JP2009502095A - 多数の受信機タイプに適合する信号であって、改善された受信機性能用に設計される信号を変調及び復調するための方法、装置及びシステム - Google Patents

Abstract

多数の受信機タイプに適合する信号であって、改善された受信機性能用に設計される信号を変調及び復調するための方法、装置及びシステム。本発明は、順方向誤り訂正符号化、再帰的変調、及び他の技法を用いた、ハイブリッドインパルス無線（Ｈ−ＩＲ）超広帯域（ＵＷＢ）を使用することを含む。これらの技法は、１つの送信機が、コヒーレント受信機、差動コヒーレント受信機、及び／又は非コヒーレント受信機によって同時に復調することができる波形を送信できるように設計される。

Description

［関連出願の相互参照］
本発明は、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書（２００４年１０月１４日出願）及び米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書（２００５年３月７日出願）に関連し、両方の米国特許出願の内容全体が参照により本明細書に援用される。

［発明の背景］
［発明の分野］
多数の受信機タイプに適合する信号であって、改善された受信機性能用に設計される信号を変調及び復調するための方法、装置及びシステム。
［背景の検討］
合衆国では、無線通信システムのための超広帯域幅（ＵＷＢ）信号を、条件付きでライセンスなしで使用することが連邦通信委員会(Federal Communications Commission)（ＦＣＣ）によって許されている。その内容全体が参照により本明細書に援用される、「First Report and Order」（２００２年２月１４日）を参照されたい。ＵＷＢ信号は、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの周波数範囲内にあり、５００ＭＨｚの最小帯域幅を有する必要がある。ＦＣＣの規制によれば、ＵＷＢ信号の電力スペクトル密度及びピーク放射電力も制限されており、たとえば−４３．１ｄＢｍ／ＭＨｚ未満に制限される。

ＵＷＢのための１つの変調方法は、極めて短い時間のパルスを用いて、５００ＭＨｚよりも広い帯域幅を有する信号を生成する。たとえば、約３００ｍｍの波長に対応する、１，０００，０００，０００分の１秒以下のパルスが用いられる。短いパルスを使用するシステムは一般的にインパルス無線（ＩＲ）システムと呼ばれる。

図１Ａに示されるように、無線通信システムのために４つの異なる変調技法、すなわちパルス位置変調（ＰＰＭ）１１、パルス振幅変調（ＰＡＭ）１２、オン−オフキーイング（ＯＯＫ）１３及び２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）１４を用いることができる。

１つの利点として、ＵＷＢシステムは、高いデータ転送速度を達成することができ、大きな処理利得によってマルチパス劣化に耐える。さらに、ＩＲを基にするＵＷＢ技術を使用することによって、ヘテロダイニングのための局部発振器を必要としない、低コスト、低デューティサイクル、低電力の送受信機を実現できるようになる。ＵＷＢ無線機（radio）は主にデジタル回路であるので、それらは半導体チップの中に容易に組み込むことができる。ＵＷＢシステムでは、多数の無線機が、互いに干渉を引き起こすことなく、同じスペクトルを同時に共用することができ、高速のホームネットワーキングデバイス及びビジネスネットワーキングデバイス、ならびにセンサネットワークにとって理想的である。

センサネットワークでは、多数の安価なセンシングデバイス間で直に通信できるようにすることが望ましい。ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａの基準は、１Ｋｂｓ〜１Ｍｂｐｓのスケーラブルなデータ転送速度で通信するための物理層を定義する（その内容全体が参照により本明細書に援用される、低電力、低データ転送速度ネットワークのための「IEEE P802.15.4a WPAN Alternate PHY-PAR」（２００３年））。

一般的に、ＩＲシステムは、時間ホップ（time-hopped）（ＴＨ−ＩＲ）、又は直接系列(direct-sequence)（ＤＳ−ＩＲ）、又は基準伝送(transmitted-reference)（ＴＲ−ＩＲ）、又はパルス位置変調（ＰＰＭ）のいずれかである。全てのシステムが、短い持続時間のパルスの系列、ｐ（ｔ）を用いる。しかしながら、これらのシステムのための変調及び復調は大きく異なるので、それらのシステムは同じネットワーク内で互換性を確保できない。

ＴＨ−ＩＲシステムは、M. Win及びR. A. Scholtz著「Ultra-Wide Band Width Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications」（IEEE Trans. On Communications, Vol. 48, No. 4, ２０００年４月, pp. 679-691）に記述されており、その内容全体が参照により本明細書に援用される。ＴＨ−ＩＲシステムでは、それぞれのビット又はシンボルがＮ_ｆ個のパルスによって表される。ただし、Ｎ_ｆは正の整数である。そのビットを送信するのにかかる時間はＴ_ｓである。これは、シンボル持続時間と呼ばれる。時間Ｔ_ｓはさらにフレームＴ_ｆに分割され、フレームは、典型的にはパルス持続時間に対応するチップＴ_ｃに分割される。Ｎ_ｃが１フレーム内のチップの数を表し、Ｎ_ｆが１シンボル内のフレームの数を表すものとすると、Ｔ_ｓ、Ｔ_ｆ及びＴ_ｃは、以下のように関係付けられる。

図１Ｂは、一例の従来技術のＴＨ−ＩＲの「０」ビットの場合の波形１１０及び「１」ビットの場合の波形１２０のパルス１０４のシンボル時間Ｔ_ｓ１０１、フレーム時間Ｔ_ｆ１０２及びチップ時間ｔ_ｃ１０３の関係を示す。典型的には、それらのパルスは、「時間ホッピング」符号に従って、１フレーム内で利用可能なチップ間で擬似ランダムに間隔を置いて配置され、多数の送信機による干渉の影響を最小限に抑える。

上述したように、変調として、２位相偏移変調を用いることができる。ＢＰＳＫの場合、各ビットｂは、＋１又は−１のいずれかとして表され、ｂ∈｛−１，１｝である。送信信号は以下の形を有する。

ただし、ｃ_ｊは、範囲｛０，１，．．．，Ｎ_ｃ−１｝内にあるＴＨ符号のｊ番目の値を表し、ｂはｉ番目の変調シンボルである。さらに、任意選択で、ｈ_ｉ，ｊとして表される系列を送信信号内の各パルスに適用して、送信信号のスペクトルを整形すると共にスペクトル線を低減することができる。系列ｈ_ｉ，ｊは極性スクランブリング系列と呼ばれ、＋１又は−１いずれかの値を有する。スペクトルの整形においてさらに大きな自由度を与えるために、異なる振幅を用いることができる。

ＤＳ−ＩＲシステムはＴＨ−ＩＲに極めて似ているが、時間ホッピングを行わないことが異なり、それは、式（２）中のｃ_ｊが０に等しく、全てのパルスが各フレームの先頭において揃っていることを意味する。ここでは、スペクトルを整形するほかに、系列ｈ_ｉ，ｊが必要になり、マルチアクセスによる干渉への良好な耐性を提供するように設計される必要がある。

図２は、ＴＨ−ＩＲ及びＤＳ−ＩＲのシグナリングの両方の場合に機能する従来のコヒーレント受信機２００を示す。その受信機は、自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット２１０と、ユニット２１０に結合される増幅器２２０と、増幅器２２０に接続される受信アンテナ２３０とを備える。また、その受信機は、同期ユニット２４０と、タイミング制御ユニット２５０と、チャネル推定ユニット２６０と、ＭＭＳＥ等化器ユニット２７０と、復号器ユニット２８０とを備える。ＲＡＫＥ受信機フィンガ２９０が加算器２９５に入力する。各ＲＡＫＥフィンガは、パルス系列発生器と、相関器と、重み合成器とを備える。ＲＡＫＥフィンガは、異なるマルチパス成分に含まれるエネルギーを収集し、またマルチパス干渉を低減することもできる。ＵＷＢ信号内のマルチパスの密度に応じて、必要とされるＲＡＫＥフィンガの数は、適当な性能を得るだけの数にすることができる。加算器の出力は等化され、復号される。典型的なＴＨ−ＩＲ受信機は、著しく複雑である。

ＴＲ−ＩＲシステムは、ＲＡＫＥ受信機を不要にする（その内容全体が参照により本明細書に援用される、R. Hoctor及びH. Tomlinson著「Delay-Hopped Transmitted -Reference RF Communications」（IEEE Conference on Ultra Wide Band Width Systems and Technologies, ２００２年, pp. 265-269））。ＴＲ−ＩＲシステムでは、情報は、系列内の連続するパルスの位相差として符号化される。ＴＲ−ＩＲシステム内の各シンボルは、時間ホッピングされた「ダブレット」、すなわち２つの連続したパルスの対の系列である。典型的には、その対内の第１のパルスは基準パルスと呼ばれ、第２のパルスはデータパルスと呼ばれる。各対内の２つのパルスは、一定の時間単位Ｔ_ｄだけ分離される。１つの情報ビットのために多数の対を送信することができる。送信波形は以下の形をとる。

ただし、Ｔ_ｆ、Ｔ_ｃ、ｈ_ｉ，ｊ及びＮ_ｆは、ＴＨ−ＩＲの場合と同じである。

図３は、一例のＴＨ−ＩＲの「０」ビットの場合の波形３１０及び「１」ビットの場合の波形３２０のパルス３０４のシンボル時間Ｔ_ｓ３０１、フレーム時間Ｔ_ｆ３０２及びチップ時間Ｔ_ｃ３０３の関係を示す。

