線を出力する。

バイナリデータシーケンス検出器１１２０は、全体包絡線検出器１１１０で検出された包絡線の大きさの値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する。バイナリデータシーケンス検出器１１２０は、相関器１１２１及びデータデコーダ１１２２を含む。

相関器１１２１は、検出された包絡線の大きさの値と所定のターナリーシーケンスの間の相関関係を演算する。例えば、相関器１１２１は、演算器から出力された第３包絡線の各区間の大きさの値と所定のターナリーシーケンスの間の相関関係を演算する。

バイナリデータシーケンス検出器１１２０は、所定のターナリーシーケンスのうちの検出された包絡線の大きさの値との相関関係が最も高いターナリーシーケンスに対応するビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

本実施形態によるバイナリデータシーケンス検出器１１２０は、上述した表６又は表７に関する情報を含む。バイナリデータシーケンス検出器１１２０は、表６又は表７に記載したターナリーシーケンスと検出された包絡線の大きさの値の相関関係を演算し、表６又は表７から相関関係が最も高いターナリーシーケンスに対応するビットシーケンスを検索し、検索されたビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

例えば、相関器１１２１は、所定のバイナリシーケンス［０００１−１０１１］、［１０００１−１０１］、［１１０００１−１０］、［００１−１０１１０］で検出された包絡線の各区間の大きさの値の間の相関関係を演算する。所定のバイナリシーケンスのうちの［１０００１−１０１］の相関関係が最も高い場合、バイナリデータシーケンス検出器１１２０は、バイナリシーケンス［１０００１−１０１］に対応するビットシーケンス（例えば、［１００］）をバイナリデータシーケンスとして抽出する。

データデコーダ１１２２は、バイナリデータシーケンスを復号化する。

図１２を参照すると、受信器１２００は、相関関係検出器１２１０及びバイナリデータシーケンス検出器１２２０を含む。本実施形態による受信器１２００は、図１に示したコヒーレント受信器１４０に対応する。

受信器１２００は、図３及び図６を参照して説明した送信器から信号を受信する。そのため、受信信号は−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された信号である。相関関係検出器１２１０は、受信信号とキャリア信号との相関関係を検出する。相関関係検出器１２１０は、ＲＦ／アナログプロセッサ１２１１及び第１相関器１２１２を含む。

ＲＦ／アナログプロセッサ１２１１は、アンテナを介して受信した受信信号を第１相関器１２１２で処理できるように変換する。第１相関器１２１２は、所定の基準信号と受信信号との相関関係を検出する。例えば、位相検出器は、所定のサイン波形のキャリア信号（ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｃａｒｒｉｅｒ ｓｉｇｎａｌ）と受信信号の相関関係を演算する。

バイナリデータシーケンス検出器１２２０は、相関関係の結果値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて、受信信号のバイナリデータシーケンスを検出する。バイナリデータシーケンス検出器１２２０は、第２相関器１２２１及びデータデコーダ１２２２を含む。

第２相関器１２２１は、第１相関器１２１２で演算された相関関係の結果値と所定のターナリーシーケンスの間の相関関係を演算する。バイナリデータシーケンス検出器１２２０は、所定のターナリーシーケンスのうちの第１相関器１２１２で演算された相関関係の結果値との相関関係が最も高いターナリーシーケンスに対応するビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

本実施形態によるバイナリデータシーケンス検出器１２２０は、上述した表６又は表７に関する情報を含む。バイナリデータシーケンス検出器１２２０は、表６又は表７に記載したターナリーシーケンスと検出された包絡線の大きさの値の相関関係を演算し、表６又は表７から相関関係が最も高いターナリーシーケンスに対応するビットシーケンスを検索し、検索されたビットシーケンスをバイナリデータシーケンスとして検出する。

データデコーダ１２２２は、バイナリデータシーケンスを復号化する。

図１３〜図１５は、一実施形態によるバイナリデータシーケンスの検出を説明するための図である。

図１３を参照すると、グラフは、送信器が送信する送信信号のスペクトル１３１１及び低選択度非コヒーレント受信器におけるフィルタ周波数応答１３１２を示す。グラフの横軸は周波数を示し、縦軸はスペクトルの大きさを示す。

