JP2017529048A - 誘導表面波の同時送信および受信、システム、方法 - Google Patents

誘導表面波の同時送信および受信、システム、方法 Download PDF

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Abstract

第１の周波数において誘導表面波を送信しかつ第１の周波数における誘導表面波の送信と同時に第２の周波数において誘導表面波を受信するように構成された誘導表面波送信機／受信機の様々な実施形態が開示されている。様々な実施形態は、受信した電力を再送信するように構成されることができ、電気的負荷に対して受信した電力を印加されることができる。誘導表面波送信機／受信機の様々な実施形態はまた、振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成されることができる。

Description

［関連出願の相互参照］
本特許出願は、２０１４年９月１１日に出願された「誘導表面波の同時送信および受信」とタイトルが付された同時係属中の米国仮特許出願第６２／０４９，２１５号の利益およびそれらの優先権を主張し、その全体が参照することによって本願明細書に組み込まれる。
本特許出願は、２０１５年９月９日に出願された「誘導表面波の同時送信および受信」とタイトルが付された同時係属中の米国特許出願第１４／８４８，４６７号の利益およびそれらの優先権を主張し、その全体が参照することによって本願明細書に組み込まれる。
本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５３８号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８８６号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願は、２０１３年３月７日に出願され、出願番号第１３／７８９，５２５号が付され、米国特許出願公開第２０１４／０２５２８６５号として２０１４年９月１１日に公開された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願にも関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１４年９月１０日に出願され、出願番号第１４／４８３，０８９号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，５０７号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。本出願はさらに、２０１５年６月２日に出願され、出願番号第１４／７２８，４９２号が付された、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関する。この文献は、その全体を、参照により本明細書に組み込む。
一世紀以上にわたり、電波によって伝達される信号は、従来のアンテナ構造を使用して発せられる放射場を含んでいた。無線科学とは対照的に、前世紀における電力分配システムは、導電体に沿って誘導されるエネルギーの伝達を含んでいた。無線周波数（ＲＦ）と電力伝達との間の区別についてのこの知識が、１９００年代初頭から存在していた。
本開示の実施形態は、第１の周波数において誘導表面波を送信しかつ第１の周波数における誘導表面波の送信と同時に第２の周波数において誘導表面波を受信するように構成された誘導表面波送信機／受信機に関する。
１つの実施形態によれば、特に、誘導表面導波路プローブを介して第１の周波数において陸上の媒体の表面に沿って起動される第１の誘導表面波を起動するステップと、同調共振器として動作するように誘導表面導波路プローブの一部を構成することによって第２の周波数において第２の誘導表面波を受信するステップとを備える方法が提供される。様々な実施形態において、本方法は、さらに、少なくとも誘導表面導波路プローブからハンケル交差距離における複素入射角を提供する結果として得られる場を生成するステップを備える。様々な実施形態において、本方法は、さらに、誘導表面導波路プローブの同調共振器に結合された電気的負荷に対して第２の誘導表面波において具現化される電気エネルギを供給するステップを備える。また、様々な実施形態において、誘導表面導波路プローブは、帯電ターミナルを有する単相プローブである。本願明細書に記載された様々な実施形態によれば、第１の誘導表面波は、振幅変調信号を具現化する。様々な実施形態において、帯電ターミナルは、複数の帯電ターミナルのうちの１つである。
さらに、本開示の様々な実施形態は、陸上の媒体に沿って第１の周波数において第１の誘導表面波を起動するように調整された誘導表面導波路プローブと、第２の周波数において第２の誘導表面波を受信するように同調される受信回路として動作するように構成された誘導表面導波路プローブの一部とを備えるシステムを含む。様々な実施形態において、誘導表面導波路プローブは、陸上の媒体上に上昇しかつ陸上の媒体の入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）において入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成された帯電ターミナルを備える。様々な実施形態において、帯電ターミナルは、複数の帯電ターミナルのうちの１つである。また、様々な実施形態によれば、誘導表面導波路プローブは、陸上の媒体上に上昇した帯電ターミナルを備え、システムは、さらに、帯電ターミナルに電気的に結合された給電ネットワークを備え、給電ネットワークは、誘導表面導波路プローブの近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する。様々な実施形態において、誘導表面導波路プローブは、第１の誘導表面導波路プローブを備え、受信回路は、第２の誘導表面波を生成する第２の誘導表面導波路プローブに結合された励起源における負荷として経験される電気的負荷に誘電結合されている。様々な実施形態において、第１の誘導表面波は、誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する輪郭を有する。様々な実施形態において、受信回路は、さらに、コイルの第１の端部において帯電リザーバにかつコイルの第２端部において地面に結合されたコイルの一部を備える。様々な実施形態において、受信回路は、さらに、第１の位置において帯電リザーバに結合されかつコイルの第２の位置において地面に結合される絶縁装置に結合されたコイルの一部を備える。本願明細書に記載された様々な実施形態において、受信回路は、電気的負荷についての受信回路からの電圧を調整するように構成された電圧調整回路に結合されている。また、様々な実施形態において、電圧調整回路は、電源に電圧を供給する。
さらに、本開示の様々な実施形態は、第１の誘導表面波の形態でエネルギを起動するように調整された誘導表面導波路プローブと、第２の誘導表面波を受信するように同調される受信回路を誘導表面導波路プローブの一部から構成するための手段とを備えるシステムを含む。様々な実施形態において、誘導表面導波路プローブは、少なくとも誘導表面導波路プローブからハンケル交差距離において複素入射角を提供する結果として得られる場を生成する。また、様々な実施形態において、受信回路は、さらに、コイルの第１の位置において地面に結合されかつコイルの第２の位置において補償ターミナルに結合された絶縁装置に結合されたコイルの一部を備える。本願明細書に記載された様々な実施形態において、受信回路は、電気的負荷についての受信回路からの電圧を調整するように構成された電圧調整回路に誘電結合されている。
本開示の他のシステム、方法、特徴および利点は、以下の図面および詳細な説明を検討することによって当業者にとって明らかであるかまたは明らかになるであろう。そのような追加のシステム、方法、特徴および利点の全ては、本詳細な説明内に含まれ、本開示の範囲内であり、添付した特許請求の範囲によって保護されるように意図される。
さらに、記載された実施形態の全ての所望の好ましい特徴および変更は、本願明細書において教示された開示の全ての態様において使用可能である。さらにまた、従属請求項の個々の特徴、ならびに記載された実施形態の全ての所望のおよび好ましい特徴および変更は、互いに組み合わせ可能であり、また、相互交換可能である。
誘導電磁場および放射電磁場に関する、距離の関数としての場の強度を示すチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面波の伝達のために採用された２つの領域を有する伝播界面を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図２の伝播界面に関して配置された誘導表面導波路プローブを示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、一次ハンケル関数の近傍漸近線および遠方漸近線の大きさの例のプロットを示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の複素入射角を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図５Ａの電場がブルースター角で損失性導電性媒体と交差する位置に対する帯電端子の高さの影響を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３および図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３および図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図３および図７の誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｂの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線および基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図８Ｃの誘導表面導波路プローブの、等価の像平面モデルの、単一ワイヤの伝達線および基本的な伝達線のモデルの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面波を発するための、図３および７の誘導表面導波路プローブの調整の例を示すフローチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、図３および７の誘導表面導波路プローブの、ウェーブチルトの角度と位相遅れとの間の関係の例を示すプロットである。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態において、誘導表面導波モードを整合させるために、合成された電場が、ハンケル交差距離において複素ブルースター角で入射する様子を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１２の誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの、帯電端子Ｔ１の位相遅れ（ΦＵ）の虚数部分と実数部分との例のプロットを含む図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１４の誘導表面導波路プローブの概略図である。 本開示の様々な実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、図１６の誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信構造の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、受信構造の調整の例を示すフローチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る追加の受信構造の例を示す図である。 図２０Ａは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブおよび誘導表面波受信構造の様々な概略図の例である。 図２０Ｂは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブおよび誘導表面波受信構造の様々な概略図の例である。 図２０Ｃは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブおよび誘導表面波受信構造の様々な概略図の例である。 図２０Ｄは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブおよび誘導表面波受信構造の様々な概略図の例である。 図２０Ｅは、本開示の様々な実施形態にかかる誘導表面導波路プローブおよび誘導表面波受信構造の様々な概略図の例である。 図２１Ａは、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、誘導表面波送信機／受信機の例を示している。 図２１Ｂは、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、ＡＣ／ＡＣ変換器によって構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２２は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、受信回路の一部として補償ターミナルをあてにする例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２３は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２４は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、振幅変調リピータとして動作しかつ振幅変調（ＡＭ）リピータの要素に電力を供給する、例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２５は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、複数のコイルを有する例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２６Ａは、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、補償ターミナルを有しない例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２６Ｂは、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、ＡＣ／ＡＣ変換器を有しかつ補償ターミナルを有しない例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２７は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、補償ターミナルを有しない振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機を示している。 図２８は、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、誘導表面波を転送する誘導表面波送信機／受信機の例示的なシステムを示している。