図４ａは、従来のＴＲ−ＩＲ受信機４００を示しており、図２のコヒーレント受信機よりもはるかに簡単である。その受信機は、遅延ユニット４０１と、乗算器ユニット４０２と、積分器ユニット４０３、サンプラユニット４０７と、判定ユニット４０４とを備える。受信機は本質的に、受信信号４０５と当該受信信号４０５の遅延したもの４０６との相関をとる。ＴＲ−ＩＲ受信機４００が、コヒーレント受信機２００よりも簡素であることは明らかである。しかしながら、構成を簡単にすることは、２倍のパルス数と、基準パルスのためのさらなるエネルギー、名目的には３ｄＢ以上のエネルギーを必要とすることとをコストとして要求する。

別の受信機タイプは、ＯＯＫ変調又はＰＰＭ変調と共に用いることができる非コヒーレントエネルギー検出器である。この受信機タイプは、大抵の場合に性能が最も低いかもしれないが、ハードウエア構成が最も簡単であるという利点を有する。

従来のＴＨ／ＤＳ−ＩＲ、又はＴＲ−ＩＲ、又はＰＰＭ変調のタイプのいずれかを用いることを決めた時点で、システム構造に互換性がなくなることは明らかである。それゆえ、本発明人によって見いだされるように、これらの送受信機の全て（又は少なくともいくつか）とともに動作し、共通の無線ネットワーク内でコスト、複雑さ及び性能をトレードオフできるようにするシステム構造を提供することが望ましい。

米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書は、同じ無線ネットワーク内に異なる送受信機を組み込むためのシステム及び方法を記載する。これらの出願は、異なる受信機が同じ信号を同時に復調できるように情報ビットを符号化する変調フォーマットも記載する。さらに、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書の変調フォーマットは、コヒーレント受信機が用いられるときに、従来の（差動復号可能である）変調フォーマットの固有の３ｄＢ損失を受けない。米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書の変調フォーマットは、狭帯域、広帯域及び超広帯域の無線システムに適用することができる。

より具体的には、米国特許出願１０／９６４９１８号明細書の変調フォーマットは、現在のビット毎の波形対のビット系列を含み、このビット系列は無線ネットワーク内の基準波形（たとえば１つのパルス）とデータ波形（たとえば別のパルス）とによって生成される。基準波形の位相は、以前に変調されたビットに基づき、対の基準波形とデータ波形との間の位相差（極性）は、現在のビットに基づく。このタイプの変調は、これ以降、ハイブリッドＩＲ（Ｈ−ＩＲ）と定義される。

米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書では、１シンボルの中に他の変調フォーマットを含むことによって、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書のＨ−ＩＲ方式がさらに一般化された。一実施形態では、シンボル周期がＮ個の時間インターバルに分割され、その後、予め定義された（Ｈ−ＩＲ）波形が、Ｎ個のインターバルのうちの選択されたインターバルにおいて送信される。選択されるインターバルは、変調されるべき情報ビットに基づくことができる。この結果として、その内容全体が参照により本明細書に援用される、J. G. Proakis著「Digital Communications」（New York, NY: McGraw-Hill, 第４版, ２００１年）に教示されるように、ＰＰＭにおいて果たされるのに類似する波形中の位置においてビットを符号化する高次の変調が達成される。米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書において記述される修正Ｈ−ＩＲ方式の主な利点は、非コヒーレントエネルギー検出器を用いて、ＰＰＭ信号を受信できることである。すなわち、シンボル持続時間を複数のサブインターバルに細分することによって、送信機が、ＰＰＭ技法及び上記のＨ−ＩＲ技法によってビットを変調できるようになる。同じ送信波形を受信するために、現在、３つのタイプの受信機、すなわち非コヒーレントにエネルギーを収集するように構成される受信機、差動コヒーレント(differentially coherent)タイプの受信機及びコヒーレントＲＡＫＥ受信機が用いられることがある。当然、アーキテクチャがさらに複雑になり、さらに良好な全ＢＥＲ性能が達成されるのに伴って、これら３つのタイプの受信機の性能は変化するであろう。

言い換えると、米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書は、図４ａにおいて示されるタイプのシステムを構成できるようにする送信機波形を記載する。ここで、中央ノード４１０、及び３つの他のノード４１１、４１２、４１３を含む簡単なシステムを示す。ノード４１１〜４１３は、ノード４１０によって送信される信号を復調するために用いる受信機のタイプだけが異なる。たとえば、ノード４１１はコヒーレント受信機を含み、ノード４１２は差動受信機を含み、ノード４１３は非コヒーレント受信機を含む。米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書において記載される発明によって、３つ全てのノードが、ノード４１０の送信を同時に受信し、復調できるようになる（ただし、それらの受信機が送信機の通信範囲内にある場合に限る）。

ＰＰＭ変調を追加することを含むか、又は含まない、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書のＨ−ＩＲ変調は、送信波形に記憶を追加するという点でさらに好都合である。米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において言及されるように、最尤系列検出器（ＭＳＬＤ）を用いることによって、この記憶を、コヒーレント受信機の利点のために利用することができる。基本的には、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載されるようなＨ−ＩＲ変調方式は、１つの形のトレリス符号化変調（ＴＣＭ）である。ＴＣＭは、ＢＰＳＫのような無記憶線形変調技法に対して、コヒーレント受信機の性能を改善することが示されている（たとえば、その内容全体が参照により本明細書に援用される、John B. Anderson及びArne Svensson著「Coded Modulation Systems」（Kluwer Academic/Plenum Publishers, New York, N. Y., 2003）を参照されたい）。したがって、本発明人によって見いだされるように、種々のトレリス符号化／復号技法を適用して、より高い受信機性能を達成することが望ましい。

［発明の概要］
本発明は、種々の新たなＨ−ＩＲ符号化／復号デバイス、システム、方法及びコンピュータプログラム製品を提供する。これらの改善形態は、制限長(constraint length)が短い畳み込み符号と併用される新たなＨ−ＩＲ変調タイプを含む。さらに、本発明は、種々のＨ−ＩＲ符号化技法と順方向誤り訂正（ＦＥＣ）とを１つの形の連接符号(concatenated coding)として組み合わせる。また、性能を改善するための繰り返し(iterative)符号化／復号技法を含む、改善されたＨ−ＩＲ技法が提供される。新規性がある１つの点として、この繰り返し復号は、付加的なレベルの符号を１つだけ用いることによって、構成をさらに複雑にすることなく、且つ従来のシステムにおいて共通のデータ転送速度損失を伴うことなく、直列連接符号化方式(serially concatenated coding scheme)に相当する性能の改善を提供するということがある。別の実施形態は、ターボ符号を用いる修正Ｈ−ＩＲシステムを対象とする。

本発明の別の実施形態は、繰り返し符号化／復号を用いることによって、性能が改善された新たな変調フォーマットを提供する。米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載されるＨ−ＩＲ符号は、短い畳み込み符号と考えることができる。したがって、これらの符号は非再帰的システマティック符号である。本発明の一実施形態は、新たなＨ−ＩＲ符号が、繰り返し復号方法にとって好都合である再帰的符号であるという事実によって、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載されるＨ−ＩＲ符号とは異なるが、それでも、対応する新たな変調は、２〜３の異なるタイプの受信機によって復調することができる。

本発明の一実施形態は、ダブレットと呼ばれるパルス対の絶対位相及び相対位相にビット情報を埋め込む（変調する）信号を生成する送信機である。その際、ダブレットの系列が、時間ホッピング系列に従って、かつ、任意選択で極性ホッピング系列に従って、送信される（いずれの系列とも、送信機分離(transmitter isolation)、及び送信信号のスペクトル平滑化のために用いられる）。一実施形態では、入力ビット系列の先行するビットについての情報を用いて、基準パルスの絶対位相が決定され、一方、現在のビットを用いて、基準パルス及びデータパルスの相対位相（０度、１８０度）が決定される。この実施形態は、コヒーレント及び差動コヒーレントの両方の受信機によって、送信信号を同時に受信／復調できるようにする。非コヒーレントに復調できるようにするために、同様に、情報ビットに従って、信号内のダブレットの位置を変調することもある。この実施形態では、送信される現在のビットが、ダブレットの位置を決定し、一方、先行する２ビットが、基準パルスの絶対位相、及びダブレットのデータパルスと基準パルスとの間の相対位相を決定する。

本発明、及びその関連する利点の多くは、添付の図面と合わせて考えるときに、以下の詳細な説明を参照することによって理解が深まるにつれて、容易に、さらに完全に理解されるであろう。なお、いくつかの図面を通して、類似の参照符号は、同一の又は対応する部分を指している。

［好適な実施形態の詳細な説明］
上述したように、本発明は、種々のハイブリッド−ＩＲ（Ｈ−ＩＲ）システムが導入された米国特許出願１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載される発明を拡張したものを含む。米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載されるＨ−ＩＲシステムによって、ＴＨ−ＩＲ、ＴＲ−ＩＲ及び非コヒーレントの受信機が、同じ無線ネットワーク内に共存できるようになった。すなわち、先に説明されたＨ−ＩＲシステムによって、ＴＨ−ＩＲ、ＴＲ−ＩＲ及び非コヒーレントの受信機が、共通の変調波形によって同時にサービスを受けられるようになった。先に説明されたＨ−ＩＲシステムは、記憶を有する変調フォーマットを提供する点で好都合であった。記憶を有する変調フォーマットは、トレリス図によって表すことができ、当該トレリス図により、パルス（又はシンボル）位置及びパルス振幅の両方において情報ビットを符号化する変調を理解することができる。