送信器は、スペクトル１３１１を有する送信信号を低選択度非コヒーレント受信器に送信する。

スペクトル１３１１の周波数ｆ_１は、ターナリーシーケンスのうちの１の要素で変調された送信信号の区間の周波数を示し、周波数ｆ_２は、ターナリーシーケンスのうちの−１の要素で変調された送信信号の区間の周波数を示す。本実施形態による周波数ｆ_０は、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２の算術平均値である。

低選択度非コヒーレント受信器の場合、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２を正確に区別することが難しいことがある。そのため、低選択度非コヒーレント受信器は、周波数ｆ_１と周波数ｆ_２を全てカバーできるように、フィルタ周波数応答１３１２を用いて周波数ｆ_１と周波数ｆ_２との間の周波数ｆ_０を基準にして受信信号をフィルタリングする。

低選択度非コヒーレント受信器は、フィルタリングされた受信信号の包絡線を検出する。低選択度非コヒーレント受信器は、検出された包絡線の大きさの値と所定のバイナリシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する。

図１４を参照すると、グラフは、送信器が送信する送信信号のスペクトル１４１１及び高選択度非コヒーレント受信器におけるフィルタ周波数応答１４１２、１４１３を示す。グラフの横軸は周波数を示し、縦軸はスペクトルの大きさを示す。

送信器は、スペクトル１４１１を有する送信信号を高選択度非コヒーレント受信器に送信する。

スペクトル１４１１の周波数ｆ_１は、ターナリーシーケンスのうちの１の要素で変調された送信信号の区間の周波数を示し、周波数ｆ_２は、ターナリーシーケンスのうちの−１の要素で変調された送信信号の区間の周波数を示す。一実施形態による周波数ｆ_０は周波数ｆ_１と周波数ｆ_２の算術平均値である。

高選択度非コヒーレント受信器の場合、周波数ｆ_１が中心周波数として設定された第１フィルタ及び周波数ｆ_２が中心周波数として設定された第２フィルタを用いて受信信号をフィルタリングする。第１フィルタは、フィルタ周波数応答１４１２を用いて周波数ｆ_１を基準にして受信信号をフィルタリングし、第２フィルタは、フィルタ周波数応答１４１３を用いて周波数ｆ_２を基準にして受信信号をフィルタリングする。

高選択度非コヒーレント受信器は、周波数ｆ_１を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線及び周波数ｆ_２を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線を検出し、周波数ｆ_１を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線から、周波数ｆ_２を基準にしてフィルタリングされた受信信号の包絡線を除外する。そのため、周波数ｆ_１で受信信号の大きさが０でない区間は大きさの値が正数である包絡線で示され、周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０でない区間は大きさの値が負数である包絡線で示され、周波数ｆ_１及び周波数ｆ_２で受信信号の大きさが０である区間は大きさの値が０である包絡線で示される。

高選択度非コヒーレント受信器は、検出された包絡線の大きさの値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する。

図１５を参照すると、座標は、コヒーレント受信器が受信する受信信号のうちのターナリーシーケンスの１の要素に対応する区間の位相θ_１１５１１及び−１の要素に対応する区間の位相θ_２１５１２を示す。ここで、位相θ_１１５１１は０度を示し、位相θ_２１５１２は１８０度を示す。

コヒーレント受信器は、サイン波形のキャリア信号と受信信号との相関関係を検出する。

また、コヒーレント受信器は、相関関係の結果値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する。

図１６は、他の実施形態による送信器を示すブロック図である。

図１６を参照すると、送信器１６００は、ターナリーシーケンスマッパー１６１０及びコンバータ１６２０を含む。本実施形態による送信器１６００は、図３を参照して説明した第１信号コンバータ３１０を示す。

ターナリーシーケンスマッパー１６１０は、バイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングし、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスを生成する。

本実施形態によるターナリーシーケンスマッパー１６１０は、下記表６から、バイナリデータシーケンスに対応するターナリーシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスとして抽出する。表６で、Ｃ_０は［０００１−１０１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜７の整数を示す。

