JP2017531938A - 損失性媒体における複数の周波数の誘導表面波の伝達 - Google Patents

Abstract

例えば、誘導表面導波路プローブを励起することにより、陸上媒体などの損失性媒体の表面に沿った誘導表面波を介して、複数の周波数でエネルギーを伝達する様々な実施形態が開示されている。

Description

［関連出願の相互参照］
本特許出願は、２０１４年９月１１日に出願された「損失性媒体における複数の周波数の誘導表面波の伝達」とタイトルが付された同時係属中の米国仮特許出願第６２／０４８，９９４号及び２０１５年９月８日に出願された「損失性媒体における複数の周波数の誘導表面波の伝達」とタイトルが付された米国特許出願第１４／８４７，６０６号の利益及びそれらの優先権を主張し、それらの全体が参照することによって本願明細書に組み込まれる。

本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５３８号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８８６号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５２５号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８６５号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願にも関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１４年９月１０日に出願され、出願番号第１４／４８３，０８９号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，５０７号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，４９２号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。

一世紀以上にわたり、電波によって伝達される信号は、従来のアンテナ構造を使用して発せられる放射場を含んでいた。無線科学とは対照的に、前世紀における電力分配システムは、導電体に沿って誘導されるエネルギーの伝達を含んでいた。無線周波数（ＲＦ）と電力伝達との間の区別についてのこの知識が、１９００年代初頭から存在していた。

本開示の実施形態は、例えば、誘導表面導波路プローブを励起することにより、陸上媒体などの損失性媒体の表面に沿って誘導表面波を介して複数の周波数でエネルギーを伝達するシステム及び方法に関する。

１つの実施形態において、特に、システムは、誘導表面導波路プローブと、誘導表面導波路プローブに結合された複数の電源であって、複数の電源の個々の電源は、各々異なる周波数で誘導表面導波路プローブを励起するように構成され、誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体に沿って複数の誘導表面波を発するように調整され、複数の誘導表面波は、個々の電源の各々異なる周波数の誘導表面波を含む。いくつかの実施形態において、個々の電源は、誘導表面導波路プローブに直接結合される。いくつかの実施形態において、個々の電源は、表面導波路プローブに誘導結合される。いくつかの実施形態において、システムは、誘導表面導波路プローブと少なくとも１つの個別の電源との間に配置された、各々の絶縁要素を備える。いくつかの実施形態において、各々の絶縁要素は、アイソレータ、バンドパスフィルタ、方向性結合器、狭帯域結合器、サーキュレータ、又は増幅器を備える。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体の上で位置を上げて配置された帯電端子を備え、損失性導電性媒体に複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）で入射する入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成され、帯電端子は、複数の電源のうちの少なくとも１つによって励起される。いくつかの実施形態において、システムは、損失性媒体の上で、かつ帯電端子の下方に配置された補償端子を備え、帯電端子は、第１のタップにおいてコイルに結合され、補償端子は、スイッチング機構を介して可変である第２のタップにおいてコイルに結合される。いくつかの実施形態において、スイッチング機構は、コイルに沿って複数のタブに直接結合される複数の端子を備える。いくつかの実施形態において、第１のタップの位置又は第２のタップの位置のうちの少なくとも１つは、誘導表面導波路プローブの接地杭に関連付けられた電流測定値、接地パラメータ測定値、フィールド測定値、電源の各々によって供給される電力、又は負荷によって消費される電力のうち、少なくとも１つの少なくとも一部に基づいて調整可能である。いくつかの実施形態において、システムは、スイッチング機構の出力と補償端子との間に配置されたフィルタ機構を備え、フィルタ機構は、所定の周波数帯域外の周波数をフィルタリングするように構成されている。いくつかの実施形態において、システムは、帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを備え、給電ネットワークは、誘導表面導波路プローブの近傍の損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、個々の電源によって励起されるように構成されたコイルに結合された帯電端子と、第１のタップにおいてコイルに結合された第１の補償プレートと、第２のタップにおいてコイルに結合された第２の補償プレートと、を備え、第１のタップは、複数の電源の第１の個々の電源に関連付けられた第１の各々異なる周波数の少なくとも一部に基づいて調整され、第２のタップは、複数の電源の第２の個々の電源に関連付けられた第２の各々異なる周波数の少なくとも一部に基づいて調整される。

他の実施形態において、システムは、損失性導電性媒体の上に位置を上げて配置された帯電端子と、帯電端子の下方に配置された補償端子と、帯電端子及び補償端子に結合され、かつ帯電端子に電圧を供給するように構成された、第１及び第２の給電ネットワークと、を備える誘導表面導波路プローブと、第１の給電ネットワークを介して帯電端子に結合され、第１の周波数で帯電端子を励起する第１の電源と、第２の給電ネットワークを介して帯電端子に結合され、第１の周波数とは異なる第２の周波数で帯電端子を励起する第２の電源と、を備え、誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体に沿って第１の周波数で第１の誘導表面波と、損失性導電性媒体に沿って第２の周波数で第２の誘導表面波とを同時に発するように調整される。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、さらに、第１のＮ−プレクサ及び第２のＮ−プレクサを備え、帯電端子は、第１のＮ−プレクサを介して第１の給電ネットワーク及び第２の給電ネットワークの両方に結合され、補償端子は、第２のＮ−プレクサを介して第１の給電ネットワーク及び第２の給電ネットワークに結合される。いくつかの実施形態において、補償端子は、第１の給電ネットワークに関連付けられた電流測定値、接地パラメータ測定値、又は第１の周波数に対応する第１のフィールド測定値のうち、少なくとも１つの少なくとも一部に基づいて補償端子の励起を変化させるように構成された第１のスイッチング機構装置を介して第１の給電ネットワークに結合され、補償端子は、第２の給電ネットワークに関連付けられた第２の電流測定値、接地パラメータ測定値、又は第２の周波数に対応する第２のフィールド測定値のうち、少なくとも一部に基づいて補償端子の励起を変化させるように構成された第２のスイッチング機構を介して第２の給電ネットワークに結合される。いくつかの実施形態において、第１の誘導表面波及び第２の誘導表面波の各々は、誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する場強度曲線を有する。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、誘導表面導波路プローブから少なくとも第１のハンケル交差距離において第１の複素入射角を有する第１の結果として得られる場を生成し、前記第１のハンケル交差距離は、第１の周波数に少なくとも部分的に基づき、誘導表面導波路プローブから少なくとも第２のハンケル交差距離において第２の複素入射角を有する第２の結果として得られる場とを生成し、前記第２のハンケル交差距離は、第２の周波数に少なくとも部分的に基づく。

他の実施形態において、本方法は、各々異なる周波数を有する複数の信号によって損失性媒体上に配置された誘導表面導波路プローブを励起し、損失性媒体において各々異なる周波数で複数の誘導表面波を発することであって、複数の誘導表面波の各々は、誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する場強度曲線を有する。いくつかの実施形態において、損失性媒体は陸上媒体であり、複数の誘導表面波は、大気媒体と陸上媒体との界面に沿って伝播する。いくつかの実施形態において、複数の誘導表面波は、同時に発せられる。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブを励起することは、誘導導波路プローブから少なくとも各ハンケル交差距離において複素入射角を有する複数の結果として得られる場を生じ、複数の結果として得られる場の各々は、複数の信号の各々に対応する。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体に複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）で入射する入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成された損失性導電性媒体の上で位置を上げて配置された帯電端子を備える。いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブは、帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを備え、給電ネットワークは、誘導表面導波路プローブの近傍の損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する。

本開示の他のシステム、方法、特徴及び利点は、以下の図面及び詳細な説明を検討することによって当業者にとって明らかであるか又は明らかになるであろう。そのような追加のシステム、方法、特徴及び利点の全ては、本開示に含まれ、本開示の範囲内であり、添付した特許請求の範囲によって保護されるように意図される。

さらに、記載された実施形態の全ての所望の好ましい特徴及び変更は、本願明細書において教示された開示の全ての態様において使用可能である。さらにまた、従属請求項の個々の特徴、ならびに記載された実施形態の全ての所望の及び好ましい特徴及び変更は、互いに組み合わせ可能であり、また、相互交換可能である。

本開示の多くの態様が、以下の図面を参照することにより、よりよく理解され得る。各図面の要素は必ずしも正確な縮尺ではなく、本開示の原理を明確に示すことに主眼が置かれている。さらに、図面では、同様の参照符号は、いくつかの図を通して、対応する部品を示している。

誘導電磁場及び放射電磁場に関する、距離の関数としての場の強度を示すチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面波の伝達のために採用された２つの領域を有する伝播界面を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図２の伝播界面に関して配置された誘導表面導波路プローブを示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、一次ハンケル関数の近傍漸近線及び遠方漸近線の大きさの例のプロットを示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図５Ａの電場がブルースター角で損失性導電性媒体と交差する位置に対する帯電端子の高さの影響を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｂの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線及び基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｃの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線及び基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面波を発するための、図３及び７の誘導表面導波路プローブの調整の例を示すフローチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、図３及び７の誘導表面導波路プローブの、ウェーブチルトの角度と位相遅れとの間の関係の例を示すプロットである。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態において、誘導表面導波モードを整合させるために、合成された電場が、ハンケル交差距離において複素ブルースター角で入射する様子を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１２の誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの、帯電端子Ｔ_１の位相遅れ（Φ_Ｕ）の虚数部分と実数部分との例のプロットを含む図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１４の誘導表面導波路プローブの概略図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１６の誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、受信構造の調整の例を示すフローチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る追加の受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる様々な概略図の例を示し、図２０Ａは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブを表す概略図の例を示している。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面波受信構造を表す概略図の例を示している。 本開示の様々な実施形態にかかる線形プローブを表す概略図の例を示している。 本開示の様々な実施形態にかかる同調共振器を表す概略図の例を示している。 本開示の様々な実施形態にかかる磁気コイルを表す概略図の例を示している。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブの例を示す図である。

初めに、以下に続く概念の説明を明確にするために、いくつかの用語を定義する。第１に、本明細書で意図するように、放射（ｒａｄｉａｔｅｄ）電磁場と誘導（ｇｕｉｄｅｄ）電磁場とを明確に区別する。

本明細書で意図するように、放射電磁場には、導波路に束縛されていない波の形式で発生源構造から発せられた電磁エネルギーが含まれている。たとえば、放射電磁場は概して、アンテナなどの電気的構造を離れ、大気又は他の媒体を通って伝播し、いずれの導波路構造にも束縛されない場である。放射電磁波がアンテナなどの電気的構造を離れると、電磁波は、発生源が動作し続けているかに関わらず、その発生源とは独立して、電磁波が消散するまで伝播媒体（空気など）内を伝播し続ける。電磁波は、一旦放射されると遮断されない限り復元不可能であり、放射電磁波に固有のエネルギーは遮断されない場合に永遠に失われる。アンテナなどの電気的構造は、構造損失抵抗に対する放射抵抗の比を最大化することにより、電磁場を放射するように設計されている。放射エネルギーは空間に広がり、受信機が存在するかに関わらず、失われる。放射場のエネルギー密度は、幾何学的広がりに起因する距離の関数である。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「放射（ｒａｄｉａｔｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。

誘導電磁場は、異なる電磁的特性を有する媒体間の境界内又は境界付近でそのエネルギーが凝縮された伝播電磁波である。この意味で、誘導電磁場は、導波路に束縛された電磁場であり、導波路を流れる電流によって搬送されるものとして特徴付けられてもよい。誘導電磁波において搬送されたエネルギーを受信及び／又は消散する負荷がない場合、誘導媒体の導電性により消散されたエネルギーを除き、エネルギーは失われない。別の言い方をすると、誘導電磁波に対して負荷がない場合、エネルギーは消費されない。したがって、誘導電磁場を生成する生成器又は他の発生源は、負荷抵抗が存在しない限り、実際の力を送ることはない。このため、そのような生成器又は他の発生源は基本的に、負荷が与えられるまでアイドリング状態で動作する。このことは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝達される６０ヘルツの電磁波を発生する生成器を動作させることと同質である。誘導電磁場又は誘導電磁波は、「伝達線モード」と呼ばれるものに等しいことに留意されたい。このことは、放射波を発生させるために実際の電力がすべての時点で供給される放射電磁波と相違する。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギーは、エネルギー源を停止した後に、有限の長さの導波路に沿って伝播し続けることはない。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「誘導（ｇｕｉｄｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。

ここで図１を参照すると、放射電磁場と誘導電磁場との間の差異をさらに示すために、ボルト／メートルでの任意の基準を超えるデシベル（ｄＢ）での場の強度が、対数−ｄＢのプロット上のキロメートル単位での距離の関数としてグラフ１００に示されている。図１のグラフ１００は、誘導電磁場の場の強度を距離の関数として示す、誘導場の強度曲線１０３を示している。この誘導場の強度曲線１０３は基本的に、伝達線モードと同じである。図１のグラフ１００は、放射電磁場の場の強度を距離の関数として示す、放射場の強度曲線１０６も示している。

誘導波と放射の伝播に各々対応する曲線１０３と１０６との形状が重要である。放射場の強度曲線１０６は、幾何学的に減少しており（１／ｄ、ここで、ｄは距離である）、このことは、対数−対数スケール上に直線で示されている。一方、誘導場の強度曲線１０３は、ｅ^−αｄ／√ｄの特徴的な指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上で特有の屈曲部１０９を示している。誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とは、点１１２で交差している。この交差は、交差距離において生じる。交差点１１２における交差距離より短い距離においては、誘導電磁場の場の強度がほとんどの位置において放射電磁場の場の強度よりも著しく大きい。交差距離よりも長い距離においては、これとは反対になる。したがって、誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とはさらに、誘導電磁場と放射電磁場との間の根本的な伝播の差異を示している。誘導電磁場と放射電磁場との間の差異の簡単な説明については、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．，Ｍｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，ｐｐ．８−９を参照し、その全体を参照により本明細書に組み込む。

上述の、放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、容易に定式化して厳密な議論に基づかせることが可能である。同一の線形偏微分方程式、即ち、波動方程式から、２つの一般解が問題に課される境界条件から解析的に導かれる。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体が、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含んでいる。

空の空間において、波動方程式は、その固有関数が、複素波数平面上で固有値の連続スペクトルを有する、微分演算子である。この横電磁場（ＴＥＭ場）は、放射場と呼ばれ、その伝播場は「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電性の境界が存在する場合、波動方程式と境界条件とを合わせると、数学的に、連続スペクトルと離散スペクトルとが合わさって構成された波数のスペクトル表現に繋がる。このため、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，「Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，ｐｐ．６６５−７３６を参照する。Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ − Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ、Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ，Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，ｐｐ．２３６−２８９，２９５−２９６のＣｈａｐｔｅｒ ６に発表されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，「Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０^ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，ｐｐ．６４−７９、ならびに、Ｒｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．，Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ，Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．，及びＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，ｐｐ．２９１−２９３をも参照されたい。これら参考文献の各々は、その全体が、参照により本明細書に組み込まれる。

「地上波」との用語と、「表面波」との用語とは、２つの明確に異なる物理的伝播現象を示す。表面波は、平面波スペクトルの離散成分を生じる特定の極から解析的に生じる。たとえば、Ｃｕｌｌｅｎ，Ａ．Ｌ．による「Ｔｈｅ Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥ （Ｂｒｉｔｉｓｈ），Ｖｏｌ．１０１，Ｐａｒｔ ＩＶ，Ａｕｇｕｓｔ １９５４，ｐｐ．２２５−２３５）を参照されたい。この文脈では、表面波は誘導表面波であると考えられている。表面波（Ｚｅｎｎｅｃｋ−Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄの誘導波の意味）は、物理的かつ数学的に、（無線放送においてよく知られる）地上波（Ｗｅｙｌ−Ｎｏｒｔｏｎ−ＦＣＣの意味）と同じものではない。これら２つの伝播メカニズムは、複素平面上における固有値スペクトルの異なるタイプ（連続又は離散）の励起から生じる。誘導表面波の場の強度は、図１の曲線１０３によって示すように、距離とともに指数関数的に減衰する（これは、損失性導波路内の伝播に類似している）。また、球状に伝播し、固有値の連続値を有し、図１の曲線１０６によって示すように幾何学的に減少し、分枝切断積分に起因する、地上波の古典的なヘルツ放射とは対照的に、径方向の伝達線の伝播を示している。「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｖｅｒ Ｐｌａｎｅ Ｅａｒｔｈ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ，１９３７，ｐｐ．２１９−２２９）及び「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」 （Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｒｅｃｏｒｄ，Ｖｏｌ．１５，Ｊｕｎｅ １９３７，ｐｐ．３２１−３２４）においてＣ．Ｒ．Ｂｕｒｒｏｗｓにより試験的に示されたように、垂直アンテナは、地上波を放射するが、誘導表面波は発しない。

上述のことをまとめると、第１に、分枝切断積分に対応する、波数固有値スペクトルの連続部分は、放射場を生成し、第２に、離散スペクトル、及び、これに対応する積分路によって囲まれた極から生じる留数の和が、伝播方向と横断する方向において指数関数的に減衰する、非ＴＥＭの進行表面波を生成する。そのような表面波は、誘導伝達線モードである。さらなる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．，Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９５６，ｐｐ．ｐｐ．２１４，２８３−２８６，２９０，２９８−３００を参照する。

自由空間では、アンテナは、放射場である、波動方程式の連続固有値を励起し、ここでは、Ｅ_ｚ及びＨ_φが同相で外側に伝播するＲＦエネルギーは、永遠に失われる。一方、導波路プローブは、離散固有値を励起し、伝達線伝播を生じる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，ＦｉｅｌｄＴｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，ｐｐ．４５３，４７４−４７７を参照されたい。そのような理論上の分析により、損失性均質媒体の平面又は球面にわたって、開表面誘導波を発生する可能性を示す仮説が提供されてきたが、一世紀を超える間、これを実際に達成するための構造は工学の分野において知られていない。不幸にも、１９００年代前半にこのことが明らかになってからは、上に説明した理論分析は、基本的に理論の範囲に留まり、損失性一様媒体の平面又は球面にわたって開表面誘導波を生成することを実際に達成するための構造は知られていない。

本開示の様々な実施形態によれば、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合した電場を励起するように構成された様々な誘導表面導波路プローブが記載されている。そのような誘導電磁場は、大きさ及び位相が損失性導電性媒体の表面上の誘導表面波モードに、実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードは、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードとも呼ばれる。本明細書に記載の誘導表面導波路プローブによって励起された結果として得られる場が、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しているという事実により、誘導表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。一実施形態によれば、損失性導電性媒体は、地球などの陸上媒体を含んでいる。

図２を参照すると、Ｊｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋの文献のＺｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．，「Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，ｐｐ．８４６−８６６に説明されているように、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋにより示されたマクスウェル方程式に対する境界値解を検討する際の伝播界面が示されている。図２は、領域１として特定された損失性導電性媒体と、領域２として特定された絶縁体との間の界面に沿って径方向に伝播する波のための円筒座標を示している。領域１は、たとえば、任意の損失性導電性媒体を含み得る。一実施例では、そのような損失性導電性媒体は、地球又は他の媒体などの陸上媒体を含み得る。領域２は、領域１と境界面を共有し、領域１とは異なる構成パラメータを有する第２の媒体である。領域２は、たとえば、大気又は他の媒体などの任意の絶縁体を含み得る。そのような境界面の反射係数は、たとえば、複素ブルースター角における入射に関してのみゼロになる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，ｐ．５１６を参照されたい。

様々な実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁場を生成する様々な誘導表面導波路プローブを示す。様々な実施形態によれば、そのような電磁場は、反射がゼロになり得る、損失性導電性媒体の複素ブルースター角における波面入射を実質的に合成する。

さらなる説明のために、ｅ^ｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０（ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標、ρは、円筒座標における径方向の寸法である）である領域２では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（１）

（２）

（３）

ｅ^ｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０である領域１では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉じた形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（４）

（５）

（６）

これらの数式表現において、ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標であり、ρは径方向座標であり、Ｈ_ｎ ^（２）（−ｊγρ）は、第２種及び次数ｎの複素引数のハンケル関数であり、ｕ_１は、領域１における正の垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、ｕ_２は、領域２における垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、σ_１は領域１の導電性であり、ωは２πｆに等しく、ここで、ｆは励起周波数であり、ε_０は自由空間の誘電率であり、ε_１は領域１の誘電率であり、Ａは、供給源によって課される供給源定数であり、γは表面波の径方向伝播定数である。

±ｚ方向の伝播定数は、領域１と領域２との間の界面の上と下とで、波動方程式を分離し、境界条件を課すことによって特定される。これを行うと、領域２において

（７）
が与えられ、領域１において

（８）
が与えられる。
径方向の伝播定数γは、

（９）
によって与えられる。この式は、ｎが、以下の式で与えられる複素屈折率である、複素数表現である。

（１０）
上述の方程式すべてにおいて、

（１１）
かつ

（１２）
である。ここで、ε_ｒは、領域１の相対誘電率を含んでおり、σ_１は領域１の導電性であり、ε_０は自由空間の誘電率であり、μ_０は自由空間の透磁性を含んでいる。したがって、発生した表面波は、界面に平行に伝播し、界面に垂直に、指数関数的に減衰する。このことは、消散として知られている。

したがって、方程式（１）〜（３）は、円筒状に対称であり、径方向に伝播する導波モードであると見なすことができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１０−１２，２９−３３を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、様々な実施形態によれば、誘導表面導波路プローブには、電圧及び／又は電流が供給され、領域２と領域１との間の境界面に関して配置された、適切なサイズの帯電端子が設けられている。このことは、図３を参照することにより、よりよく理解されるであろう。図３は、損失性導電性媒体２０３によって与えられた平面に対して直角である垂直軸ｚに沿って、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）上に位置を上げて配置された帯電端子Ｔ_１を含む誘導表面導波路プローブ２００ａの例を示している。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、第２の媒体２０６は領域２を形成し、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。