初めに、以下に続く概念の説明を明確にするために、いくつかの用語を定義する。第１に、本明細書で意図するように、放射（ｒａｄｉａｔｅｄ）電磁場と誘導（ｇｕｉｄｅｄ）電磁場とを明確に区別する。
本明細書で意図するように、放射電磁場には、導波路に束縛されていない波の形式で発生源構造から発せられた電磁エネルギーが含まれている。たとえば、放射電磁場は概して、アンテナなどの電気的構造を離れ、大気または他の媒体を通って伝播し、いずれの導波路構造にも束縛されない場である。放射電磁波がアンテナなどの電気的構造を離れると、電磁波は、発生源が動作し続けているかに関わらず、その発生源とは独立して、電磁波が消散するまで伝播媒体（空気など）内を伝播し続ける。電磁波は、一旦放射されると遮断されない限り復元不可能であり、放射電磁波に固有のエネルギーは遮断されない場合に永遠に失われる。アンテナなどの電気的構造は、構造損失抵抗に対する放射抵抗の比を最大化することにより、電磁場を放射するように設計されている。放射エネルギーは空間に広がり、受信機が存在するかに関わらず、失われる。放射場のエネルギー密度は、幾何学的広がりに起因する距離の関数である。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「放射（ｒａｄｉａｔｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。
誘導電磁場は、異なる電磁的特性を有する媒体間の境界内または境界付近でそのエネルギーが凝縮された伝播電磁波である。この意味で、誘導電磁場は、導波路に束縛された電磁場であり、導波路を流れる電流によって搬送されるものとして特徴付けられてもよい。誘導電磁波において搬送されたエネルギーを受信および／または消散する負荷がない場合、誘導媒体の導電性により消散されたエネルギーを除き、エネルギーは失われない。別の言い方をすると、誘導電磁波に対して負荷がない場合、エネルギーは消費されない。したがって、誘導電磁場を生成する生成器または他の発生源は、負荷抵抗が存在しない限り、実際の力を送ることはない。このため、そのような生成器または他の発生源は基本的に、負荷が与えられるまでアイドリング状態で動作する。このことは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝達される６０ヘルツの電磁波を発生する生成器を動作させることと同質である。誘導電磁場または誘導電磁波は、「伝達線モード」と呼ばれるものに等しいことに留意されたい。このことは、放射波を発生させるために実際の電力がすべての時点で供給される放射電磁波と相違する。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギーは、エネルギー源を停止した後に、有限の長さの導波路に沿って伝播し続けることはない。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「誘導（ｇｕｉｄｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。
ここで図１を参照すると、放射電磁場と誘導電磁場との間の差異をさらに示すために、ボルト／メートルでの任意の基準を超えるデシベル（ｄＢ）での場の強度が、対数−ｄＢのプロット上のキロメートル単位での距離の関数としてグラフ１００に示されている。図１のグラフ１００は、誘導電磁場の場の強度を距離の関数として示す、誘導場の強度曲線１０３を示している。この誘導場の強度曲線１０３は基本的に、伝達線モードと同じである。図１のグラフ１００は、放射電磁場の場の強度を距離の関数として示す、放射場の強度曲線１０６も示している。
誘導波と放射の伝播にそれぞれ対応する曲線１０３と１０６との形状が重要である。放射場の強度曲線１０６は、幾何学的に減少しており（１／ｄ、ここで、ｄは距離である）、このことは、対数−対数スケール上に直線で示されている。一方、誘導場の強度曲線１０３は、ｅ−αｄ／√ｄの特徴的な指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上で特有の屈曲部１０９を示している。誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とは、点１１２で交差している。この交差は、交差距離において生じる。交差点１１２における交差距離より短い距離においては、誘導電磁場の場の強度がほとんどの位置において放射電磁場の場の強度よりも著しく大きい。交差距離よりも長い距離においては、これとは反対になる。したがって、誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とはさらに、誘導電磁場と放射電磁場との間の根本的な伝播の差異を示している。誘導電磁場と放射電磁場との間の差異の簡単な説明については、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．，Ｍｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，ｐｐ．８−９を参照し、その全体を参照により本明細書に組み込む。
上述の、放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、容易に定式化して厳密な議論に基づかせることが可能である。同一の線形偏微分方程式、即ち、波動方程式から、２つの一般解が問題に課される境界条件から解析的に導かれる。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体が、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含んでいる。
空の空間において、波動方程式は、その固有関数が、複素波数平面上で固有値の連続スペクトルを有する、微分演算子である。この横電磁場（ＴＥＭ場）は、放射場と呼ばれ、その伝播場は「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電性の境界が存在する場合、波動方程式と境界条件とを合わせると、数学的に、連続スペクトルと離散スペクトルとが合わさって構成された波数のスペクトル表現に繋がる。このため、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，「Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，ｐｐ．６６５−７３６を参照する。Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ − Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ、Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ，Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，ｐｐ．２３６−２８９，２９５−２９６のＣｈａｐｔｅｒ ６に発表されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，「Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，ｐｐ．６４−７９、ならびに、Ｒｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．，Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ，Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．，およびＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，ｐｐ．２９１−２９３をも参照されたい。これら参考文献の各々は、その全体が、参照により本明細書に組み込まれる。
「地上波」との用語と、「表面波」との用語とは、２つの明確に異なる物理的伝播現象を示す。表面波は、平面波スペクトルの離散成分を生じる特定の極から解析的に生じる。たとえば、Ｃｕｌｌｅｎ，Ａ．Ｌ．による「Ｔｈｅ Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥ （Ｂｒｉｔｉｓｈ），Ｖｏｌ．１０１，Ｐａｒｔ ＩＶ，Ａｕｇｕｓｔ １９５４，ｐｐ．２２５−２３５）を参照されたい。この文脈では、表面波は誘導表面波であると考えられている。表面波（Ｚｅｎｎｅｃｋ−Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄの誘導波の意味）は、物理的かつ数学的に、（無線放送においてよく知られる）地上波（Ｗｅｙｌ−Ｎｏｒｔｏｎ−ＦＣＣの意味）と同じものではない。これら２つの伝播メカニズムは、複素平面上における固有値スペクトルの異なるタイプ（連続または離散）の励起から生じる。誘導表面波の場の強度は、図１の曲線１０３によって示すように、距離とともに指数関数的に減衰する（これは、損失性導波路内の伝播に類似している）。また、球状に伝播し、固有値の連続値を有し、図１の曲線１０６によって示すように幾何学的に減少し、分枝切断積分に起因する、地上波の古典的なヘルツ放射とは対照的に、径方向の伝達線の伝播を示している。「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｖｅｒ Ｐｌａｎｅ Ｅａｒｔｈ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ，１９３７，ｐｐ．２１９−２２９）および「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」 （Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｒｅｃｏｒｄ，Ｖｏｌ．１５，Ｊｕｎｅ １９３７，ｐｐ．３２１−３２４）においてＣ．Ｒ．Ｂｕｒｒｏｗｓにより試験的に示されたように、垂直アンテナは、地上波を放射するが、誘導表面波は発しない。
上述のことをまとめると、第１に、分枝切断積分に対応する、波数固有値スペクトルの連続部分は、放射場を生成し、第２に、離散スペクトル、および、これに対応する積分路によって囲まれた極から生じる留数の和が、伝播方向と横断する方向において指数関数的に減衰する、非ＴＥＭの進行表面波を生成する。そのような表面波は、誘導伝達線モードである。さらなる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．，Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９５６，ｐｐ．ｐｐ．２１４，２８３−２８６，２９０，２９８−３００を参照する。
自由空間では、アンテナは、放射場である、波動方程式の連続固有値を励起し、ここでは、ＥｚおよびＨφが同相で外側に伝播するＲＦエネルギーは、永遠に失われる。一方、導波路プローブは、離散固有値を励起し、伝達線伝播を生じる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，ＦｉｅｌｄＴｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，ｐｐ．４５３，４７４−４７７を参照されたい。そのような理論上の分析により、損失性均質媒体の平面または球面にわたって、開表面誘導波を発生する可能性を示す仮説が提供されてきたが、一世紀を超える間、これを実際に達成するための構造は工学の分野において知られていない。不幸にも、１９００年代前半にこのことが明らかになってからは、上に説明した理論分析は、基本的に理論の範囲に留まり、損失性一様媒体の平面または球面にわたって開表面誘導波を生成することを実際に達成するための構造は知られていない。
本開示の様々な実施形態によれば、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合した電場を励起するように構成された様々な誘導表面導波路プローブが記載されている。そのような誘導電磁場は、大きさおよび位相が損失性導電性媒体の表面上の誘導表面波モードに、実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードは、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードとも呼ばれる。本明細書に記載の誘導表面導波路プローブによって励起された結果として得られる場が、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しているという事実により、誘導表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。一実施形態によれば、損失性導電性媒体は、地球などの陸上媒体を含んでいる。
図２を参照すると、Ｊｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋの文献のＺｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．，「Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，ｐｐ．８４６−８６６に説明されているように、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋにより示されたマクスウェル方程式に対する境界値解を検討する際の伝播界面が示されている。図２は、領域１として特定された損失性導電性媒体と、領域２として特定された絶縁体との間の界面に沿って径方向に伝播する波のための円筒座標を示している。領域１は、たとえば、任意の損失性導電性媒体を含み得る。一実施例では、そのような損失性導電性媒体は、地球または他の媒体などの陸上媒体を含み得る。領域２は、領域１と境界面を共有し、領域１とは異なる構成パラメータを有する第２の媒体である。領域２は、たとえば、大気または他の媒体などの任意の絶縁体を含み得る。そのような境界面の反射係数は、たとえば、複素ブルースター角における入射に関してのみゼロになる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，ｐ．５１６を参照されたい。
様々な実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁場を生成する様々な誘導表面導波路プローブを示す。様々な実施形態によれば、そのような電磁場は、反射がゼロになり得る、損失性導電性媒体の複素ブルースター角における波面入射を実質的に合成する。
さらなる説明のために、ｅｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０（ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標、ρは、円筒座標における径方向の寸法である）である領域２では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（１）