［実施形態１］
概説として、図５は、本発明の第１の実施形態による、且つ米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書に最初に記載されるような、Ｈ−ＩＲ送信機５００を示す。その送信機は、入力ビット５０１のためのプリプロセッサ５１０を備える。プリプロセッサは、遅延５０２及び加算器５０３を備える。プリプロセッサは、簡単な形の畳み込み符号器と考えることもでき、５１０の場合には、制限長２の符号器である。加算器は、各入力ビット５０１と、そのビットが遅延したものとを加算し、その和は反転される（５０４）。ここで、符号器５１０として、図示される制限長２の符号器だけでなく、任意のシステマティック符号器を用いることができることに留意されたい。さらに重要な点であって後の説明において用いる点は、その符号器は、再帰的システマティック畳み込み符号器とすることができることである。

プリプロセッシングは、２つの連続した情報ビットから一対の変調ビットを生成する。情報ビット毎に二対以上の情報ビットを用いることができることに留意されたい。各シンボル周期中に、そのシンボルは変調される（５１１及び５１２）。その系列内の基準波形、たとえばパルス５２３は、入力ビット５０１に基づいて、ＢＰＳＫ変調され（５１１）、データ波形、たとえばパルス５２４は、反転された和に基づいて、ＢＰＳＫ変調される（５１２）。パルスの系列を出力する波形発生器５２１及び５２２が、出力されるパルス５２１及び５２２の位相を設定するＢＰＳＫ変調器５１１及び５１２の出力によって、且つ個々のパルス出力のタイミングを設定するホッピング系列５３０及び遅延Ｔ_ｄ５３１に従って制御される。その結果は合成される（５４０）。

送信信号、ｓ（ｔ）５４１は、以下のように表すことができる。

式（１）による変調は、基準パルスとデータパルスとの間の位相差が、従来のＴＲ−ＩＲシステムと同じであることを示す。表Ａは、先行するビット及び現在のビット、基準波形及びデータ波形の対応する値、並びにそれらの位相差又は極性の４つの取り得る組み合わせを示している。

現在のビットが０である場合には、先行するビットの値にかかわらず、基準パルスとデータパルスとの間の位相差は常に１８０度である。現在のビットが１である場合には、位相差は０度である。

従来のＴＲ−ＩＲ受信機が、本発明による信号を復調できることは明らかであろう。すなわち、図４ａの従来の差動コヒーレント受信機を用いて、基準パルスとデータパルスとの間の位相差を検出することができ、それゆえ、そのデータを復調することができる。これらの送信信号は、図２に示される従来のコヒーレントＲＡＫＥ受信機では、復調することはできない。しかしながら、図７に示されるコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信機によって、送信信号を同時に復調することができる。

図７に示される受信機は、図４ａに示される従来のコヒーレントＴＲ−ＩＲ受信機に比べて性能が改善されている。その性能の向上は、情報が基準パルス及びデータパルスの両方において符号化されるという事実に基づく。こうして、図７に示されるコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信機は、基準パルスのエネルギーを用いて、送信ビットの値を判定することができる。表Ａを参照されたい。各シンボル周期中に、Ｎ_ｆ／２対の系列が送信される。各フレーム内の対はパルスの系列として記述され、それぞれは、送信される現在のビット及び先行するビットに基づくパルスの極性を有する。それらの対の４つの取り得る組み合わせがある。

上記の式の中の以下の係数は、送信シンボルを単位エネルギーに正規化する。

ただし、Ｅ_ｐはパルスのエネルギーであり、Ｎ_ｆは１シンボル内のパルスの数である。この１組の４つの信号は、２つの直交する基底関数Ψ_０及びΨ_１で記述できることに留意されたい。基底関数として以下の式を選択する。

その場合、４つの取り得る対を以下のように表すことができる。

また、それらの信号を以下のベクトルとして表すこともできる。

それゆえ、送信信号は、以下のように説明することができる。各シンボル周期中に、送信機は、Ｎ_ｆ／２対の系列を送信する。４つの取り得る対は式（４）によって与えられる。それらの対は任意選択的に、時間ホッピングされ、極性符号でスクランブルされて、１つのチャネル上で複数の送信機を可能にし、且つ送信波形のスペクトルを平滑化できるようにする。

式（５）に示されるように、送信信号を表すために多数の基底信号を用いることができるので、送信信号は多次元信号である。シンボル波形の多次元記述及び連続するシンボル間の記憶に対応することにより、コヒーレントＴＨ−ＩＲ受信機は、ＭＬＳＤ検出器を用いることによって、付加的な符号化利得を達成することができる。ビタビ復号のようなＭＳＬＤ検出器を近似する方法を用いることもできる。

図６は、トレリスを用いるコヒーレント復号器（たとえば、ビタビ復号器）のための図６００を示す。そのトレリスは２つの状態を有する。ただし、状態０ ６０１は先行する「０」のビットの値であり、状態１ ６０２は先行する「１」のビットの値である。トレリスのブランチは、起こり得る遷移を示す。ブランチは、現在のビットの値、及び送信対のベクトル表現を付される。たとえば、現在の状態が０であり、「１」ビットが送信されることになる場合には、状態１への遷移が生じ、対ｓ_１＝［−１，−１］が送信される。この場合には、差動コヒーレントＴＲ受信機はＭＬＳＤを必要としない。現在のビットは位相差において符号化される。コヒーレントの場合のＭＳＬＤの理由は、コヒーレント受信機が、パルスの絶対位相を求めることができ、５１０の符号器が、先行するビットの値に基づいて基準ビットの位相を調整していることである。

ハイブリッド−ＩＲ変調をこのように解釈すると、コヒーレントＴＨ−ＩＲ受信機を用いて、信号を復調できることがわかる。ＴＨ−ＩＲ受信機は、本発明に基づいて、シンボル波形及び連続するシンボル間の関係から成る２次元の記述に対応するようになっている。

図７は、本発明の第１の実施形態によるコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信機７００を示す。上記のように、その受信機は、ＲＡＫＥ構造７９０を含む。しかしながら、ここでは、ＲＡＫＥフィンガは、到来する信号と、２つの基底パルスψ_０（ｔ）及びψ_１（ｔ）の系列との相関をとる。各ＲＡＫＥフィンガの出力は、ここでは、２−Ｄベクトル７０１である。そのフィンガの出力を加算して（７１０）、従来の最尤系列検出器（ＭＬＳＤ）７２０のための軟入力(soft input)観測結果７０２が生成される。ＭＬＳＤ検出器は、観測結果７０２の与えられる系列について、トレリス６００を通る最も確からしいパスを判定する。ビタビ復号のような、ＭＳＬＤ検出器を近似する方法を用いることもできる。

図８は、シンボル、ビット及び変調波形の間の関係を示す。変調されることになる系列８０１の６つのシンボルは、ｂ_０〜ｂ_５を付されており、先行して符号化されたシンボルは「０」である。その系列例のシンボルは、
｛０，１，１，０，０，１｝８０２
であり、それは基準ビット
｛−１，−１，＋１，＋１，−１，−１｝８０３
及びデータビット
｛＋１，−１，＋１，−１，＋１，−１｝８０４
ならびに基準パルス及びデータパルスの対８０６を有する波形８０５に対応する。ただし、「ダウン」パルスは「−１」を符号化し、「アップ」パルスは「＋１」を符号化する。

図８から、波形８０５は先に説明された特性を有することがわかる。具体的には、各対８０６内の基準パルスとデータパルスとの間の位相差は、送信される現在のビットについての情報を含む。対毎に、「０」ビットが送信されるときには、位相差は１８０度であり、「１」ビットが送信されるときには、位相差は０度である。

さらに、それらの対から成る系列は、基準パルスの極性において、先行するビットについての情報も含む。再び、これは図８に示されており、各対の基準パルスは＋／−の極性を有し、それは、先行して符号化されたビットの値を示す。すなわち、先行するビットが「１」であったときに、正の極性が送信され、先行するビットが「０」であったときに、負の極性が送信される。極性を全て反転しても、同じ結果を得ることができることは理解されたい。

それゆえ、この波形によれば、図４及び図７にそれぞれ示されるような、コヒーレント及び差動コヒーレントの両方の受信機を、同一のネットワークにおいて用いることができるようになる。受信機の選択は、要求される性能、実現する上でのコスト、又は所望の伝送距離のような考慮すべき事柄に基づくことができる。多数の対を用いて１シンボルを伝送する場合に一般化することは簡単である。この場合、各対が何度も繰り返され、極性スクランブル符号を用いて、波形のスペクトル特性を改善することができる。

［実施形態２］
米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書では、１シンボル内に他の変調フォーマットを含むことによって、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書において記載されるＨ−ＩＲ方式を一般化した。たとえば、Ｎ個のインターバルのうちの選択されたインターバル内で先行して定義された波形を送信することができるように、現在のビットのためのシンボル周期をＮ個の時間インターバルに分割することを記載した。選択されるインターバルは、変調されることになる情報ビットに基づくことができる。このようにして、ＰＰＭにおいて果たされるように、波形の位置においてビットを符号化する高次の変調を記載した。

この方式の主な利点は、非コヒーレントエネルギー検出器を用いて、ＰＰＭ信号を受信できることである。シンボル周期期間の区分を多数のサブインターバルにさらに分割することによって、送信機は、上記のＰＰＭ技法及びＨ−ＩＲ技法によって、ビットを変調できるようになる。ここでは、エネルギー収集又は差動コヒーレントタイプの受信機、及びコヒーレントＲＡＫＥ受信機に基づく受信機を用いることができる。当然、アーキテクチャがさらに複雑になり、さらに良好な全ビット誤り率（ＢＥＲ）性能が達成されるのに伴って、これらの受信機の性能は変化するであろう。ＰＰＭ変調を追加することによって、変調フォーマットの「記憶」も増加する。この場合、差動コヒーレント受信機及びコヒーレント受信機によって見られるように、信号を復号するために用いられるトレリスは、後に説明されるように変更される。