一実施形態によれば、損失性導電性媒体２０３は、惑星である地球などの陸上媒体を含み得る。このために、そのような陸上媒体は、自然のものであるか人工のものであるかに関わらず、その上に含まれるすべての構造又は構成を含んでいる。たとえば、そのような陸上媒体は、我々の惑星を形成する、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物などの自然の要素、及び他のすべての自然の要素を含み得る。さらに、そのような陸上媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、及び他の人工の材料などの人工の要素を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自然に発生するか人工であるかに関わらず、地球とは別のいくつかの媒体を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、もしくは他の材料など）、又は他の媒体などの、人工の表面及び構造などの他の媒体を含み得る。

損失性導電性媒体２０３が陸上媒体又は地球を含んでいる場合では、第２の媒体２０６は、地上の大気を含み得る。そのように、大気は、地球の大気を形成する空気及び他の要素を含む「大気媒体」と呼ばれ得る。さらに、第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３に関係する他の媒体を含み得ることが可能である。

誘導表面導波路プローブ２００ａは、励起源２１２を帯電端子Ｔ_１に、たとえば垂直供給線導体を介して結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、電荷Ｑ_１が帯電端子Ｔ_１に印加されて、特定の瞬間に端子Ｔ_１に印加された電圧に基づき、電場を合成する。電場（Ｅ）の入射角（θ_ｉ）に応じて、電場を、領域１を含む損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させることが可能である。

方程式（１）〜（６）の、Ｚｅｎｎｅｃｋの閉じた形態の解を考慮することにより、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンスの境界条件を以下のように示すことができる。

（１３）

方程式（１３）は、方程式（１）〜（３）に特定された電場及び磁界が、境界面に沿っての径方向表面電流密度になる場合があることを示している。ここで、径方向表面電流密度は、以下の式によって特定することができる。

（１４）
ここで、Ａは定数である。
さらに、誘導表面導波路プローブ２００（ρ＜＜λに関する）の近傍では、上の方程式（１４）が以下のような振る舞いを示すことに留意されたい。

（１５）
マイナス記号は、電源電流（Ｉ_０）が、図３に示すように、垂直方向に上方に流れる場合、「近傍の（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）」接地電流が径方向内側に流れることを意味している。Ｈ_φの「近傍」に整合する場により、以下を導出することができる。

（１６）
ここで、方程式（１）〜（６）及び（１４）において、ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１である。したがって、方程式（１４）の径方向表面電流密度は、以下のように言い換えることができる。

（１７）
方程式（１）〜（６）及び（１７）によって表される場は、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有している。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１−５を参照されたい。

ここで、方程式（１）〜（６）及び（１７）に使用されたハンケル関数の性質の再検討をこれら波動方程式の解について行う。第１種及び第２種、ならびに次数ｎのハンケル関数が、第１種及び第２種の標準ベッセル関数の複素数結合として規定されることが分かる。

（１８）
及び

（１９）
これら関数は、径方向内側に伝播する円筒状の波（Ｈ_ｎ ^（１））と、径方向外側に伝播する円筒状の波（Ｈ_ｎ ^（２））とを各々示している。この規定は、ｅ^±ｊｘ＝ｃｏｓｘ±ｊｓｉｎｘの関係に相似している。たとえば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．，Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，ｐｐ．４６０−４６３を参照されたい。

Ｈ_ｎ ^（２）（ｋ_ρρ）が外に向かう波であることは、その独立変数を大きくした場合にＪ_ｎ（ｘ）及びＮ_ｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる漸近挙動から確認できる。誘導表面導波路プローブの遠方において、

（２０ａ）
となり、この式は、ｅ^ｊωｔで乗算すると、空間的変位を１／√ρとしたｅ^{ｊ（ωｔ−ｋρ）}の形式の、外側に伝播する円筒状の波である。一次解（ｎ＝１）は、方程式（２０ａ）から導びかれ、以下の式を得る。

（２０ｂ）
誘導表面導波路プローブ（ρ＜＜λに関する）の近傍では、第２種の１次ハンケル関数が以下のように振る舞う。

（２１）
これら漸近的表現は複素数であることに留意されたい。ｘが実数である場合、方程式（２０ｂ）及び（２１）は、位相が、４５度、又は等価的にはλ／８の、余分な位相進行又は「位相の増大（ｐｈａｓｅ ｂｏｏｓｔ）」に対応する√ｊだけ異なる。第２種の一次ハンケル関数の近傍又は遠方漸近線は、距離ρ＝Ｒ_ｘにおいて大きさが等しくなるハンケル「交差点」又は遷移点を有している。

したがって、ハンケル交差点を超えると、ハンケル関数の「遠方」表現が「近傍」表現を圧倒している。ハンケル交差点までの距離（すなわち、ハンケル交差距離）は、方程式（２０ｂ）及び（２１）を、−ｊγρにおいて等式で結び、これをＲ_ｘについて解くことにより得ることができる。ｘ＝σ／ωε_０では、遠方及び近傍のハンケル関数漸近線が周波数に依存しており、ハンケル交差点が、周波数が低下するに従い、外側に移動することを見て取ることができる。ハンケル関数の漸近線は、損失性導電性媒体の導電性（σ）が変化するのに応じても変化する場合があることにも留意されたい。たとえば、土の導電性は、天候条件の変化に応じて変化し得る。

図４を参照すると、動作周波数１８５０ｋＨｚにおける、導電性σ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍ、相対誘電率ε_ｒ＝１５の領域１に関する、方程式（２０ｂ）及び（２１）の一次ハンケル関数の大きさのプロットの例が示されている。曲線１１５は、方程式（２０ｂ）の遠方の漸近線の大きさであり、曲線１１８は、方程式（２１）の近傍の漸近線の大きさである。ハンケル交差点１２１は、Ｒ_ｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさが等しい一方、ハンケル交差点１２１において、２つの漸近線間に位相のオフセットが存在している。ハンケル交差距離が、動作周波数の波長よりかなり小さいことも見て取ることができる。

領域２におけるＺｅｎｎｅｃｋの閉形式の解の、方程式（２）及び（３）によって与えられた電場成分を考慮すると、Ｅ_ｚとＥ_ρとの比は漸近的に、以下のようになることを見て取ることができる。

（２２）
ここで、ｎは方程式（１０）の複素屈折率であり、θ_ｉは電場の入射角である。さらに、方程式（３）のモード整合電場の垂直成分は、漸近的に以下のようになる。

（２３）
この式は、端子の電圧における、上昇した帯電端子の静電容量の絶縁された要素の自由電荷に線形的に比例している。すなわち、ｑ_ｆｒｅｅ＝Ｃ_ｆｒｅｅ×Ｖ_Ｔである。

たとえば、図３の位置を上げて配置した帯電端子Ｔ_１の高さＨ_１は、帯電端子Ｔ_１の自由電荷の量に影響する。帯電端子Ｔ_１が領域１の地面に近い場合、端子上の電荷Ｑ_１の多くは、「拘束」されている。帯電端子Ｔ_１が位置を上げて配置されているため、拘束された電荷は、帯電端子Ｔ_１が、絶縁された電荷のほぼすべてが自由になる高さに達するまで低減される。

帯電端子Ｔ_１のための静電容量の高さが増大することの利点は、位置を上げて配置した帯電端子Ｔ_１の電荷が地面からさらに除去され、自由電荷ｑ_ｆｒｅｅの量が増大して、エネルギーを誘導表面導波モードに結合することになることである。帯電端子Ｔ_１が地面から離れるように移動するにつれて、電荷の分布は、端子の表面の周りにより一様に分布されるようになる。自由電荷の量は、帯電端子Ｔ_１の自己容量に関連する。

たとえば、球状端子の静電容量は、地面上の物理的高さの関数として表すことができる。完全な地面の上の物理的高さｈにおける球の静電容量は、以下により与えられる。

（２４）
ここで、球の直径は２ａであり、また、Ｍ＝ａ／２ｈであり、ｈは球状端子の高さである。端子の高さｈの増大により、帯電端子の静電容量Ｃが低減されることを見て取ることができる。直径の約４倍（４Ｄ＝８ａ）以上の高さに帯電端子Ｔ_１を配置することにより、球状端子の周りで電荷の分布はほぼ一様となり、これにより、誘導表面導波モードへの結合が向上され得ることが示され得る。

十分に絶縁された端子の場合では、導電性の球の自己容量は、Ｃ＝４πε_０ａによって近似することができる。ここで、ａはメートル単位での球の半径である。ディスクの自己容量は、Ｃ＝８ε_０ａによって近似することができる。ここで、ａは、メートル単位でのディスクの半径である。帯電端子Ｔ_１は、球、ディスク、円筒、円錐、トーラス、フード、１つ又は複数のリング、又は、任意の他の無作為に選ばれた形状又は形状の組合せなどの任意の形状を含むことができる。帯電端子Ｔ_１の位置決めのために等価の球の直径を特定して、これを使用することができる。

このことは、図３の例を参照してさらに理解することができる。ここで、帯電端子Ｔ_１は、損失性導電性媒体２０３上のｈ_ｐ＝Ｈ_１の物理的高さに配置されている。「拘束された」電荷の影響を低減するために、帯電端子Ｔ_１は、帯電端子Ｔ_１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さに配置されて、拘束された電荷の影響を低減することができる。

次に図５Ａを参照すると、図３の帯電端子Ｔ_１上の高められた電荷Ｑ_１によって生成された電場の光線光学的解釈が示されている。光学系のように、入射電場の反射を最小化することにより、損失性導電性媒体２０３の誘導表面導波モードに結合したエネルギーを増大及び／又は最大化することができる。



（２５）
ここで、θ_ｉは、表面法線に対して測定された通常の入射角である。

入射角が以下の場合に、方程式（２５）の分子がゼロになることを見て取ることができる。

（２６）
ここで、ｘ＝σ／ωε_０である。この複素入射角（θ_ｉ、Ｂ）は、ブルースター角と呼ばれる。再び方程式（２２）を参照すると、同じ複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）の関係が、方程式（２２）と方程式（２６）との両方に存在することを見て取ることができる。

図５Ａに示されているように、電場ベクトルＥは、入射面に対して平行に偏光された、非一様入射平面波として示すことができる。電場ベクトルＥは、以下のように、個別の水平成分と垂直成分とから構成することができる。

（２７）
幾何学的に、図５Ａに示すものは、電場ベクトルＥは以下によって与えられ得ることを示唆している。

（２８ａ）
及び

（２８ｂ）
このことは、場の比が以下であることを意味している。

（２９）

「ウェーブチルト」と呼ばれる、一般化されたパラメータＷは、本明細書において、以下によって与えられる、垂直電場成分に対する、水平電場成分の比として示されている。

（３０ａ）
又は

（３０ｂ）
これらは、複素数であり、大きさと位相との両方を有している。領域２の電磁波に関して、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、領域１との境界面における波面の法線と、境界面の接線との間の角度に等しい。このことは、径方向の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相表面及びその法線を示す、図５Ｂからより容易に見て取ることができる。完全導体との境界面（ｚ＝０）においては、波面の法線は、境界面の接線に平行であり、Ｗ＝０となる。しかし、損失性誘電体の場合、波面の法線がｚ＝０における境界面の接線と平行ではないためにウェーブチルトＷが存在する。

方程式（３０ｂ）を誘導表面波に適用すると、以下の式が与えられる。

（３１）
複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）に等しい入射角では、方程式（２５）のフレネルの反射係数は、以下に示すようにゼロになる。

（３２）
方程式（２２）の複素数の場の比を調整することにより、反射が低減されるか除去される複素角で入射するように入射場を合成することができる。この比をｎ＝√（ε_ｒ−ｊｘ）として確立することにより、合成された電場が複素ブルースター角で入射する結果となり、反射はゼロになる。

電気的に有効な高さの概念が、誘導表面導波路プローブ２００により複素入射角を有する電場を合成することに関してさらなる洞察を与えることができる。電気的に有効な高さ（ｈ_ｅｆｆ）は、ｈ_ｐの物理的高さ（又は長さ）の単極に関して、以下のように規定されている。

（３３）
この表現が、構造に沿う発生源の分布の大きさ及び位相に基づくため、有効高さ（又は長さ）は、通常は複素数である。構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分が、構造の物理的高さ（ｈ_ｐ）にわたって実施され、構造の基底（又は入力）を通って上方に流れる接地電流（Ｉ_０）に正規化される。構造に沿った分布電流は、以下によって示すことができる。

（３４）
ここで、β_０は、構造上を伝播する電流の伝播因子である。図３の例では、Ｉ_Ｃは、誘導表面導波路プローブ２００ａの垂直構造に沿った分布電流である。

たとえば、構造の底部の低損失コイル（たとえば螺旋コイル）、及び、コイルと帯電端子Ｔ_１との間に接続された垂直供給線導体を含む給電ネットワーク２０９を考慮する。コイル（又は螺旋遅れ線）に起因する位相遅れは、θ_ｃ＝β_ｐｌ_ｃであり、ｌ_Ｃは物理的長さであり、以下は伝播因子である。

（３５）
ここで、Ｖ_ｆは構造上の速度因子であり、λ_０は供給周波数における波長であり、λ_ｐは、速度因子Ｖ_ｆの結果としての伝播波長である。位相遅れは、接地（杭）電流Ｉ_０に対して測定される。

さらに、垂直供給線導体の長さｌ_ｗに沿う空間的な位相遅れは、θ_ｙ＝β_ｗｌ_ｗによって与えられ得る。ここで、β_ｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。いくつかの実施態様では、空間的位相遅れは、θ_ｙ＝β_ｗｈ_ｐによって近似してもよい。この理由は、誘導表面導波路プローブ２００ａの物理的高さｈ_ｐと、垂直供給線導体の長さｌ_ｗとの間の差が、供給周波数（λ_０）において、波長よりもかなり小さいためである。結果として、コイルと垂直供給線導体とを通しての総位相遅れはΦ＝θ_ｃ+θ_ｙであり、物理的構造の底部からコイルの頂部へと供給される電流は以下のようになる。

（３６）
ここで、総位相遅れΦは、接地（杭）電流Ｉ_０に対して測定される。結果として、誘導表面導波路プローブ２００の電気的に有効な高さは、以下によって近似され得る。

（３７）
これは、物理的高さがｈ_ｐ＜＜λ_０の場合に関する。Φの角度（又は位相シフト）における単極の複素有効高さｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐは、供給される場を誘導表面導波モードに整合させるとともに、誘導表面波が損失性導電性媒体２０３上で発せられるように、調整することができる。

図５Ａの例では、光線光学が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）１２１において複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）で入射する入射電場（Ｅ）の複素角度三角法を示すために使用されている。方程式（２６）から想起されるのは、損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、以下によって特定されることである。

（３８）
電気的に、幾何学的パラメータは、以下により、帯電端子Ｔ_１の電気的に有効な高さ（ｈ_ｅｆｆ）によって関連付けられる。

（３９）
ここで、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂは、損失性導電性媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離における電場のウェーブチルトは、電気的に有効な高さとハンケル交差距離との比として表され得る。

（４０）
物理的高さ（ｈ_ｐ）とハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における所望の誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）は、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。このことは、コイルの供給点における位相、そしてひいては、方程式（３７）の位相シフトを変化させることにより、複素有効高さの位相Φが、ハンケル交差点１２１における誘導表面導波モードのウェーブチルトの角度Ψに整合する（Φ＝Ψ）ように操作され得ることを示している。

図５Ａでは、直角三角形が、損失性導電性媒体表面に沿う長さＲ_ｘの隣接する辺、及び、Ｒ_ｘにおけるハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ_１の中心との間に延びる光線１２４と、ハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ_１との間の損失性導電性媒体表面１２７と、の間で測定された複素ブルースター角ψ_ｉ、Ｂを有して示されている。物理的高さｈ_ｐに位置し、適切な位相遅れΦを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ_１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒ_ｘ及びブルースター角で損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、又は実質的に無視できる反射で励起され得る。

帯電端子Ｔ_１の物理的高さを、有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相シフトΦを変化させることなく低減した場合、誘導表面導波路プローブ２００からの距離が減少された位置において、ブルースター角で損失性導電性媒体２０３と交差する電場が結果として得られる。図６は、帯電端子Ｔ_１の物理的高さを低減することが、電場がブルースター角において入射する距離に与える影響を図示している。高さがｈ_３からｈ_２を通してｈ_１へと低減されるにつれて、電場がブルースター角で損失性導電性媒体（たとえば、地球）と交差する点は、帯電端子の位置に近付くように移動する。しかし、方程式（３９）が示すように、帯電端子Ｔ_１の高さＨ_１（図３）は、ハンケル関数の遠方成分を励起するために、物理的高さ（ｈ_ｐ）以上であるものとする。帯電端子Ｔ_１が有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）又はそれより高い位置に配置されている場合、損失性導電性媒体２０３は、図５Ａに示すように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）１２１において、又はこの距離を超えて、入射ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ＝（π／ｗ）−θ_ｉ、Ｂ）において照射され得る。帯電端子Ｔ_１上に拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、上述のように、帯電端子Ｔ_１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍であるものとする。

誘導表面導波路プローブ２００は、損失性導電性媒体２０３の表面に複素ブルースター角で照射する波に対応するウェーブチルトを有する電場を確立するように構成することができ、それにより、Ｒ_ｘのハンケル交差点１２１における（又はそれを越える）誘導表面波モードに実質的にモード整合させることにより、径方向表面電流を励起する。

図７を参照すると、帯電端子Ｔ_１を含む誘導表面導波路プローブ２００ｂが図示されている。ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｂに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９（図３）を通して結合した、帯電端子Ｔ_１のための励起源として作用する。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。いくつかの実施形態では、ＡＣ源２１２のコイル２１５への結合を向上及び／又は最大化するためにインピーダンス整合ネットワークを含めてもよい。

図７に示すように、誘導表面導波路プローブ２００ｂは、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された上方の帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_ｐの球）を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ_１は、自己容量Ｃ_Ｔを有している。動作時には、電荷Ｑ_１が、所定の時間に端子Ｔ_１に印加された電圧に基づき、端子Ｔ_１に印加される。

図７の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ_１に結合している。いくつかの実施態様では、図７に示すように、帯電端子Ｔ_１へのコイルの接続は、コイル２１５のタップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。

誘導表面導波路プローブ２００の構成及び調整は、伝達周波数、損失性導電性媒体（たとえば、土の導電性σ及び相対誘電率ε_ｒ）の条件、ならびに、帯電端子Ｔ_１のサイズなどの様々な作動条件に基づいている。屈折率は、方程式（１０）及び（１１）から、以下のように計算することができる。

（４１）
ここで、ｘ＝σ／ωε_０であり、ω＝２πｆである。導電性σ及び相対誘電率ε_ｒは、損失性導電性媒体２０３の試験測定を通して特定され得る。直角表面から測定される複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）も、方程式（２６）から以下のように特定され得る。

（４２）
又は、図５Ａに示すように、その表面から、以下のように測定される。

（４３）
ハンケル交差距離におけるウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）も、方程式（４０）を使用して見出され得る。

ハンケル交差距離も、図４によって示されるように、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒ_ｘに関して解くことによって見出され得る。このため、電気的に有効な高さは、ハンケル交差距離及び複素ブルースター角を使用して、方程式（３９）から以下のように特定され得る。

（４４）
方程式（４４）から見て取ることができるように、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ_１の物理的高さ（ｈ_ｐ）に関連付けられた大きさと、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に関連付けられることになる位相遅れ（Φ）とを含んでいる。これら変数及び選択された帯電端子Ｔ_１の構成により、誘導表面導波路プローブ２００の構成を決定することが可能である。

帯電端子Ｔ_１が物理的高さ（ｈ_ｐ）又はそれより上に位置していると、給電ネットワーク２０９（図３）及び／又は、給電ネットワークを帯電端子Ｔ_１に接続する垂直供給線は、帯電端子Ｔ_１の電荷Ｑ_１の位相（Φ）を、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に整合するように調整され得る。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ_１のための十分に大きい表面を提供するように選択してよい。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。

螺旋状に巻かれたコイルの位相遅れθ_ｃは、Ｃｏｒｕｍ，Ｋ．Ｌ．及びＪ．Ｆ．Ｃｏｒｕｍ，「ＲＦ Ｃｏｉｌｓ，Ｈｅｌｉｃａｌ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｍａｇｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｂｙ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｅｓ」，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｖｉｅｗ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００１，ｐｐ．３６−４５に論じられたように、マクスウェル方程式から特定され得る。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。Ｈ／Ｄ＞１の螺旋コイルに関して、コイルの長手軸に沿う波の伝播速度（ν）の、光速（ｃ）に対する比、すなわち「速度因子」は、以下によって与えられる。

（４５）
ここで、Ｈは螺旋構造の軸方向の長さ、Ｄはコイルの直径、Ｎはコイルの巻き数、ｓ＝Ｈ／Ｎは、コイルの隣接する巻回の間隔（又は螺旋ピッチ）、λ_０は自由空間の波長である。この関係に基づき、螺旋コイルの電気的長さ、又は位相遅れは、以下によって与えられる。

（４６）
螺旋が渦巻き状に巻かれているか、短く太い場合、原理は同じであるが、Ｖ_ｆ及びθ_ｃは、試験的測定によって得ることが容易である。螺旋状の伝達線の特性（波）インピーダンスの表示も、以下のように得られる。