（２）

（３）
ｅｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０である領域１では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉じた形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（４）

（５）

（６）
これらの数式表現において、ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標であり、ρは径方向座標であり、Ｈｎ （２）（−ｊγρ）は、第２種および次数ｎの複素引数のハンケル関数であり、ｕ１は、領域１における正の垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、ｕ２は、領域２における垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、σ１は領域１の導電性であり、ωは２πｆに等しく、ここで、ｆは励起周波数であり、ε０は自由空間の誘電率であり、ε１は領域１の誘電率であり、Ａは、供給源によって課される供給源定数であり、γは表面波の径方向伝播定数である。
±ｚ方向の伝播定数は、領域１と領域２との間の界面の上と下とで、波動方程式を分離し、境界条件を課すことによって特定される。これを行うと、領域２において

（７）
が与えられ、領域１において

（８）
が与えられる。
径方向の伝播定数γは、

（９）
によって与えられる。この式は、ｎが、以下の式で与えられる複素屈折率である、複素数表現である。

（１０）
上述の方程式すべてにおいて、

（１１）
かつ

（１２）
である。ここで、εｒは、領域１の相対誘電率を含んでおり、σ１は領域１の導電性であり、ε０は自由空間の誘電率であり、μ０は自由空間の透磁性を含んでいる。したがって、発生した表面波は、界面に平行に伝播し、界面に垂直に、指数関数的に減衰する。このことは、消散として知られている。
したがって、方程式（１）〜（３）は、円筒状に対称であり、径方向に伝播する導波モードであると見なすことができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，およびＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１０−１２，２９−３３を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、様々な実施形態によれば、誘導表面導波路プローブには、電圧および／または電流が供給され、領域２と領域１との間の境界面に関して配置された、適切なサイズの帯電端子が設けられている。このことは、図３を参照することにより、よりよく理解されるであろう。図３は、損失性導電性媒体２０３によって与えられた平面に対して直角である垂直軸ｚに沿って、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）上に位置を上げて配置された帯電端子Ｔ１を含む誘導表面導波路プローブ２００ａの例を示している。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、第２の媒体２０６は領域２を形成し、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。
一実施形態によれば、損失性導電性媒体２０３は、惑星である地球などの陸上媒体を含み得る。このために、そのような陸上媒体は、自然のものであるか人工のものであるかに関わらず、その上に含まれるすべての構造または構成を含んでいる。たとえば、そのような陸上媒体は、我々の惑星を形成する、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物などの自然の要素、および他のすべての自然の要素を含み得る。さらに、そのような陸上媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、および他の人工の材料などの人工の要素を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自然に発生するか人工であるかに関わらず、地球とは別のいくつかの媒体を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、もしくは他の材料など）、または他の媒体などの、人工の表面および構造などの他の媒体を含み得る。
損失性導電性媒体２０３が陸上媒体または地球を含んでいる場合では、第２の媒体２０６は、地上の大気を含み得る。そのように、大気は、地球の大気を形成する空気および他の要素を含む「大気媒体」と呼ばれ得る。さらに、第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３に関係する他の媒体を含み得ることが可能である。
誘導表面導波路プローブ２００ａは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１に、たとえば垂直供給線導体を介して結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、電荷Ｑ１が帯電端子Ｔ１に印加されて、特定の瞬間に端子Ｔ１に印加された電圧に基づき、電場を合成する。電場（Ｅ）の入射角（θｉ）に応じて、電場を、領域１を含む損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させることが可能である。
方程式（１）〜（６）の、Ｚｅｎｎｅｃｋの閉じた形態の解を考慮することにより、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンスの境界条件を以下のように示すことができる。

（１３）

方程式（１３）は、方程式（１）〜（３）に特定された電場および磁界が、境界面に沿っての径方向表面電流密度になる場合があることを示している。ここで、径方向表面電流密度は、以下の式によって特定することができる。

（１４）
ここで、Ａは定数である。
さらに、誘導表面導波路プローブ２００（ρ＜＜λに関する）の近傍では、上の方程式（１４）が以下のような振る舞いを示すことに留意されたい。

（１５）
マイナス記号は、電源電流（Ｉ０）が、図３に示すように、垂直方向に上方に流れる場合、「近傍の（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）」接地電流が径方向内側に流れることを意味している。Ｈφの「近傍」に整合する場により、以下を導出することができる。

（１６）
ここで、方程式（１）〜（６）および（１４）において、ｑ１＝Ｃ１Ｖ１である。したがって、方程式（１４）の径方向表面電流密度は、以下のように言い換えることができる。

（１７）
方程式（１）〜（６）および（１７）によって表される場は、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有している。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，およびＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１−５を参照されたい。
ここで、方程式（１）〜（６）および（１７）に使用されたハンケル関数の性質の再検討をこれら波動方程式の解について行う。第１種および第２種、ならびに次数ｎのハンケル関数が、第１種および第２種の標準ベッセル関数の複素数結合として規定されることが分かる。

（１８）
および

（１９）
これら関数は、径方向内側に伝播する円筒状の波（Ｈｎ （１））と、径方向外側に伝播する円筒状の波（Ｈｎ （２））とをそれぞれ示している。この規定は、ｅ±ｊｘ＝ｃｏｓｘ±ｊｓｉｎｘの関係に相似している。たとえば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．，Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，ｐｐ．４６０−４６３を参照されたい。
Ｈｎ （２）（ｋρρ）が外に向かう波であることは、その独立変数を大きくした場合にＪｎ（ｘ）およびＮｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる漸近挙動から確認できる。誘導表面導波路プローブの遠方において、

（２０ａ）
となり、この式は、ｅｊωｔで乗算すると、空間的変位を１／√ρとしたｅｊ（ωｔ−ｋρ）の形式の、外側に伝播する円筒状の波である。一次解（ｎ＝１）は、方程式（２０ａ）から導びかれ、以下の式を得る。

（２０ｂ）
誘導表面導波路プローブ（ρ＜＜λに関する）の近傍では、第２種の１次ハンケル関数が以下のように振る舞う。

（２１）
これら漸近的表現は複素数であることに留意されたい。ｘが実数である場合、方程式（２０ｂ）および（２１）は、位相が、４５度、または等価的にはλ／８の、余分な位相進行または「位相の増大（ｐｈａｓｅ ｂｏｏｓｔ）」に対応する√ｊだけ異なる。第２種の一次ハンケル関数の近傍または遠方漸近線は、距離ρ＝Ｒｘにおいて大きさが等しくなるハンケル「交差点」または遷移点を有している。
したがって、ハンケル交差点を超えると、ハンケル関数の「遠方」表現が「近傍」表現を圧倒している。ハンケル交差点までの距離（すなわち、ハンケル交差距離）は、方程式（２０ｂ）および（２１）を、−ｊγρにおいて等式で結び、これをＲｘについて解くことにより得ることができる。ｘ＝σ／ωε０では、遠方および近傍のハンケル関数漸近線が周波数に依存しており、ハンケル交差点が、周波数が低下するに従い、外側に移動することを見て取ることができる。ハンケル関数の漸近線は、損失性導電性媒体の導電性（σ）が変化するのに応じても変化する場合があることにも留意されたい。たとえば、土の導電性は、天候条件の変化に応じて変化し得る。
図４を参照すると、動作周波数１８５０ｋＨｚにおける、導電性σ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍ、相対誘電率εｒ＝１５の領域１に関する、方程式（２０ｂ）および（２１）の一次ハンケル関数の大きさのプロットの例が示されている。曲線１１５は、方程式（２０ｂ）の遠方の漸近線の大きさであり、曲線１１８は、方程式（２１）の近傍の漸近線の大きさである。ハンケル交差点１２１は、Ｒｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさが等しい一方、ハンケル交差点１２１において、２つの漸近線間に位相のオフセットが存在している。ハンケル交差距離が、動作周波数の波長よりかなり小さいことも見て取ることができる。
領域２におけるＺｅｎｎｅｃｋの閉形式の解の、方程式（２）および（３）によって与えられた電場成分を考慮すると、ＥｚとＥρとの比は漸近的に、以下のようになることを見て取ることができる。

