JP2017535113A - 誘導表面波送信用の可変周波数受信機 - Google Patents
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Abstract
Description
本出願は、2014年9月11日に出願された「VARIABLE FREQUENCY RECEIVERS FOR GUIDED SURFACE WAVE TRANSMISSIONS」と題する米国仮特許出願第62/049,175号、および2015年9月8日に出願された「VARIABLE FREQUENCY RECEIVERS FOR GUIDED SURFACE WAVE TRANSMISSIONS」と題する米国特許出願第14/847,639号の利益および優先権を主張し、その内容全体が参照により本明細書に組み込まれる。
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
(6)
(7)
が与えられ、領域1において
(8)
が与えられる。
径方向の伝播定数γは、
(9)
によって与えられる。この式は、nが、以下の式で与えられる複素屈折率である、複素数表現である。
(10)
上述の方程式すべてにおいて、
(11)
かつ
(12)
である。ここで、εrは、領域1の相対誘電率を含んでおり、σ1は領域1の導電性であり、ε0は自由空間の誘電率であり、μ0は自由空間の透磁性を含んでいる。したがって、発生した表面波は、界面に平行に伝播し、界面に垂直に、指数関数的に減衰する。このことは、消散として知られている。
(13)
方程式(13)は、方程式(1)〜(3)に特定された電場および磁界が、境界面に沿っての径方向表面電流密度になる場合があることを示している。ここで、径方向表面電流密度は、以下の式によって特定することができる。
(14)
ここで、Aは定数である。
さらに、誘導表面導波路プローブ200(ρ<<λに関する)の近傍では、上の方程式(14)が以下のような振る舞いを示すことに留意されたい。
(15)
マイナス記号は、電源電流(I0)が、図3に示すように、垂直方向に上方に流れる場合、「近傍の(close−in)」接地電流が径方向内側に流れることを意味している。Hφの「近傍」に整合する場により、以下を導出することができる。
(16)
ここで、方程式(1)〜(6)および(14)において、q1=C1V1である。したがって、方程式(14)の径方向表面電流密度は、以下のように言い換えることができる。
(17)
方程式(1)〜(6)および(17)によって表される場は、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有している。Barlow,H.M.,およびBrown,J.,Radio Surface Waves,Oxford University Press,1962,pp.1−5を参照されたい。
(18)
および
(19)
これら関数は、径方向内側に伝播する円筒状の波(Hn (1))と、径方向外側に伝播する円筒状の波(Hn (2))とをそれぞれ示している。この規定は、e±jx=cosx±jsinxの関係に相似している。たとえば、Harrington,R.F.,Time−Harmonic Fields,McGraw−Hill,1961,pp.460−463を参照されたい。
(20a)
となり、この式は、ejωtで乗算すると、空間的変位を1/√ρとしたej(ωt−kρ)の形式の、外側に伝播する円筒状の波である。一次解(n=1)は、方程式(20a)から導びかれ、以下の式を得る。
(20b)
誘導表面導波路プローブ(ρ<<λに関する)の近傍では、第2種の1次ハンケル関数が以下のように振る舞う。
(21)
これら漸近的表現は複素数であることに留意されたい。xが実数である場合、方程式(20b)および(21)は、位相が、45度、または等価的にはλ/8の、余分な位相進行または「位相の増大(phase boost)」に対応する√jだけ異なる。第2種の一次ハンケル関数の近傍または遠方漸近線は、距離ρ=Rxにおいて大きさが等しくなるハンケル「交差点」または遷移点を有している。
(22)
ここで、nは方程式(10)の複素屈折率であり、θiは電場の入射角である。さらに、方程式(3)のモード整合電場の垂直成分は、漸近的に以下のようになる。
(23)
この式は、端子の電圧における、上昇した帯電端子の静電容量の絶縁された要素の自由電荷に線形的に比例している。すなわち、qfree=Cfree×VTである。
(24)
ここで、球の直径は2aであり、また、M=a/2hであり、hは球状端子の高さである。端子の高さhの増大により、帯電端子の静電容量Cが低減されることを見て取ることができる。直径の約4倍(4D=8a)以上の高さに帯電端子T1を配置することにより、球状端子の周りで電荷の分布はほぼ一様となり、これにより、誘導表面導波モードへの結合が向上され得ることが示され得る。
(25)
ここで、θiは、表面法線に対して測定された通常の入射角である。