（４７）

構造の空間的位相遅れθ_ｙは、垂直供給線導体２２１（図７）の進行波の位相遅れを使用して特定することができる。理想地面上の円筒状の垂直導電体の静電容量は、以下のように表すことができる。

（単位：ファラド）（４８）
ここで、ｈ_ｗは、導電体の垂直長さ（又は高さ）、ａは半径（ｍｋｓ単位）である。螺旋コイルのように、垂直供給線導体の進行波位相遅れは、以下によって与えられ得る。

（４９）
ここで、β_ｗは垂直供給線導体に関する伝播位相定数であり、ｈ_ｗは垂直供給線導体の垂直長さ（又は、高さ）であり、Ｖ_ｗはワイヤ上の速度因子であり、λ_０は供給周波数における波長であり、λ_ｗは、速度因子Ｖ_ｗの結果としての伝播波長である。一様な円筒状の導電体に関して、速度因子はＶ_ｗは約０．９４で一定であるか、約０．９３〜約０．９８の範囲にある。支柱が一様な伝達線であると見なされる場合、その平均的特性インピーダンスは、以下によって近似される。

（５０）
ここで、一様な円筒状の導電体ではＶ_ｗが約０．９４であり、ａは導電体の半径である。単一ワイヤの供給線の特性インピーダンスに関する、アマチュア無線の記述で採用されてきた代替的表示は、以下によって与えられ得る。

（５１）
方程式（５１）は、単一ワイヤフィーダに関するＺ_ｗは周波数とともに変化することを暗示している。位相遅れは、静電容量及び特性インピーダンスに基づいて特定され得る。

図３に示すように、帯電端子Ｔ_１が損失性導電性媒体２０３上に位置していると、給電ネットワーク２０９は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、すなわちΦ＝Ψで、帯電端子Ｔ_１を励起するように調整され得る。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で振動する電荷Ｑ_１によって生じる電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って進行する誘導表面導波モードに結合される。たとえば、ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、垂直供給線導体２２１（図７）に関連付けられた位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５（図７）の構成が知られている場合、タップ２２４（図７）の位置は、帯電端子Ｔ_１に位相Φ＝Ψで振動する電荷Ｑ_１を印加するように決定及び調整され得る。タップ２２４の位置は、伝わっている表面波の誘導表面導波モードへの結合を最大化するように調整してもよい。タップ２２４の位置を越える余分なコイルの長さは、静電容量の影響を低減するために除去してもよい。螺旋コイルの垂直ワイヤ長さ及び／又は幾何学的パラメータも、様々な値を取るよう変化させてよい。

誘導表面導波モードへの損失性導電性媒体２０３の表面上での結合は、帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１に関連付けられた複素像平面に関する定常波共振のために、誘導表面導波路プローブ２００を同調させることにより、向上及び／又は最適化され得る。こうすることにより、誘導表面導波路プローブ２００の性能は、帯電端子Ｔ_１上の増大した及び／又は最大の電圧（そしてひいては電荷Ｑ_１）のために調整され得る。再び図３を参照すると、領域１における損失性導電性媒体２０３の影響が、鏡像論理分析を使用して試験され得る。

物理的に、完全導電性面上で位置を上げて配置した電荷Ｑ_１は、完全導電性面上の自由電荷を集め、次いで、位置を上げて配置した電荷Ｑ_１の下の領域で「蓄積」される。結果として得られる、完全導電性面上の「拘束された」電気の分布は、ベル形状の曲線に類似している。位置を上げて配置した電荷Ｑ_１の電位と、電荷Ｑ_１の下の「蓄積」された電荷が印加された電位の重ね合わせにより、完全導電性面に関してゼロ等電位面が強要される。完全導電性面の上の領域の場を示す境界値の問題の解は、鏡像電荷の古典的概念を使用して得ることができ、ここで、位置を上げて配置した電荷からの場は、完全導電性面の下の対応する「鏡像」電荷からの場と重ね合わせられる。

この分析は、誘導表面導波路プローブ２００の下に有効な鏡像電荷Ｑ_１’が存在すると仮定することにより、損失性導電性媒体２０３に関して使用することもできる。有効な鏡像電荷Ｑ_１’は、図３に示すように、導電像平面１３０の周りの帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１と同時に生じる。しかし、完全導体の場合のように、鏡像電荷Ｑ_１’は単に、いくつかの実際の深さで、帯電端子Ｔ_１上の一次供給源の電荷Ｑ_１に対して１８０度位相がずれて位置しているわけではない。むしろ、損失性導電性媒体２０３（たとえば、陸上媒体）は、位相がシフトした像を与えている。すなわち、鏡像電荷Ｑ_１’は、損失性導電性媒体２０３の表面（又は物理的境界）の下の複素深さにある。複素像深さの議論に関し、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．，「Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，ｐｐ．２７−２９を参照する。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。

電荷Ｑ_１の物理的高さ（Ｈ_１）に等しい深さにある鏡像電荷Ｑ_１’の代わりに、導電性の像基底面１３０（完全導体を示している）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに位置しており、鏡像電荷Ｑ_１’は、複素深さに表れ（すなわち、「深さ」は大きさと位相との両方を有している）、−Ｄ_１＝−（ｄ／２+ｄ／２+Ｈ_１）≠Ｈ_１によって与えられる。地球上で垂直に偏光された供給源は、以下のようになる。

（５２）
ここで、方程式（１２）に示すように、

（５３）
及び

（５４）
である。鏡像電荷の複素変位により、外部の場が、界面が誘電体か完全導体のいずれかである場合には直面しなかった追加の位相シフトを経ることになることを示している。損失性導電性媒体では、波面の法線が、領域１と領域２との間の境界面においてではなく、ｚ＝−ｄ／２において導電性の像基底面１３０の接線に平行である。

損失性導電性媒体２０３が、物理的境界１３６を有する、有限導電性の地球１３３である図８Ａに示すケースを考慮する。有限導電性の地球１３３は、物理的境界１３６の下の複素深さｚ_１に位置する、図８Ｂに示す完全導電性の像基底面１３９によって置き換えてもよい。この等価表現は、物理的境界１３６において界面内を見下ろす場合に、同じインピーダンスを示している。図８Ｂの等価表現は、図８Ｃに示すように、等価伝達線としてモデル化することができる。等価構造の断面は、（ｚ方向の）端部に負荷のある伝達線として示されており、完全導電性の像平面のインピーダンスは短絡している（ｚ_Ｓ＝０）。深さｚ_１は、地球において見下ろすＴＥＭ波のインピーダンスを、図８Ｃの伝達線を見る像基底面インピーダンスｚ_ｉｎと等しくすることにより特定することができる。

図８Ａの場合、上方領域（空気）１４２の伝播定数及び波固有のインピーダンスは以下のようになる。

（５５）
及び

（５６）
損失性の地球１３３では、伝播定数及び波固有のインピーダンスは以下のようになる。

（５７）
及び

（５８）
直角方向の入射に関して、図８Ｂの等価表現は、特性インピーダンスが空気の特性インピーダンス（ｚ_０）であり、伝播定数がγ_０であり、長さがｚ_１である、ＴＥＭ伝達線と等価である。そのように、図８Ｃの短絡した伝達線に関する界面に見られる像基底面のインピーダンスＺ_ｉｎは、以下によって与えられる。

（５９）
図８Ｃの等価モデルに関連付けられた像基底面のインピーダンスＺ_ｉｎを、図８Ａの直角の入射波のインピーダンスに等しくし、ｚ_１について解くことにより、短絡（完全導電性の像基底面１３９）への距離が以下のように与えられる。

（６０）
ここで、逆双曲線正接に関する級数展開の第１項のみが、この近似に関して考慮される。空気の領域１４２において、伝播定数がγ_０＝ｊβ_０であるため、Ｚ_ｉｎ＝ｊＺ_０ｔａｎβ_０ｚ_１となる（これは、ｚ_１が実数である場合に、純虚数量である）が、σ≠０である場合、ｚ_ｅは複素数値であることに留意されたい。したがって、ｚ_１が複素距離である場合のみ、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_eである。

図８Ｂの等価表現が完全導電性の像基底面１３９を含み、地球の表面（物理的境界１３６）にある電荷又は電流に関する像の深さが、像基底面１３９の他方側において距離ｚ_１に等しく、又は、地球の表面下では、ｄ＝２×ｚ_１である（ｚ＝０の位置にある）。したがって、完全導電性の像基底面１３９への距離は、以下によって近似され得る。

（６１）
さらに、「鏡像電荷」は、実際の電荷と「等しくかつ反対」であり、このため、深さｚ１＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面１３９の電位はゼロになる。

図３に示すように、地球の表面から距離Ｈ_１だけ上に電荷Ｑ_１の位置を上げた場合、鏡像電荷Ｑ_１’は、表面下のＤ_１＝ｄ+Ｈ_１の複素距離にあるか、像基底面１３０の下の複素距離ｄ／２+Ｈ_１にある。図７の誘導表面導波路プローブ２００ｂは、図８Ｂの完全導電性の像基底面１３９に基づく等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルとしてモデル化することができる。図９Ａは、等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルの例を示している。図９Ｂは、図８Ｃの短絡した伝達線を含む、等価の古典的な伝達線モデルの例を示している。

図９Ａ及び９Ｂに示された等価の像平面モデルでは、Φ＝θ_ｙ+θ_ｃは、地球１３３（又は損失性導電性媒体２０３）を規準とした誘導表面導波路プローブ２００の、進行波の位相遅れである。θ_ｃ＝β_ｐＨは、角度で表される、物理長さＨの、（図７の）コイル２１５の電気的長さである。θ_ｙ＝β_ｗｈ_ｗは、角度で表される、物理長さｈ_ｗの、（図７の）垂直供給線導体２２１の電気的長さである。θ_ｄ＝β_０ｄ／２は、像基底面１３９と、地球（１３３又は損失性導電性媒体２０３）の物理的境界１３６との間の位相シフトである。図９Ａ及び９Ｂの例では、Ｚ_ｗは、オームで表される位置を上げて配置した垂直供給線導体２２１の特性インピーダンスであり、Ｚ_ｃは、オームで表されるコイル２１５の特性インピーダンスであり、ｚ_０は、自由空間の特性インピーダンスである。

（６２）
ここで、Ｃ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の自己容量であり、垂直供給線導体２２１（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（６３）
コイル２１５（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（６４）


（６５）
ここで、Ｚ_ｓ＝０である。

したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。進行波の位相遅れΦを媒体のウェーブチルトの角度Ψに等しくなるように維持し、それによりΦ＝Ψとしつつ、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスＺ_Ｌを調整する。このことが、損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の表面に沿う、プローブの電場の、誘導表面導波モードへの結合を向上及び／又は最大化することにより、図９Ａ及び９Ｂの等価の像平面モデルが、像基底面１３９に関して共振するように同調され得る。この方式で、等価の複素像平面のモデルのインピーダンスは純粋に抵抗性であり、これにより、電圧及び、端子Ｔ_１上で位置を上げて配置した電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせられた定常波が維持される。また、方程式（１）〜（３）及び（１６）により、伝播する表面波が最大化される。

ハンケル解から、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、外側に伝播する進行波であることが導かれる。帯電端子Ｔ_１と、誘導表面導波路プローブ２００の接地杭２１８（図３及び７）との間の給電ネットワーク２０９に沿う供給源の分布は、実際に、構造上の進行波と定常波の重ね合わせで構成されている。帯電端子Ｔ_１が物理的高さｈ_ｐ又はその上に位置していると、給電ネットワーク２０９を通って移動する進行波の位相遅れは、損失性導電性媒体２０３に関連付けられたウェーブチルトの角度に整合している。このモード整合により、進行波が損失性導電性媒体２０３に沿って発せられることを可能にしている。位相遅れが進行波に関して確立されると、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスＺ_Ｌが、プローブ構造を、−ｄ／２の複素深さにある像基底面（図３の１３０又は図８の１３９）に対して定常波共振するように調整される。その場合、像基底面から見られるインピーダンスは、リアクタンスがゼロであり、帯電端子Ｔ_１の電荷が最大化される。

進行波現象と定常波現象との間の差異は、（１）長さｄの伝達線（「遅れ線」と呼ばれる場合がある）の部分の進行波の位相遅れ（θ＝βｄ）が、伝播時間の遅れに起因していることと、一方、（２）定常波（前方又は後方に伝播する波で構成されている）の位置に応じた位相が、線の長さの伝播時間の遅れと、異なる特性インピーダンスの線部分間の界面におけるインピーダンスの遷移との両方に基づくことと、である。正弦波の定常状態で動作する伝達線の部分の物理的長さに起因して生じる位相遅れに加え、ｚ_ｏａ／ｚ_ｏｂの比に起因する、インピーダンスの不連続性における追加の反射係数の位相が存在する。ここで、ｚ_ｏａ及びｚ_ｏｂは、たとえば特性インピーダンスｚ_ｏａ＝ｚ_ｃの螺旋コイル部分（図９Ｂ）と、特性インピーダンスｚ_ｏｂ＝ｚ_ｗの垂直供給線導体の直線部分（図９Ｂ）などの、伝達線の２つの部分の特性インピーダンスである。

この現象の結果として、大きく異なる特性インピーダンスを有する比較的短い２つの伝達線部分が、かなり大きい位相シフトを提供するために使用され得る。たとえば、１つが低インピーダンスで、１つが高インピーダンスであり、あわせて、いわゆる０．０５λの物理的長さになる、伝達線の２つの部分で構成されたプローブ構造が、０．２５λの共振と等価である９０度の位相シフトを提供するように形成され得る。このことは、特性インピーダンスの大きい飛躍に起因する。この方法で、物理的に短いプローブ構造は、合わせられた２つの物理的長さより電気的に長くなり得る。このことは、図９Ａ及び９Ｂに示されており、インピーダンスの比の不連続性により、位相の大きい飛躍が与えられている。インピーダンスの不連続性により、各部分が結合している場所において実質的な位相シフトが提供される。

図１０を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００（図３及び７）を調整して、損失性導電性媒体２０３（図３）の面に沿う誘導表面進行波を発する、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１５０が示されている。最初に、１５３において、誘導表面導波路プローブ２００の帯電端子Ｔ_１が損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。損失性導電性媒体２０３の特性と、誘導表面導波路プローブ２００の動作周波数を利用して、ハンケル交差距離も、図４に示すように、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒ_ｘに関して解くことによって見出され得る。複素屈折率（ｎ）は、方程式（４１）を使用して特定することができ、また、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）は次いで、方程式（４２）から特定することができる。帯電端子Ｔ_１の物理的高さ（ｈ_ｐ）は次いで、方程式（４４）から特定され得る。帯電端子Ｔ_１は、ハンケル関数の遠方の要素を励起するために、物理的高さ（ｈ_ｐ）以上にあるものとする。この高さの関係は、表面波を発する際に最初に考慮される。帯電端子Ｔ_１上の拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、帯電端子Ｔ_１の球の直径（又は等価の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さであるものとする。

１５６では、帯電端子Ｔ_１上の位置を上げて配置した電荷Ｑ_１の電気的位相遅れΦが複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θ_Ｃ）及び／又は垂直供給線導体の位相遅れ（θ_ｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。方程式（３１）に基づき、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、以下から特定され得る。

（６６）
電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。この角度（又は位相）の関係は次に、表面波を発する際に考慮される。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θ_ｃ+θ_ｙは、コイル２１５の幾何学的パラメータ（図７）及び／又は垂直供給線導体２２１（図７）の長さ（又は高さ）を変化させることにより調整することができる。Φ＝Ψに整合させることにより、電場が、表面の導波モードを励起するとともに損失性導電性媒体２０３に沿って進行波を発するために、境界面における複素ブルースター角でハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）又はそれを越える位置で確立され得る。

次に１５９において、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルを共振させるように同調する。図９Ａ及び９Ｂの導電性の像基底面１３９（又は図３の１３０）の深さ（ｄ／２）は、方程式（５２）、（５３）、及び（５４）、ならびに、測定され得る損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その深さを使用して、像基底面１３９と、損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６との間の位相シフト（θ_ｄ）は、θ_ｄ＝β_０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は、次いで、方程式（６５）を使用して特定され得る。この共振関係は、発せられた表面波を最大化するように考慮され得る。

コイル２１５の調整されたパラメータ及び垂直供給線導体２２１の長さに基づき、速度因子、位相遅れ、ならびに、コイル２１５のインピーダンス及び垂直供給線導体２２１が、方程式（４５）〜（５１）を使用して特定され得る。さらに、帯電端子Ｔ_１の自己容量（Ｃ_Ｔ）は、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。コイル２１５の伝播因子（β_ｐ）は、方程式（３５）を使用して特定され得、垂直供給線導体２２１のための伝播位相定数（β_ｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイル２１５及び垂直供給線導体２２１の自己容量及び特定された値を使用して、コイル２１５を「見上げる」ように見られる誘導表面導波路プローブ２００のインピーダンス（Ｚ_ｂａｓｅ）は、方程式（６２）、（６３）、及び（６４）を使用して特定され得る。

誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルは、Ｚ_ｂａｓｅの共振要素Ｘ_ｂａｓｅが、Ｚ_ｉｎの共振要素Ｘ_ｉｎをキャンセルする、すなわち、Ｘ_ｂａｓｅ+Ｘ_ｉｎであるように、負荷インピーダンスＺ_Ｌを調整することにより、共振するように同調し得る。したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の電気的位相遅れΦ＝θ_Ｃ+θ_ｙを変化させることなく、帯電端子Ｔ_１の静電容量（Ｃ_Ｔ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９（又は１３０）に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺ_Ｌを同調させるために反復法を用いてもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。

このことは、複数の例の場合を説明することによってよりよく理解されるであろう。帯電端子Ｔ_１が頂部にある、物理的高さｈ_ｐの、頂部に負荷された垂直スタッドを備えた誘導表面導波路プローブ２００を考慮する。ここで、帯電端子Ｔ_１は、螺旋コイル及び垂直供給線導体を通して、１．８５ＭＨｚの動作周波数（ｆ_０）で励起される。１６フィートの高さ（Ｈ_１）、ならびに、ε_ｒ＝１５の相対誘電率及びσ_１＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電性を有する損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）により、いくつかの表面波伝播パラメータが、ｆ_０＝１．８５ＭＨｚに関して計算され得る。これら条件下で、ハンケル交差距離が、物理的高さｈ_ｐ＝５．５フィートにおいてＲ_ｘ＝５４．５フィートであることが分かる。このことは、帯電端子Ｔ_１の実際の高さより十分に下にある。Ｈ_１＝５．５フィートの帯電端子の高さが使用されてきたが、より高いプローブ構造が拘束静電容量を低減し、帯電端子Ｔ_１の自由電荷のより高いパーセンテージを許容し、より高い場の強度及び、進行波の励起を提供してきた。

波長は以下のように特定され得る。

（６７）
ここで、ｃは光速である。複素屈折率は、方程式（４１）から、以下のようになる。

（６８）
ここで、ｘ＝σ_１／ωε_０は、ω＝２πｆ_０である。また、複素ブルースター角は、方程式（４２）から、以下のようになる。

（６９）
方程式（６６）を使用すると、ウェーブチルトの値は、以下のように特定され得る。

（７０）
したがって、螺旋コイルは、Φ＝Ψ＝４０．６１４°に整合するように調整され得る。

垂直供給線導体の速度因子（直径０．２７インチの一様な円筒状の導電体として近似される）は、Ｖ_ｗ＝約０．９３として与えられる。ｈ_ｐ＜＜λ_０であるため、垂直供給線導体に関する伝播位相定数は、以下のように近似され得る。

（７１）
方程式（４９）から、垂直供給線導体の位相遅れは、以下のようになる。

（７２）
螺旋コイルの位相遅れをθ_ｃ＝２８．９７４°＝４０．６１４°−１１．６４０°となるように調整することにより、ΦはΨと等しくなって、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を説明するために、図１１は、周波数領域上のΦとΨとの両方のプロットを示している。ΦとΨとの両方が周波数依存であるため、ΦとΨとのそれぞれの曲線が、約１．８５ＭＨｚにおいて相互に交差していることを見て取ることができる。

０．０８８１インチの導電体直径、３０インチのコイルの直径（Ｄ）、及び、４インチの巻回間の間隔（ｓ）の螺旋コイルに関して、コイルに関する速度因子は、方程式（４５）を使用して以下のように特定され得る。

（７３）
伝播因子は、方程式（３５）から、以下のようになる。

（７４）
θ_ｃ＝２８．９７４°とすると、螺旋形状（Ｈ）の軸方向の長さは、方程式（４６）を使用して、以下のように特定され得る。

（７５）
この高さにより、垂直供給線導体が接続された螺旋コイル上の位置が特定され、結果として８．８１８巻（Ｎ＝Ｈ／ｓ）のコイルを得る。

コイル及び垂直供給線導体の進行波位相遅れが、ウェーブチルトの角度に整合するように調整されていることで（Φ＝θ_ｃ+θ_ｙ＝Ψ）、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンス（Ｚ_Ｌ）は、誘導表面波プローブ２００の等価の像平面モデルの定常波共振に関して調整され得る。測定された地球の誘電率、導電性、及び透磁性から、径方向伝播定数が、方程式（５７）を使用して特定され得る。

（７６）
また、導電性の像基底面の複素深さは、方程式（５２）から以下のように近似され得る。

（７７）
導電性の像基底面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下によって与えられる。

（７８）
方程式（６５）を使用して、損失性導電性媒体２０３（すなわち、地球）を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下のように特定され得る。