（２２）
ここで、ｎは方程式（１０）の複素屈折率であり、θｉは電場の入射角である。さらに、方程式（３）のモード整合電場の垂直成分は、漸近的に以下のようになる。

（２３）
この式は、端子の電圧における、位置を上げて配置した帯電端子の静電容量の絶縁された要素の自由電荷に線形的に比例している。すなわち、ｑｆｒｅｅ＝Ｃｆｒｅｅ×ＶＴである。
たとえば、図３の位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１の高さＨ１は、帯電端子Ｔ１の自由電荷の量に影響する。帯電端子Ｔ１が領域１の地面に近い場合、端子上の電荷Ｑ１の多くは、「拘束」されている。帯電端子Ｔ１が位置を上げて配置されているため、拘束された電荷は、帯電端子Ｔ１が、絶縁された電荷のほぼすべてが自由になる高さに達するまで低減される。
帯電端子Ｔ１のための静電容量の高さが増大することの利点は、位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１の電荷が地面からさらに除去され、自由電荷ｑｆｒｅｅの量が増大して、エネルギーを誘導表面導波モードに結合することになることである。帯電端子Ｔ１が地面から離れるように移動するにつれて、電荷の分布は、端子の表面の周りにより一様に分布されるようになる。自由電荷の量は、帯電端子Ｔ１の自己容量に関連する。
たとえば、球状端子の静電容量は、地面上の物理的高さの関数として表すことができる。完全な地面の上の物理的高さｈにおける球の静電容量は、以下により与えられる。

（２４）
ここで、球の直径は２ａであり、また、Ｍ＝ａ／２ｈであり、ｈは球状端子の高さである。端子の高さｈの増大により、帯電端子の静電容量Ｃが低減されることを見て取ることができる。直径の約４倍（４Ｄ＝８ａ）以上の高さに帯電端子Ｔ１を配置することにより、球状端子の周りで電荷の分布はほぼ一様となり、これにより、誘導表面導波モードへの結合が向上され得ることが示され得る。
十分に絶縁された端子の場合では、導電性の球の自己容量は、Ｃ＝４πε０ａによって近似することができる。ここで、ａはメートル単位での球の半径である。ディスクの自己容量は、Ｃ＝８ε０ａによって近似することができる。ここで、ａは、メートル単位でのディスクの半径である。帯電端子Ｔ１は、球、ディスク、円筒、円錐、トーラス、フード、１つまたは複数のリング、または、任意の他の無作為に選ばれた形状または形状の組合せなどの任意の形状を含むことができる。帯電端子Ｔ１の位置決めのために同等の球の直径を特定して、これを使用することができる。
このことは、図３の例を参照してさらに理解することができる。ここで、帯電端子Ｔ１は、損失性導電性媒体２０３上のｈｐ＝Ｈ１の物理的高さに配置されている。「拘束された」電荷の影響を低減するために、帯電端子Ｔ１は、帯電端子Ｔ１の球の直径（または同等の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さに配置されて、拘束された電荷の影響を低減することができる。
次に図５Ａを参照すると、図３の帯電端子Ｔ１上の高められた電荷Ｑ１によって生成された電場の光線光学的解釈が示されている。光学系のように、入射電場の反射を最小化することにより、損失性導電性媒体２０３の誘導表面導波モードに結合したエネルギーを増大および／または最大化することができる。



（２５）
ここで、θｉは、表面法線に対して測定された通常の入射角である。

入射角が以下の場合に、方程式（２５）の分子がゼロになることを見て取ることができる。

（２６）
ここで、ｘ＝σ／ωε０である。この複素入射角（θｉ、Ｂ）は、ブルースター角と呼ばれる。再び方程式（２２）を参照すると、同じ複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）の関係が、方程式（２２）と方程式（２６）との両方に存在することを見て取ることができる。
図５Ａに示されているように、電場ベクトルＥは、入射面に対して平行に偏光された、非一様入射平面波として示すことができる。電場ベクトルＥは、以下のように、個別の水平成分と垂直成分とから構成することができる。

（２７）
幾何学的に、図５Ａに示すものは、電場ベクトルＥは以下によって与えられ得ることを示唆している。

（２８ａ）
および

（２８ｂ）
このことは、場の比が以下であることを意味している。

（２９）
「ウェーブチルト」と呼ばれる、一般化されたパラメータＷは、本明細書において、以下によって与えられる、垂直電場成分に対する、水平電場成分の比として示されている。

（３０ａ）
または

（３０ｂ）
これらは、複素数であり、大きさと位相との両方を有している。領域２の電磁波に関して、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、領域１との境界面における波面の法線と、境界面の接線との間の角度に等しい。このことは、径方向の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相表面およびその法線を示す、図５Ｂからより容易に見て取ることができる。完全導体との境界面（ｚ＝０）においては、波面の法線は、境界面の接線に平行であり、Ｗ＝０となる。しかし、損失性誘電体の場合、波面の法線がｚ＝０における境界面の接線と平行ではないためにウェーブチルトＷが存在する。
方程式（３０ｂ）を誘導表面波に適用すると、以下の式が与えられる。

（３１）
複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）に等しい入射角では、方程式（２５）のフレネルの反射係数は、以下に示すようにゼロになる。

（３２）
方程式（２２）の複素数の場の比を調整することにより、反射が低減されるか除去される複素角で入射するように入射場を合成することができる。この比をｎ＝√（εｒ−ｊｘ）として確立することにより、合成された電場が複素ブルースター角で入射する結果となり、反射はゼロになる。
電気的に有効な高さの概念が、誘導表面導波路プローブ２００により複素入射角を有する電場を合成することに関してさらなる洞察を与えることができる。電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）は、ｈｐの物理的高さ（または長さ）の単極に関して、以下のように規定されている。

（３３）
この表現が、構造に沿う発生源の分布の大きさおよび位相に基づくため、有効高さ（または長さ）は、通常は複素数である。構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分が、構造の物理的高さ（ｈｐ）にわたって実施され、構造の基底（または入力）を通って上方に流れる接地電流（Ｉ０）に正規化される。構造に沿った分布電流は、以下によって示すことができる。

（３４）
ここで、β０は、構造上を伝播する電流の伝播因子である。図３の例では、ＩＣは、誘導表面導波路プローブ２００ａの垂直構造に沿った分布電流である。
たとえば、構造の底部の低損失コイル（たとえば螺旋コイル）、および、コイルと帯電端子Ｔ１との間に接続された垂直供給線導体を含む給電ネットワーク２０９を考慮する。コイル（または螺旋遅れ線）に起因する位相遅れは、θｃ＝βｐｌｃであり、ｌＣは物理的長さであり、以下は伝播因子である。

（３５）
ここで、Ｖｆは構造上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｐは、速度因子Ｖｆの結果としての伝播波長である。位相遅れは、接地（杭）電流Ｉ０に対して測定される。
さらに、垂直供給線導体の長さｌｗに沿う空間的な位相遅れは、θｙ＝βｗｌｗによって与えられ得る。ここで、βｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。いくつかの実施態様では、空間的位相遅れは、θｙ＝βｗｈｐによって近似してもよい。この理由は、誘導表面導波路プローブ２００ａの物理的高さｈｐと、垂直供給線導体の長さｌｗとの間の差が、供給周波数（λ０）において、波長よりもかなり小さいためである。結果として、コイルと垂直供給線導体とを通しての総位相遅れはΦ＝θｃ+θｙであり、物理的構造の底部からコイルの頂部へと供給される電流は以下のようになる。

（３６）
ここで、総位相遅れΦは、接地（杭）電流Ｉ０に対して測定される。結果として、誘導表面導波路プローブ２００の電気的に有効な高さは、以下によって近似され得る。