第２の実施形態の一例では、２値ＰＰＭ（ＢＰＰＭ）を追加する最も簡単な場合について考える。この場合、シンボルインターバルは２つのインターバル、すなわち第１の半分（Ｆ）及び第２の半分（Ｓ）に分割される。ビットストリームの現在のビットを用いて、２つの取り得る位置のうちの一方が選択される。すなわち、第１のインターバルにおいてビット「１」が符号化され、第２のインターバルにおいてビット「０」が符号化される。

さらに、送信される波形は、上記のＨ−ＩＲ方式の場合に説明されたように構成されるものと仮定する。この場合に、現在のビットを用いて、波形の位置が変調されているので、直前の２ビットを用いて、シンボル波形のダブレットを構成する基準パルス及びデータパルスが変調される。こうして、簡単な非コヒーレント受信機が、選択された送信インターバル、すなわちパルス位置を復号することができる。さらに、それでも、差動コヒーレント又はコヒーレントＲＡＫＥ受信機を用いることができ、より高次のトレリス符号化／復号によって、性能を改善することができる。

さらに一般化することも可能である。ダブレットを、複数のパルス、すなわち２つ以上のパルスを含む波形に拡張することができる。このようにして、さらに高次のＴＲ方式を開発することができ、その場合、波形内のパルスのうちの１つが、他のパルスのための基準としての役割を果たす。こうして、ただ１つのシンボル周期において多数のビットを送信する高次の変調を達成することができ、すなわち、この枠組みの中でＮ値（N-ary）変調フォーマットを考えることができる。この場合、送信波形は、１ビットではなく、いくつかのビットを搬送する。その方法は、「記憶」を有する連続したシンボル間に記憶を導入する。こうして、受信シンボルの系列においてトレリス復調を実施することによって、差動コヒーレント受信機又はコヒーレント受信機が、この記憶機構を利用することができる。

先行するビットをさらにマッピングすることを利用して、基準パルスの極性を変調し、データパルスとの適当な位相関係を保持することができることに留意されたい。さらに、この方式は、マルチパルス波形にＰＰＭ変調を追加することによって、さらに一般化することができることに留意されたい。

次に、拡張されたＨ−ＩＲ変調を受信できるようにするコヒーレント受信機の実施形態を説明する。再び、上記のようにＢＰＰＭを使用することを考慮に入れている。

ＢＰＰＭは波形位置を用いて情報ビットを搬送するので、差動コヒーレント又はコヒーレントＲＡＫＥ受信機を用いるとき、各フレームにおいてさらに長い「記憶」長が得られる。この場合、記憶の長さは２ビット、すなわち現在のビットｂ_ｉの直前で符号化される２ビットである。すなわち、上記のＨ−ＩＲ方式によれば、ビットｂ_ｉ−２及びｂ_ｉ−１を用いて、基準パルスの極性が変調され、ビットｂ_ｉ−１が、位相差及び基準パルスの極性を決定し、一方、現在のビットｂ_ｉが、シンボル持続時間内の波形位置を決定する。その後、後述するように、トレリス変調を実行することができる。

図１１は、図５のＨ−ＩＲ送信機５００に対してなされる変更を示す。プリプロセッサ１１００はプリプロセッサ５１０に対応するが、付加的な変調フォーマットを具現するように変更される。ここでは、２つの遅延ユニット１１１０及び１１１１を追加することによって、加算器への２つの入力ビット５０１が先行する２ビットとなっている。その後、先行する２ビットの和が反転される（５０４）。ここで、現在のビット５０１は、バイパス線１１２０において与えられる別の変調フォーマット（たとえば、ＢＰＰＭ）によって符号化され、さらに高い次数が達成される。符号化されるビットの選択及び構成は、数多くの異なる選択肢に対して一般化することができる。

表Ｂは、現在のビット及び先行する２ビット、基準波形及びデータ波形の対応する値、ならびにそれらの位相差又は極性の８つの取り得る組み合わせを示す。

その信号は、最大受信機エネルギーを有する時間インターバル（第１の半分又は第２の半分）を選択する非コヒーレントＢＰＰＭ受信機を用いて復調することができる。図１２ａは、本発明の第２の実施形態において用いられる非コヒーレント検出器１２７０のブロック図である。その非コヒーレント検出器は、タイミング回路１２７３とエネルギー検出器１２７２ａ及び１２７２ｂとから成る。そのエネルギー検出器は単に、１シンボルインターバルの第１の半分及び第２の半分における受信信号の全エネルギーを計算し、その後、これらのエネルギーを判定デバイス１２７４に供給する。判定デバイスは、最大エネルギーを選択し、そのシンボルの第１の半分内のエネルギーのほうが大きい場合には、現在のビットが「１」であると判定し、そうでない場合には、「０」であると判定する。この検出器は、波形の細かい構造を推測しないので、さらに複雑な受信機構造の符号化利得は得られない。

その信号は、性能が改善された差動コヒーレントＴＲ受信機又はコヒーレントＲＡＫＥ受信機によって復調することもできる。性能の向上は、先行するビットの情報、すなわち記憶が、現在のビットの基準パルス及びデータパルスの両方において符号化されるという事実に基づく。付加情報が、ＴＲ受信機又はＲＡＫＥ受信機が送信ビットの値を判定するのを助けることができる。表Ａを参照されたい。

差動コヒーレントＴＲ復調の場合のこの手法の一例として、波長位置（第１の半分又は第２の半分）が現在の受信ビットを表し、基準パルスとデータパルスとの間の位相差が先行して受信されたビットを表すことに特に言及する。

図９は、差動コヒーレント復号のために用いることができる２状態トレリス９００を示す。ここで、状態「０」９１０は先行するビット「０」にマッピングし、状態「１」９２０は先行するビット「１」にマッピングする。トレリスのブランチ９３０は、起こり得る状態遷移を示す。ブランチは現在のビットの値、及び送信対のベクトル表現を付されており、先行するビットは基準パルスとデータパルスとの間の位相差によって復調され、現在のビットは波長位置によって復調され、Ｆ及びＳはそれぞれ、第１の半分及び第２の半分を表す。

図１２は、本発明の第２の実施形態による差動コヒーレントＴＲ受信機１２００を示す。送信波形に対して整合される整合フィルタ（ＭＦ）（図示せず）で受信信号をプリフィルタリングした後に、受信機は、受信信号１２６０と、それを遅延した信号１２２０との相関をとる。相関をとった結果は、積分器１２３０において積分され、セレクタ１２７０に送られる。しかしながら、従来技術とは異なり、その判定は、積分（１２３０）及び選択（１２７０）後には行われない。代わりに、ＭＬＳＤ検出器１２４０が、その入力として、２つの取り得る波形位置における相関器からの出力と、入力からのパルスの間の相対的位相差における相関器からの出力を受け取り、トレリス９００に基づいて、最も確からしいパスを判定する。検出器の出力は復号器１２５０に与えられる。ビタビ復号器のようなＭＳＬＤ検出器を近似する方法を用いることもできる。

コヒーレントＲＡＫＥ復調の場合、各シンボル内に３つの情報源、すなわち基準波形、データ波形、及びダブレット位置を有する。それに応じて、その位置を用いて現在のビットを復調し、また、上記のように、パルス極性の組み合わせを用いて、先行する２ビットを復調することができる。

図１０は、本発明による、コヒーレントＲＡＫＥ受信機のための４状態トレリスを示す。このトレリスは、図７に示されるコヒーレント受信機内のＭＬＳＤ系列検出器７２０によって用いられる。

ここでは、状態「００」１０１０は先行するビット００にマッピングし、状態「０１」１０２０は先行するビット「０１」にマッピングし、状態「１０」１０３０は先行するビット「１０」にマッピングし、状態「１１」１０４０は先行するビット「１１」にマッピングする。トレリスのブランチ１０５０は、起こり得る遷移を示す。ブランチは、現在のビットの波形位置、及び送信パルス対のベクトル表現を付される。そのトレリス復調は、図７のＲＡＫＥ受信機７００のＭＬＳＤ検出器７２０に組み込むことができる。ＭＬＳＤ検出器７２０は、観測結果の所与の系列の場合に、トレリス１０００によって最も確からしいパスを判定する。ビタビ復号器のようなＭＳＬＤ検出器を近似する方法を用いることもできる。

［実施形態３］
実際の通信システムでは、信号変調前に、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化を用いて、システムの信頼性を高めることができる。２つ、又はさらには３つ以上のＦＥＣ符号を直列又は並列に連接して、さらに信頼性を高めることができる。繰り返し復号を用いて、全体の誤り訂正能力全体をさらに向上させることができる。しかしながら、直列又は並列の連接を用いることによって、ビット速度が低下し、ハードウエアが複雑になる。

しかしながら、２つではなく、１つだけＦＥＣ符号器を追加して、強力な繰り返し復号方法を実施することができる。それは、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書において記載される変調フォーマットは既に「記憶」を有し、トレリス符号化であると見なすことができるためである。米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書において記載されるＨ−ＩＲ変調は、「内部符号器」と考えることができる。「外部符号器」としてＦＥＣ符号器を追加することによって、従来の順次ＦＥＣ符号化技法に比べて、はるかに低いコスト及び簡単な構成で、送信機及び受信機において強力な繰り返し符号化及び繰り返し復号を利用することができる。すなわち、１つのＦＥＣ符号器しか必要とされないので、ハードウエアコストの増加が抑制され、内部符号化によってデータ転送速度が低下しない。「内部符号器」は、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書において記載されるハイブリッド−ＩＲ変調方式であることには限定されず、種々の情報を「記憶」として符号化する任意のトレリス符号化変調（ＴＣＭ）方式を用いることができることも言及にするに値する。