（７９）

損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘ_ｉｎ）を、誘導表面波プローブ２００を「見上げる」ように見られる無効分（Ｘ_ｂａｓｅ）と整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。このことは、コイル及び垂直供給線導体の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ_１の静電容量を調整することにより、達成され得る。たとえば、帯電端子静電容量（Ｃ_Ｔ）を６１．８１２６ｐＦに調整することにより、方程式（６２）からの負荷インピーダンスは以下のようになる。

（８０）
また、境界における無効分は整合される。

方程式（５１）を使用して、垂直供給線導体（０．２７インチの直径（２ａ）を有する）のインピーダンスは、以下のように与えられる。

（８１）
また、垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６３）によって以下のように与えられる。

（８２）
方程式（４７）を使用して、螺旋コイルの特性インピーダンスは、以下のように与えられる。

（８３）
また、コイル基からそれを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６４）によって以下のように与えられる。

（８４）
方程式（７９）の解と比べると、無効分が、逆であるとともにほぼ等しく、したがって、相互に共役であることを見て取ることができる。したがって、完全導電性の像基底面からの、図９Ａ及び９Ｂの等価の像平面モデルを「見上げる」ように見られるインピーダンス（Ｚ_ｉｐ）は、もっぱら抵抗性であるか、Ｚ_ｉｐ＝Ｒ+ｊ０である。

誘導表面導波路プローブ２００（図３）によって提供される電場が、給電ネットワークの進行波位相遅れをウェーブチルトの角度に整合させることによって確立され、また、プローブ構造が複素深さｚ＝−ｄ／２において完全導電性の像基底面に対して共振された場合、場は、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しており、誘導表面進行波は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。図１に示すように、誘導電磁場の誘導場の強度曲線１０３は、ｅ^−αｄ／√ｄの特徴的指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上に特有の屈曲部１０９を示している

まとめると、解析的かつ試験的に、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の進行波成分が、その上方の端子において、表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を有している（Φ＝Ψ）。この条件下では、表面導波路は、「モード整合した」と見なすことができる。さらに、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の共振定常波の要素は、帯電端子Ｔ_１におけるＶ_ＭＡＸと、下の像平面１３９（図８Ｂ）におけるＶ_ＭＩＮを有している。ここで、損失性導電性媒体２０３（図８Ｂ）の物理的境界１３６における接続部においてではなく、ｚ＝−ｄ／２の複素深さにおいて、Ｚ_ｉｐ＝Ｒ_ｉｐ+ｊ０である。最後に、帯電端子Ｔ_１は、複素ブルースター角における損失性導電性媒体２０３上への電磁波の入射が、ある距離においてそれほど離れていない（≧Ｒ_ｘ）ように、図３の十分な高さＨ_１（ｈ≧Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ）を有している。ここでは、１／√ｒの項が優勢である。受信回路は、無線伝達及び／又は電力搬送システムを促進するために、１つ又は複数の誘導表面導波路プローブとともに利用され得る。

再び図３を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作が、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するように制御することができる。たとえば、適合されたプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９及び／又は帯電端子Ｔ_１を制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率ε_ｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（３１）、（４１）、及び（４２）から見られるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、及びウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性及び誘電率の変化によって影響され得る。

たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、接地パラメータメータ、フィールドメータ、電流モニタ、及び／又は負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報を、適応したプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、１つ又は複数の調整を誘導表面導波路プローブ２００に対して行うことができる。たとえば、湿度及び温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒ_ｘ、又はその上の導電性及び／又は誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。

導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、特定の周期で導電性及び／又は誘電率を評価し、プローブ制御システム２３０に情報を通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な有線もしくは無線通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。監視された導電性及び／又は誘電率に基づき、プローブ制御システム２３０は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、及び／又はウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）の変化を評価するとともに、ウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい給電ネットワーク２０９の位相遅れ（Φ）を維持し、かつ／又は、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルの共振を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００を調整してもよい。このことは、たとえば、θ_ｙ、θ_ｃ、及び／又はＣ_Ｔを調整することによって達成され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面波の電気的な発信効率を最大又はその近傍に維持するために、帯電端子Ｔ_１の自己容量、及び／又は帯電端子Ｔ_１に印加される位相遅れ（θ_ｙ、θ_ｃ）を調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ_１の自己容量は、端子のサイズを変化させることによって変化し得る。電荷の分布も、帯電端子Ｔ_１のサイズを増大させることによって向上され得る。このことは、帯電端子Ｔ_１からの放電の可能性を低減し得る。他の実施形態では、帯電端子Ｔ_１は、負荷インピーダンスＺ_Ｌを変化させるように調整され得る可変インダクタンスを含み得る。帯電端子Ｔ_１に印加される位相は、発信効率を最大化するために、コイル２１５上のタップの位置（図７）を変化させること、及び／又は、コイル２１５に沿う予め規定された複数のタップを含み、予め規定された様々なタップ位置間で切り換えることにより、調整され得る。

場又は場の強度（ＦＳ）メータも、誘導表面波に関連付けられた場の、場の強度を測定するために、誘導表面導波路プローブ２００周りに配置することができる。場又はＦＳメータは、場の強度及び／又は場強度の変化（たとえば、電場の強度）を探知し、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。動作中に負荷及び／又は環境条件が変わるか変化するにつれて、誘導表面導波路プローブ２００は、受信機への適切な電力伝達及び受信機によって供給される負荷を確実にするために、ＦＳメータの位置における特定の場の強度（ｓ）を維持するように調整することができる。

たとえば、帯電端子Ｔ_１に印加される位相遅れ（Φ＝θ_ｙ+θ_ｃ）は、ウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。一方又は両方の位相遅れを調整することにより、誘導表面導波路プローブ２００は、複素ブルースター角に対応するウェーブチルトを確実にするように調整され得る。このことは、帯電端子Ｔ_１に供給される位相遅れを変化させるために、コイル２１５上のタップ位置（図７）を調整することによって達成され得る。帯電端子Ｔ_１に供給される電圧レベルも、電場強度を調整するために増減され得る。このことは、励起源２１２の出力電圧を調整すること、又は、給電ネットワーク２０９を調整もしくは再構成することにより、達成することができる。たとえば、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置（図７）は、帯電端子Ｔ_１に見られる電圧を増大させるように調整され得る。場の強度レベルを予め規定された範囲内に維持することにより、受信機による結合が向上し、接地電流の損失を低減し、また、他の誘導表面導波路プローブ２００からの伝達との干渉を避けることができる。

プローブ制御システム２３０は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、又はそれらの組合せによって実施され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、プロセッサ及びメモリを含む処理回路を含み得る。プロセッサとメモリとの両方は、たとえば、当業者に理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを伴うデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができる。プローブの制御アプリケーションは、監視されている条件に基づいて誘導表面導波路プローブ２００の動作を調整するために、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム２３０も、様々なモニタリングデバイスと通信するための１つ又は複数のネットワークインターフェースを含み得る。通信は、限定ではないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通し得る。プローブ制御システム２３０は、たとえば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、又は同様の能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えていてもよい。

再び図５Ａの例を参照すると、複素角度三角法が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）の帯電端子Ｔ_１の入射電場（Ｅ）の光線光学的解釈に関して示されている。損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、方程式（３８）によって特定されることを思い出してもらいたい。電気的に、幾何学的パラメータは、方程式（３９）により、帯電端子Ｔ_１の電気的に有効な高さ（ｈ_ｅｆｆ）によって関連付けられる。物理的高さ（ｈ_ｐ）とハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離における所望の誘導表面のウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）の角度は、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。物理的高さｈ_ｐに位置し、適切な位相Φを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ_１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒ_ｘ及びブルースター角における損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、又は実質的に無視できる反射で励起され得る。

しかし、方程式（３９）は、誘導表面導波路プローブ２００の物理的高さが比較的小さくなり得ることを意味している。このことは、誘導表面導波モードを励起する一方、自由電荷がほとんどなく、拘束された電荷が過度に大きくなる結果となり得る。これに対して補償するために、帯電端子Ｔ_１は、自由電荷の量を増大させるために、適切な高さに上げられてもよい。１つの例示的経験則のように、帯電端子Ｔ_１は、帯電端子Ｔ_１の有効直径の約４〜５倍（又はそれより大）の高さに位置され得る。図６は、図５Ａに示した物理的高さ（ｈ_ｐ）の上の、帯電端子Ｔ_１を上昇させることの効果を示している。高さを上げることにより、ウェーブチルトが損失性導電性媒体に入射する距離を、ハンケル交差点１２１（図５Ａ）を越えるよう移動させる。誘導表面導波モードにおける結合を向上させるため、そしてひいては、誘導表面波の発信効率をより大きくするために、下方の補償端子Ｔ_２が、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトがブルースター角となるように、帯電端子Ｔ_１の総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整するために使用され得る。

図１２を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対して直角である垂直軸ｚに沿って位置を上げて配置した帯電端子Ｔ_１及び下方の補償端子Ｔ_２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｃの例が示されている。これに関して、帯電端子Ｔ_１は、補償端子Ｔ_２の直上に配置されているが、２つ以上の帯電端子及び／又は補償端子Ｔ_Ｎのいくつかの他の構成を使用することが可能である。誘導表面導波路プローブ２００ｃは、本開示の一実施形態に従って、損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、領域２を形成する第２の媒体２０６が境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。

誘導表面導波路プローブ２００ｃは、励起源２１２を帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、特定の瞬間に端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、各々の帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに印加され得る。Ｉ_１は、端子リードを介して帯電端子Ｔ_１に電荷Ｑ_１を供給する伝導電流であり、Ｉ_２は、端子リードを介して補償端子Ｔ_２に電荷Ｑ_２を供給する伝導電流である。

図１２の実施形態によれば、帯電端子Ｔ_１は、物理的高さＨ_１において損失性導電性媒体２０３上に位置しており、補償端子Ｔ_２は、物理的高さＨ_２において、垂直軸ｚに沿ってＴ_１の直下に位置している。ここで、Ｈ_２はＨ_１よりも小である。伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２として計算することができる。帯電端子Ｔ_１は、絶縁された（又は自己）静電容量Ｃ_１を有し、補償端子Ｔ_２は、絶縁された（又は自己）静電容量Ｃ_２を有する。相互静電容量Ｃ_Ｍも、端子Ｔ_１と端子Ｔ_２との間に、その間の距離に応じて存在し得る。動作時には、電荷Ｑ_１とＱ_２とが、ある瞬間において帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに印加された電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに各々印加される。

次に図１３を参照すると、図１２の帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２上の位置を上げて配置した電荷Ｑ_１によって与えられた効果の光線光学的解釈が示されている。線１６３で示されるように、ハンケル交差点１２１よりも大である距離において光線が損失性導電性媒体とブルースター角で交差する高さに帯電端子Ｔ_１が上げられると、補償端子Ｔ_２は、増大した高さを補償することにより、ｈ_ＴＥを調整するために使用され得る。補償端子Ｔ_２の効果は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトが、線１６６によって示されているようなブルースター角であるように、誘導表面導波路プローブの電気的に有効な高さを低減する（又は、損失性媒体界面を効果的に上昇させる）ことである。

総有効高さは、以下のように、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた上方有効高さ（ｈ_ＵＥ）と、補償端子Ｔ_２に関連付けられた下方有効高さ（ｈ_ＬＥ）との重ね合わせとして記載され得る。

（８５）
ここで、Φ_Ｕは、上方の帯電端子Ｔ_１に印加される位相遅れ、Φ_Ｌは、下方の補償端子Ｔ_２に印加される位相遅れ、β＝２π／λ_ｐは、方程式（３５）からの伝播因子、ｈ_ｐは、帯電端子Ｔ_１の物理的高さ、ｈ_ｄは、補償端子Ｔ_２の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それら長さは、以下に示すように、帯電端子のリード長さｚを帯電端子Ｔ_１の物理的高さｈ_ｐに加えるとともに、補償端子のリード長さｙを補償端子Ｔ_２の物理的高さｈ_ｄに加えることで対処され得る。

（８６）
下方の有効高さは、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を図５Ａの複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）と等しくなるように調整するために使用され得る。

方程式（８５）又は（８６）は、ハンケル交差距離における所望のウェーブチルトを得るために、下方の補償端子Ｔ_２のディスクの物理的高さ、及び、端子に供給する位相角度を特定するのに使用され得る。たとえば、方程式（８６）は、以下を与えるように、補償端子の高さ（ｈ_ｄ）の関数として帯電端子Ｔ_１に印加される位相シフトとして書き直すことができる。

（８７）

補償端子Ｔ_２の位置決めを特定するために、上述の関係が利用され得る。第１に、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）は、方程式（８６）に示したように、上方の帯電端子Ｔ_１の複素有効高さ（ｈ_ＵＥ）と、下方の補償端子Ｔ_２の複素有効高さ（ｈ_ＬＥ）との重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下のように表され得る。

（８８）
このことは、ウェーブチルトＷの規定に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒ_ｘの場合、ｈ_ＴＥは、ハンケル交差点１２１において、入射光のウェーブチルトを複素ブルースター角に整合させるように調整され得る。このことは、たとえばｈ_ｐ、Φ_Ｕ、及びｈ_ｄを調整することによって達成され得る。

これらの概念は、誘導表面導波路プローブの例をとって議論する場合に、よりよく理解されるであろう。図１４を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_Ｔにおける球）と、下方の補償端子Ｔ_２（たとえば、高さｈ_ｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブ２００ｄの例が図示されている。動作時には、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、特定の瞬間に端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに各々印加される。

ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｄに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９を通して結合した、帯電端子Ｔ_１のための励起源として作用する。ＡＣ源２１２は、図１４に示すように、コイル２１５の下方部分を越えてタップ２２７を通して接続され得るか、一次コイルによってコイル２１５に誘導的に結合され得る。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合され得、第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合され得る。いくつかの実施態様では、帯電端子Ｔ_１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面又は地球）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置され、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブの基における電流の大きさ（Ｉ_０）の表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさ（Ｉ_０）の表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。

図１４の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、第２の端部において垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ_１に結合している。いくつかの実施態様では、図１４に示すように、帯電端子Ｔ_１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。補償端子Ｔ_２は、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブ２００ｄの基における電流の大きさの表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさの表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置されている。

図１４の例では、帯電端子Ｔ_１との接続部は、コイル２１５上の、補償端子Ｔ_２のためのタップ２３３の接続ポイントの上に位置している。そのような調整により、増大した電圧（そしてひいては、より高い電荷Ｑ_１）を上方の帯電端子Ｔ_１に印加することが可能である。他の実施形態では、帯電端子Ｔ_１の接続点と補償端子Ｔ_２の接続点とが逆になり得る。誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を、ハンケル交差距離Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように調整することが可能である。ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、図４によって示されるように、Ｒ_ｘに関して解くことによって見出され得る。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ及びψ_ｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐe^ｊΦ）は、上の方程式（４１）〜（４４）に関して記載したように特定され得る。

選択された帯電端子Ｔ_１の構成では、球の直径（又は有効な球の直径）が特定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ_１が球として構成されていない場合、端子の構成は、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ_１のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ_１上の拘束された電荷の量を低減するために、誘導表面波を発するための帯電端子Ｔ_１に自由電荷を提供する所望の高さは、損失性導電性媒体（たとえば、地球）上の、有効な球の直径の少なくとも４〜５倍であるものとする。補償端子Ｔ_２は、Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように、誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整するために使用され得る。補償端子Ｔ_２は、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐで帯電端子Ｔ_１の下に配置され得る。ここで、ｈ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の総物理的高さである。補償端子Ｔ_２の位置が固定され、位相遅れΦ_Ｕが上方の帯電端子Ｔ_１に印加されると、下方の補償端子Ｔ_２に印加される位相遅れΦ_Ｌが、以下のように、方程式（８６）の関係を使用して特定され得る。

（８９）
代替的実施形態では、補償端子Ｔ_２は、高さｈ_ｄに配置され得る。ここで、Ｉｍ｛Φ_Ｌ｝＝０である。このことは、Φ_Ｕの実数部分と虚数部分とのそれぞれのプロット１７２とプロット１７５とを示す図１５Ａに図示されている。補償端子Ｔ_２は、プロット１７２に図示するように、高さｈ_ｄに配置されている。ここで、Ｉｍ｛Φ_Ｕ｝＝０である。この固定された高さでは、コイルの位相Φ_Ｕは、プロット１７５に図示するように、Ｒｅ｛Φ_Ｕ｝から特定され得る。

ＡＣ源２１２がコイル２１５（たとえば、結合を最大化する５０Ωのポイント）に結合していると、タップ２３３の位置は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、補償端子Ｔ_２の並列共振のために調整され得る。図１５Ｂは、図１４の概略的な電気接続図の概略図を示している。図中、Ｖ_１は、ＡＣ源２１２からタップ２２７を通してコイル２１５の下方部分に印加される電圧、Ｖ_２は、上方の帯電端子Ｔ_１に供給される、タップ２２４における電圧、Ｖ_３は、タップ２３３を通して下方の補償端子Ｔ_２に印加される電圧である。抵抗Ｒ_ｐと抵抗Ｒ_ｄとは、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との各々の帰地抵抗を示している。帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、又は、静電容量の構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２のサイズは、各端子に印加される電荷Ｑ_１及び電荷Ｑ_２のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電又はスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との各々の自己容量Ｃ_ｐと自己容量Ｃ_ｄとは、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。

図１５Ｂに見て取ることができるように、共振回路は、コイル２１５のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ_２の自己容量Ｃ_ｄ、及び補償端子Ｔ_２に関連付けられた帰地抵抗Ｒ_ｄで形成されている。並列共振は、補償端子Ｔ_２に印加される電圧Ｖ_３を調整すること（たとえば、コイル２１５上のタップ２３３の位置を調整すること）、又は、補償端子Ｔ_２の高さ及び／もしくはサイズを調整してＣ_ｄを調整することにより、達成され得る。コイルのタップ２３３の位置は、並列共振のために調整され得る。このことは、接地杭２１８を通るとともに電流計２３６を通る接地電流が最大点に達する結果となる。補償端子Ｔ_２の並列共振が確立された後に、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置は、コイル２１５上の５０Ωの点に調整され得る。

コイル２１５からの電圧Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ２２４の位置は、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面のウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）の角度にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得る。このことは、電流計２３６を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、誘導表面導波路プローブ２００ｄによって励起されて得られる場は、結果として、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波を損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発する。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。

補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ_１の取付け、及び／又は、タップ２２４を通して帯電端子Ｔ_１に印加される電圧の調整とともに変化する場合がある。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面ウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）を確立することは不要である。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、タップ２２７及びタップ２３３の位置が調整されるにつれて、又は他の要素がコイル２１５に取り付けられる場合に、ドリフトする場合がある。

他の実施態様では、コイル２１５からの電圧Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ２３３の位置は、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）が、Ｒ_ｘにおける誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得、電流計２３６を通る接地電流が最大点に実質的に到達する結果となる。結果として得られる場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発せられる。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２２４及び／又はタップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。

再び図１２を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作を、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御してもよい。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９、ならびに／又は、帯電端子Ｔ_１及び／もしくは補償端子Ｔ_２の位置決めを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率ε_ｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（４１）〜（４４）から見て取ることができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ及びψ_ｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性及び誘電率の変化によって影響され得る。

たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、接地パラメータメータ、フィールドメータ、電流モニタ、及び／又は負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報をプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００に１つ又は複数の調整を行うことができる。たとえば、湿度及び温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒ_ｘ、又はその上の導電性及び／又は誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。

図１６を参照すると、垂直軸ｚに沿って配置された、帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、領域１を形成する損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。さらに、第２の媒体２０６は、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有し、領域２を形成している。帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３上に配置されている。帯電端子Ｔ_１は、物理的高さＨ_１に位置しており、帯電端子Ｔ_２は、物理的高さＨ_２において、垂直軸ｚに沿ってＴ_１の直下に配置されている。ここで、Ｈ_２はＨ_１よりも小である。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって与えられる伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２である。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、励起源２１２を帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。

帯電端子Ｔ_１及び／又は帯電端子Ｔ_２は、電荷を保持することが可能である導電性の物質を含んでいる。この物質は、実際に可能な範囲で最大限の電荷を保持するようなサイズとすることができる。帯電端子Ｔ_１は、自己容量Ｃ_１を有しており、帯電端子Ｔ_２は、自己容量Ｃ_２を有している。これら自己容量は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。帯電端子Ｔ_２の直上の帯電端子Ｔ_１の配置により、相互静電容量Ｃ_Ｍが帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２との間に形成される。帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２とは同一である必要はないが、各々が別々のサイズ及び形状を有していてよく、異なる導電性材料を含み得ることに留意されたい。最終的に、誘導表面導波路プローブ２００ｅによって発せられる誘導表面波の場の強度は、端子Ｔ_１の電荷の量に正比例している。電荷Ｑ_１は、このため、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖであることから、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた自己容量Ｃ_１に比例している。ここで、Ｖは帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。

予め規定された動作周波数において動作するように適切に調整されている場合、誘導表面導波路プローブ２００ｅは、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面波を生成する。励起源２１２は、構造を励起するために誘導表面導波路プローブ２００ｅに印加される、予め規定された周波数において、電気エネルギーを生じ得る。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって生じる電磁場が、損失性導電性媒体２０３とほぼモード整合している場合、電磁場は、複素ブルースター角における入射波面を実質的に合成し、反射がほとんどないか、反射しない結果となる。したがって、表面導波路プローブ２００ｅは、放射波を生成しないが、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面進行波を発する。励起源２１２からのエネルギーは、Ｚｅｎｎｅｃｋの表面電流として、誘導表面導波路プローブ２００ｅの有効伝達範囲内に位置する１つ又は複数の受信機に伝達され得る。