入射角が以下の場合に、方程式(25)の分子がゼロになることを見て取ることができる。
(26)
ここで、x=σ/ωε0である。この複素入射角(θi、B)は、ブルースター角と呼ばれる。再び方程式(22)を参照すると、同じ複素ブルースター角(θi、B)の関係が、方程式(22)と方程式(26)との両方に存在することを見て取ることができる。
(27)
幾何学的に、図5Aに示すものは、電場ベクトルEは以下によって与えられ得ることを示唆している。
(28a)
および
(28b)
このことは、場の比が以下であることを意味している。
(29)
(30a)
または
(30b)
これらは、複素数であり、大きさと位相との両方を有している。領域2の電磁波に関して、ウェーブチルトの角度(Ψ)は、領域1との境界面における波面の法線と、境界面の接線との間の角度に等しい。このことは、径方向の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相表面およびその法線を示す、図5Bからより容易に見て取ることができる。完全導体との境界面(z=0)においては、波面の法線は、境界面の接線に平行であり、W=0となる。しかし、損失性誘電体の場合、波面の法線がz=0における境界面の接線と平行ではないためにウェーブチルトWが存在する。
(31)
複素ブルースター角(θi、B)に等しい入射角では、方程式(25)のフレネルの反射係数は、以下に示すようにゼロになる。
(32)
方程式(22)の複素数の場の比を調整することにより、反射が低減されるか除去される複素角で入射するように入射場を合成することができる。この比をn=√(εr−jx)として確立することにより、合成された電場が複素ブルースター角で入射する結果となり、反射はゼロになる。
(33)
この表現が、構造に沿う発生源の分布の大きさおよび位相に基づくため、有効高さ(または長さ)は、通常は複素数である。構造の分布電流I(z)の積分が、構造の物理的高さ(hp)にわたって実施され、構造の基底(または入力)を通って上方に流れる接地電流(I0)に正規化される。構造に沿った分布電流は、以下によって示すことができる。
(34)
ここで、β0は、構造上を伝播する電流の伝播因子である。図3の例では、ICは、誘導表面導波路プローブ200aの垂直構造に沿った分布電流である。
(35)
ここで、Vfは構造上の速度因子であり、λ0は供給周波数における波長であり、λpは、速度因子Vfの結果としての伝播波長である。位相遅れは、接地(杭)電流I0に対して測定される。
(36)
ここで、総位相遅れΦは、接地(杭)電流I0に対して測定される。結果として、誘導表面導波路プローブ200の電気的に有効な高さは、以下によって近似され得る。
(37)
これは、物理的高さがhp<<λ0の場合に関する。Φの角度(または位相シフト)における単極の複素有効高さheff=hpは、供給される場を誘導表面導波モードに整合させるとともに、誘導表面波が損失性導電性媒体203上で発せられるように、調整することができる。
(38)
電気的に、幾何学的パラメータは、以下により、帯電端子T1の電気的に有効な高さ(heff)によって関連付けられる。
(39)
ここで、ψi、B=(π/2)−θi、Bは、損失性導電性媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離における電場のウェーブチルトは、電気的に有効な高さとハンケル交差距離との比として表され得る。
(40)
物理的高さ(hp)とハンケル交差距離(Rx)との両方が実量であるため、ハンケル交差距離(Rx)における所望の誘導表面ウェーブチルトの角度(Ψ)は、複素有効高さ(heff)の位相(Φ)に等しい。このことは、コイルの供給点における位相、そしてひいては、方程式(37)の位相シフトを変化させることにより、複素有効高さの位相Φが、ハンケル交差点121における誘導表面導波モードのウェーブチルトの角度Ψに整合する(Φ=Ψ)ように操作され得ることを示している。
(41)
ここで、x=σ/ωε0であり、ω=2πfである。導電性σおよび相対誘電率εrは、損失性導電性媒体203の試験測定を通して特定され得る。直角表面から測定される複素ブルースター角(θi、B)も、方程式(26)から以下のように特定され得る。
(42)
または、図5Aに示すように、その表面から、以下のように測定される。
(43)
ハンケル交差距離におけるウェーブチルト(WRx)も、方程式(40)を使用して見出され得る。
(44)
方程式(44)から見て取ることができるように、複素有効高さ(heff)は、帯電端子T1の物理的高さ(hp)に関連付けられた大きさと、ハンケル交差距離(Rx)におけるウェーブチルトの角度(Ψ)に関連付けられることになる位相遅れ(Φ)とを含んでいる。これら変数および選択された帯電端子T1の構成により、誘導表面導波路プローブ200の構成を決定することが可能である。
(45)