（３７）
これは、物理的高さがｈｐ＜＜λ０の場合に関する。Φの角度（または位相シフト）における単極の複素有効高さｈｅｆｆ＝ｈｐは、供給される場を誘導表面導波モードに整合させるとともに、誘導表面波が損失性導電性媒体２０３上で発せられるように、調整することができる。
図５Ａの例では、光線光学が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１において複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）で入射する入射電場（Ｅ）の複素角度三角法を示すために使用されている。方程式（２６）から想起されるのは、損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、以下によって特定されることである。

（３８）
電気的に、幾何学的パラメータは、以下により、帯電端子Ｔ１の電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）によって関連付けられる。

（３９）
ここで、ψｉ、Ｂ＝（π／２）−θｉ、Ｂは、損失性導電性媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離における電場のウェーブチルトは、電気的に有効な高さとハンケル交差距離との比として表され得る。

（４０）
物理的高さ（ｈｐ）とハンケル交差距離（Ｒｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における所望の誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）は、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。このことは、コイルの供給点における位相、そしてひいては、方程式（３７）の位相シフトを変化させることにより、複素有効高さの位相Φが、ハンケル交差点１２１における誘導表面導波モードのウェーブチルトの角度Ψに整合する（Φ＝Ψ）ように操作され得ることを示している。
図５Ａでは、直角三角形が、損失性導電性媒体表面に沿う長さＲｘの隣接する辺、および、Ｒｘにおけるハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１の中心との間に延びる光線１２４と、ハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ１との間の損失性導電性媒体表面１２７と、の間で測定された複素ブルースター角ψｉ、Ｂを有して示されている。物理的高さｈｐに位置し、適切な位相遅れΦを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒｘおよびブルースター角で損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、または実質的に無視できる反射で励起され得る。
帯電端子Ｔ１の物理的高さを、有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相シフトΦを変化させることなく低減した場合、誘導表面導波路プローブ２００からの距離が減少された位置において、ブルースター角で損失性導電性媒体２０３と交差する電場が結果として得られる。図６は、帯電端子Ｔ１の物理的高さを低減することが、電場がブルースター角において入射する距離に与える影響を図示している。高さがｈ３からｈ２を通してｈ１へと低減されるにつれて、電場がブルースター角で損失性導電性媒体（たとえば、地球）と交差する点は、帯電端子の位置に近付くように移動する。しかし、方程式（３９）が示すように、帯電端子Ｔ１の高さＨ１（図３）は、ハンケル関数の遠方成分を励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上であるものとする。帯電端子Ｔ１が有効高さ（ｈｅｆｆ）またはそれより高い位置に配置されている場合、損失性導電性媒体２０３は、図５Ａに示すように、ハンケル交差距離（Ｒｘ）１２１において、またはこの距離を超えて、入射ブルースター角（ψｉ、Ｂ＝（π／ｗ）−θｉ、Ｂ）において照射され得る。帯電端子Ｔ１上に拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、上述のように、帯電端子Ｔ１の球の直径（または同等の球の直径）の少なくとも４倍であるものとする。
誘導表面導波路プローブ２００は、損失性導電性媒体２０３の表面に複素ブルースター角で照射する波に対応するウェーブチルトを有する電場を確立するように構成することができ、それにより、Ｒｘのハンケル交差点１２１における（またはそれを越える）誘導表面波モードに実質的にモード整合させることにより、径方向表面電流を励起する。
図７を参照すると、帯電端子Ｔ１を含む誘導表面導波路プローブ２００ｂが図示されている。ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｂに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９（図３）を通して結合した、帯電端子Ｔ１のための励起源として作用する。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。いくつかの実施形態では、ＡＣ源２１２のコイル２１５への結合を向上および／または最大化するためにインピーダンス整合ネットワークを含めてもよい。
図７に示すように、誘導表面導波路プローブ２００ｂは、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された上方の帯電端子Ｔ１（たとえば、高さｈｐの球）を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ１は、自己容量ＣＴを有している。動作時には、電荷Ｑ１が、所定の時間に端子Ｔ１に印加された電圧に基づき、端子Ｔ１に印加される。
図７の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ１に結合している。いくつかの実施態様では、図７に示すように、帯電端子Ｔ１へのコイルの接続は、コイル２１５のタップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。
誘導表面導波路プローブ２００の構成および調整は、伝達周波数、損失性導電性媒体（たとえば、土の導電性σおよび相対誘電率εｒ）の条件、ならびに、帯電端子Ｔ１のサイズなどの様々な作動条件に基づいている。屈折率は、方程式（１０）および（１１）から、以下のように計算することができる。

（４１）
ここで、ｘ＝σ／ωε０であり、ω＝２πｆである。導電性σおよび相対誘電率εｒは、損失性導電性媒体２０３の試験測定を通して特定され得る。直角表面から測定される複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）も、方程式（２６）から以下のように特定され得る。

（４２）
または、図５Ａに示すように、その表面から、以下のように測定される。

（４３）
ハンケル交差距離におけるウェーブチルト（ＷＲｘ）も、方程式（４０）を使用して見出され得る。
ハンケル交差距離も、図４によって示されるように、方程式（２０ｂ）および（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。このため、電気的に有効な高さは、ハンケル交差距離および複素ブルースター角を使用して、方程式（３９）から以下のように特定され得る。

（４４）
方程式（４４）から見て取ることができるように、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）に関連付けられた大きさと、ハンケル交差距離（Ｒｘ）におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に関連付けられることになる位相遅れ（Φ）とを含んでいる。これら変数および選択された帯電端子Ｔ１の構成により、誘導表面導波路プローブ２００の構成を決定することが可能である。
帯電端子Ｔ１が物理的高さ（ｈｐ）またはそれより上に位置していると、給電ネットワーク２０９（図３）および／または、給電ネットワークを帯電端子Ｔ１に接続する垂直供給線は、帯電端子Ｔ１の電荷Ｑ１の位相（Φ）を、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に整合するように調整され得る。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ１のための十分に大きい表面を提供するように選択してよい。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。
螺旋状に巻かれたコイルの位相遅れθｃは、Ｃｏｒｕｍ，Ｋ．Ｌ．およびＪ．Ｆ．Ｃｏｒｕｍ，「ＲＦ Ｃｏｉｌｓ，Ｈｅｌｉｃａｌ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｍａｇｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｂｙ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｅｓ」，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｖｉｅｗ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００１，ｐｐ．３６−４５に論じられたように、マクスウェル方程式から特定され得る。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。Ｈ／Ｄ＞１の螺旋コイルに関して、コイルの長手軸に沿う波の伝播速度（ν）の、光速（ｃ）に対する比、すなわち「速度因子」は、以下によって与えられる。

（４５）
ここで、Ｈは螺旋構造の軸方向の長さ、Ｄはコイルの直径、Ｎはコイルの巻き数、ｓ＝Ｈ／Ｎは、コイルの隣接する巻回の間隔（または螺旋ピッチ）、λ０は自由空間の波長である。この関係に基づき、螺旋コイルの電気的長さ、または位相遅れは、以下によって与えられる。

（４６）
螺旋が渦巻き状に巻かれているか、短く太い場合、原理は同じであるが、Ｖｆおよびθｃは、試験的測定によって得ることが容易である。螺旋状の伝達線の特性（波）インピーダンスの表示も、以下のように得られる。

（４７）
構造の空間的位相遅れθｙは、垂直供給線導体２２１（図７）の進行波の位相遅れを使用して特定することができる。理想地面上の円筒状の垂直導電体の静電容量は、以下のように表すことができる。

（単位：ファラド）（４８）
ここで、ｈｗは、導電体の垂直長さ（または高さ）、ａは半径（ｍｋｓ単位）である。螺旋コイルのように、垂直供給線導体の進行波位相遅れは、以下によって与えられ得る。

（４９）
ここで、βｗは垂直供給線導体に関する伝播位相定数であり、ｈｗは垂直供給線導体の垂直長さ（または高さ）であり、Ｖｗはワイヤ上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｗは、速度因子Ｖｗの結果としての伝播波長である。一様な円筒状の導電体に関して、速度因子はＶｗは約０．９４で一定であるか、約０．９３〜約０．９８の範囲にある。支柱が一様な伝達線であると見なされる場合、その平均的特性インピーダンスは、以下によって近似される。

（５０）
ここで、一様な円筒状の導電体ではＶｗが約０．９４であり、ａは導電体の半径である。単一ワイヤの供給線の特性インピーダンスに関する、アマチュア無線の記述で採用されてきた代替的表示は、以下によって与えられ得る。