損失性導電性媒体２０３の表面上の放射Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流Ｊ_ρ（ρ）の漸近線を近傍のＪ_１（ρ）及び遠方のＪ_２（ρ）として特定することができる。
近傍（ρ＜λ／８）：

（９０）
及び
遠方（ρ＞＞λ／８）：

（９１）
ここで、Ｉ_１は、第１の帯電端子Ｔ_１に電荷Ｑ_１を供給する伝導電流であり、Ｉ_２は、第２の帯電端子Ｔ_２に電荷Ｑ_２を供給する伝導電流である。上方の帯電端子Ｔ_１の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって特定される。ここで、Ｃ_１は帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量である。ここで、Ｅ_ρ ^Ｑ１／Ｚρによって与えられる、上に説明したＪ_１のための第３の要素が存在することに留意されたい。これは、Ｌｅｏｎｔｏｖｉｃｈ境界条件からくる、第１の帯電端子Ｑ_１の位置を上げて配置した振動電荷の準静的場によってポンピングされる損失性導電性媒体２０３の放射電流に由来するものである。Ｚ_ρ＝ｊωμ_０／γ_ｅの量は、損失性導電性媒体の放射インピーダンスであり、ここで、γ_ｅ＝（ｊωμ_１σ_１−ω^２μ_１ε_１）^１／２である。

方程式（９０）と（９１）とによって説明した放射電流の近傍と遠方とを示す漸近線は複素数である。様々な実施形態によれば、物理表面電流Ｊ（ρ）は、大きさ及び位相が電流の漸近線にできる限り近くに整合するように合成される。すなわち、近傍の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ_１｜の正接になり、遠方の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ_２｜の正接になる。やはり、様々な実施形態によれば、Ｊ（ρ）の位相は、遠方のＪ_２の位相に対する近傍のＪ_１の位相からの遷移であるものとする。

伝達の場面において誘導表面波モードを、誘導表面波を発するように整合させるために、遠方の｜Ｊ_２｜の表面電流の位相は、近傍の｜Ｊ_２｜の表面電流の位相から、ｅ^{−ｊβ（ρ２−ρ１）}と、約４５度又は２２５度の定数との和に対応する伝播位相だけ異なっているものとする。この理由は、√γに関して２つの根があり、１つはπ／４の近くであり、１つは５π／４の近くであるからである。適切に調整された合成放射表面電流は以下のようになる。

（９２）
この方程式は方程式（１７）と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、Ｊ（ρ）などの表面電流が自動的に、以下に適合する場を自動的に形成する。

（９３）

（９４）
及び

（９５）
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに関する、遠方の表面電流｜Ｊ_２｜の位相と、近傍の表面電流｜Ｊ_１｜との間の位相差は、方程式（１）〜（３）と一致している方程式（９３）〜（９５）にハンケル関数の特性に基づいている。方程式（１）〜（６）及び（１７）、ならびに方程式（９２）〜（９５）によって表される場が、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有していることを確認することは重要である。

所与の位置における誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の設計に関する適切な電圧の大きさ及び位相を得るために、反復法を使用することができる。具体的には、端子Ｔ_１及び端子Ｔ_２への供給電流、帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２の電荷、及び、それらの損失性導電性媒体２０３における鏡像を考慮して、誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の励起及び構成について分析を行い、発生した径方向表面電流密度を特定することができる。このプロセスを、所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅに関する最適な構成及び励起が所望のパラメータに基づいて特定されるまで繰返し実施することができる。所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅが最適なレベルで動作しているかどうかの特定を補助するために、誘導場の強度曲線１０３（図１）は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの位置における領域１の導電性（σ_１）及び領域１の誘電率（ε_１）に関する値に基づき、方程式（１）〜（１２）を使用して生成することができる。そのような誘導場の強度曲線１０３は、測定された場の強度を、誘導場の強度曲線１０３によって示された大きさと比較することにより最適な伝達が達成されているかを判定することを可能とし、動作に関する基準を提供し得る。

最適な条件に達するために、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた様々なパラメータを調整することができる。誘導表面導波路プローブ２００ｅを調整するよう変化させることができるパラメータの１つは、損失性導電性媒体２０３の表面に対する、帯電端子Ｔ_１及び／又は帯電端子Ｔ_２の一方又は両方の高さである。さらに、帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２との間の距離又は間隔も調整することができる。そのようにする場合、帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２と、損失性導電性媒体２０３との間の相互静電容量Ｃ_Ｍ又は任意の拘束静電容量を、最小化する別様に変更できることが分かる。帯電端子Ｔ_１及び／又は帯電端子Ｔ_２の各々のサイズも、調整され得る。帯電端子Ｔ_１及び／又は帯電端子Ｔ_２のサイズを変化させることにより、各々の自己容量Ｃ_１及び／又は自己容量Ｃ_２、ならびに相互静電容量Ｃ_Ｍを変更できることが分かる。

さらにまた、調整可能である別のパラメータは、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた給電ネットワーク２０９である。このことは、給電ネットワーク２０９を形成する誘導的及び／又は静電容量のリアクタンスのサイズを調整することにより、達成することができる。たとえば、そのような誘導的リアクタンスがコイルを備えている場合、そのようなコイルの巻き数を調整することができる。最終的に、給電ネットワーク２０９に対する調整は、給電ネットワーク２０９の電気的長さを変更し、それにより、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２の電圧の大きさ及び位相に影響するために行われ得る。

様々な調整を行うことによって行われる伝達の繰返しが、コンピュータモデルを使用することによって、又は、物理的構造を調整することによって、実施可能であることに留意されたい。上述の調整を行うことにより、上に説明した方程式（９０）及び（９１）に特定された誘導表面波モードの同じ電流Ｊ（ρ）に近似する、対応する「近傍」表面電流Ｊ_１と「遠方」表面電流Ｊ_２とを形成することができる。そのようにする際に、結果として得られる電磁場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面波モードに、実質的又はほぼモード整合している。

図１６の例には示されていないが、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作は、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御することができる。たとえば、図１２に示すプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作を制御するために、給電ネットワーク２０９ならびに／又は、帯電端子Ｔ_１及び／もしくは帯電端子Ｔ_２の位置決め及び／もしくはサイズを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σ及び相対誘電率ε_ｒ）の変化、場の強度の変化、及び／又は誘導表面導波路プローブ２００ｅの負荷の変化が含まれ得る。

ここで図１７を参照すると、ここでは誘導表面導波路プローブ２００ｆとして示された図１６の誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｆは、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ_１及びＴ_２を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ_１は自己容量Ｃ_１を有しており、帯電端子Ｔ_２は自己容量Ｃ_２を有している。動作時には、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、特定の瞬間において帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２とに各々印加される。相互静電容量Ｃ_Ｍは、帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２との間に、その間の距離に応じて存在するようにしてよい。さらに、拘束静電容量は、損失性導電性媒体２０３に対する各々の帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２の高さに基づき、各々の帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２と、損失性導電性媒体２０３との間に存在するようにしてよい。

誘導表面導波路プローブ２００ｆは、帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２との各々に結合された一対のリードを有するコイルＬ_１ａを備えている誘導インピーダンスを備えた給電ネットワーク２０９を含んでいる。一実施形態では、コイルＬ_１ａは、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の２分の１（１／２）の電気的長さを有するように特定されている。

コイルＬ_１ａの電気的長さは動作周波数における波長の約２分の１（１／２）に設定するが、コイルＬ_１ａは、他の値における電気的長さによって設定してもよいことを理解されたい。一実施形態によれば、コイルＬ_１ａが、動作周波数において波長の約２分の１の電気的長さを有するという事実により、帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２とに最大電圧差が形成されることの利点が与えられる。それにも関わらず、コイルＬ_１ａの長さ又は直径は誘導表面波モードの最適な励起を得るように、誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整する場合に増減してもよい。コイルの長さの調整は、コイルの一方又は両方の端部に位置するタップによって提供することができる。他の実施形態では、誘導インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の１／２より著しく小さいか大きい電気的長さを有するように設定することができる。

励起源２１２は、給電ネットワーク２０９に磁気結合によって結合され得る。具体的には、励起源２１２は、コイルＬ_１ａに誘導的に結合したコイルＬ_Ｐに結合されている。このことは、リンク結合、タップが置かれたコイル、可変リアクタンス、又は他の結合の手法によって行うことができることが分かる。このため、コイルＬ_Ｐは、一次コイルとして作用し、コイルＬ_１ａは二次コイルとして作用することが分かる。

所望の誘導表面波の伝達のための誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整するために、各々の帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、及び、互いに対して変更してもよい。帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２とのサイズも変更することができる。さらに、コイルＬ_１ａのサイズは、巻き数を増やすか減らすこと、又は、コイルＬ_１ａのいくつかの他の寸法を変更することによって変更することができる。コイルＬ_１ａは、図１７に示すように、電気的長さを調整するための１つ又は複数のタップをも含み得る。帯電端子Ｔ_１と帯電端子Ｔ_２のいずれかに接続されたタップの位置も調整され得る。

次に図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び１９を参照すると、無線給電システムにおいて表面で誘導波を使用するための概略化された受信回路の例が示されている。図１８Ａと図１８Ｂ〜１８Ｃとは、線形プローブ３０３と同調共振器３０６とを各々示している。図１９は、本開示の様々な実施形態に係る磁気コイル３０９である。様々な実施形態によれば、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９の各々が、様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面波の形態で伝達された電力を受信するために採用することができる。上述のように、一実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、陸上媒体（すなわち地球）を含んでいる。

特に図１８Ａを参照すると、線形プローブ３０３の出力端子３１２における開回路端子の電圧は、線形プローブ３０３の有効高さに基づいている。このため、端子点の電圧は、以下のように計算することができる。

（９６）
ここで、Ｅ_ｉｎｃは、ボルト毎メートルでの、線形プローブ３０３に印加された入射電場の強度であり、ｄｌは、線形プローブ３０３の方向に沿う積分要素であり、ｈ_eは、線形プローブ３０３の有効高さである。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して出力端子３１２に結合されている。

線形プローブ３０３が上述のように誘導表面波を受ける場合、可能性のあるケースとして、共役インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して電気的負荷３１５に印加することができる出力端子３１２の両側の電圧が生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、電気的負荷３１５は、以下に記載するように、線形プローブ３０３に、実質的にインピーダンスが整合するものとする。

図１８Ｂを参照すると、誘導表面波のウェーブチルトに等しい位相シフトを保持する接地電流励起コイル３０６ａは、損失性導電性媒体２０３上に位置を上げて配置した（又はつるした）帯電端子Ｔ_Ｒを含んでいる。帯電端子Ｔ_Ｒは、自己容量Ｃ_Ｒを有している。さらに、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間にも、損失性導電性媒体２０３上の帯電端子Ｔ_Ｒの高さに基づき、拘束静電容量（図示せず）が存在する場合がある。拘束静電容量は、好ましくは、実際に可能である限り最小化されるものとする。しかし、このことは、すべての場合において全体的に必要ではない場合がある。

同調共振器３０６ａも、位相シフトΦを有するコイルＬ_Ｒを備えた受信機ネットワークを含んでいる。コイルＬ_Ｒの一方の端部は、帯電端子Ｔ_Ｒに結合しており、コイルＬ_Ｒの他方の端部は、損失性導電性媒体２０３に結合している。受信機ネットワークは、コイルＬ_Ｒを帯電端子Ｔ_Ｒに結合する垂直供給線導体を含み得る。このため、コイルＬ_Ｒ（同調共振器Ｌ_Ｒ−Ｃ_Ｒとも呼ばれる場合がある）は、帯電端子Ｃ_ＲとコイルＬ_Ｒとが連続して配置されるように列が調整された共振器を備えている。コイルＬ_Ｒの位相遅れは、帯電端子Ｔ_Ｒのサイズ及び／もしくは高さを変更すること、ならびに／又は、構造の位相ΦがウェーブチルトΨの角度にほぼ等しくなるように、コイルＬ_Ｒのサイズを調整することにより、調整され得る。垂直供給線の位相遅れも、たとえば、導電体の長さを変更することにより、調整することができる。

たとえば、自己容量Ｃ_Ｒによって与えられたリアクタンスは、１／ｊωＣ_Ｒとして計算される。構造３０６ａの総静電容量も、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量を含んでもよいことに留意されたい。ここで、構造３０６ａの総静電容量は、自己容量Ｃ_Ｒと、任意の拘束静電容量との両方から計算できることが分かる。一実施形態によれば、帯電端子Ｔ_Ｒは、あらゆる拘束静電容量を実質的に低減するか除去するように、ある高さに上げて配置することができる。拘束静電容量の存在は、すでに論じたように、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量測定から判定することができる。

別個の要素のコイルＬ_Ｒによって与えられる誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができる。ここで、Ｌは、コイルＬ_Ｒの集中素子としてのインダクタンスである。コイルＬ_Ｒが分布素子である場合、その等価の端子点の誘導リアクタンスを、従来の手法によって特定することができる。構造３０６ａを同調させるために、動作周波数において表面導波路にモード整合させる目的のために、位相遅れがウェーブチルトに等しくなるように調整することになる。この条件下では、受信構造は、表面導波路と「モード整合した」と見なしてよい。構造及び／又はインピーダンス整合ネットワーク３２４周りのトランスのリンクは、電力を負荷に繋げるために、プローブと電気的負荷３２７との間に挿入することができる。インピーダンス整合ネットワーク３２４をプローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間に挿入することは、電気的負荷３２７への最大電力の伝達のための共役整合した条件に影響し得る。

動作周波数における表面電流が存在する中に置かれると、電力は、表面誘導波から電気的負荷３２７に送られる。このために、電気的負荷３２７は、磁気結合、静電容量結合、又は導電性（直接タップによる）結合により、構造３０６ａに結合することができる。結合ネットワークの要素は、集中素子であるか分布素子としてよいことが分かる。

図１８Ｂに示す実施形態では、磁気結合が採用されている。ここでは、コイルＬ_Ｓが、トランス一次コイルとして作用するコイルＬ_Ｒに対する二次コイルとして配置されている。コイルＬ_Ｓは、同じコア構造周りにコイルを幾何学的に巻くこと、及び、結合した磁束を調整することにより、コイルＬ_Ｒにリンク結合することができる。さらに、受信構造３０６ａが連続同調共振器を備えているが、並列同調共振器又は、適切な位相遅れを有する分布要素共振器さえも、やはり使用することができる。

電磁場に浸されている受信構造が、場からのエネルギーと結合する場合があるが、極性が整合した構造が、結合を最大化することにより、最もよく作用することが分かる。ここでは、導波モードへのプローブ結合に関する従来のルールが見られる。たとえば、ＴＥ_２０（横方向電気モード）導波路プローブが、ＴＥ_２０モードで励起された従来の導波路からエネルギーを抽出するのに最適である場合がある。同様に、これら場合では、モード整合し、位相整合した受信構造は、表面で誘導波からの電力を結合するために最適化され得る。損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、開いた導波路の導波モードと見なされ得る。導波路の損失を除き、電源のエネルギーが完全に回復され得る。有用な受信構造は、Ｅ場結合されたか、Ｈ場結合されたか、表面電流が励起される場合がある。

受信構造は、受信構造の近くでの損失性導電性媒体２０３の局所的特性に基づいて、誘導表面波との結合を増大するか最大化するように調整され得る。これを達成するために、受信構造の位相遅れ（Φ）は、受信構造における表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。適切に構成された場合、受信構造は、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面と共振するよう同調させることができる。

たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａを備え、コイルＬ_Ｒ、及び、コイルＬ_Ｒと帯電端子Ｔ_Ｒとの間に接続された垂直供給線を含む受信構造を考慮する。帯電端子Ｔ_Ｒが、損失性導電性媒体２０３の上の規定の高さに位置していると、コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の総位相シフトΦは、同調共振器３０６ａの位置におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に整合し得る。方程式（２２）から、ウェーブチルトが漸近的に以下となることを見て取ることができる。

（９７）
ここで、ε_ｒは相対誘電率を含んでおり、σ_１は、受信構造の位置における損失性導電性媒体２０３の導電率であり、ε_０は自由空間の誘電率である。また、ω＝２πｆであり、ここで、ｆは励起周波数である。したがって、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（９７）から特定され得る。

同調共振器３０６ａの総位相シフト（Φ＝θ_ｃ+θ_ｙ）は、コイルＬ_Ｒを通しての位相遅れ（θ_ｃ）と、垂直供給線（θ_ｙ）の位相遅れとの両方を含んでいる。垂直供給線の導体長さｌ_ｗに沿う空間的な位相遅れは、θ_ｙ＝β_ｗｌ_ｗによって与えられ得る。ここで、β_ｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。コイル（又は螺旋遅れ線）に起因する位相遅れはθ_ｃ＝β_ｐｌ_Ｃであり、ｌ_Ｃは物理的長さであり、以下は伝播因子である。

（９８）
ここで、Ｖ_ｆは構造上の速度因子であり、λ_０は供給周波数における波長であり、λ_ｐは、速度因子Ｖ_ｆの結果としての伝播波長である。一方又は両方の位相遅れ（θ_ｃ+θ_ｙ）は、位相シフトΦをウェーブチルトの角度（Ψ）に整合させるように調整され得る。たとえば、タップの位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させる（Φ＝Ψ）ようにコイルの位相遅れ（θ_ｃ）を調整するために、図１８ＢのコイルＬ_Ｒ上で調整することができる。たとえば、コイルの一部分は、図１８Ｂに示すように、タップ接続によってバイパスされ得る。垂直供給線導体も、コイルＬ_Ｒにタップを介して接続され得る。タップのコイル上の位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させるように、調整することができる。

同調共振器３０６ａの位相遅れ（Φ）が調整されると、帯電端子Ｔ_Ｒのインピーダンスは、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面に関する共振に同調するように調整され得る。このことは、コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ_１の静電容量を調整することにより、達成され得る。この調整は、図９Ａ及び９Ｂに関して記載した調整に類似している。

複素像平面に対する、損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（９９）
ここで、β_０＝ω√（μ_０ε_０）である。地球上の垂直に偏光された供給源に関して、複素像平面の深さは以下によって与えられ得る。

（１００）
ここで、μ_１は損失性導電性媒体２０３の透磁性であり、ε_１＝ε_ｒε_０である。

（１０１）
ここで、Ｃ_Ｒは、帯電端子Ｔ_Ｒの自己容量であり、同調共振器３０６ａの垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（１０２）
また、同調共振器３０６ａのコイルＬ_Ｒを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（１０３）
損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘ_ｉｎ）を、同調共振器３０６ａを「見上げる」ように見られる無効分（Ｘ_ｂａｓｅ）に整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。

次に図１８Ｃを参照すると、受信構造の頂部に帯電端子Ｔ_Ｒを含まない同調共振器３０６ｂの例が示されている。この実施形態では、同調共振器３０６ｂは、コイルＬ_Ｒと帯電端子Ｔ_Ｒとの間に結合した垂直供給線を含んでいない。したがって、同調共振器３０６ｂの総位相シフト（Φ）は、コイルＬ_Ｒを通しての位相遅れ（θ_ｃ）のみを含んでいる。図１８Ｂの同調共振器３０６ａのように、コイルの位相遅れθ_ｃは、方程式（９７）から特定されたウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得、これにより、Φ＝Ψとの結果となる。電力の抽出が表面導波モードに結合した受信構造で可能であるが、帯電端子Ｔ_Ｒによって提供された可変無効負荷なしでは、誘導表面波との結合を最大化するように受信構造を調整することは困難である。

図１８Ｄを参照すると、受信構造を調整して、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１８０が示されている。１８１で始まり、受信構造が帯電端子Ｔ_Ｒを含んでいる（たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａの受信構造）場合、１８４において、帯電端子Ｔ_Ｒが損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。表面誘導波が誘導表面導波路プローブ２００によって確立されているため、帯電端子Ｔ_Ｒの物理的高さ（ｈ_ｐ）は、有効高さの物理的高さより下とすることができる。物理的高さは、帯電端子Ｔ_Ｒの拘束された電荷を低減するか最小化するように選択することができる（たとえば、帯電端子の球の直径の４倍）。受信構造が帯電端子Ｔ_Ｒを含んでいない（たとえば、図１８Ｃの同調共振器３０６ｂの受信構造）場合、フローは１８７に進む。

１８７では、受信構造の電気的位相遅れΦが、損失性導電性媒体２０３の局所的特性によって規定される複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θ_ｃ）及び／又は垂直供給線の位相遅れ（θ_ｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（８６）から特定され得る。電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θ_ｃ+θ_ｙは、コイルＬ_Ｒの幾何学的パラメータ及び／又は垂直供給線導体の長さ（又は高さ）を変化させることにより調整することができる。

次に１９０において、帯電端子Ｔ_Ｒの負荷インピーダンスが、同調共振器３０６ａの等価の像平面モデルを共振させるように同調し得る。導電性の像基底面１３９（図９Ａ）の受信構造の下の深さ（ｄ／２）は、方程式（１００）、及び、局所的に測定され得る、受信構造における損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その複素深さを使用して、像基底面１３９と、又は損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６（図９Ａ）との間の位相シフト（θ_ｄ）は、θ_ｄ＝β_０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は、次いで、方程式（９９）を使用して特定され得る。この共振関係は、誘導表面波との結合を最大化するように考慮され得る。

コイルＬ_Ｒの調整されたパラメータ及び垂直供給導体の長さに基づき、コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の速度因子、位相遅れ、及び、インピーダンスが特定され得る。さらに、帯電端子Ｔ_Ｒの自己容量（Ｃ_Ｒ）は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。コイルＬ_Ｒの伝播因子（β_ｐ）は、方程式（９８）を使用して特定され得、垂直供給線のための伝播位相定数（β_ｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の自己容量及び特定された値を使用して、コイルＬ_Ｒを「見上げる」ように見られる同調共振器３０６ａのインピーダンス（Ｚ_ｂａｓｅ）は、方程式（１０１）、（１０２）、及び（１０３）を使用して特定され得る。