ここで、Hは螺旋構造の軸方向の長さ、Dはコイルの直径、Nはコイルの巻き数、s=H/Nは、コイルの隣接する巻回の間隔(または螺旋ピッチ)、λ0は自由空間の波長である。この関係に基づき、螺旋コイルの電気的長さ、または位相遅れは、以下によって与えられる。
(46)
螺旋が渦巻き状に巻かれているか、短く太い場合、原理は同じであるが、Vfおよびθcは、試験的測定によって得ることが容易である。螺旋状の伝達線の特性(波)インピーダンスの表示も、以下のように得られる。
(47)
(単位:ファラド)(48)
ここで、hwは、導電体の垂直長さ(または高さ)、aは半径(mks単位)である。螺旋コイルのように、垂直供給線導体の進行波位相遅れは、以下によって与えられ得る。
(49)
ここで、βwは垂直供給線導体に関する伝播位相定数であり、hwは垂直供給線導体の垂直長さ(または高さ)であり、Vwはワイヤ上の速度因子であり、λ0は供給周波数における波長であり、λwは、速度因子Vwの結果としての伝播波長である。一様な円筒状の導電体に関して、速度因子はVwは約0.94で一定であるか、約0.93〜約0.98の範囲にある。支柱が一様な伝達線であると見なされる場合、その平均的特性インピーダンスは、以下によって近似される。
(50)
ここで、一様な円筒状の導電体ではVwが約0.94であり、aは導電体の半径である。単一ワイヤの供給線の特性インピーダンスに関する、アマチュア無線の記述で採用されてきた代替的表示は、以下によって与えられ得る。
(51)
方程式(51)は、単一ワイヤフィーダに関するZwは周波数とともに変化することを暗示している。位相遅れは、静電容量および特性インピーダンスに基づいて特定され得る。
(52)
ここで、方程式(12)に示すように、
(53)
および
(54)
である。鏡像電荷の複素変位により、外部の場が、界面が誘電体か完全導体のいずれかである場合には直面しなかった追加の位相シフトを経ることになることを示している。損失性導電性媒体では、波面の法線が、領域1と領域2との間の境界面においてではなく、z=−d/2において導電性の像基底面130の接線に平行である。
(55)
および
(56)
損失性の地球133では、伝播定数および波固有のインピーダンスは以下のようになる。
(57)
および
(58)
直角方向の入射に関して、図8Bの等価表現は、特性インピーダンスが空気の特性インピーダンス(z0)であり、伝播定数がγ0であり、長さがz1である、TEM伝達線と同等である。そのように、図8Cの短絡した伝達線に関する界面に見られる像基底面のインピーダンスZinは、以下によって与えられる。
(59)
図8Cの同等のモデルに関連付けられた像基底面のインピーダンスZinを、図8Aの直角の入射波のインピーダンスに等しくし、z1について解くことにより、短絡(完全導電性の像基底面139)への距離が以下のように与えられる。
(60)
ここで、逆双曲線正接に関する級数展開の第1項のみが、この近似に関して考慮される。空気の領域142において、伝播定数がγ0=jβ0であるため、Zin=jZ0tanβ0z1となる(これは、z1が実数である場合に、純虚数量である)が、σ≠0である場合、zeは複素数値であることに留意されたい。したがって、z1が複素距離である場合のみ、Zin=Zeである。
(61)
さらに、「鏡像電荷」は、実際の電荷と「等しくかつ反対」であり、このため、深さz1=−d/2における完全導電性の像基底面139の電位はゼロになる。
(62)
ここで、CTは、帯電端子T1の自己容量であり、垂直供給線導体221(図7)を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
(63)
コイル215(図7)を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
(64)
(65)
ここで、Zs=0である。
したがって、誘導表面導波路プローブ200内を「見上げる」物理的境界136におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体203内を「見下ろす」物理的境界136におけるインピーダンスの共役である。進行波の位相遅れΦを媒体のウェーブチルトの角度Ψに等しくなるように維持し、それによりΦ=Ψとしつつ、帯電端子T1の負荷インピーダンスZLを調整する。このことが、損失性導電性媒体203(たとえば地球)の表面に沿う、プローブの電場の、誘導表面導波モードへの結合を向上および/または最大化することにより、図9Aおよび9Bの等価の像平面モデルが、像基底面139に関して共振するように同調され得る。この方式で、等価の複素像平面のモデルのインピーダンスは純粋に抵抗性であり、これにより、電圧および、端子T1上で位置を上げて配置した電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせられた定常波が維持される。また、方程式(1)〜(3)および(16)により、伝播する表面波が最大化される。
(66)