図１３ａ及び図１４は、本発明の第３の実施形態による繰り返し符号器及び繰り返し復号器のブロック図である。図１３では、図５におけるようなＨ−ＩＲ変調５００、又は任意の他の符号化変調とすることができる信号変調１３０４の前に、情報ビット１３０１がＦＥＣ符号化され（１３０２）、インターリーバ１３０３、たとえば擬似ランダムインターリーバに通されて、復号ステージにおけるバースト誤りを低減する。

図１３ｂは、この実施態様のために用いられる、図５への変更を明示する。ビットが、外部ＦＥＣ符号器１３０２に入力される。外部ＦＥＣ符号器１３０２において用いられるＦＥＣ符号として、任意の形のＦＥＣ（ブロック符号、線形ブロック符号又は畳み込み符号）を用いることができるが、ＢＥＲ性能を改善するために畳み込み符号を用いることが好ましい。その後、外部ＦＥＣの出力はインターリーブされ（１３０３）、外部ＦＥＣ符号器１３０２に送られる。インターリーバの使用は任意選択であり、改善されたバースト雑音性能を提供する。その後の処理は図５の処理と同じである。

受信機において繰り返し復号を実施するために、図７に示されるＭＬＳＤ検出器７２０の代わりに、図１４に示される復号器１４００が用いられる。繰り返し復号器１４００は、内部復号器１４０１及び外部復号器１４０２のカスケードを含む。復号器１４０１及び１４０２はいずれもＳＩＳＯ（軟入力軟出力）復号器である。ＳＩＳＯ復号器は４ポートデバイスであり、入力として信頼性情報、すなわち情報及び符号化されたシンボルの対応する確率分布を受信し、符号の制約に基づいて、信頼性情報を更新したものを出力する。別の例では、ＳＩＳＯ１４０１及び１４０２の代わりに、対応する硬復号器を用いることができるが、ＢＥＲ性能は低化する可能性が高い。

内部ＳＩＳＯ復号器１４０１の上側出力は繰り返し復号手順では用いられず、外部ＳＩＳＯ復号器１４０２の下側入力１４０６は、２値符号の復号の場合には、典型的には０に設定される。復号手順の残り部分は、使用が選択された直列に連接される符号の繰り返し復号過程に従う。

図１４ａは、本発明の第３の実施形態によるコヒーレント受信機を示しており、図１３ｂにおいて示される送信機と共に用いるように意図される。図１４ａでは、図７のＭＬＳＤ検出器７２０及び復号器２８０の代わりに、図１３ａの繰り返し復号方式が用いられている。したがって、ＲＡＫＥ合成器の出力は、繰り返し復号器の入力１４０３に直に供給される。

内部ＳＩＳＯ復号器１４０１は、所定のトレリス変調、たとえば図６に示されるトレリス６００を復調するように構成されるＭＡＰ復調器又はＭＬ復調器とすることができる。そのようなＭＡＰ復調器又はＭＬ復調器を用いることによって、受信機設計全体において特別に構成を複雑にすることはほとんどない。符号化されたシンボル１４０３の軟入力はＲＡＫＥ合成器７１０から到来し、情報シンボル１４０４の軟入力は外部ＳＩＳＯ復号器１４０２から再インターリーブされたフィードバック１４０４である。外部ＳＩＳＯ復号器１４０２の下側出力１４０７は、情報ビットの最新の推定値である。復調器１４０１において用いるための１つの過程例が、S. Benedetto、D. Divsalar、G. Montorsi及びF. Pollara著「Serial Concatenation of Interleaved Codes: Performance Analysis, Design, and Iterative Decoding」（IEEE Trans. On Info. Theory, vol. 44, no. 3, １９９８年５月）において記載される修正ＢＣＪＲアルゴリズムであり、その文献は参照により本明細書に援用される。代わりに、他のＢＣＪＲアルゴリズム及び非ＢＣＪＲアルゴリズムが用いられてもよい。

図１３ｂにおいてＦＥＣ及びインターリーバを追加しても、コヒーレント受信機及び差動コヒーレント受信機による同時受信を可能にするＨ−ＩＲ変調の特性は影響を及ぼされないことに留意されたい。図１３ｂの送信機によれば、基準パルスとデータパルスとの間の位相差が依然として情報を搬送する。しかしながら、もはや、入力ビット系列が直にこの情報を搬送するのではなく、符号化（１３０２）及びインターリーブ（１３０３）後の符号化された系列がこの情報を搬送する。

図１３ｂに示される送信機に対応する差動コヒーレント復調器が図１４ｂに示される。内部符号器／復調器１４２０が、遅延１４２２で、入力信号／基準パルス１４２１を遅延させる。遅延した信号１４２３は、相関器１４２４において、基準パルス１４２１と相関をとられる。積分器１４２５が、相関をとった結果を積分する。その後、相関から生じる軟値１４２６が、ビット判定デバイス１４２８及びデインターリーバ１４２７を介してＦＥＣ復号器１４２７に送られる。

図１４ｂに表されるビット判定デバイス１４２８及び復号器１４２７は「軟復号器」である。復号器１４２７が、ビット判定デバイス１４２８からの軟判定ではなく、積分器１４２５の出力１４２６からの硬判定において動作するように、ビット判定デバイス１４２８及びＦＥＣ復号器１４２７の順序を入れ替えることによって、さらに簡単な受信機を得ることができる。これは、復号器をさらに容易に実現できるという利点を有するが、軟判定復号器に比べてＢＥＲ性能が低下する。

外部ＦＥＣ符号１３０２は、内部トレリス変調と共に動作を最適化することができる。すなわち、或る特定の内部変調方式では、或る畳み込み符号又はブロック符号が良好に機能し、異なる内部変調方式では、別の畳み込み符号又はブロック符号が良好に機能することは当業者には理解されよう。

これまでの説明は、図５の送信機を図１３ａの内部変調器１３０４に組み込むこと、及び図７のＭＬＳＤ検出器７２０及び復号器２８０の代わりに、図１３ａの繰り返し復号方式を用いることに基づいてきた。図示されない別の例では、米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書に記載されるように、図１１の送信機を図１３ａの内部変調器１３０４に組み込むことができる。対応するコヒーレント受信機は図１４ａの受信機であり、内部ＳＩＳＯが、図１０の４状態トレリス１０００において動作するように構成されている。対応する差動コヒーレント受信機は、図９に示される２状態トレリス９００において動作するように構成される図１４ｂの受信機である。対応する非コヒーレント受信機は、図１２ａの受信機である。

［実施形態４］
繰り返し復号と共に連接符号化を用いるとき、構成要素である符号器のために再帰的システマティック符号（ＲＳＣ）を用いることによって、ビット誤り率性能を向上することができる。Ｈ−ＩＲ変調器１３０４の出力及びその関連するトレリス（６００、９００又は１０００）を調べ直すと、これをシステマティック畳み込み符号化と理解することができる。すなわち、現在のビット／シンボルは常に、基準信号の極性の中に存在する。本発明の第４の実施形態は、ＲＳＣ符号を連接符号化に適用するに際し、第１、第２又は第３の実施形態のいずれかの変更を導入して、ＲＳＣ符号の特性を利用する。これは、図１５に示される処理ユニット１５００で、図５若しくは図１３ａの処理ユニット５１０、又は図１１のプリプロセッシングユニット１１００を変更することによって果たすことができる。

図１５は一例を表すにすぎないが、図５に対する唯一の変更は、先に説明された遅延回路５１０の代わりに、遅延素子１５０４の出力からフィードバックする遅延線１５０３を含むフィードバック回路１５００を用いることである。遅延していない信号１５０１がＢＰＳＫシンボルマッパ５１１に入力され、遅延した信号１５０２がＢＰＳＫシンボルマッパ５１２に入力される。このように構成要素を置き換えることによって、図６のトレリス６００に示されるシステマティック畳み込み符号化が、入力ビット系列のＲＳＣ符号化に変形される。

たとえば、図５の処理ユニット５１０は、図６に示されるトレリス６００を生成するトレリス符号器である。本実施形態では、図１５の処理ユニット１５００は、多項式［１，Ｄ／（１＋Ｄ）］によって記述される新たな１／２の速度の畳み込み符号器と考えることができる。ただし、分母１＋Ｄはフィードバック線１５０３を表す。図１６に示されるトレリス１６００は、図１５に示されるＲＳＣ符号器１５００に対応するトレリスである。

さらなる例として、図１５ａに示される送信機は、図１３ｂの送信機に対応するが、図１３ｂの処理ブロック５１０が、再帰的システマティックブロック１５００で置き換えられている。この例では、再帰的Ｈ−ＩＲ変調の前に、外部ＦＥＣ及び（任意選択の）インターリーバを配置することができる。２つの出力ビットを用いて、米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書に記載される基準パルス及びデータパルスが符号化される。こうして、図１４ａに示されるコヒーレント受信機が、上記のように復号することができる。図１４ａのコヒーレント受信機に対する唯一の変更は、内部ＳＩＳＯ復号器１４０１が、図５及び図６の元の系列検出器とはわずかに異なるトレリス構造を用いることである。すなわち、内部ＳＩＳＯ復号器１４０１は、図１６に示されるトレリス構造１６００を用いる。

トレリス１６００は２状態トレリスであり、ここでは、各トレリスブランチ上の出力ラベルは、図１５ａに示される符号器１５００のＲＳＣ符号化を反映する。この例は、連接符号化及び繰り返し復号においてＲＳＣ符号を用いることに伴って、ＢＥＲ性能がさらに向上するという利点を提供する。再び、受信機の選択は、要求される性能、実現する上でのコスト、又は所望の伝送距離のような考慮すべき事柄に基づくことができる。表Ｃは、トレリス状態、入力ビット、及び対応するパルス対極性の４つの取り得る組み合わせを示す。