図９Ａの等価の像平面モデルも、図１８Ｂの同調共振器３０６ａに適用される。同調共振器３０６ａは、Ｚ_ｂａｓｅの共振要素Ｘ_ｂａｓｅが、Ｚ_ｉｎのＸ_ｉｎの共振要素をキャンセルする、すなわち、Ｘ_ｂａｓｅ+Ｘ_ｉｎ＝０であるように、帯電端子Ｔ_Ｒの負荷インピーダンスＺ_Ｒを調整することにより、複素像平面に関して共振するように同調され得る。したがって、同調共振器３０６ａのコイルを「見上げる」物理的境界１３６（図９Ａ）におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺ_Ｒは、帯電端子Ｔ_Ｒによって見られる電気的位相遅れΦ＝θ_ｃ+θ_ｙを変化させることなく、帯電端子Ｔ_Ｒの静電容量（Ｃ_Ｒ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺ_Ｒを同調させるため反復法を採用してもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。

図１９を参照すると、磁気コイル３０９は、インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して電気的負荷３３６に結合された受信回路を備えている。誘導表面波からの電力の受信及び／又は抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁束Ｈ_ψが磁気コイル３０９を通過し、それにより、磁気コイル３０９内に電流を誘導し、その出力端子３３０において端子点電圧を生成するように、配置してもよい。単一巻き数のコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下によって示されている。

（１０４）

磁気コイル３０９の断面エリアにわたって一様な入射磁界との最大の結合に適合したＮ巻の磁気コイル３０９に関して、磁気コイル３０９の出力端子３３０において表れる開回路に誘導された電圧は、以下のようになる。

（１０５）
ここで、変数は上述のように規定される。磁気コイル３０９は、可能性のあるケースとして、誘導表面波の周波数に、分配共振器として、又は、その出力端子３３０の両側のコンデンサと、同調され得、次いで、共役インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して外部の電気的負荷３３６とインピーダンスが整合する。

磁気コイル３０９及び電気的負荷３３６によって与えられる、結果として得られる回路は、適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して共役インピーダンスが整合されると推定すると、磁気コイル３０９内に誘導された電流が、電気的負荷３３６に最適に給電するように採用することができる。磁気コイル３０９によって与えられた受信回路は、物理的に接地されている必要がないという利点を有している。

図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び１９を参照すると、線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、及び磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路は、各々が、上述の誘導表面導波路プローブ２００の実施形態のいずれか１つから伝達される電力の受信を促進する。このため、受信されたエネルギーは、電気的負荷３１５／３２７／３３６を、共役整合ネットワークを介して給電するために使用できることが分かる。このことは、放射電磁場の形態で伝達された、受信機で受信される場合がある信号と相反している。そのような信号は、かなり低い有効電力を有し、そのような信号の受信機は、伝達器をロードしない。

線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、及び磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路が、誘導表面導波路プローブ２００に適用された励起源２１２（たとえば、図３、１２、及び１６）をロードし、それにより、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成することも、上述の誘導表面導波路プローブ２００を使用して生成された本誘導表面波の特性である。このことは、上述の所与の誘導表面導波路プローブ２００によって生成される誘導表面波が伝達線モードを含むという事実を反映している。比較として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動させる動力源は、採用される受信機の数に関わらず、受信機によってはロードされていない。

したがって、１つもしくは複数の誘導表面導波路プローブ２００及び１つもしくは複数の線形プローブ３０３の形態の受信回路、同調されたモード整合構造３０６、ならびに／又は、磁気コイル３０９は、ともに、無線分配システムを形成することができる。上に説明した誘導表面導波路プローブ２００を使用した誘導表面波の伝達距離が周波数に基づく場合、無線電力分配が広いエリアにわたって、地球規模でさえ達成され得ることが可能である。

従来の無線電力伝達／分配システムは今日、放射場、及び、誘導性又は無効近接場に結合したセンサからの「エネルギーハーベスティング」を含み、広く研究されている。対照的に、本無線給電システムは、妨げられていなければ永遠に失われる、放射の形態の電力を浪費しない。本件に開示された無線給電システムが、従来の相互リアクタンスに結合した近接場システムのように、極めて狭い範囲に限定されることもない。本明細書に開示の無線給電システムは、新規の表面誘導伝達線モードにプローブ結合し、このことは、導波路によって電力を負荷に送ること、又は、遠方の発電機に直接線で繋げられた負荷に電力を送ることと等価である。伝達場の強度を維持するのに必要な電力と、表面導波路内で消散する電力（極めて低い周波数においては、６０Ｈｚにおける従来の高電圧電力線の伝達損失に比べて重要ではないため）を考慮しないことで、発電機の電力はすべて、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の要請が切断された場合、供給源の発電機は相対的にアイドリング状態になる。

つぎに図２０Ａ−図２０Ｅを参照すると、以下の記載を参照して使用される様々な概略図の例が示されている。特に図２０Ａを参照すると、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄもしくは２００ｆのいずれか１つ又はその任意の変形例を表す図が示されている。以下の図面及び説明において、この図の描写は、誘導表面導波路プローブＰと称される。以下の説明において簡略化するために、誘導表面導波路プローブＰへの任意の言及は、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄもしくは２００ｆ又はその変形例のいずれか１つへの言及である。

同様に、図２０Ｂを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）、同調共振器３０６（図１８Ｂ−図１８Ｃ）、又は磁気コイル３０９（図１９）のいずれか１つを備えることができる誘導表面波受信構造を表す図が示されている。以下の図面及び説明において、この図の描写は、誘導表面波受信構造Ｒと称される。簡略化するために、以下の説明における誘導表面波受信構造Ｒとは、線形プローブ３０３、同調共振器３０６もしくは磁気コイル３０９又はその変形例のいずれか１つへを示す。

さらに、図２０Ｃを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）を具体的に表す図が示されている。以下の図面及び説明において、この図の描写は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｐと称される。簡略化するために、以下の説明における誘導表面波受信構造Ｒ_Ｐとは、線形プローブ３０３又はその変形例を示す。

さらに、図２０Ｄを参照すると、同調共振器３０６（図１８Ｂ−図１８Ｃ）を具体的に表す図が示されている。以下の図面及び説明において、この図の描写は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｒと称される。簡略化するために、以下の説明における誘導表面波受信構造Ｒ_Ｒりとは、同調共振器３０６又はその変形例を示す。

さらに、図２０Ｅを参照すると、磁気コイル３０９（図１９）を具体的に表す図が示されている。以下の図面及び説明において、この図の描写は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｍと称される。簡略化するために、以下の説明における誘導表面波受信構造Ｒ_Ｍとは、磁気コイル３０９又はその変形例を示す。

上述した誘導表面導波路プローブは、本開示の様々な実施形態にかかる複数の周波数で電力を伝達するように構成される。いくつかの実施形態において、そのような誘導表面導波路プローブは、複数の周波数で電力を同時に伝達するように構成される。図２１−図２７は、本開示の様々な実施形態にかかる異なる周波数で電力を伝達するように構成された誘導表面導波路プローブ２００の例を示す図解である。

図２１は、様々な実施形態にかかる複数の周波数で伝達するように構成された誘導表面導波路プローブ２００ｇの例を示す図解である。図２１の誘導表面導波路プローブ２００ｇは、帯電端子Ｔ_１と、下部補償端子Ｔ_２と、コイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９と、複数の交流電源２１２（例えば、２１２ａ、２１２ｂ、２１２ｃ）とを含む。図２１に示されるように、誘導表面導波路プローブ２００ｇは、損失性導電性媒体２０３（例えば、アース又は接地）によって示される平面に対してほぼ垂直である縦軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_ｔにおいて球）及び下部補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄにおいてディスク）を含んでもよい。第２の媒体２０６（例えば、大気）は、損失性導電性媒体２０３の上方に位置する。動作中、電荷Ｑ_１及びＱ_２は、任意の時点で端子Ｔ_１及びＴ_２の各々に印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１及びＴ_２に課される。上述したように、上部帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定される。ここで、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は、帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。したがって、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２は、Ｑ_２＝Ｃ_２Ｖ_２によって決定されることができる。ここで、Ｃ_２は、帯電端子Ｔ_２の絶縁静電容量であり、Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_２に印加される電圧である。

各交流電源２１２は、帯電端子Ｔ_１の独立した励起源として作用する。電源２１２は、給電ネットワーク２０９を介して誘導表面導波路プローブ２００ｇに結合されている。各交流電源２１２は、図２１に示されるような導電性（直接タップ）結合、上記誘導表面導波路プローブに関して記載されたような容量結合又は誘導結合を介して、コイル２１５の下部に結合されることができる。

図２１に示されるように、各交流電源２１２とコイル２１５との間には、電源スイッチ２０１８（例えば、２０１８ａ、２０１８ｂ、２０１８ｃ）が配置されている。電源スイッチ２０１８は、特定の電気回路を流れる電流を遮断するために使用される。したがって、各電源スイッチ２０１８が閉鎖している場合、コイル２１５は、電源スイッチ２０１８に結合された交流電源２１２によって活性化される。逆に、各電源スイッチ２０１８が開放している場合、コイル２１５には、電源スイッチ２０１８に結合された対応する交流電源２１２によって供給されず、電流が遮断される。例えば、交流電源２１２ａ、２１２ｂ及び２１２ｃは、各々異なる周波数ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３で動作することができる。交流電源２１２ａについての電源スイッチ２０１８ａが閉鎖され、かつｆ_３によって動作される交流電源２１２ｂ及び２１２ｃに対応する電源スイッチ２０１８ａ及び２０１８ｃが双方とも開放している場合、コイル２１５は、ｆ_１の動作周波数で電圧を供給する交流電源２１２ａによって活性化される。同様に、いずれかの電源スイッチ２０１８ａ又は２０１８ｃが閉鎖される一方で、他の２つの電源スイッチ（２０１８ａ／２０１８ｃ又は２０１８ａ／２０１８ｂ）が開放される。したがって、この構成において、１つの周波数のみに対応する電力が、所定の時間、帯電端子Ｔ_１に供給される。各交流電源２１２は異なる周波数でコイル２１５に電力を供給できることから、各交流電源２１２は、他の交流電源２１２に関して固有であると考えることができる。

コイル２１５は、第１の端部において接地杭２１８に、かつ第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実施形態において、帯電端子Ｔ_１のタップ及びコイル２１５の第２の端部は、可変タップを介して調整されることができる。例えば、図２１の誘導表面導波路プローブ２００ｇは、コイル２１５の様々なタップに結合された複数の端子を含む帯電端子スイッチング機構２０２４を備える。帯電端子スイッチング機構２０２４の出力は、帯電端子Ｔ_１に結合される。図２１に示される帯電端子スイッチング機構２０２４は、上記誘導表面導波路プローブを参照して記載されたような適切な調整に基づいて、特定のタップと帯電端子Ｔ_１とを、制御して結合することができる。帯電端子スイッチング機構２０２４は、電流が帯電端子スイッチング機構２０２４の端子のいずれかと帯電端子Ｔ_１との間を流れるのを可能とする。帯電端子スイッチング機構２０２４の残りの端子は開放され、それにより、コイル２１５の他のタップと帯電端子Ｔ_１との間の電流を遮断する。帯電端子スイッチング機構２０２４は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又はコイル２１５と帯電端子Ｔ_１との間の可変タップ接続を可能とする任意の他の要素を備えることができる。

補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（例えば、接地又はアース）の上方にかつ略平行に配置されることができ、コイル２１５上の可変タップを介してコイル２１５に結合されることができる。補償端子スイッチング機構２０２７は、図２１の例に示されるように補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間に配置される。具体的には、補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子Ｔ_２に対する接続が必要に応じて調整されるよう、コイル２１５に沿って複数のタップに結合される複数の端子を含むことができる。帯電端子スイッチング機構２０２４と同様に、補償端子スイッチング機構２０２７は、電流が補償端子スイッチング機構２０２７の端子のいずれかと補償端子Ｔ_２との間を流れるのを可能とする。補償端子スイッチング機構２０２７の残りの端子は開放され、それにより、コイル２１５の他のタップと補償端子Ｔ_２との間の電流を遮断する。図２１として示されているものの、補償端子スイッチング機構２０２７は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又はコイル２１５と補償端子Ｔ_２との間の可変タップ接続を可能とする任意の他の要素を備えることができる。また、交流電源２１２とコイル２１５との間の接続は、上述したように可変タップにおいて接続されてもよく、また、上記誘導表面導波路プローブを参照して記載された方法で調整可能であることにも留意すべきである。

コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６は、誘導表面導波路プローブの基部における電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を提供するために使用される。この測定値は、上述した他の因子のうち、誘導表面導波路プローブ２００ｇの動作を調整する際の因子とすることができる。あるいは、電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を得るために、接地杭２１８に結合されたコネクタの周囲において、電流クランプが使用されてもよい。しかしながら、調整は周波数に依存していることから、電流計測定値は、その時点における調整に関連付けられた特定の周波数に応じて測定されるべきであることに留意すべきである。

所定の時点で端子上にみられる電荷Ｑ_１及びＱ_２は、複数の交流電源２１２による励起に依存することに留意されたい。したがって、帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、ピーク変化が端子周囲に放電又は火花をもたらす可能性がある周囲空気のイオン化することを回避するために、適切に寸法決めされなければならない。

上述したように、誘導表面波を発するハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において、電場誘導表面ウェーブチルトを励起するよう、誘導表面導波路プローブ２００ｇの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整することが可能である。ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、帯電端子Ｔ_１を励起するために使用される交流電源２１２の動作周波数によって変化する。上述したように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、動作周波数の低下にともない増大する。

プローブ制御システム２３０は、（ハンケル交差距離において）ウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、又はΦ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１を励起するように、様々な要素（例えば、帯電端子Ｔ_１の位置、補償端子Ｔ_２の位置など）を調整するために使用される。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って移動する誘導表面波を生み出す誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、垂直給電線導体２２１に関連付けられた位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように様々なタップの位置が決定されて調整される。タップ位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

プローブ制御システム２３０はまた、誘導表面導波路プローブ２００ｇに関連付けられた動作条件の変動を調整するために使用される。誘導表面導波路プローブ２００ｇの調整においてプローブ制御システム２３０によって考慮される様々な因子は、限定されないが、電流計２３６から得られた電流測定値、接地パラメータ計測器２０３６から得られた接地パラメータ測定値、フィールドメータ２０３９を介して測定される動作している交流電源２１２の動作周波数に対応するフィールド測定値、所定の交流電源２１２によって供給される電流、誘導表面導波路プローブ２００ｇによってわかる電気負荷、及び／又は他の因子を含むことができる。

例えば、フィールドメータ２０３９は、特定の動作周波数に同調され、誘導表面導波路プローブ２００ｇから適切な距離に配置されることができる。したがって、特定の動作周波数に関するプローブ制御システム２３０に対する調整は、フィールドメータ２０３９から検出される特定の動作周波数における誘導表面波の最大及び／又は他の所望の場強度が得られるまで、上記のように行われる。

接地パラメータ計測器２０３６は、動作周波数における放射状表面電流に関連付けられた遷移距離の程度において、誘導表面導波路プローブ２００ｇの周囲に分布させることができる。接地パラメータ計測器２０３６は、定期的に損失性導電性媒体の伝導率及び誘電率を決定し、誘導表面導波路プローブ２００ｇの潜在的な調整のためにプローブ制御システム２３０に対して情報を通信するように構成されることができる。いくつかの場合において、接地パラメータ計測器２０３６は、監視状態の変化が検出された場合にのみプローブ制御システム２３０に対して情報を通信することができる。

さらに、プローブ制御システム２３０は、特定時間に電源スイッチ２０１８の閉鎖及び／又は開放を制御することができる。交流電源２１２は、異なる周波数で電力を供給することから、誘導表面導波路プローブ２００ｇに対する調整は、所定の場合において、コイル２１５を活性化する特定の交流電源２１２に、少なくとも部分的に変えることができる。例えば、ｆ_１についての電源スイッチ２０１８ａが閉鎖された場合、ｆ_２及びｆ_３についての電源スイッチ２０１８ｂ及び２０１８ｃは、各々開放され、そして、プローブ制御システム２３０は、現在の動作周波数ｆ_１に関して誘導表面導波路プローブ２００ｇの動作を調整する。さらに、プローブ制御システム２３０は、タップ接続が補償端子Ｔ_２及び帯電端子Ｔ_１に能動的に接続されるのを調整し、帯電端子スイッチング機構２０２４及び補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整可能な可変インダクタンスを含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整される。

図２２に移ると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｈの他の例を示す図解が示されている。図２２の誘導表面導波路プローブ２００ｈは、誘導表面導波路プローブ２００ｈが下部補償端子Ｔ_２を含まない点で、図２１の誘導表面導波路プローブ２００ｇとは異なる。しかしながら、誘導表面導波路プローブ２００ｈは、なおも複数の周波数で動作するように調整されることができる。

上述したように、物理高さ（ｈ_ｐ）以上に配置された帯電端子Ｔ_１により、例えば、コイル２１５及び／又は帯電端子Ｔ_１に対してコイル２１５を接続する縦供給線２２１を含む給電ネットワーク２０９は、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）によって帯電端子Ｔ_１に供給される電荷Ｑ_１の位相遅れ（Φ）に整合するよう、調整される。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、誘導表面導波モードに結合され、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面波を発する。例えば、縦供給線導体２２１に関連付けられたブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、タップの位置は、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように決定されて調整される。タップ２２４の位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブ２００ｈは、誘導表面導波路プローブ２００ｈの動作周波数ｆ_１、ｆ_２又はｆ_３に基づいて調整されることができる。いくつかの場合において、異なる周波数ｆ_１、ｆ_２及びｆ_３は、誘導表面導波路プローブ２００ｈが追加の調整なしで全ての周波数ｆ_１、ｆ_２及びｆ_３について同じ動作調整下でも動作可能となるように、特定の範囲内とすることができる。他の実施形態において、異なる交流電源２１２によって生成される周波数ｆ_１、ｆ_２及びｆ_３の中心周波数が決定されることができ、誘導表面導波路プローブを調整するために使用されることができる。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するよう調整可能な可変インダクタンスを含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整されることができる。

ここで図２３を参照すると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｉの他の例の図解が示されている。図２３の誘導表面導波路プローブ２００ｉは、複数の周波数で同時に伝達するように構成されており、帯電端子Ｔ_１と、下部補償端子Ｔ_２と、コイル２１５を備える給電ネットワーク２０９と、複数の交流電源２１２とを含む。図２３に示されるように、誘導表面導波路プローブ２００ｉは、損失性導電性媒体２０３によって示される平面に対してほぼ垂直である縦軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_Ｔにおいて球）及び下部補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄにおいてディスク）を含む。第２の媒体２０６（例えば、大気）は、損失性導電性媒体２０１２の上方に位置する。動作中において、電荷Ｑ_１及びＱ_２は、任意の時点で端子Ｔ_１及びＴ_２の各々に印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１及びＴ_２に課される。上述したように、上部帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定されることができる。ここで、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は、帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。したがって、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２は、Ｑ_２＝Ｃ_２Ｖ_２によって決定されることができる。ここで、Ｃ_２は、帯電端子Ｔ_２の絶縁静電容量であり、Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_２に印加される電圧である。

各交流電源２１２は、帯電端子Ｔ_１についての独立した励起源として作用する。交流電源２１２は、コイル２１５を介して誘導表面導波路プローブ２００ｉに結合されることができる。各交流電源２１２は、図２３に示されるように、導電性（直接タップ）結合、上記誘導表面導波路プローブに関して記載された容量結合又は誘導結合を介して、コイル２１５の下部に結合される。さらに、各交流電源２１２は、異なる周波数でコイル２１５を励起するように構成される。したがって、各交流電源２１２は、他の交流電源２１２に関して固有であると考えることができる。

図２３に示されるように、絶縁要素２０４１（例えば、２０４２ａ、２０４２ｂ、２０４２ｃ）は、各交流電源２１２とコイル２１５に対する各タップとの間に配置される。複数の交流電源２１２は、異なる周波数で誘導表面導波路プローブ２００ｉを励起することができ、絶縁要素２０４２は、他の交流電源２１２から各交流電源２１２を絶縁することができる。したがって、各交流電源２１２から供給されるエネルギーは、他の交流電源２１２にフィードバックするのが防止される。絶縁要素２０４２は、アイソレータ、バンドパスフィルタ、狭帯域結合器、サーキュレータ、増幅器、及び／又は交流電源２１２の各々によって供給される電力からのフィードバックを絶縁することができる任意の他の適切な要素を備えることができる。

コイル２１５は、第１の端部において接地杭２１８に、かつ第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実施形態において、コイル２１５の第２の端部に対して帯電端子Ｔ_１を接続するタップは、可変可能であり、したがって、調整されることができる。この調整は、上述した誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載されたように所定種類の帯電端子スイッチング機構２０２４（例えば、図２１を参照）を介して実施可能である。