電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。この角度(または位相)の関係は次に、表面波を発する際に考慮される。たとえば、電気的位相遅れΦ=θc+θyは、コイル215の幾何学的パラメータ(図7)および/または垂直供給線導体221(図7)の長さ(または高さ)を変化させることにより調整することができる。Φ=Ψに整合させることにより、電場が、表面の導波モードを励起するとともに損失性導電性媒体203に沿って進行波を発するために、境界面における複素ブルースター角でハンケル交差距離(Rx)またはそれを越える位置で確立され得る。
(67)
ここで、cは光速である。複素屈折率は、方程式(41)から、以下のようになる。
(68)
ここで、x=σ1/ωε0は、ω=2πf0である。また、複素ブルースター角は、方程式(42)から、以下のようになる。
(69)
方程式(66)を使用すると、ウェーブチルトの値は、以下のように特定され得る。
(70)
したがって、螺旋コイルは、Φ=Ψ=40.614°に整合するように調整され得る。
(71)
方程式(49)から、垂直供給線導体の位相遅れは、以下のようになる。
(72)
螺旋コイルの位相遅れをθc=28.974°=40.614°−11.640°となるように調整することにより、ΦはΨと等しくなって、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を説明するために、図11は、周波数領域上のΦとΨとの両方のプロットを示している。ΦとΨとの両方が周波数依存であるため、ΦとΨとのそれぞれの曲線が、約1.85MHzにおいて相互に交差していることを見て取ることができる。
(73)
伝播因子は、方程式(35)から、以下のようになる。
(74)
θc=28.974°とすると、螺旋形状(H)の軸方向の長さは、方程式(46)を使用して、以下のように特定され得る。
(75)
この高さにより、垂直供給線導体が接続された螺旋コイル上の位置が特定され、結果として8.818巻(N=H/s)のコイルを得る。
(76)
また、導電性の像基底面の複素深さは、方程式(52)から以下のように近似され得る。
(77)
導電性の像基底面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下によって与えられる。
(78)
方程式(65)を使用して、損失性導電性媒体203(すなわち、地球)を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下のように特定され得る。
(79)
(80)
また、境界における無効分は整合される。
(81)
また、垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式(63)によって以下のように与えられる。
(82)
方程式(47)を使用して、螺旋コイルの特性インピーダンスは、以下のように与えられる。
(83)
また、コイル基からそれを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式(64)によって以下のように与えられる。
(84)
方程式(79)の解と比べると、無効分が、逆であるとともにほぼ等しく、したがって、相互に共役であることを見て取ることができる。したがって、完全導電性の像基底面からの、図9Aおよび9Bの等価の像平面モデルを「見上げる」ように見られるインピーダンス(Zip)は、もっぱら抵抗性であるか、Zip=R+j0である。
(85)
ここで、ΦUは、上方の帯電端子T1に印加される位相遅れ、ΦLは、下方の補償端子T2に印加される位相遅れ、β=2π/λpは、方程式(35)からの伝播因子、hpは、帯電端子T1の物理的高さ、hdは、補償端子T2の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それら長さは、以下に示すように、帯電端子のリード長さzを帯電端子T1の物理的高さhpに加えるとともに、補償端子のリード長さyを補償端子T2の物理的高さhdに加えることで対処され得る。
(86)
下方の有効高さは、総有効高さ(hTE)を図5Aの複素有効高さ(heff)と等しくなるように調整するために使用され得る。
(87)
(88)
このことは、ウェーブチルトWの規定に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Rxの場合、hTEは、ハンケル交差点121において、入射光のウェーブチルトを複素ブルースター角に整合させるように調整され得る。このことは、たとえばhp、ΦU、およびhdを調整することによって達成され得る。
(89)
代替的実施形態では、補償端子T2は、高さhdに配置され得る。ここで、Im{ΦL}=0である。このことは、ΦUの実数部分と虚数部分とのそれぞれのプロット172とプロット175とを示す図15Aに図示されている。補償端子T2は、プロット172に図示するように、高さhdに配置されている。ここで、Im{ΦU}=0である。この固定された高さでは、コイルの位相ΦUは、プロット175に図示するように、Re{ΦU}から特定され得る。