（５１）
方程式（５１）は、単一ワイヤフィーダに関するＺｗは周波数とともに変化することを暗示している。位相遅れは、静電容量および特性インピーダンスに基づいて特定され得る。
図３に示すように、帯電端子Ｔ１が損失性導電性媒体２０３上に位置していると、給電ネットワーク２０９は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、すなわちΦ＝Ψで、帯電端子Ｔ１を励起するように調整され得る。この条件が満たされると、帯電端子Ｔ１上で振動する電荷Ｑ１によって生じる電場は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って進行する誘導表面導波モードに結合される。たとえば、ブルースター角（θｉ、Ｂ）、垂直供給線導体２２１（図７）に関連付けられた位相遅れ（θｙ）、およびコイル２１５（図７）の構成が知られている場合、タップ２２４（図７）の位置は、帯電端子Ｔ１に位相Φ＝Ψで振動する電荷Ｑ１を印加するように決定および調整され得る。タップ２２４の位置は、伝わっている表面波の誘導表面導波モードへの結合を最大化するように調整してもよい。タップ２２４の位置を越える余分なコイルの長さは、静電容量の影響を低減するために除去してもよい。螺旋コイルの垂直ワイヤ長さおよび／または幾何学的パラメータも、様々な値を取るよう変化させてよい。
誘導表面導波モードへの損失性導電性媒体２０３の表面上での結合は、帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１に関連付けられた複素像平面に関する定常波共振のために、誘導表面導波路プローブ２００を同調させることにより、向上および／または最適化され得る。こうすることにより、誘導表面導波路プローブ２００の性能は、帯電端子Ｔ１上の増大したおよび／または最大の電圧（そしてひいては電荷Ｑ１）のために調整され得る。再び図３を参照すると、領域１における損失性導電性媒体２０３の影響が、鏡像論理分析を使用して試験され得る。
物理的に、完全導電性面上で位置を上げて配置した電荷Ｑ１は、完全導電性面上の自由電荷を集め、次いで、位置を上げて配置した電荷Ｑ１の下の領域で「蓄積」される。結果として得られる、完全導電性面上の「拘束された」電気の分布は、ベル形状の曲線に類似している。位置を上げて配置した電荷Ｑ１の電位と、電荷Ｑ１の下の「蓄積」された電荷が印加された電位の重ね合わせにより、完全導電性面に関してゼロ等電位面が強要される。完全導電性面の上の領域の場を示す境界値の問題の解は、鏡像電荷の古典的概念を使用して得ることができ、ここで、位置を上げて配置した電荷からの場は、完全導電性面の下の対応する「鏡像」電荷からの場と重ね合わせられる。
この分析は、誘導表面導波路プローブ２００の下に有効な鏡像電荷Ｑ１’が存在すると仮定することにより、損失性導電性媒体２０３に関して使用することもできる。有効な鏡像電荷Ｑ１’は、図３に示すように、導電像平面１３０の周りの帯電端子Ｔ１上の電荷Ｑ１と同時に生じる。しかし、完全導体の場合のように、鏡像電荷Ｑ１’は単に、いくつかの実際の深さで、帯電端子Ｔ１上の一次供給源の電荷Ｑ１に対して１８０度位相がずれて位置しているわけではない。むしろ、損失性導電性媒体２０３（たとえば、陸上媒体）は、位相がシフトした像を与えている。すなわち、鏡像電荷Ｑ１’は、損失性導電性媒体２０３の表面（または物理的境界）の下の複素深さにある。複素像深さの議論に関し、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．，「Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，ｐｐ．２７−２９を参照する。この文献は、参照により、その全体が本明細書に組み込まれる。
電荷Ｑ１の物理的高さ（Ｈ１）に等しい深さにある鏡像電荷Ｑ１’の代わりに、導電性の像基底面１３０（完全導体を示している）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに位置しており、鏡像電荷Ｑ１’は、複素深さに表れ（すなわち、「深さ」は大きさと位相との両方を有している）、−Ｄ１＝−（ｄ／２+ｄ／２+Ｈ１）≠Ｈ１によって与えられる。地球上で垂直に偏光された供給源は、以下のようになる。

（５２）
ここで、方程式（１２）に示すように、

（５３）
および

（５４）
である。鏡像電荷の複素変位により、外部の場が、界面が誘電体か完全導体のいずれかである場合には直面しなかった追加の位相シフトを経ることになることを示している。損失性導電性媒体では、波面の法線が、領域１と領域２との間の境界面においてではなく、ｚ＝−ｄ／２において導電性の像基底面１３０の接線に平行である。
損失性導電性媒体２０３が、物理的境界１３６を有する、有限導電性の地球１３３である図８Ａに示すケースを考慮する。有限導電性の地球１３３は、物理的境界１３６の下の複素深さｚ１に位置する、図８Ｂに示す完全導電性の像基底面１３９によって置き換えてもよい。この等価表現は、物理的境界１３６において界面内を見下ろす場合に、同じインピーダンスを示している。図８Ｂの等価表現は、図８Ｃに示すように、等価伝達線としてモデル化することができる。等価構造の断面は、（ｚ方向の）端部に負荷のある伝達線として示されており、完全導電性の像平面のインピーダンスは短絡している（ｚＳ＝０）。深さｚ１は、地球において見下ろすＴＥＭ波のインピーダンスを、図８Ｃの伝達線を見る像基底面インピーダンスｚｉｎと等しくすることにより特定することができる。
図８Ａの場合、上方領域（空気）１４２の伝播定数および波固有のインピーダンスは以下のようになる。

（５５）
および

（５６）
損失性の地球１３３では、伝播定数および波固有のインピーダンスは以下のようになる。

（５７）
および

（５８）
直角方向の入射に関して、図８Ｂの等価表現は、特性インピーダンスが空気の特性インピーダンス（ｚ０）であり、伝播定数がγ０であり、長さがｚ１である、ＴＥＭ伝達線と同等である。そのように、図８Ｃの短絡した伝達線に関する界面に見られる像基底面のインピーダンスＺｉｎは、以下によって与えられる。

（５９）
図８Ｃの等価のモデルに関連付けられた像基底面のインピーダンスＺｉｎを、図８Ａの直角の入射波のインピーダンスに等しくし、ｚ１について解くことにより、短絡（完全導電性の像基底面１３９）への距離が以下のように与えられる。

（６０）
ここで、逆双曲線正接に関する級数展開の第１項のみが、この近似に関して考慮される。空気の領域１４２において、伝播定数がγ０＝ｊβ０であるため、Ｚｉｎ＝ｊＺ０ｔａｎβ０ｚ１となる（これは、ｚ１が実数である場合に、純虚数量である）が、σ≠０である場合、ｚｅは複素数値であることに留意されたい。したがって、ｚ１が複素距離である場合のみ、Ｚｉｎ＝Ｚeである。
図８Ｂの等価表現が完全導電性の像基底面１３９を含み、地球の表面（物理的境界１３６）にある電荷または電流に関する像の深さが、像基底面１３９の他方側において距離ｚ１に等しく、または、地球の表面下では、ｄ＝２×ｚ１である（ｚ＝０の位置にある）。したがって、完全導電性の像基底面１３９への距離は、以下によって近似され得る。

（６１）
さらに、「鏡像電荷」は、実際の電荷と「等しくかつ反対」であり、このため、深さｚ１＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面１３９の電位はゼロになる。
図３に示すように、地球の表面から距離Ｈ１だけ上に電荷Ｑ１の位置を上げた場合、鏡像電荷Ｑ１’は、表面下のＤ１＝ｄ+Ｈ１の複素距離にあるか、像基底面１３０の下の複素距離ｄ／２+Ｈ１にある。図７の誘導表面導波路プローブ２００ｂは、図８Ｂの完全導電性の像基底面１３９に基づく等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルとしてモデル化することができる。図９Ａは、等価の単一ワイヤ伝達線像平面モデルの例を示している。図９Ｂは、図８Ｃの短絡した伝達線を含む、等価の古典的な伝達線モデルの例を示している。
図９Ａおよび９Ｂに示された等価の像平面モデルでは、Φ＝θｙ+θｃは、地球１３３（または損失性導電性媒体２０３）を規準とした誘導表面導波路プローブ２００の、進行波の位相遅れである。θｃ＝βｐＨは、角度で表される、物理長さＨの、（図７の）コイル２１５の電気的長さである。θｙ＝βｗｈｗは、角度で表される、物理長さｈｗの、（図７の）垂直供給線導体２２１の電気的長さである。θｄ＝β０ｄ／２は、像基底面１３９と、地球（１３３または損失性導電性媒体２０３）の物理的境界１３６との間の位相シフトである。図９Ａおよび９Ｂの例では、Ｚｗは、オームで表される位置を上げて配置した垂直供給線導体２２１の特性インピーダンスであり、Ｚｃは、オームで表されるコイル２１５の特性インピーダンスであり、ｚ０は、自由空間の特性インピーダンスである。