補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（例えば、接地又はアース）の上方にかつ略平行に配置されることができ、コイル２１５上のタップに結合される。動作周波数の各々に対応する各補償端子スイッチング機構２０２７（例えば、２０２７ａ、２０２７ｂ、２０２７ｃ）は、補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間に配置される。各補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子Ｔ_２に対する接続が必要に応じて調整可能となるように、コイル２１５に沿って複数のタップに結合される複数の端子を含む。各補償端子スイッチング機構２０２７は、各補償端子スイッチング機構２０２７の端子のいずれかと補償端子Ｔ_２との間を電流が流れるのを可能とする。補償端子スイッチング機構２０２７の残りの端子は開放され、それにより、コイル２１５の他のタップと補償端子Ｔ_２との間の電流を遮断する。各動作周波数（例えば、ｆ_１、ｆ_２、及び／又はｆ_３）について、直接に又は補償端子スイッチング機構２０２７を介して、コイル２１５に対して補償端子Ｔ_２を接続する各タップ接続があってもよい。

したがって、図２３の例において、各動作周波数について補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間の異なるタップ接続があってもよい。しかしながら、図面は、各動作周波数についてのコイル２１５の各部分において各補償端子スイッチング機構２０２７の端子がタップに接続することを示しているようにみえるが、補償端子スイッチング機構２０２７の各々の端子は、コイル２１５の任意の部分に沿ってタップに接続されてもよいことに留意すべきである。さらに、補償端子スイッチング機構２０２７の各々は、補償端子スイッチング機構２０２７の他のものと同じタップに接続されることができる。したがって、誘導表面導波路プローブ２００ｉは、動作周波数ｆ_１に対応するタップ接続、及び動作周波数ｆ_２に対応するタップ接続が同じタップを使用するように調整されることができる。例えば、これは、動作周波数ｆ_２が動作周波数ｆ_１の倍音である場合に起こることができる。したがって、動作周波数ｆ_１に関連付けられた補償端子スイッチング機構２０２７及び動作周波数ｆ_２に関連付けられた補償端子スイッチング機構２０２７は、双方とも、コイル２１５上の同じタップにおいて接続されることができる。いくつかの実施形態において、補償端子スイッチング機構２０２７はまた、その接続を介してコイル２１５から補償端子Ｔ_２を切断するように構成されることができる。

図２３においてスイッチとして示されているものの、補償端子スイッチング機構２０２７は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又はコイル２１５と補償端子Ｔ_２との間の可変タップ接続を可能とする任意の他の要素を備えることができる。交流電源２１２とコイル２１５との間の接続はまた、上述したように可変タップを使用して接続されることができ、上記誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載されたように調整されることができることにも留意すべきである。

いくつかの実施形態において、フィルタ要素２０４５（例えば、２０４５ａ、２０４５ｂ、２０４５ｃ）は、各周波数についてコイル２１５のタップと補償端子Ｔ_２との間に配置されることができる。フィルタ要素２０４５は、補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間の各接続が特定の動作周波数に対応するように、所定周波数帯域内の周波数のみを通過するように構成される。例えば、ｆ_１のみが第１のフィルタ要素２０４５ａを通過し、ｆ_２のみが第２のフィルタ要素２０４５ｂを通過する。したがって、不要な周波数成分又は特徴は除去される。フィルタ要素２０４５は、例えば、バンドパスフィルタ、ダイプレクサ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、双極子トラップ及び／又は同様にコイル２１５も励起することができる他の交流電源２１２に関連付けられた望ましくない周波数をフィルタリングするために使用されることができる任意の他の適切な要素を備えることができる。

コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６は、誘導表面導波路プローブの基部における電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を提供するために使用されることができる。この測定値は、上述した他の因子のうち、最適効率のために誘導表面導波路プローブ２００ｉの動作を調整する際の因子とすることができる。しかしながら、調整は周波数に依存していることから、電流計測定値は、任意の所定の時点における調整に関連付けられた特定の周波数に応じて測定されることに留意すべきである。

所定の時点で端子上にみられる電荷Ｑ_１及びＱ_２は、複数の交流電源２１２による励起に依存することに留意されたい。したがって、帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、ピーク変化が端子周囲に放電又は火花をもたらす可能性がある周囲空気のイオン化することを回避するために、適切に寸法決めされなければならない。

上述したように、各ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において誘導表面ウェーブチルトを有する対応する電場を励起するように、動作周波数の各々についての誘導表面導波路プローブ２００ｉの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整することが可能である。異なるハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、帯電端子Ｔ_１を励起するために使用される各交流電源２１２の異なる動作周波数の各々について存在することができる。上述したように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、動作周波数が低下するのにともない増大する。補償端子Ｔ_２についての別個のタップ位置は、各周波数、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）及び位相シフト（Φ）が適切であることを保証する。

コイル２１５と補償端子Ｔ_２との間に配置された補償端子スイッチング機構２０２７は、プローブ制御システム２３０によって制御される。プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｉが複数の周波数及び最適効率で誘導表面波を同時に発するように、誘導表面導波路プローブ２００ｉの動作を調整するために使用される。例えば、プローブ制御システム２３０は、補償端子Ｔ_２に能動的に結合されるタップの位置を調整するよう、補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。誘導表面導波路プローブ２００ｉの調整は、誘導表面導波路プローブの他の実施形態に関して上述したような調整と同様である。

さらに、対応する動作周波数に関連付けられた各要素は、他の動作周波数に関連付けられた様々な要素と干渉することなく、独立して制御されることができる。誘導表面導波路プローブ２００ｉを調整するためにプローブ制御システム２３０によって考慮される様々な因子は、限定されないが、電流計２３６から得られた電流測定値、接地パラメータ計測器２０３６から得られた接地パラメータ測定値、フィールドメータ２０３９によって測定される動作している交流電源２１２の動作周波数に対応するフィールド測定値、所定の交流電源２１２によって供給される電流、誘導表面導波路プローブ２００ｉによってわかる電気負荷、及び／又は他の因子を含む。各動作周波数についての起動効率は、独立して調整可能であることに留意すべきである。

いくつかの実施形態において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するよう調整可能な、可変インダクタンスを含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整される。

つぎに図２４を参照すると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｊの他の例の図解が示されている。図２４の誘導表面導波路プローブ２００ｊは、同時に複数の周波数を伝達するように構成され、帯電端子Ｔ_１と、第１の補償端子Ｔ_２と、第２の補償端子Ｔ_３と、コイル２１５を備える給電ネットワーク２０９と、第１の電源２１２ａと、第２の電源２１２ｂとを含む。誘導表面導波路プローブ２００ｊは、損失性導電性媒体２０３によって示された平面に対してほぼ垂直である縦軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_Ｔにおいて球）、第１の下部補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄ１においてディスク）、及び第２の下部補償端子Ｔ_３（例えば、高さｈ_ｄ２においてディスク）を含むことができる。

動作中、電荷Ｑ_１、Ｑ_２、及びＱ_３は、各々、任意の時点で端子Ｔ_１、Ｔ_２、及びＴ_３に印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１、Ｔ_２、及びＴ_３に課される。上述したように、上部帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定される。ここで、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は、帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。したがって、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２は、Ｑ_２＝Ｃ_２Ｖ_２によって決定される。ここで、Ｃ_２は、帯電端子Ｔ_２の絶縁静電容量であり、Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_２に印加される電圧である。さらに、補償端子Ｔ_３上の電荷Ｑ_３は、Ｑ_３＝Ｃ_３Ｖ_３によって決定される。ここで、Ｃ_３は、帯電端子Ｔ_３の絶縁静電容量であり、Ｖ_３は、帯電端子Ｔ_３に印加される電圧である。

第１の交流電源２１２ａ及び第２の交流電源２１２ｂは、各々、帯電端子Ｔ_１についての励起源として作用する。第１の交流電源２１２ａは、第１の周波数ｆ_１で動作するように構成され、第２の交流電源２１２ｂは、第２の周波数ｆ_２で動作するように構成される。第１の交流電源２１２ａ及び第２の交流電源２１２ｂは、給電ネットワーク２０９のコイル２１５を介して誘導表面導波路プローブ２００ｊに結合される。図２４に示されるように、第１の交流電源２１２ａ及び第２の交流電源２１２ｂは、誘導表面導波路プローブ２００の他の実施形態に関して記載された誘電結合、容量結合、又は導電性（直接タップ）を介して、コイル２１５の下部に結合される。上述したように、複数の交流電源２１２は、異なる周波数でコイル２１５を励起するように構成される。したがって、第１の交流電源２１２ａは、第２の交流電源２１２ｂに関して固有であると考えることができる。

さらに、誘導表面導波路プローブ２００ｊは、各交流電源２１２とコイル２１５との間に配置された、絶縁要素２０４２を備えることができる。各交流電源２１２は、異なる周波数で電圧をコイル２１５に同時に／並行に供給することができ、絶縁要素２０４２は、第２の交流電源２１２ｂによってコイル２１５に供給される電圧から第１の交流電源２１２ａを絶縁するために使用される。したがって、第１の交流電源２１２ａから供給されるエネルギーは、第２の交流電源２１２ｂにフィードバックするのを防止される。同様に、第２の交流電源２１２ｂから供給されるエネルギーは、第１の交流電源２１２ａにフィードバックするのを防止される。絶縁要素２０４２は、例えば、アイソレータ、バンドパスフィルタ、狭帯域結合器、サーキュレータ、増幅器、及び／又は各交流電源２１２によって供給される電力からのフィードバックを絶縁することができる任意の他の適切な要素を備えることができる。

コイル２１５は、第１の端部において接地杭２１８に、かつ第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実施形態において、帯電端子Ｔ_１のタップ及びコイル２１５の第２の端部は可変可能であり、したがって、調整可能である。この調整は、上述した誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載されたように、調整可能な所定種類の帯電端子スイッチング機構２０２４（例えば、図２１を参照）を介して実施可能である。

第１の補償端子Ｔ_２及び第２の補償端子Ｔ_３の各々は、損失性導電性媒体２０３（例えば、接地又はアース）の上方にかつ略平行に配置され、特定の動作周波数について調整されたコイル２１５の対応するタップに各々結合される。第１の補償端子スイッチング機構２０２７ａは、第１の補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間に配置され、第２の補償端子スイッチング機構２０２７ｂは、第２の補償端子Ｔ_３とコイル２１５との間に配置される。各補償端子スイッチング機構２０２７ａ、２０２７ｂは、各補償端子（例えば、Ｔ_２又はＴ_３）に対する接続がそれに応じて調整可能なように、コイル２１５に沿って複数のタップに結合される複数の端子を含むことができる。

各補償端子スイッチング機構２０２７は、電流が補償端子スイッチング機構２０２７ａ又は２０２７ｂの端子のいずれかと各補償端子Ｔ_２又はＴ_３との間を流れるのを可能とするように構成される。各補償端子スイッチング機構２０２７ａ又は２０２７ｂの残りの端子は、コイル２１５の他のタップを介して電流が遮断されるように開放される。

コイル２１５と第１の補償端子Ｔ_２との間のタップ接続は、上述したように他の様々な因子とともに、第１の交流電源２１２ａの第１の動作周波数ｆ_１に関して調整されることができる。同様に、コイル２１５と第２の補償端子Ｔ_３との間のタップ接続は、第２の交流電源２１２ｂの第２の動作周波数ｆ_２に関して調整されることができる。例えば、第１の補償端子スイッチング機構２０２７ａ及び第２の補償端子スイッチング機構２０２７ｂは、端子がコイル２１５に能動的に結合されるのを調整するように、独立して制御されることができる。また、いくつかの実施形態において、補償端子スイッチング機構２０２７は、その接続を介してコイル２１５から補償端子Ｔ_２を切断するように構成される。

図面では、各動作周波数についてのコイル２１５の各部分において各補償端子スイッチング機構２０２７ａ及び２０２７ｂの端子がタップに接続することを示しているようにみえるが、補償端子スイッチング機構２０２７ａ及び２０２７ｂの各々の端子は、コイル２１５の任意の部分に沿ってタップに接続できることに留意すべきである。さらに、２つ以上の補償端子スイッチング機構２０２７ａ及び２０２７ｂは、同じタップに接続されることができる。したがって、誘導表面導波路プローブ２００ｊは、第１の動作周波数ｆ_１に対応するタップ接続、及び第２の動作周波数ｆ_２に対応するタップ接続がコイル２１５の同じタップであるように調整されることができる。

具体的には、第１の補償端子スイッチング機構２０２７ａの１つ以上の端子は、第２の補償端子スイッチング機構２０２７ｂの１つ以上の端子として、コイル２１５の同じタップに接続されることができる。したがって、いくつかの実施形態において、第１の動作周波数ｆ_１に関連付けられた補償端子スイッチング機構２０２７ａ、及び第２の動作周波数ｆ_２に関連付けられた補償端子スイッチング機構２０２７ｂは、双方とも、各々がコイル２１５の同じタップに能動的に結合されるように調整されることができる。

図２４においてスイッチとして示されているが、補償端子スイッチング機構２０２７は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又はコイル２１５と各補償端子Ｔ_２又はＴ_３との間の可変タップ接続を可能とする任意の他の要素を備えることができる。また、交流電源２１２とコイル２１５との間の接続は、上述したように可変タップ接続されることができ、また、上記誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載された方法で調整可能であることにも留意すべきである。

いくつかの実施形態において、フィルタ要素２０４５は、第１の交流電源２１２ａの動作周波数についてコイル２１５と第１の補償端子Ｔ_２との間に配置され、また、第２の交流電源２１２ｂの動作周波数についてコイル２１５と第２の補償端子Ｔ_３との間に配置されることができる。フィルタ要素２０４５は、不要な周波数特徴を除去し、各補償端子２０２７に、適切な周波数に対応する周波数帯域内の周波数を有する信号のみを通過するように構成されることができ、そのため、ｆ_１のみが第１のフィルタ要素２０４５ａを通過し、ｆ_２のみが第２のフィルタ要素２０４５ｂを通過する。フィルタ要素２０４５は、例えば、バンドパスフィルタ、ダイプレクサ、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、双極子トラップ及び／又は同様にコイル２１５も励起することができる他の交流電源２１２に関連付けられた任意の望ましくない周波数をフィルタリングする、又はなくすために使用されることができる任意の他の適切な要素を備えることができる。

コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６は、誘導表面導波路プローブ２００ｊの基部における電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を提供するために使用される。この測定値は、上述した他の因子のうち、誘導表面導波路プローブ２００ｊの動作を調整する際の因子とすることができる。しかしながら、調整は周波数に依存していることから、電流計測定値は、その時点における調整に関連付けられた特定の周波数に応じて測定されるべきであることに留意すべきである。

所定の時点で端子上にみられる電荷Ｑ_１、Ｑ_２、及びＱ_３は、複数の交流電源２１２による励起に依存することに留意されたい。したがって、帯電端子Ｔ_１、補償端子Ｔ_２、及び補償端子Ｔ_３は、ピーク変化が端子周囲に放電又は火花をもたらす可能性がある周囲空気のイオン化することを回避するために、適切に寸法決めされなければならない。

上述したように、各ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において誘導表面ウェーブチルトを有する対応する電場を励起するように動作周波数の各々についての誘導表面導波路プローブ２００ｊの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整することが可能である。異なるハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、帯電端子Ｔ_１を励起するために使用される各交流電源２１２の異なる動作周波数の各々について存在することができる。上述したように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、動作周波数が低下するのにともない増大する。補償端子Ｔ_２についての別個のタップ位置は、各周波数、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）及び位相シフト（Φ）が適切であることを保証する。

さらに、上述したように、複素有効高さの物理高さ（ｈ_ｐ）以上に配置された帯電端子Ｔ_１により、コイル２１５及び／又は帯電端子Ｔ_１にコイル２１５を接続する縦供給線２２１を含む給電ネットワーク２０９、及び／又は補償端子Ｔ_２、Ｔ_３についてのタップの位置は、各々、補償端子Ｔ_２又はＴ_３上の電荷Ｑ_２又はＱ_３に関連して、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に対する帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１の位相（Φ）に整合するように調整されることができる。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って移動する誘導表面導波モードに結合される。例えば、縦供給線導体２２１に関連付けられたブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、タップの位置は、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように決定されて調整されることができる。タップの位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

コイル２１５、第１の補償端子Ｔ_２、及び第２の補償端子Ｔ_３の間に配置された補償端子スイッチング機構２０２７は、プローブ制御システム２３０によって制御されることができる。プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｊが複数の周波数及び最適効率で信号を同時に発するように、誘導表面導波路プローブ２００ｊの動作を調整するために使用される。例えば、プローブ制御システム２３０は、タップ接続が補償端子Ｔ_２又はＴ_３に能動的に結合されるのを調整するように、各補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。

誘導表面導波路プローブ２００ｊの調整は、誘導表面導波路プローブ２００の他の実施形態に関して上述したような調整と同様である。さらに、対応する動作周波数に関連付けられた各要素は、他の動作周波数に関連付けられた様々な要素と干渉することなく独立して制御されることができる。誘導表面導波路プローブ２００ｊを調整するためにプローブ制御システム２３０によって考慮される様々な因子は、限定されないが、電流計２３６から得られた電流測定値、接地パラメータ計測器２０３６から得られた接地パラメータ測定値、フィールドメータ２０３９によって測定される動作している交流電源２１２の動作周波数の各々に対応するフィールド測定値、所定の交流電源２１２によって供給される電流、誘導表面導波路プローブ２００ｊによってわかる電気負荷、及び／又は他の因子を含むことができる。各動作周波数についての起動効率は、独立して調整されることができることに留意すべきである。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整可能な、可変インダクタンスを含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整されることができる。

図２５に移ると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｋの他の例を示す図解が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｋは、複数の周波数で同時に伝達するように構成されており、帯電端子Ｔ_１、下部補償端子Ｔ_２、複数のコイル２１５（例えば、２１５ａ・・・２１５Ｎ）、帯電端子Ｎ−プレクサ２０４８、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１、及び複数の交流電源２１２（例えば、２１５ａ・・・２１５Ｎ）を含む。図２５に示されるように、誘導表面導波路プローブ２００ｋは、損失性導電性媒体２０３によって示された平面に対してほぼ垂直である縦軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_ｔにおいて球）、及び下部補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄにおいてディスク）を含む。第２の媒体２０６（例えば、大気）は、損失性導電性媒体２０３の上方に位置する。動作中において、電荷Ｑ_１及びＱ_２は、各々、任意の所定の場合に端子Ｔ_１及びＴ_２に印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１及びＴ_２に課される。上述したように、上部帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定される。ここで、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は、帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。したがって、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２は、Ｑ_２＝Ｃ_２Ｖ_２によって決定される。ここで、Ｃ_２は、帯電端子Ｔ_２の絶縁静電容量であり、Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_２に印加される電圧である。

各交流電源２１２は、帯電端子Ｔ_１についての独立した励起源として作用する。各交流電源２１２は、各コイル２１５を含むことができる各給電ネットワーク２０９（例えば、２０９ａ・・・２０９Ｎ）を介して、誘導表面導波路プローブ２０２ｋに結合されることができる。交流電源２１２は、図２５に示されるように、導電性（直接タップ）結合、上記誘導表面導波路プローブ２００に関して記載された容量結合、又は誘導結合を介して、各コイル２１５の下部に結合されることができる。例えば、周波数ｆ_１で動作する交流電源２１２ａは、第１のコイル２１５ａに直接結合され、周波数ｆ_Ｎで動作する交流電源２１２Ｎは、第Ｎのコイル２１５Ｎに直接結合され、他の周波数で動作する他の交流電源２１２は、他のコイル２１５に結合される。さらに、各交流電源２１２は、異なる周波数で各コイル２１５に電力を供給するように構成される。したがって、各交流電源２１２は、他の交流電源２１２に関して固有であると考えることができる。

各コイル２１５は、第１の端部において各接地杭２３６に、かつ第２の端部において帯電端子Ｎ−プレクサ２０４８を介して帯電端子Ｔ_１に、結合されることができる。コイル２１５の一部又は全てはまた、共通の接地杭２３６を使用することができる。いくつかの実施形態において、帯電端子Ｔ_１のタップ及びコイル２１５の第２の端部は、可変とすることができ、したがって、調整されることができる。この調整は、上述した誘導表面導波路プローブを参照して記載されたように調整できる帯電端子スイッチング機構２０２４（例えば、図２１を参照）を介して実施できる。

帯電端子Ｎ−プレクサ２０４８は、コイル２１５の各タップに対応する２つ以上の入力を備える。したがって、Ｎは、誘導表面導波路プローブ２００ｋ内のコイル２１５の数によって規定される。帯電端子Ｎ−プレクサ２０４８は、互いに干渉することなく帯電端子Ｔ_１に対応するコイル２１５のタップの各々からの異なる周波数を有する信号が合成されて帯電端子Ｔ_１に出力されるように、複数の周波数領域多重化を実行する。

補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（例えば、接地又はアース）の上方にかつ略平行に配置され、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１を介して各コイル２１５上のタップに結合される。帯電端子Ｎ−プレクサ２０４８に関して上述したように、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１は、補償端子Ｔ_２に関連付けられたコイル２１５のタップに対応する２つ以上の入力を備える。補償端子Ｎ−プレクサ２０５１の出力は、補償端子Ｔ_２に結合される。補償端子Ｎ−プレクサ２０５１の出力は、コイル２１５ａ・・・２１５Ｎからの各々の信号の合成とすることができる。各コイル２１５は、異なる周波数で励起されることができることから、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１は、異なる信号間の干渉なしに出力信号を形成するように信号の一部又は全てを合成することができる。

異なる動作周波数の各々に対応する各補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１と各コイル２１５との間に配置されることができる。各補償端子スイッチング機構２０２７（例えば、２０２７ａ・・・２０２７Ｎ）は、補償端子Ｎ−プレクサ２０５１を介した補償端子Ｔ_２に対する接続がそれに応じて調整可能なように、各コイル２１５に沿って複数のタップに結合される複数の端子を含むことができる。図面では、コイル２１５の特定の部分において各補償端子スイッチング機構２０２７の端子がタップに接続することを示しているようにみえるが、各補償端子スイッチング機構２０２７の端子は、各コイル２１５の任意の部分に沿ってタップに接続できることに留意すべきである。また、いくつかの実施形態において、補償端子スイッチング機構２０２７は、Ｎ−プレクサ２０５１から対応するコイル２１５を切断するように構成される。