他の実施形態によるターナリーシーケンスマッパー１６１０は、下記表７から、バイナリデータシーケンスに対応するターナリーシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスとして抽出する。表７で、Ｃ_０は［−１００１０１−１０−１−１１−１０１０１０００１００１１−１０００００１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜３１の整数を示す。

コンバータ１６２０は、ターナリーシーケンスを信号に変換する。

図１６に示す他の実施形態による送信器は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図１７は、他の実施形態による受信器を示すブロック図である。

図１７を参照すると、受信器１７００は、信号受信器１７１０及び検出器１７２０を含む。本実施形態において、受信器１７００は、図１０〜図１２を参照して説明した受信器１２００、１３００、１４００を示す。

信号受信器１７１０は、バイナリデータシーケンスで予め生成されたターナリーシーケンスがマッピングされ、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された信号を受信する。

検出器１７２０は、予め生成されたターナリーシーケンス及びバイナリデータシーケンスを検出する。

本実施形態における検出器１７２０は、下記表６を用いて予め生成されたターナリーシーケンス及びバイナリデータシーケンスを検出する。表６で、Ｃ_０は［０００１−１０１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜７の整数を示す。

他の実施形態による検出器１７２０は、下記表７を用いて予め生成されたターナリーシーケンス及びバイナリデータシーケンスを検出する。表７で、Ｃ_０は［−１００１０１−１０−１−１１−１０１０１０００１００１１−１０００００１１］のシーケンスを示し、Ｃ_ｍはＣ_０がｍだけ右側に巡回シフトされたシーケンスを示し、ｍは１〜３１の整数を示す。

図１７に示す他の実施形態による受信器は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図１８は、一実施形態による送信方法を示した動作フローチャートである。

図１８を参照すると、送信器は、バイナリデータシーケンスを予め生成されたターナリーシーケンスにマッピングしてターナリーシーケンスを生成する（ステップ１８１０）。

また、送信器は、ターナリーシーケンスを第１信号に変換する（ステップ１８２０）。

図１８に示す本実施形態による送信方法は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図１９は、他の実施形態による送信方法を示した動作フローチャートである。

図１９を参照すると、送信器は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスを第１信号に変換する（ステップ１９１０）。

また、送信器は、要素により第１信号の各区間に異なる変換方式を適用して第１信号を第２信号に変換する（ステップ１９２０）。

図１９に示す他の実施形態による送信方法は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図２０〜図２３は、一実施形態による受信方法を示した動作フローチャートである。

図２０を参照すると、受信器は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号の包絡線の大きさの値を検出する（ステップ２０１０）。

また、受信器は、検出された包絡線の大きさの値と所定のバイナリシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する（ステップ２０２０）。

図２０に示す本実施形態による受信方法は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図２１を参照すると、受信器は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号の包絡線の大きさの値を検出する（ステップ２１１０）。

また、受信器は、検出された包絡線の大きさの値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいて、ターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する（ステップ２１２０）。

図２１に示す本実施形態による受信方法は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図２２を参照すると、受信器は、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された受信信号と所定の基準信号との相関関係を検出する（ステップ２２１０）。

また、受信器は、相関関係の結果値と所定のターナリーシーケンスとの相関関係に基づいてターナリーシーケンスに対応するバイナリデータシーケンスを検出する（ステップ２２２０）。

図２２に示す本実施形態による受信方法は、図１〜図１５を参照して説明した内容がそのまま適用されるため、より詳細な説明を省略する。

図２３を参照すると、受信器は、バイナリデータシーケンスで予め生成されたターナリーシーケンスがマッピングされ、−１、０、又は１の要素で構成されるターナリーシーケンスで変調された信号を受信する（ステップ２３１０）。

また、受信器は、予め生成されたターナリーシーケンス及びバイナリデータシーケンスを検出する。ここで、受信器は、上述した表６及び表７を用いて予め生成されたターナリーシーケンス及びバイナリデータシーケンスを検出する（ステップ２３２０）。