（６２）
ここで、ＣＴは、帯電端子Ｔ１の自己容量であり、垂直供給線導体２２１（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（６３）
コイル２１５（図７）を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（６４）


（６５）
ここで、Ｚｓ＝０である。

したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。進行波の位相遅れΦを媒体のウェーブチルトの角度Ψに等しくなるように維持し、それによりΦ＝Ψとしつつ、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬを調整する。このことが、損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の表面に沿う、プローブの電場の、誘導表面導波モードへの結合を向上および／または最大化することにより、図９Ａおよび９Ｂの等価の像平面モデルが、像基底面１３９に関して共振するように同調され得る。この方式で、等価の複素像平面のモデルのインピーダンスは純粋に抵抗性であり、これにより、電圧および、端子Ｔ１上で位置を上げて配置した電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせられた定常波が維持される。また、方程式（１）〜（３）および（１６）により、伝播する表面波が最大化される。
ハンケル解から、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、外側に伝播する進行波であることが導かれる。帯電端子Ｔ１と、誘導表面導波路プローブ２００の接地杭２１８（図３および７）との間の給電ネットワーク２０９に沿う供給源の分布は、実際に、構造上の進行波と定常波の重ね合わせで構成されている。帯電端子Ｔ１が物理的高さｈｐまたはその上に位置していると、給電ネットワーク２０９を通って移動する進行波の位相遅れは、損失性導電性媒体２０３に関連付けられたウェーブチルトの角度に整合している。このモード整合により、進行波が損失性導電性媒体２０３に沿って発せられることを可能にしている。位相遅れが進行波に関して確立されると、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスＺＬが、プローブ構造を、−ｄ／２の複素深さにある像基底面（図３の１３０または図８の１３９）に対して定常波共振するように調整される。その場合、像基底面から見られるインピーダンスは、リアクタンスがゼロであり、帯電端子Ｔ１の電荷が最大化される。
進行波現象と定常波現象との間の差異は、（１）長さｄの伝達線（「遅れ線」と呼ばれる場合がある）の部分の進行波の位相遅れ（θ＝βｄ）が、伝播時間の遅れに起因していることと、一方、（２）定常波（前方または後方に伝播する波で構成されている）の位置に応じた位相が、線の長さの伝播時間の遅れと、異なる特性インピーダンスの線部分間の界面におけるインピーダンスの遷移との両方に基づくことと、である。正弦波の定常状態で動作する伝達線の部分の物理的長さに起因して生じる位相遅れに加え、ｚｏａ／ｚｏｂの比に起因する、インピーダンスの不連続性における追加の反射係数の位相が存在する。ここで、ｚｏａおよびｚｏｂは、たとえば特性インピーダンスｚｏａ＝ｚｃの螺旋コイル部分（図９Ｂ）と、特性インピーダンスｚｏｂ＝ｚｗの垂直供給線導体の直線部分（図９Ｂ）などの、伝達線の２つの部分の特性インピーダンスである。
この現象の結果として、大きく異なる特性インピーダンスを有する比較的短い２つの伝達線部分が、かなり大きい位相シフトを提供するために使用され得る。たとえば、１つが低インピーダンスで、１つが高インピーダンスであり、あわせて、いわゆる０．０５λの物理的長さになる、伝達線の２つの部分で構成されたプローブ構造が、０．２５λの共振と等価である９０度の位相シフトを提供するように形成され得る。このことは、特性インピーダンスの大きい飛躍に起因する。この方法で、物理的に短いプローブ構造は、合わせられた２つの物理的長さより電気的に長くなり得る。このことは、図９Ａおよび９Ｂに示されており、インピーダンスの比の不連続性により、位相の大きい飛躍が与えられている。インピーダンスの不連続性により、各部分が結合している場所において実質的な位相シフトが提供される。
図１０を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００（図３および７）を調整して、損失性導電性媒体２０３（図３）の面に沿う誘導表面進行波を発する、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１５０が示されている。最初に、１５３において、誘導表面導波路プローブ２００の帯電端子Ｔ１が損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。損失性導電性媒体２０３の特性と、誘導表面導波路プローブ２００の動作周波数を利用して、ハンケル交差距離も、図４に示すように、方程式（２０ｂ）および（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。複素屈折率（ｎ）は、方程式（４１）を使用して特定することができ、また、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）は次いで、方程式（４２）から特定することができる。帯電端子Ｔ１の物理的高さ（ｈｐ）は次いで、方程式（４４）から特定され得る。帯電端子Ｔ１は、ハンケル関数の遠方の要素を励起するために、物理的高さ（ｈｐ）以上にあるものとする。この高さの関係は、表面波を発する際に最初に考慮される。帯電端子Ｔ１上の拘束された電荷を低減するか最小化するために、高さは、帯電端子Ｔ１の球の直径（または同等の球の直径）の少なくとも４倍の物理的高さであるものとする。
１５６では、帯電端子Ｔ１上の位置を上げて配置した電荷Ｑ１の電気的位相遅れΦが複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θＣ）および／または垂直供給線導体の位相遅れ（θｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。方程式（３１）に基づき、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、以下から特定され得る。

（６６）
電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。この角度（または位相）の関係は次に、表面波を発する際に考慮される。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙは、コイル２１５の幾何学的パラメータ（図７）および／または垂直供給線導体２２１（図７）の長さ（または高さ）を変化させることにより調整することができる。Φ＝Ψに整合させることにより、電場が、表面の導波モードを励起するとともに損失性導電性媒体２０３に沿って進行波を発するために、境界面における複素ブルースター角でハンケル交差距離（Ｒｘ）またはそれを越える位置で確立され得る。
次に１５９において、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルを共振させるように同調する。図９Ａおよび９Ｂの導電性の像基底面１３９（または図３の１３０）の深さ（ｄ／２）は、方程式（５２）、（５３）、および（５４）、ならびに、測定され得る損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その深さを使用して、像基底面１３９と、損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝β０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｎ）は、次いで、方程式（６５）を使用して特定され得る。この共振関係は、発せられた表面波を最大化するように考慮され得る。
コイル２１５の調整されたパラメータおよび垂直供給線導体２２１の長さに基づき、速度因子、位相遅れ、ならびに、コイル２１５のインピーダンスおよび垂直供給線導体２２１が、方程式（４５）〜（５１）を使用して特定され得る。さらに、帯電端子Ｔ１の自己容量（ＣＴ）は、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。コイル２１５の伝播因子（βｐ）は、方程式（３５）を使用して特定され得、垂直供給線導体２２１のための伝播位相定数（βｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイル２１５および垂直供給線導体２２１の自己容量および特定された値を使用して、コイル２１５を「見上げる」ように見られる誘導表面導波路プローブ２００のインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、方程式（６２）、（６３）、および（６４）を使用して特定され得る。
誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルは、Ｚｂａｓｅの共振要素Ｘｂａｓｅが、Ｚｉｎの共振要素Ｘｉｎをキャンセルする、すなわち、Ｘｂａｓｅ+Ｘｉｎ＝０であるように、負荷インピーダンスＺＬを調整することにより、共振するように同調し得る。したがって、誘導表面導波路プローブ２００内を「見上げる」物理的境界１３６におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＬは、帯電端子Ｔ１の電気的位相遅れΦ＝θＣ+θｙを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量（ＣＴ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９（または１３０）に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺＬを同調させるために反復法を用いてもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。
このことは、複数の例の場合を説明することによってよりよく理解されるであろう。帯電端子Ｔ１が頂部にある、物理的高さｈｐの、頂部に負荷された垂直スタッドを備えた誘導表面導波路プローブ２００を考慮する。ここで、帯電端子Ｔ１は、螺旋コイルおよび垂直供給線導体を通して、１．８５ＭＨｚの動作周波数（ｆ０）で励起される。１６フィートの高さ（Ｈ１）、ならびに、εｒ＝１５の相対誘電率およびσ１＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電性を有する損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）により、いくつかの表面波伝播パラメータが、ｆ０＝１．８５０ＭＨｚに関して計算され得る。これら条件下で、ハンケル交差距離が、物理的高さｈｐ＝５．５フィートにおいてＲｘ＝５４．５フィートであることが分かる。このことは、帯電端子Ｔ１の実際の高さより十分に下にある。Ｈ１＝５．５フィートの帯電端子の高さが使用されてきたが、より高いプローブ構造が拘束静電容量を低減し、帯電端子Ｔ１の自由電荷のより高いパーセンテージを許容し、より高い場の強度および、進行波の励起を提供してきた。
波長は以下のように特定され得る。