各補償端子スイッチング機構２０２７は、Ｎ−プレクサ２０５１を介して、各補償端子スイッチング機構２０２７の端子のいずれかと補償端子Ｔ_２との間を電流が流れるのを可能とする。各補償端子スイッチング機構２０２７の残りの端子は開放され、各コイル２１５の他のタップと補償端子Ｔ_２との間の電流を遮断する。各動作周波数（例えば、ｆ_１・・・ｆ_Ｎ）について、各コイル２１５に対して補償端子Ｎ−プレクサ２０５１を接続するタップの異なるセットが存在することができる。補償端子スイッチング機構２０５１は、端子がコイル２１５に能動的に結合されるのを調整するように、制御される。

図２５においてスイッチとして示されているものの、各補償端子スイッチング機構２０２７は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又は各コイル２１５と補償端子Ｔ_２との間の可変タップ接続可能とする任意の他の要素を備えることができる。各交流電源２１２と各コイル２１５との間の接続はまた、上述したように可変タップ接続されることができ、また、上記誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載された方法で調整可であることにも留意すべきである。

各コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６は、各コイル２１５についての誘導表面導波路プローブの基部における電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を提供するために使用されることができる。この測定値は、誘導表面導波路プローブの他の実施形態に関して上述したように、上述した他の因子のうち、最適効率のために誘導表面導波路プローブ２００ｋの動作を調整する際の因子とすることができる。しかしながら、調整は周波数に依存していることから、電流計測定値は、その時点における調整に関連付けられた特定の周波数に応じて測定されるべきであることに留意すべきである。

所定の時点で端子上にみえる電荷Ｑ_１及びＱ_２は、複数の交流電源２１２による励起に依存することに留意されたい。したがって、帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、ピーク変化が端子周囲に放電又は火花をもたらす可能性がある周囲空気のイオン化することを回避するために、適切に寸法決めされなければならない。

上述したように、各ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において誘導表面ウェーブチルトを有する対応する電場を励起するように動作周波数の各々についての誘導表面導波路プローブ２００ｋの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整することが可能である。帯電端子Ｔ_１を励起するために使用される交流電源２１２の異なる動作周波数の各々についての異なるハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）が存在する。上述したように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）は、動作周波数が低下するのにともない増大する。補償端子Ｔ_２についての別個のタップ位置は、各周波数、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）及び位相シフト（Φ）が適切であるのを保証する。

プローブ制御システム２３０は、ハンケル交差距離においてウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい位相シフト（Φ）又はΦ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１を励起するように、様々な要素（例えば、帯電端子Ｔ_１の位置、補償端子Ｔ_２の位置など）を調整するために使用されることができる。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って移動する誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２に関連して、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように様々なタップの位置が決定されて調整されることができる。タップ位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

プローブ制御システム２３０はまた、各コイル２１５と補償端子Ｔ_２との間に配置された補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。例えば、プローブ制御システム２３０は、タップ接続が補償端子Ｔ_２に能動的に結合されるのを調整するように補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。誘導表面導波路プローブ２００ｋの調整は、誘導表面導波路プローブ２００の他の実施形態に関して上述したような調整と同様である。さらに、対応する動作周波数に関連付けられた各要素は、他の動作周波数に関連付けられた様々な要素と干渉することなく独立して制御されることができる。プローブ制御システム２３０を調整するために誘導表面導波路プローブ２００ｋによって考慮される様々な因子は、限定されないが、電流計２３６から得られた電流測定値、接地パラメータ計測器２０３６から得られた接地パラメータ測定値、フィールドメータ２０３９によって測定される動作している交流電源２１２の動作周波数の各々に対応するフィールド測定値、所定の交流電源２１２によって供給される電流、誘導表面導波路プローブ２００ｋによってわかる電気負荷、及び／又は他の因子を含むことができる。各動作周波数についての起動効率は、独立して調整されることに留意すべきである。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整可能な可変インダクタンス含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整される。

図２６に移ると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｍの他の例を示す図解が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｍは、複数の周波数で電力を同時に／並行に伝達するように構成され、帯電端子Ｔ_１、補償端子Ｔ_２、コイル２１５を備える給電ネットワーク２０９、及び帯電端子Ｔ_１を活性化するための複数の交流電源２１２を含む。

図２６に示されるように、誘導表面導波路プローブ２００ｍは、損失性導電性媒体２０３によって示される平面に対してほぼ垂直である縦軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_ｔにおいて球）、及び下部補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄにおいてディスク）を含む。動作中、電荷Ｑ_１及びＱ_２の各々は、その時点で端子Ｔ_１及びＴ_２に印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１及びＴ_２に課される。上述したように、上部帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定される。ここで、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は、帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。したがって、補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２は、Ｑ_２＝Ｃ_２Ｖ_２によって決定される。ここで、Ｃ_２は、帯電端子Ｔ_２の絶縁静電容量であり、Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_２に印加される電圧である。

各交流電源２１２は、帯電端子Ｔ_１についての独立した励起源として作用する。交流電源２１２は、コイル２１５を含むことができる給電ネットワーク２０９を介して、誘導表面導波路プローブ２００ｍに結合される。交流電源２１２は、図２６に示されるように、導電性（直接タップ）結合によって、上記ガイド表面導波路プローブに関して記載されたように、容量結合又は誘導結合によって、コイル２１５の下部にわたって接続される。

誘導表面導波路プローブ２００ｍは、さらに、各交流電源２１２とコイル２１５との間に配置された絶縁要素２０４２（例えば、２０４２ａ、２０４２ｂ、２０４２ｃ）を備える。各交流電源２１２は、異なる周波数で誘導表面導波路プローブ２００ｍに電力を同時に供給する。そのため、絶縁要素２０４２は、帯電端子Ｔ_１を励起している他の交流電源２１２から各交流電源２１２を絶縁する。したがって、各交流電源２１２によって供給されるエネルギーは、他の交流電源２１２にフィードバックするのを防止される。絶縁要素２０４２は、例えば、アイソレータ、バンドパスフィルタ、狭帯域結合器、サーキュレータ、増幅器、及び／又は各交流電源２１２からのフィードバックを絶縁することができる任意の他の適切な要素を備えることができる。

コイル２１５は、第１の端部において接地杭２１８にかつ第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実施形態において、帯電端子Ｔ_１のタップ及びコイル２１５の第２の端部は、可変とすることができ、したがって、調整可能である。この調整は、上述した誘導表面導波路プローブ２００を参照して記載されたように、調整可能な所定種類の帯電端子スイッチング機構２０２４（例えば、図２１を参照）を介して実施できる。

補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体２０３（例えば、接地又はアース）の上方にかつ略平行に配置可能であり、コイル２１５上のタップを介して給電ネットワーク２０９に結合される。補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子Ｔ_２とコイル２１５との間に配置される。補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子Ｔ_２に対する接続がそれに応じて調整可能なように、コイル２１５に沿って複数のタップに結合される複数の端子を含む。補償端子スイッチング機構２０２７は、補償端子スイッチング機構２０２７の端子のいずれかと補償端子Ｔ_２との間を電流が流れるのを可能にする。補償端子スイッチング機構２０２７の残りの端子は開放され、コイル２１５の他のタップと補償端子Ｔ_２との間の電流を遮断する。

図２６においてスイッチとして示されているが、補償端子スイッチング機構２０２７は、例えば、多重極スイッチ、滑り接触、及び／又はコイル２１５と補償端子Ｔ_２との間の可変タップ接続を可能とする任意の他の種類の要素を備えることができる。交流電源２１２とコイル２１５との間の接続はまた、上述したように可変タップを介して接続されることができ、また、上記誘導表面導波路プローブを参照して記載された方法で調整可能であることにも留意すべきである。

この実施形態において、補償端子スイッチング機構２０２７は、交流電源２１２の最初の１つによって生成された特定の周波数（例えば、ｆ_１）のために調整される。補償端子スイッチング機構２０２７は、端子がコイル２１５に能動的に結合されるのを調整するように制御される。誘導表面導波路プローブ２００ｍに結合される他の交流電源２１２の動作周波数は、他の周波数が元の周波数ｆ_１の倍音であるように選択されることができる。したがって、異なる動作周波数間の関係は、最初の動作周波数についての補償端子スイッチング機構２０２７の調整が帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２を励起するために使用される他の動作周波数に適しているようなものである。

コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２１８は、誘導表面導波路プローブ２００ｍの基部における電流（Ｉ_ｏ）の大きさの指標を提供するために使用されることができる。この測定値は、上述した他の因子のうち、誘導表面導波路プローブ２００ｍの動作を調整する際の因子とすることができる。しかしながら、調整は周波数に依存していることから、電流計測定値は、その時点における調整に関連付けられた特定の周波数に応じて測定されることに留意すべきである。

所定の時点で端子上にみられる電荷Ｑ_１及びＱ_２は、複数の交流電源２１２による励起に依存することに留意されたい。したがって、帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、ピーク変化が端子周囲に放電又は火花をもたらす可能性がある周囲空気のイオン化することを回避するために、適切に寸法決めされなければならない。

上述したように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するよう、動作周波数についての誘導表面導波路プローブ２００ｍの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整することが可能である。例えば、プローブ制御システム２３０は、補償端子の励起に関連して、ハンケル交差距離においてウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい位相シフト（Φ）又はΦ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１を励起するように、様々な要素（例えば、帯電端子Ｔ_１の位置、補償端子Ｔ_２の位置など）を調整するために使用される。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って移動する誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように様々なタップの位置が決定されて調整されることができる。タップ位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

コイル２１５と補償端子Ｔ_２との間に配置された補償端子スイッチング機構２０２７は、プローブ制御システム２３０によって制御されることができる。プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｍが複数の周波数及び最適効率で信号を同時に発することができるように、誘導表面導波路プローブ２００ｍの動作を調整するために使用される。

誘導表面導波路プローブ２００ｍの調整は、誘導表面導波路プローブ２００の他の実施形態に関して上述したような調整と同様である。プローブ制御システム２３０を調整するために誘導表面導波路プローブ２００ｍによって考慮される様々な因子は、限定されないが、電流計２１８から得られた電流測定値、接地パラメータ計測器２０３６から得られた接地パラメータ測定値、フィールドメータ２０３９を介して測定されることができる動作している交流電源２１２の動作周波数の各々に対応するフィールド測定値、所定の交流電源２１２によって供給される電流、誘導表面導波路プローブ２００ｍによってわかる電気負荷、及び／又は他の因子を含むことができる。さらに、プローブ制御システム２３０は、タップ接続が補償端子Ｔ_２に能動的に結合されるのを調整するために、補償端子スイッチング機構２０２７を制御することができる。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整可能な可変インダクタンス含むことができる。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整される。

図２７に移ると、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブ２００ｎの他の例を示す図解が示されている。図２７の誘導表面導波路プローブ２００ｎは、誘導表面導波路プローブ２００ｎが下部補償端子Ｔ_２を含まない点で、図２６の誘導表面導波路プローブ２００ｍとは異なる。しかしながら、誘導表面導波路プローブ２００ｍは、なおも複数の周波数で波を同時に発するように調整されることができる。

上述したように、物理高さ（ｈ_ｐ）以上に配置された帯電端子Ｔ_１により、コイル２１５及び／又は帯電端子Ｔ_１にコイル２１５を接続する縦供給線２２１は、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に対する帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１の位相（Φ）に整合するように調整されることができる。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ_１上で発振する電荷Ｑ_１によって生成される電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って移動する誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）、縦供給線導体２２１に関連付けられた位相遅れ（θ_ｙ）、及びコイル２１５の構成が既知である場合、タップの位置は、位相Φ＝Ψによって帯電端子Ｔ_１上に発振電荷Ｑ_１を課すように決定されて調整されることができる。コイル２１５に対して帯電端子Ｔ_１を接続するタップの位置は、誘導表面導波モードへの移動する表面波の結合を最大化するように調整されることができる。

いくつかの実施形態において、誘導表面導波路プローブ２００ｎは、周波数ｆ_１、ｆ_２、又はｆ_３のいずれか１つに応じて調整されることができる。異なる周波数ｆ_１、ｆ_２、及びｆ_３は、誘導表面導波路プローブ２００ｈが各周波数ｆ_１、ｆ_２、及びｆ_３についての同じ動作調整下でなおも動作することができるように、特定の範囲内とすることができる。他の実施形態において、周波数ｆ_２及びｆ_３は、誘導表面導波路プローブ２００ｈが同じ動作調整下でなおも動作するのを可能とする動作周波数ｆ_１の倍音であってもよい。いくつかの実施形態において、異なる交流電源２１２によって生成される動作周波数ｆ_１、ｆ_２、及びｆ_３の中心周波数が決定されることができる。そして、中心周波数は、誘導表面導波路プローブ２００ｎを調整するために使用されることができ、誘導表面導波路プローブ２００ｎが同じ動作調整下でなおも有効に動作するのを可能とする。

いくつかの実施において、帯電端子Ｔ_１は、誘導表面導波路プローブ２００ｈの負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整可能な、可変インダクタンス含むことができる。帯電端子Ｔ_１の高さを変化させることなく、負荷インピーダンスＺ_Ｌは、動作周波数における誘導表面波の結合を改善するように調整されることができる。

本開示の上述した実施形態は、単に本開示の原理の明確な理解のために記載された実施の可能な例にすぎないことが強調されるべきである。本開示の精神及び原理から実質的に逸脱することなく、上述した実施形態に対して多くの変形例及び変更例がなされることができる。全てのそのような変更例及び変形例は、本開示の範囲内で本願明細書に含まれかつ以下の特許請求の範囲によって保護されるように意図される。さらに、全ての選択肢及び好ましい特徴ならびに記載された実施形態の変更例及び従属請求項は、本願明細書において教示された開示の全ての態様において使用可能である。さらにまた、従属請求項の個々の特徴、ならびに記載された実施形態の全ての所望の及び好ましい特徴及び変更は、互いに組み合わせ可能であり、また、相互交換可能である。

Claims (23)

1. 誘導表面導波路プローブと、
   前記誘導表面導波路プローブに結合された複数の電源であって、前記複数の電源の個々の電源は、各々異なる周波数で前記誘導表面導波路プローブを励起するように構成され、
   前記誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体に沿って複数の誘導表面波を発するように調整され、前記複数の誘導表面波は、前記個々の電源の各々異なる周波数の誘導表面波を含む、
   システム。
2. 前記個々の電源は、前記誘導表面導波路プローブに直接結合されている、請求項１に記載のシステム。
3. 前記個々の電源は、前記表面導波路プローブに誘導結合されている、請求項１に記載のシステム。
4. 前記誘導表面導波路プローブと少なくとも１つの個別の電源との間に配置された、各々の絶縁要素を備える、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のシステム。
5. 前記各々の絶縁要素は、アイソレータ、バンドパスフィルタ、方向性結合器、狭帯域結合器、サーキュレータ、又は増幅器を備える、請求項４に記載のシステム。
6. 前記誘導表面導波路プローブは、前記損失性導電性媒体の上で位置を上げて配置され、前記損失性導電性媒体に複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）で入射する入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成された帯電端子を備え、
   前記帯電端子は、前記複数の電源のうちの少なくとも１つによって励起される、
   請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のシステム。
7. 前記損失性媒体の上で、かつ前記帯電端子の下方に配置された補償端子を備え、
   前記帯電端子は、第１のタップにおいてコイルに結合され、前記補償端子は、スイッチング機構を介して可変である第２のタップにおいて前記コイルに結合される、
   請求項６に記載のシステム。
8. 前記スイッチング機構は、前記コイルに沿って複数のタブに直接結合される複数の端子を備える、請求項７に記載のシステム。
9. 前記第１のタップの位置又は前記第２のタップの位置のうちの少なくとも１つは、前記誘導表面導波路プローブの接地杭に関連付けられた電流測定値、接地パラメータ測定値、フィールド測定値、前記各々の電源によって供給される電力、又は負荷によって消費される電力のうち、少なくとも１つの少なくとも一部に基づいて調整可能である、請求項７又は請求項８に記載のシステム。
10. 前記スイッチング機構の出力と前記補償端子との間に配置されたフィルタ機構を備え、
    前記フィルタ機構は、所定の周波数帯域外の周波数をフィルタリングするように構成されている、
    請求項７〜請求項９のいずれか１項に記載のシステム。
11. 帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークをさらに備え、
    前記給電ネットワークは、前記誘導表面導波路プローブの近傍の前記損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する、
    請求項１〜請求項９のいずれか１項に記載のシステム。
12. 前記誘導表面導波路プローブは、
    前記個々の電源によって励起されるように構成されたコイルに結合された帯電端子と、
    第１のタップにおいて前記コイルに結合された第１の補償プレートと、
    第２のタップにおいて前記コイルに結合された第２の補償プレートと、
    を備え、
    前記第１のタップは、前記複数の電源の第１の個々の電源に関連付けられた第１の各々異なる周波数の少なくとも一部に基づいて調整され、
    前記第２のタップは、前記複数の電源の第２の個々の電源に関連付けられた第２の各々異なる周波数の少なくとも一部に基づいて調整される、
    請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のシステム。
13. 損失性導電性媒体の上に位置を上げて配置された帯電端子と、
    前記帯電端子の下方に配置された補償端子と、
    前記帯電端子及び前記補償端子に結合され、前記帯電端子に電圧を供給するように構成された、第１及び第２の給電ネットワークと、
    を備える、誘導表面導波路プローブと、
    前記第１の給電ネットワークを介して前記帯電端子に結合され、第１の周波数で前記帯電端子を励起する第１の電源と、
    前記第２の給電ネットワークを介して前記帯電端子に結合され、前記第１の周波数とは異なる第２の周波数で前記帯電端子を励起する第２の電源と、
    を備え、
    前記誘導表面導波路プローブは、損失性導電性媒体に沿って前記第１の周波数で第１の誘導表面波と、前記損失性導電性媒体に沿って前記第２の周波数で第２の誘導表面波とを同時に発するように調整される、
    システム。
14. 前記誘導表面導波路プローブは、第１のＮ−プレクサ及び第２のＮ−プレクサをさらに備え、
    前記帯電端子は、前記第１のＮ−プレクサを介して前記第１の給電ネットワーク及び前記第２の給電ネットワークの両方に結合され、
    前記補償端子は、前記第２のＮ−プレクサを介して前記第１の給電ネットワーク及び前記第２の給電ネットワークに結合される、
    請求項１３に記載のシステム。
15. 前記補償端子は、前記第１の給電ネットワークに関連付けられた電流測定値、接地パラメータ測定値、又は前記第１の周波数に対応する第１のフィールド測定値のうち、少なくとも１つの少なくとも一部に基づいて前記補償端子の励起を変化させるように構成された第１のスイッチング機構装置を介して前記第１の給電ネットワークに結合され、
    前記補償端子は、前記第２の給電ネットワークに関連付けられた第２の電流測定値、前記接地パラメータ測定値、又は前記第２の周波数に対応する第２のフィールド測定値のうち、少なくとも一部に基づいて前記補償端子の励起を変化させるように構成された第２のスイッチング機構を介して前記第２の給電ネットワークに結合される、
    請求項１３又は請求項１４に記載のシステム。
16. 前記第１の誘導表面波及び前記第２の誘導表面波の各々は、前記誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する場強度曲線を有する、請求項１３〜請求項１５のいずれか１項に記載のシステム。
17. 前記誘導表面導波路プローブは、
    前記誘導表面導波路プローブから少なくとも第１のハンケル交差距離において第１の複素入射角を有する第１の結果として得られる場を生成し、前記第１のハンケル交差距離は、前記第１の周波数の少なくとも一部に基づき、
    前記誘導表面導波路プローブから少なくとも第２のハンケル交差距離において第２の複素入射角を有する第２の結果として得られる場を生成し、前記第２のハンケル交差距離は、前記第２の周波数の少なくとも一部に基づく
    請求項１３〜請求項１６のいずれか１項に記載のシステム。
18. 各々異なる周波数を有する複数の信号によって損失性媒体上に配置された誘導表面導波路プローブを励起し、
    前記損失性媒体において前記各々異なる周波数で複数の誘導表面波を発することであって、前記複数の誘導表面波の各々は、前記誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する場強度曲線を有する、
    方法。
19. 前記損失性媒体は、陸上媒体であり、
    前記複数の誘導表面波は、大気媒体と前記陸上媒体との界面に沿って伝播する、
    請求項１８に記載の方法。
20. 前記複数の誘導表面波は、同時に発せられる、請求項１８又は請求項１９に記載の方法。
21. 前記誘導表面導波路プローブを励起することは、前記誘導表面導波路プローブから少なくとも各ハンケル交差距離において複素入射角を有する複数の結果として得られる場を生じ、
    前記複数の結果として得られる場の各々は、前記複数の信号の各々に対応する、
    請求項１８〜請求項２０のいずれか１項に記載の方法。
22. 前記誘導表面導波路プローブは、前記損失性導電性媒体に複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）で入射する入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成され、前記損失性導電性媒体の上で位置を上げて配置された帯電端子を備える、
    請求項１８〜請求項２０のいずれか１項に記載の方法。
23. 前記誘導表面導波路プローブは、前記帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを備え、
    前記給電ネットワークは、前記誘導表面導波路プローブの近傍の前記損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する、
    請求項２２に記載の方法。