上述した装置は、ハードウェア構成要素、ソフトウェア構成要素、又はハードウェア構成要素及びソフトウェア構成要素の組合せで具現される。例えば、プロセッサ、コントローラ、ＡＬＵ（ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ ｌｏｇｉｃ ｕｎｉｔ）、デジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ、ＦＰＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ａｒｒａｙ）、ＰＬＵ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサー、或いは命令（ｉｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ）を実行して応答する異なる装置のように、１つ以上の汎用コンピュータ又は特殊目的のコンピュータを用いて具現される。処理装置は、オペレーティングシステム（ＯＳ）及びオペレーティングシステム上で実行される１つ以上のソフトウェアアプリケーションを実行する。また、処理装置は、ソフトウェアの実行に応答してデータをアクセス、格納、操作、処理、及び生成する。理解の便宜のために、処理装置は１つ使用されるものと説明する場合もあるが、当該技術分野で通常の知識を有する者は、処理装置が複数の処理要素（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び／又は複数類型の処理要素を含むことが分かる。例えば、処理装置は、複数のプロセッサ又は１つのプロセッサ及び１つのコントローラを含む。また、並列プロセッサ（ｐａｒａｌｌｅｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）のような、他の処理構成も可能である。

ソフトウェアは、コンピュータプログラム、コード、命令、又はこれらのうちの１つ以上の組合せを含み、希望通りに動作するよう処理装置を構成するか又は独立的若しくは結合的に処理装置に命令する。ソフトウェア及び／又はデータは、処理装置によって解釈されるか又は処理装置に命令若しくはデータを提供するために全ての類型の機械、構成要素、物理的装置、仮想装置、コンピュータ格納媒体又は装置、送信される信号波を介して永久的又は一時的に具現化される。ソフトウェアは、ネットワークに接続されたコンピュータシステム上に分散され、分散された方法で格納されるか又は実行される。ソフトウェア及びデータは１つ以上のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納される。

本実施形態による方法は、多様なコンピュータ手段を介して様々な処理を実行するプログラム命令の形態で具現され、コンピュータ読に取り可能な記録媒体に記録される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などのうちの１つ又はその組合せを含む。記録媒体に記録されるプログラム命令は、本発明の目的のために特別に設計されて構成されたものでもよく、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知のものであり、使用可能なものであってもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体の例としては、ハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク及び磁気テープのような磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤのような光記録媒体、光ディスクのような光磁気媒体、及びＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリなどのようなプログラム命令を保存して実行するように特別に構成されたハードウェア装置が含まれる。プログラム命令の例としては、コンパイラによって作られるような機械語コードだけでなく、インタープリタなどを用いてコンピュータによって実行される高級言語コードが含まれる。ハードウェア装置は、本発明の動作を行うために１つ以上のソフトウェアモジュールとして動作するように構成されてもよく、その逆も同様である。

上述したように、本発明を限定した実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような実施形態から多様な修正及び変形が可能である。

従って、本発明の範囲は、開示した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲だけではなく特許請求の範囲と均等なものなどによって定められる。