近傍(ρ<λ/8):
(90)
および
遠方(ρ>>λ/8):
(91)
ここで、I1は、第1の帯電端子T1に電荷Q1を供給する伝導電流であり、I2は、第2の帯電端子T2に電荷Q2を供給する伝導電流である。上方の帯電端子T1の電荷Q1は、Q1=C1V1によって特定される。ここで、C1は帯電端子T1の絶縁静電容量である。ここで、Eρ Q1/Zρによって与えられる、上に説明したJ1のための第3の要素が存在することに留意されたい。これは、Leontovich境界条件からくる、第1の帯電端子Q1の位置を上げて配置した振動電荷の準静的場によってポンピングされる損失性導電性媒体203の放射電流に由来するものである。Zρ=jωμ0/γeの量は、損失性導電性媒体の放射インピーダンスであり、ここで、γe=(jωμ1σ1−ω2μ1ε1)1/2である。
(92)
この方程式は方程式(17)と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、J(ρ)などの表面電流が自動的に、以下に適合する場を自動的に形成する。
(93)
(94)
および
(95)
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに関する、遠方の表面電流|J2|の位相と、近傍の表面電流|J1|との間の位相差は、方程式(1)〜(3)と一致している方程式(93)〜(95)にハンケル関数の特性に基づいている。方程式(1)〜(6)および(17)、ならびに方程式(92)〜(95)によって表される場が、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有していることを確認することは重要である。
(96)
ここで、Eincは、ボルト毎メートルでの、線形プローブ303に印加された入射電場の強度であり、dlは、線形プローブ303の方向に沿う積分要素であり、heは、線形プローブ303の有効高さである。電気的負荷315は、インピーダンス整合ネットワーク318を通して出力端子312に結合されている。
(97)
ここで、εrは相対誘電率を含んでおり、σ1は、受信構造の位置における損失性導電性媒体203の導電率であり、ε0は自由空間の誘電率である。また、ω=2πfであり、ここで、fは励起周波数である。したがって、ウェーブチルトの角度(Ψ)は、方程式(97)から特定され得る。
(98)
ここで、Vfは構造上の速度因子であり、λ0は供給周波数における波長であり、λpは、速度因子Vfの結果としての伝播波長である。一方または両方の位相遅れ(θc+θy)は、位相シフトΦをウェーブチルトの角度(Ψ)に整合させるように調整され得る。たとえば、タップの位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させる(Φ=Ψ)ようにコイルの位相遅れ(θc)を調整するために、図18BのコイルLR上で調整することができる。たとえば、コイルの一部分は、図18Bに示すように、タップ接続によってバイパスされ得る。垂直供給線導体も、コイルLRにタップを介して接続され得る。タップのコイル上の位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させるように、調整することができる。
(99)
ここで、β0=ω√(μ0ε0)である。地球上の垂直に偏光された供給源に関して、複素像平面の深さは以下によって与えられ得る。
(100)
ここで、μ1は損失性導電性媒体203の透磁性であり、ε1=εrε0である。
(101)
ここで、CRは、帯電端子TRの自己容量であり、同調共振器306aの垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
(102)
また、同調共振器306aのコイルLRを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。
(103)
損失性導電性媒体203を「見下ろす」ように見られる無効分(Xin)を、同調共振器306aを「見上げる」ように見られる無効分(Xbase)に整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。
(104)
磁気コイル309の断面エリアにわたって一様な入射磁界との最大の結合に適合したN巻の磁気コイル309に関して、磁気コイル309の出力端子330において表れる開回路に誘導された電圧は、以下のようになる。
(105)
ここで、変数は上述のように規定される。磁気コイル309は、可能性のあるケースとして、誘導表面波の周波数に、分配共振器として、または、その出力端子330の両側のコンデンサと、同調され得、次いで、共役インピーダンス整合ネットワーク333を通して外部の電気的負荷336とインピーダンスが整合する。
Claims (20)
- 陸上媒体に沿って移動する誘導表面波から電気エネルギを得るように構成された誘導表面波受信構造と、