図１４ａのコヒーレント受信機（トレリス１６００を認識するように変更される）に加えて、差動コヒーレント受信機も、図１５ａの送信機によって送信される信号を復調することができる。最初に、表Ｃ内の位相差がもはや、送信されている現在のビットを表さないので、図４ａに示される最も簡単な差動コヒーレントＴＲ受信機がもはや適用できないことに留意されたい。しかしながら、ここでは、基準パルスとデータパルスとの間の位相差は、図１５又は図１５ａの符号器１５００の状態に依存する。たとえば、トレリス状態が「０」であるとき、「１」の現在のビットは、それらのパルス間に１８０度の位相差を引き起こす。「０」の現在のビットは位相変化を引き起こさない。トレリスの状態が「１」であるときに、その状況は入れ替えられる。この情報を用いると、図１５又は図１５ａの送信機によって送信される信号は、ＭＬＳＤを実行して、Ｈ−ＩＲ変調器に入るビット５０１を再生する差動コヒーレント受信機で復調することができる。図１５ａの送信機が用いられる場合には、ビット５０１は符号化された系列であるので、デインターリーバ１５５９及びＦＥＣ復号器１５６０を介して、検出及び符号化されたビットが復号される。

ここで、図１４ｂに示される繰り返し方式が用いられない理由が問われるかもしれない。これは可能であるが、この手法を用いることが難しいのは、ＳＩＳＯ復号器によって必要とされる外部情報が、簡単な位相検出器１４２０から容易に入手することができないからであり、それゆえ、図１５ｂに示される受信機を用いる方が簡単である。ここで、積分器１４２５の出力１４２６が、ＭＬＳＤ１５５７に供給される。ＭＬＳＤ１５５７は、ビット判定デバイス１４２８、デインターリーバ１４２９及びＦＥＣ復号器１４２７の直列回路に信号を出力する。ＭＬＳＤ１５５７は、図１６に示されるトレリス１６００において動作する。

図１５に示されるように、この実施形態の代替の一例では、ＦＥＣ符号器を用いることなく、且つ／又はインターリーバを用いることなく、再帰的符号化送信機を用いることができる。上記の受信機は、ＦＥＣ復号及び／又はデインターリービングのためのモジュールを取り除くように変更される。構成は簡単になるが、この選択肢に関連付けられるこの送信機及び受信機は信頼性が低い。

要するに、図１５のデバイスによれば、時間ホッピング系列に従って、且つ任意選択的に極性ホッピング系列に従って、ダブレットの系列が送信される。いずれの系列とも、送信機分離、及び送信信号のスペクトル平滑化のために用いられる。入力ビット系列の先行するビットについての情報を用いて、基準パルスの絶対位相が決定され、一方、現在のビットを用いて、基準パルスとデータパルスとの間の相対位相（０度，１８０度）が決定される。これにより、コヒーレント受信機及び差動コヒーレント受信機の両方によって、送信信号を同時に受信／復調できるようになる。

［実施形態５］
状況によっては、コヒーレント復調、ＴＲ復調及び非コヒーレント復調を同時に可能にすることが望ましい。上述したように、米国特許出願第１１／０７４１６８号明細書は、コヒーレント受信機が性能の劣化を受けることなく、コヒーレント復調、差動コヒーレント（ＴＲ）復調及び非コヒーレント復調を同時に可能にする拡張Ｈ−ＩＲ変調を記載した。その技法は、パルス位置変調（ＰＰＭ）とパルスの差動符号化とを組み合わせていた。

第４の実施形態の別の例では、図１１に示されるプリプロセッサ１１００の代わりに、図１５に示される再帰的回路１５００が用いられる。

図１７及び図１７ａは、その変形をさらに明らかに示す。この場合、処理ユニット１７００は、図１５の符号器１５００に類似の再帰的システマティック符号器を含む。しかしながら、処理ユニット１７００は、２つの遅延素子１７０３ａ及び１７０３ｂも含み、第１の遅延素子１７０３ａの出力は図１５において行われたように符号化される。現在のビット（遅延が加えられないもの）１７０４を用いて、非コヒーレント検出器が使用可能となるように、パルスダブレットの位置が直に変調される。第２の遅延素子１７０３ｂの出力１７０５は、加算器１７０９にフィードバックされる。これにより、その符号化は再帰的になる。図１７ａは図１７に類似である。しかしながら、入力ビット１３０１が最初に、外部ＦＥＣ１３０２及びインターリーバ１３０３に供給される。この送信機構造は、図４ａに示される３つの受信機タイプ（非コヒーレント、差動コヒーレント及びコヒーレント）を使用できるようにする。

図１７ａの送信機に対応する非コヒーレント検出器は、受信波形から現在のビットを再生するために、エネルギー位置を検出することしか必要としない。この受信機が図１７ｂに示されており、それは図１２ａの受信機に対応し、その受信機では、判定デバイス１２７４の出力が、デインターリーバ１５５９を介して、ＦＥＣ復号器１５６０に供給される。

これまでの例の場合と同様に、差動コヒーレントＴＲ受信機及び完全コヒーレント受信機は、符号化された変調を記憶と共に受信し、受信波形内に存在する冗長な情報を利用することができる。これまでの例の場合と同様に、Ｈ−ＩＲ変調の記憶は２シンボルに及ぶので、異なるフィードバック経路を設計することができ、それにより、ＴＲ−ＩＲ又は非コヒーレントエネルギー受信機の場合に複雑さが異なる。

畳み込み符号器１７００は、図１８に示されるトレリス１８００に従って動作する符号器である。図１７ａに示される送信機のための対応するコヒーレント受信機は、図１４ａに示されるコヒーレント検出器であるが、内部ＳＩＳＯ１４０１がトレリス１８００で動作するように構成される。表Ｄは、現在のビットと、トレリス状態、基準波形及びデータ波形の対応する極性、それらの位相差、およびパルスダブレットの位置との８つの取り得る組み合わせを列挙する。表Ｄ内の情報は、図１８に示されるトレリス１８００に対応するが、この形式では、現在のビットが、受信信号の第１の半分又は第２の半分のいずれのエネルギーを検出することによって容易に復号されることが明らかである。

対照的に、図１７の送信機に対応するＴＲ／差動コヒーレント受信機は、位置、及び基準パルスとデータパルスとの間の相対的な位相差しか検出することができない。それゆえ、図１７の送信機に対応するＴＲ／差動コヒーレント受信機は、パルスの絶対位相を十分に利用しない。このように、ＴＲ受信機によって観測される信号を記述するトレリスは、送信機により観測される先行する２ビット間の相対的な差だけに基づく２状態トレリスである。現在のビットが、２つの状態間の遷移を決定する。こうして、図１７の送信機に対応する差動コヒーレント受信機は、図１５ｂに示される受信機であるが、ＭＬＳＤ１５５７が、図１８ａに示されるトレリス１８５０で動作する。

トレリス１８５０では、状態「０」１８６０は、先行する２ビットが｛０，０｝又は｛１，１｝のいずれかであったことを指示し、一方、状態「１」１８７０は、先行する２ビットが｛１，０｝又は｛０，１｝のいずれかであったことを指示する。トレリスブランチ上のラベルは、送信機への現在の入力、ダブル位置、及び基準パルスとデータパルスとの相対的な位相とを示す。

要するに、図１７のデバイスによれば、ダブレットの系列が、時間ホッピング系列に従って、且つ任意選択的に極性ホッピング系列に従って送信される。いずれの系列とも、送信機分離、及び送信信号のスペクトル平滑化のために用いられる。入力ビット系列の先行するビットについての情報を用いて、基準パルスの絶対位相が決定され、一方、現在のビットを用いて、基準パルスとデータパルスの相対位相（０度，１８０度）が決定される。これにより、コヒーレント及び差動コヒーレントの両方の受信機によって、送信信号を同時に受信／復調できるようになる。非コヒーレント復調を可能にするために、信号内のダブレットの位置も、情報ビットに従って変調される。送信される現在のビットがダブレットの位置を決定し、一方、先行する２ビットが、基準パルスの絶対位相と、ダブレットのデータパルスと基準パルスとの間の相対位相とを決定する。

［実施形態６］
これまでに説明された第４及び第５の実施形態では、再帰的変調を使用するので、パルス対内の位相差は現在の入力ビットに依存しない。代わりに、パルス対内の位相差は、状態遷移のみに依存する。これは、再帰的差動コヒーレントＴＲ受信機においてトレリス復号が必要とされるという印象を与えるかもしれない。これは、第４及び第５の実施形態に対して記載された選択肢であるが、簡単な差動コヒーレントＴＲ受信機で構成が複雑になることは望ましくないことがある。しかしながら、これらの実施形態の２つの状態トレリス、たとえばトレリス１６００又は１８００を検討すると、系列に基づく検出器を必要としない、より簡単な、シンボル単位で検出する手順を実施できることがわかる。すなわち、シンボル検出では、図１５ｂに示されるＭＬＳＤ１５５７は不要である。