１１０ コヒーレント送信器
１２０ 低選択度非コヒーレント受信器
１３０ 高選択度非コヒーレント受信器
１４０ コヒーレント受信器
２００ 送信フレーム
２１０ プリアンブル
２２０ ＳＦＤ（Ｓｔａｒｔ Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ）
２３０ ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）
２４０ ＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）
３００、４００、５００、６００、１６００ 送信器
３１０、４１０、５１０、６１０ 第１信号コンバータ
３２０、４２０、５２０、６２０ 第２信号コンバータ
４１１、５１１、６１１、１６１０ ターナリーシーケンスマッパー
４１２、５１２、６１２ パルス整形フィルタ
４３０、５３０、６３０ ゼロ値コンバータ
４３１、５３１、６３１ ゼロ値検出器
４３２、５３２、６３２ オン／オフコントローラ
４４０、５４０、６４０ 絶対値１コンバータ
４４１、５４１、６４１ 絶対値検出器
４４２、５４２、６４２ 符号検出器
４４３、６４３ ＶＣＯ
４４４、６４４ 周波数シフター
４４５、５４４、６４６、１１１５ 演算器
４５０、５５０、６５０ 増幅器
５４３、６４５ 位相シフター
７１０、８１０、９１０ バイナリデータシーケンス
７２０、８２０、９２０ ターナリーシーケンス
７３０、８３０、９３０ パルス整形フィルタ出力信号
７４０、８４０、９４０ 増幅された第２信号
１０００、１１００、１２００、１７００ 受信器
１０１０ フィルタ
１０２０ 包絡線検出器
１０３０、１１２０、１２２０ バイナリデータシーケンス検出器
１０３１、１１２１ 相関器
１０３２、１１２２、１２２２ データデコーダ
１１１０ 全体包絡線検出器
１１１１ 第１フィルタ
１１１２ 第１包絡線検出器
１１１３ 第２フィルタ
１１１４ 第２包絡線検出器
１２１０ 相関関係検出器
１２１１ ＲＦ／アナログプロセッサ
１２１２ 第１相関器
１２２１ 第２相関器
１３１１、１４１１ スペクトル
１３１２、１４１２、１４１３ フィルタ周波数応答
１５１１ １の要素に対応する区間の位相θ_１
１５１２ −１の要素に対応する区間の位相θ_２
１６２０ コンバータ
１７１０ 信号受信器
１７２０ 検出器

Claims (12)

1. 送信器の動作方法であって、
   チップシーケンスを生成するステップと、
   変調信号を生成する変調方式を用いて前記チップシーケンスを変調するステップと、
   パルス整形フィルタを用いて前記変調信号をフィルタリングするステップと、を有し、
   前記チップシーケンスは、拡散ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）フィールドに対応するシーケンス、及びＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）フィールドに対応するシーケンスを含むことを特徴とする送信器の動作方法。
2. 前記拡散ＰＨＲフィールドは、前記変調方式及びＨＣＳ（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｈｅｃｋ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）に関する情報を含むことを特徴とする請求項１に記載の送信器の動作方法。
3. 前記変調方式は、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であることを特徴とする請求項１に記載の送信器の動作方法。
4. 前記パルス整形フィルタは、ガウスパルス整形フィルタであることを特徴とする請求項１に記載の送信器の動作方法。
5. 前記変調方式に対応するチップレートは、７８０ＭＨｚ及び８６３ＭＨｚ帯域で６００ｋｃｈｉｐ／Ｓであることを特徴とする請求項１に記載の送信器の動作方法。
6. 前記変調方式に対応するチップレートは、４３３ＭＨｚ及び４７０ＭＨｚ帯域で２５０ｋｃｈｉｐ／Ｓであることを特徴とする請求項１に記載の送信器の動作方法。
7. 送信器であって、
   チップシーケンスを生成し、変調信号を生成する変調方式を用いて前記チップシーケンスを変調し、パルス整形フィルタを用いて前記変調信号をフィルタリングするプロセッサを備え、 前記チップシーケンスは、拡散ＰＨＲ（ＰＨｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｈｅａｄｅｒ）フィールドに対応するシーケンス、及びＰＳＤＵ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）フィールドに対応するシーケンスを含むことを特徴とする送信器。
8. 前記拡散ＰＨＲフィールドは、前記変調方式及びＨＣＳ（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｈｅｃｋ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）に関する情報を含むことを特徴とする請求項７に記載の送信器。
9. 前記変調方式は、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であることを特徴とする請求項７に記載の送信器。
10. 前記パルス整形フィルタは、ガウスパルス整形フィルタであることを特徴とする請求項７に記載の送信器。
11. 前記変調方式に対応するチップレートは、７８０ＭＨｚ及び８６３ＭＨｚ帯域で６００ｋｃｈｉｐ／Ｓであることを特徴とする請求項７に記載の送信器。
12. 前記変調方式に対応するチップレートは、４３３ＭＨｚ及び４７０ＭＨｚ帯域で２５０ｋｃｈｉｐ／Ｓであることを特徴とする請求項７に記載の送信器。

Images