前記誘導表面波受信構造に結合され、前記誘導表面波を生成する誘導表面導波路プローブに結合された励起源で負荷としての役割を果たす電気的負荷と、
前記陸上媒体に沿って移動する前記誘導表面波の送信に関連する複数の利用可能な周波数から少なくとも1つの周波数を識別する処理回路と、
前記誘導表面波受信構造が前記陸上媒体を介して前記少なくとも1つの周波数への前記送信を受信する周波数を調整する処理回路と、を含む装置。 - 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整する前記処理回路が、可変コンデンサの静電容量を調整する処理回路をさらに含む、請求項1に記載の装置。
- 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整する前記処理回路が、可変インダクタのインダクタンスを調整する処理回路をさらに含む、請求項1〜請求項2に記載の装置。
- 前記複数の利用可能な周波数のうち少なくとも前記少なくとも1つの周波数を識別するように構成された磁界センサをさらに含む、請求項1〜請求項3に記載の装置。
- 前記誘導表面波受信構造が、線形プローブ、同調共振器、および磁気コイルの少なくとも1つをさらに含む、請求項1〜請求項4に記載の装置。
- 前記複数の利用可能な周波数のうち少なくとも前記少なくとも1つの周波数を識別するように構成されたスペクトルアナライザをさらに含む、請求項1〜請求項5に記載の装置。
- 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整することが、前記処理回路によってプログラム的に行われる、請求項1〜請求項6に記載の装置。
- 誘導表面波受信構造を使用して誘導表面波の形態の電気エネルギを受信することと、
陸上媒体に沿った複数の誘導表面波の送信に関連する複数の利用可能な周波数から少なくとも1つの周波数を識別することと、
誘導表面波受信機によって、前記誘導表面波受信構造が前記陸上媒体を介して前記少なくとも1つの周波数への前記送信を受信する周波数を調整することと、
前記誘導表面波受信構造に結合された電気的負荷に前記電気エネルギを供給することとを含む方法。 - 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整することが、可変コンデンサの静電容量を調整することをさらに含む、請求項8に記載の方法。
- 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整することが、可変インダクタのインダクタンスを調整することをさらに含む、請求項8〜請求項9に記載の方法。
- 前記誘導表面波受信構造が、前記複数の利用可能な周波数のうち前記少なくとも1つの周波数を識別することをさらに含む、請求項8〜請求項10に記載の方法。
- 前記誘導表面波受信構造が、線形プローブ、同調共振器、および磁気コイルの少なくとも1つをさらに含む、請求項8〜請求項11に記載の方法。
- 前記誘導表面波受信構造が前記送信を受信する前記周波数を調整することが、処理回路によってプログラム的に行われる、請求項8〜請求項12に記載の方法。
- システムであって、
陸上媒体に沿って移動する誘導表面波から電気エネルギを得て、前記誘導表面波を生成する誘導表面導波路プローブに結合された励起源で負荷としての役割を果たす電気的負荷に前記電気エネルギを供給するための手段と、
前記陸上媒体に沿って移動する前記誘導表面波の送信に関連する複数の利用可能な周波数から少なくとも1つの周波数を識別するための手段と、
前記システムが前記陸上媒体を介して前記少なくとも1つの周波数への前記送信を受信する周波数を調整するための手段とを含むシステム。 - 前記システムが前記送信を受信する前記周波数を調整するための前記手段が、可変コンデンサの静電容量を調整するための手段をさらに含む、請求項14に記載のシステム。
- 前記システムが前記送信を受信する前記周波数を調整するための前記手段が、可変インダクタのインピーダンスを調整するための手段をさらに含む、請求項14〜請求項15に記載のシステム。
- 前記複数の利用可能な周波数から前記少なくとも1つの周波数を識別するための手段をさらに含む、請求項14〜請求項16に記載のシステム。
- 前記複数の利用可能な周波数から前記少なくとも1つの周波数を識別するための前記手段が、磁界計またはスペクトルアナライザをさらに含む、請求項14〜請求項17に記載のシステム。
- 前記誘導表面波から前記電気エネルギを得るための前記手段が、線形プローブ、同調共振器、および磁気コイルの少なくとも1つをさらに含む、請求項14〜請求項18に記載のシステム。
- 前記システムが前記送信を受信する前記周波数を調整するための前記手段が、前記周波数をプログラム的に調整するように構成されている処理回路をさらに含む、請求項14〜請求項19に記載のシステム。
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