図１９は、第６の実施形態の検出手順を例示する、トレリス１６００に基づくトレリス図である。一般性を失うことなく、トレリス１６００が常に状態「０」で開始するものと仮定することができる。時刻「ｉ＝２」において、状態「０」に入る２つのブランチを見ると、パルス対間の位相差は同じである。それは、時刻「ｉ＝１」までのパス選択が、そのステップにおいて検出された位相差のみに基づくことを意味する。時刻「ｉ＝２」において状態「１」に入るブランチを見る場合も状況は同じである。したがって、パス記憶又はトレースバックを復号する必要はない。時刻「ｉ＝１」において、位相差が０度又は１８０度であることがわかっている限り、送信ビットを「０」又は「１」として復調することができ、その状態は「０」又は「１」に変化する。「ｉ＝１」における状態がわかった後に、次のビットを復調するために同じ手順が適用され、それ以降も同じである。その復調は、受信パルス対の位相差に加えて、トレリス状態に依存するが、復調誤りは伝播しない。時刻「ｉ＝１」における状態を参照されたい。どの状態で判定される場合でも、１８０度の位相差が検出される結果として、時刻「ｉ＝２」では常に状態「１」になる。表Ｅはその組み合わせを示す。

こうして、図１５に示される送信機からの信号を、図１５ｂに示される受信機に類似の差動コヒーレント受信機で復調することができるが、相関器１４２５の出力とビット判定デバイス１４２８との間にＭＬＳＤ１５５７は介在しない。

［実施形態７］
或るシステムにおいて差動コヒーレントＴＲシグナリングが望まれないことがあっても、同じシステム中にコヒーレントエネルギー検出及び非コヒーレントエネルギー検出があるのは依然として望ましい場合がある。この場合、ダブレット間の位相差を無視し、ダブレットの位置及びダブレットの絶対位相に関する変調情報だけを考慮することを選択することができる。実際には、もはや、ダブレットの系列から成る信号は不要であり、時間ホッピングした（且つ任意選択的に極性ホッピングした）パルスに関するあらゆる系列を考えることができる。パルスの位置及び位相を変調することができる能力を保持する限り、コヒーレント受信及び非コヒーレント受信を可能にすることができる。シンボル毎に複数のパルスが用いられるとき、シンボルインターバル全体が複数の位置に分割され、全てのパルスが１つの位置の中に置かれる。別法では、各シンボル内のフレームを多数の位置に分割することができ、各パルスが対応するフレーム内の位置に置かれる。それゆえ、第１のインターバル内のパルスが０を表し、第２のインターバル内のパルスが１を表すＢＰＰＭ変調を用いて、パルスの絶対位相と共に、データを変調することができる。さらに、変調前にシステマティック符号化を用いることによって、他の実施形態について記載される連接符号化法及び繰り返し復号法を用いることを可能にすることができる。

これを果たすための１つのあり得る方法は、図１５の送信機を変更することによって、図２０に示される送信機を得ることである。任意選択的に、ハイブリッドコヒーレント／非コヒーレント送信機は、内部再帰的符号器１５００に連結される、上述した外部ＦＥＣ符号器１３０４を使用することを含む。この実施形態では、パルス位置符号器２０１０を介してパルス位置を符号化するために、システマティック出力１５０１が用いられる。ＢＰＳＫシンボルマッパ５１２を介してパルス極性を符号化するために、再帰出力１５０２が用いられる。この結果として、図２１に示されるトレリス２０００が生成される。トレリス２０００では、ブランチは現在のビットの値と、送信パルスの位置及び極性のベクトル表現とを付される。符号器１５００及びトレリス２０００に対応する入力及び出力の組み合わせが表Ｆに列挙される。

その信号は、非コヒーレントエネルギー検出器によって復号することができる。すなわち、図１７ｂに示される受信機を変更することなく用いて、図２０によって生成される信号を復調することができる。一方、繰り返し復号及びＭＬＳＤ検出の利点は、図１４ａの受信機によるコヒーレント受信機によって達成することができ、その場合に、内部ＳＩＳＯ復号器は、図２１に示されるトレリス２０００を用いる。記憶を用いる他の代替の変調フォーマットも、ここで説明されたのと同じようにして利用することができる。

当業者であれば、図２０に示されるのと概ね同じようにして差動コヒーレント受信機及び非コヒーレント受信機によって同時に受信することができる波形を送信する送信機を想像及び実現することもできる。このようにして、内部符号器のシステマティック出力を用いて、基準パルスの位置及び位相の両方が変調され、一方、内部符号器の符号化された／冗長な出力が、基準パルスの位相に対するデータパルスの位相を変調する。

［実施形態８］
直列連接とは異なり、並列連接が、繰り返し復号で最適な性能を得るための別の方法を提供する。

図２２は、ターボ符号の符号器に類似であるが、符号化ステップが変調ステージに組み込まれることが異なる別の構造例を示す。ここでは、入力ビットが３つの方法で経路指定され、１つの経路は基準パルスのために用いられ、２つの経路は並列変調器２２０２及び２２０３に導かれるが、その２つの経路のうちの一方の経路はインターリービング２２０１を含む。プリプロセッサ５１０、１１００又は１５００によって実現される変調方式に類似の変調方式が、変調器２２０２及び２２０３のために用いられるとき、その変調出力は、速度が１／３の畳み込み符号器と考えることができる。ここで、送信機からのビット出力は、１つのシンボル内に組み込まれる。パルストリプレットが、１つの基準パルスと、２つのデータパルス、すなわち各変調器２２０２及び２２０３から１つずつのデータパルスとを含む。この実施形態の場合、差動コヒーレントＴＲ受信機が依然として、ダイバーシティ利得をもってパルス差によって復号することができ、一方、コヒーレント受信機は、ターボ復号機において果たされるように、トレリス６００又は１６００によって繰返し復号することができる。すなわち、送信機は、システマティック符号ビット２２１１と、２つの符号化されたビット２２１２及び２２１３とを生成する。符号化されたビットを用いて、送信波形を構成するパルスの絶対位相が変調される。システマティックビットを用いて、送信波形内のパルスの位置が変調される。

図２２ａは、図２２に示される送信機の具体例を示す。ここでは、図１１のプリプロセッサ１１００の代わりに、図２２のプリプロセッサ２００が用いられる。図１２ａに示されるタイプの受信機を用いて、情報を復調し、再生することができる。さらに、図１４ａに示されるコヒーレント受信機を用いて、この送信機からの信号を復調することもできる。受信側では、内部及び外部ＳＩＳＯ符号器１４０１及び１４０２が、２つのＲＳＣ符号器２２０２及び２２０３の制約（トレリス）に従って動作するように変更される。

［追加の実施形態］
米国特許出願第１０／９６４９１８号明細書及び第１１／０７４１６８号明細書に記載されるＨ−ＩＲ変調技法の別の観点では、変調前のビットのプリプロセッシングは、後にその出力がパルスの位相及び位置上にマッピングされることになる順方向誤り（畳み込み）訂正符号と理解することができる。第３〜第８の実施形態では、ＦＥＣ符号化がシステマティック的であるという事実を利用して、少なくとも１つの送信波形パラメータ（位相、相対位相、位置）が無変更の現在のビットについての情報を搬送し、他の波形パラメータが先行するビットについての符号化された／冗長な情報を搬送するようにした。最も一般的なレベルでは、第３〜第８の実施形態は、ＦＥＣと変調器／符号器（及び上述された他の技法）とを連結することによって、第１及び第２の実施形態のＨ−ＩＲ方式を改善する。符号器の異なる出力が、異なる波形パラメータ上に変調される。異なる波形パラメータとは、３つのパラメータ（すなわち、位相、相対位相及び位置）のうちの少なくとも２つである。第３〜第８の実施形態は、符号化ステージの出力が、３つの変調パラメータ（すなわち、位置、位相差及び絶対位相）のうちの少なくとも２つにマッピングされる、直列又は並列の連接符号を送信する任意の送信機を含むように一般化することができる。そのような送信機は、多数の受信機タイプによって同時に受信することができる特性を有する波形を送信することができるであろう。

第１〜第８の実施形態は、最新の超広帯域ハイブリッド−ＩＲシステムの例であるが、それには限定されない。たとえば、上記の実施形態は、時間ホッピング系列が長さ１を有する（すなわち、シンボル当たり１フレームだけが送信されている）場合であっても用いることができ、且つ／又は、極性ホッピング系列だけが存在し、時間ホッピングが適用されない場合であっても用いることができる。さらに、ＢＰＳＫ及びＢＰＰＭの変調タイプが記載されるが、他の変調タイプも、本発明に適合させることができる（たとえば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等）。また、これまでの例の多くは、インターリーバ及びＦＥＣ符号器の使用を記載するが、これらのデバイスは任意選択である。当業者は、さらなる組み合わせに到達するように、実施形態１〜８において具現される概念をさらに様々に組み合わせることができることは理解されよう。また、本明細書において記載される送信機及び受信機は、ハードウエア、ソフトウエア又はそれらの組み合わせで実現することができる。また、これまでの説明の主な焦点は超広帯域通信に関連するが、本明細書において記載されるデバイス及び方法は、狭帯域通信にも適用することができる。

従来技術の変調技法のタイミング図である。 従来技術のＴＨ−ＩＲ変調のタイミング図である。 従来技術のＴＨ−ＩＲ受信機のブロック図である。 従来技術のＴＲ−ＩＲ変調のタイミング図である。 従来技術のＴＲ−ＩＲ受信機のブロック図である。 ただ１つの送信機の範囲内にある３つのタイプの受信機を示す、簡略化されたネットワーク図である。 本発明の第１の実施形態によるハイブリッド−ＩＲ送信機のブロック図である。 本発明の第１の実施形態による、差動コヒーレント受信機によって用いられるトレリス図である。 本発明の第１の実施形態によるハイブリッド−ＩＲコヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるハイブリッド−ＩＲ変調の図である。 本発明の第２の実施形態による、差動コヒーレント受信機によって用いられる２状態トレリス図である。 本発明の第２の実施形態による、コヒーレント受信機によって用いられる４状態トレリス図である。 本発明の第２の実施形態によるハイブリッド−ＩＲ送信機のブロック図である。 本発明の第２の実施形態によるハイブリッド−ＩＲ差動コヒーレント送信機のブロック図である。 本発明の第２の実施形態による非コヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第３の実施形態による順次符号化送信機のブロック図である。 本発明の第３の実施形態による順次符号化送信機のさらに詳細なブロック図である。 本発明の第３の実施形態による順次復号受信機のブロック図である。 本発明の第３の実施形態によるコヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第３の実施形態による差動コヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第４の実施形態による再帰的符号化送信機のブロック図である。 本発明の第４の実施形態による順次再帰的受信機のブロック図である。 本発明の第４の実施形態による順次再帰的差動コヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第４の実施形態による、順次再帰的差動コヒーレント受信機によって用いられる２状態トレリス図である。 本発明の第５の実施形態による再帰的符号化送信機のブロック図である。 本発明の第５の実施形態による順次再帰的受信機のブロック図である。 本発明の第５の実施形態による順次再帰的非コヒーレント受信機のブロック図である。 本発明の第５の実施形態による、順次再帰的コヒーレント受信機によって用いられる４状態トレリス図である。 本発明の第５の実施形態による、順次再帰的差動コヒーレント受信機によって用いられる２状態トレリス図である。 本発明の第６の実施形態による、シンボルに基づく検出が、図１６に示される２状態トレリス上で如何に行われるかを示す図である。 本発明の第７の実施形態による順次再帰的符号化送信機のブロック図である。 本発明の第７の実施形態による、順次再帰的差動コヒーレント受信機によって用いられる２状態トレリス図である。 本発明の第８の実施形態による並列連接符号器のブロック図である。 図２２の並列連接符号器を組み込む送信機のブロック図である。

Claims (45)

1. 送信機であって、
   データストリームを符号化するように構成されると共に、出力を有するＦＥＣ符号器と、
   前記ＦＥＣ符号器の前記出力に接続される入力を有する変調器であって、前記入力は、符号化された入力ビット系列を受信するように構成される、変調器と
   を備え、
   前記変調器は、時間ホッピング系列に従ってダブレットの系列を送信するように構成され、
   前記符号化された入力ビット系列の、先行するビットについての情報が、基準パルスの絶対位相として変調され、
   現在のビットについての情報が、前記基準パルスとデータパルスとの間の相対位相として変調される、送信機。
2. 前記ＦＥＣ符号器と前記変調器との間に配置されるインターリーバをさらに備える、請求項１に記載の送信機。
3. 前記変調器は、
   入力と、
   前記入力に接続されると共に、データ出力と基準パルス出力とを有するプリプロセッサと、
   前記データ出力に接続される第１のＢＰＳＫシンボルマッパと、
   前記基準パルス出力に接続される第２のＢＰＳＫシンボルマッパと、
   前記第１のＢＰＳＫシンボルマッパに接続される第１の波形発生器と、
   前記第２のＢＰＳＫシンボルマッパに接続される第２の波形発生器と、
   前記第１の波形発生器及び前記第２の波形発生器にそれぞれ接続されると共に、加算された波形を出力するように構成される加算器と
   を備える、請求項１に記載の送信機。
4. 前記プリプロセッサは、非再帰的符号器を含む、請求項３に記載の送信機。
5. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項４に記載の送信機によって送信される信号。
6. 請求項４に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
7. 請求項４に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
8. 前記プリプロセッサは、再帰的符号器を含む、請求項３に記載の送信機。
9. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項８に記載の送信機によって送信される信号。
10. 請求項８に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
11. 請求項８に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
12. 前記入力を、前記第１のＢＰＳＫシンボルマッパへの入力、及び前記第２のＢＰＳＫシンボルマッパへの入力に接続するバイパス線をさらに備え、
    前記ダブレットはパルスのトリプレットの一部である、請求項３に記載の送信機。
13. 前記プリプロセッサは、非再帰的符号器を含む、請求項１２に記載の送信機。
14. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項１３に記載の送信機によって送信される信号。
15. 請求項１３に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
16. 請求項１３に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
17. 請求項１３に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、非コヒーレント受信機。
18. 前記プリプロセッサは、再帰的符号器を含む、請求項１２に記載の送信機。
19. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項１８に記載の送信機によって送信される信号。
20. 請求項１８に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
21. 請求項１８に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
22. 請求項１８に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、非コヒーレント受信機。
23. 前記変調器はさらに、極性ホッピング系列に従って前記ダブレットの系列を送信するように構成される、請求項１に記載の送信機。
24. 前記ＦＥＣ符号器は、
    ブロック符号器、
    線形ブロック符号器、及び
    畳み込み符号器
    のうちの１つを含む、請求項１に記載の送信機。
25. 前記変調器は、
    超広帯域変調器、
    インパルス変調器、及び
    狭帯域変調器
    のうちの１つである、請求項１に記載の送信機。
26. 送信機であって、
    データストリームを符号化するように構成されると共に、出力を有するＦＥＣ符号器と、
    前記ＦＥＣ符号器の前記出力に接続される入力を有する変調器であって、前記入力は符号化された入力ビット系列を受け取るように構成される、変調器と
    を備え、
    前記変調器は、時間ホッピング系列に従って、基準信号及びデータ信号を含むダブレットの系列を送信するように構成され、
    現在のビットについての情報がダブレットの位置として変調され、
    先行する１ビットについての情報が基準信号の位相として変調され、一方、先行する少なくとも２ビットについての情報が、前記基準信号と前記データ信号との間の相対位相として変調されるか、又は、
    前記入力ビット系列の先行するビット及び現在のビットについての情報が、前記基準信号の位相として変調される、送信機。
27. 前記変調器はさらに、極性ホッピング系列に従って、前記ダブレットの系列を送信するように構成される、請求項２６に記載の送信機。
28. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項２６に記載の送信機によって送信される信号。
29. 請求項２６に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
30. 請求項２６に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
31. 請求項２６に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、非コヒーレント受信機。
32. 送信機であって、
    前記送信機は、入力を有すると共に、データストリームを第１の符号化されたパルス系列及び第２の符号化されたパルス系列に符号化するように構成される、並列連接符号器を備え、
    前記符号器は、
    前記入力に直に接続される第１のＲＳＣ符号器と、
    前記入力に直に接続されると共に、インターリーバ出力を有するインターリーバと、
    前記インターリーバ出力に接続される第２のＲＳＣ符号器と
    を備え、
    前記送信機は、前記第１のＲＳＣ符号器及び前記第２のＲＳＣ符号器にそれぞれ接続される第１の変調器入力及び第２の変調器入力を有する変調器であって、前記変調器は、時間ホッピング系列に従って、トリプレットの系列を送信するように構成される、変調器を備え、
    前記基準パルスについての情報が前記トリプレットの系列の位置として変調され、現在のビットについての情報が前記トリプレットの系列の絶対位相に変調される、送信機。
33. 前記変調器は、
    前記第１の変調器入力に接続される第１のＢＰＳＫシンボルマッパと、
    前記第２の変調器入力に接続される第２のＢＰＳＫシンボルマッパと、
    前記第１のＢＰＳＫシンボルマッパに接続される第１の波形発生器と、
    前記第２のＢＰＳＫシンボルマッパに接続される第２の波形発生器と、
    前記第１の波形発生器及び前記第２の波形発生器のそれぞれに接続されると共に、加算された波形を出力するように構成される加算器と
    を備える、請求項３２に記載の送信機。
34. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項３２に記載の送信機によって送信される信号。
35. 請求項３２に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
36. 請求項３２に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
37. 請求項３２に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、非コヒーレント受信機。
38. 前記変調器は、極性ホッピング系列に従って前記トリプレットの系列を送信するようにさらに構成される、請求項３２に記載の送信機。
39. 波形を出力するように構成される送信機であって、
    入力と、
    前記入力に接続されると共に、複数の符号化ステージ出力を有する符号化ステージであって、第１の符号化ステージ出力のビットが、位置、位相差及び絶対位相から成るパラメータグループのうちの１つのパラメータにマッピングされ、第２の符号化ステージ出力のビットが、前記パラメータグループのうちの別のパラメータにマッピングされる、符号化ステージと、
    前記複数の符号化ステージ出力に接続される入力を有する変調器であって、時間ホッピング系列に従って、パルスの系列を送信するように構成される、変調器と
    を備え、
    前記送信機は、前記波形が
    コヒーレント受信機、
    差動コヒーレント受信機、及び
    非コヒーレント受信機から成るグループから選択される２つの受信機によって同時に復調することができるように、直列連接符号及び並列連接符号のうちの一方を送信するように構成される、送信機。
40. 搬送波に埋め込まれる信号であって、請求項３９に記載の送信機によって送信される信号。
41. 請求項３９に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、コヒーレント受信機。
42. 請求項３９に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、差動コヒーレント受信機。
43. 請求項３９に記載の送信機によって送信される信号を復調するように構成される、非コヒーレント受信機。
44. 前記変調器は、極性ホッピング系列に従って前記パルスの系列を送信するようにさらに構成される、請求項３９に記載の送信機。
45. 搬送波に埋め込まれ、前記送信機によって送信される、信号であって、
    前記信号は、時間ホッピング系列に従って変調されるパルスの系列を含み、
    符号化された入力ビット系列の、先行するビットについての情報が、基準パルスの絶対位相として変調され、
    現在のビットについての情報が、前記基準パルスとデータパルスとの間の相対位相として変調され、
    前記符号化された入力ビット系列はＦＥＣ符号化されたデータストリームである、信号。

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