（６７）
ここで、ｃは光速である。複素屈折率は、方程式（４１）から、以下のようになる。

（６８）
ここで、ｘ＝σ１／ωε０は、ω＝２πｆ０である。また、複素ブルースター角は、方程式（４２）から、以下のようになる。

（６９）
方程式（６６）を使用すると、ウェーブチルトの値は、以下のように特定され得る。

（７０）
したがって、螺旋コイルは、Φ＝Ψ＝４０．６１４°に整合するように調整され得る。
垂直供給線導体の速度因子（直径０．２７インチの一様な円筒状の導電体として近似される）は、Ｖｗ＝約０．９３として与えられる。ｈｐ＜＜λ０であるため、垂直供給線導体に関する伝播位相定数は、以下のように近似され得る。

（７１）
方程式（４９）から、垂直供給線導体の位相遅れは、以下のようになる。

（７２）
螺旋コイルの位相遅れをθｃ＝２８．９７４°＝４０．６１４°−１１．６４０°となるように調整することにより、ΦはΨと等しくなって、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を説明するために、図１１は、周波数領域上のΦとΨとの両方のプロットを示している。ΦとΨとの両方が周波数依存であるため、ΦとΨとのそれぞれの曲線が、約１．８５ＭＨｚにおいて相互に交差していることを見て取ることができる。
０．０８８１インチの導電体直径、３０インチのコイルの直径（Ｄ）、および、４インチの巻回間の間隔（ｓ）の螺旋コイルに関して、コイルに関する速度因子は、方程式（４５）を使用して以下のように特定され得る。

（７３）
伝播因子は、方程式（３５）から、以下のようになる。

（７４）
θｃ＝２８．９７４°とすると、螺旋形状（Ｈ）の軸方向の長さは、方程式（４６）を使用して、以下のように特定され得る。

（７５）
この高さにより、垂直供給線導体が接続された螺旋コイル上の位置が特定され、結果として８．８１８巻（Ｎ＝Ｈ／ｓ）のコイルを得る。
コイルおよび垂直供給線導体の進行波位相遅れが、ウェーブチルトの角度に整合するように調整されていることで（Φ＝θｃ+θｙ＝Ψ）、帯電端子Ｔ１の負荷インピーダンス（ＺＬ）は、誘導表面波プローブ２００の等価の像平面モデルの定常波共振に関して調整され得る。測定された地球の誘電率、導電性、および透磁性から、径方向伝播定数が、方程式（５７）を使用して特定され得る。

（７６）
また、導電性の像基底面の複素深さは、方程式（５２）から以下のように近似され得る。

（７７）
導電性の像基底面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下によって与えられる。

（７８）
方程式（６５）を使用して、損失性導電性媒体２０３（すなわち、地球）を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下のように特定され得る。

（７９）
損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘｉｎ）を、誘導表面波プローブ２００を「見上げる」ように見られる無効分（Ｘｂａｓｅ）と整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。このことは、コイルおよび垂直供給線導体の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、達成され得る。たとえば、帯電端子静電容量（ＣＴ）を６１．８１２６ｐＦに調整することにより、方程式（６２）からの負荷インピーダンスは以下のようになる。

（８０）
また、境界における無効分は整合される。
方程式（５１）を使用して、垂直供給線導体（０．２７インチの直径（２ａ）を有する）のインピーダンスは、以下のように与えられる。

（８１）
また、垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６３）によって以下のように与えられる。

（８２）
方程式（４７）を使用して、螺旋コイルの特性インピーダンスは、以下のように与えられる。

（８３）
また、コイル基からそれを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、方程式（６４）によって以下のように与えられる。

（８４）
方程式（７９）の解と比べると、無効分が、逆であるとともにほぼ等しく、したがって、相互に共役であることを見て取ることができる。したがって、完全導電性の像基底面からの、図９Ａおよび９Ｂの等価の像平面モデルを「見上げる」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｐ）は、もっぱら抵抗性であるか、Ｚｉｐ＝Ｒ+ｊ０である。
誘導表面導波路プローブ２００（図３）によって提供される電場が、給電ネットワークの進行波位相遅れをウェーブチルトの角度に整合させることによって確立され、また、プローブ構造が複素深さｚ＝−ｄ／２において完全導電性の像基底面に対して共振された場合、場は、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しており、誘導表面進行波は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。図１に示すように、誘導電磁場の誘導場の強度曲線１０３は、ｅ−αｄ／√ｄの特徴的指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上に特有の屈曲部１０９を示している
まとめると、解析的かつ試験的に、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の進行波成分が、その上方の端子において、表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を有している（Φ＝Ψ）。この条件下では、表面導波路は、「モード整合した」と見なすことができる。さらに、誘導表面導波路プローブ２００の構造上の共振定常波の要素は、帯電端子Ｔ１におけるＶＭＡＸと、下の像平面１３９（図８Ｂ）におけるＶＭＩＮを有している。ここで、損失性導電性媒体２０３（図８Ｂ）の物理的境界１３６における接続部においてではなく、ｚ＝−ｄ／２の複素深さにおいて、Ｚｉｐ＝Ｒｉｐ+ｊ０である。最後に、帯電端子Ｔ１は、複素ブルースター角における損失性導電性媒体２０３上への電磁波の入射が、ある距離においてそれほど離れていない（≧Ｒｘ）ように、図３の十分な高さＨ１（ｈ≧Ｒｘｔａｎψｉ、Ｂ）を有している。ここでは、１／√ｒの項が優勢である。受信回路は、無線伝達および／または電力搬送システムを促進するために、１つまたは複数の誘導表面導波路プローブとともに利用され得る。
再び図３を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作が、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するように制御することができる。たとえば、適合されたプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９および／または帯電端子Ｔ１を制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σおよび相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、および／または誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（３１）、（４１）、および（４２）から見られるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）、およびウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性および誘電率の変化によって影響され得る。
たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ・メータ、フィールドメータ、電流モニタ、および／または負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報を、適応したプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、１つまたは複数の調整を誘導表面導波路プローブ２００に対して行うことができる。たとえば、湿度および温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒｘ、またはその上の導電性および／または誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。
導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、特定の周期で導電性および／または誘電率を評価し、プローブ制御システム２３０に情報を通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な有線もしくは無線通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。監視された導電性および／または誘電率に基づき、プローブ制御システム２３０は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）、および／またはウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）の変化を評価するとともに、ウェーブチルトの角度（Ψ）に等しい給電ネットワーク２０９の位相遅れ（Φ）を維持し、かつ／または、誘導表面導波路プローブ２００の等価の像平面モデルの共振を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００を調整してもよい。このことは、たとえば、θｙ、θｃ、および／またはＣＴを調整することによって達成され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面波の電気的な発信効率を最大またはその近傍に維持するために、帯電端子Ｔ１の自己容量、および／または帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ（θｙ、θｃ）を調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ１の自己容量は、端子のサイズを変化させることによって変化し得る。電荷の分布も、帯電端子Ｔ１のサイズを増大させることによって向上され得る。このことは、帯電端子Ｔ１からの放電の可能性を低減し得る。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１は、負荷インピーダンスＺＬを変化させるように調整され得る可変インダクタンスを含み得る。帯電端子Ｔ１に印加される位相は、発信効率を最大化するために、コイル２１５上のタップの位置（図７）を変化させること、および／または、コイル２１５に沿う予め規定された複数のタップを含み、予め規定された様々なタップ位置間で切り換えることにより、調整され得る。
場または場の強度（ＦＳ）メータも、誘導表面波に関連付けられた場の、場の強度を測定するために、誘導表面導波路プローブ２００周りに配置することができる。場またはＦＳメータは、場の強度および／または場強度の変化（たとえば、電場の強度）を探知し、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム２３０に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。動作中に負荷および／または環境条件が変わるか変化するにつれて、誘導表面導波路プローブ２００は、受信機への適切な電力伝達および受信機によって供給される負荷を確実にするために、ＦＳメータの位置における特定の場の強度（ｓ）を維持するように調整することができる。
たとえば、帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ（Φ＝θｙ+θｃ）は、ウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。一方または両方の位相遅れを調整することにより、誘導表面導波路プローブ２００は、複素ブルースター角に対応するウェーブチルトを確実にするように調整され得る。このことは、帯電端子Ｔ１に供給される位相遅れを変化させるために、コイル２１５上のタップ位置（図７）を調整することによって達成され得る。帯電端子Ｔ１に供給される電圧レベルも、電場強度を調整するために増減され得る。このことは、励起源２１２の出力電圧を調整すること、または、給電ネットワーク２０９を調整もしくは再構成することにより、達成することができる。たとえば、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置（図７）は、帯電端子Ｔ１に見られる電圧を増大させるように調整され得る。場の強度レベルを予め規定された範囲内に維持することにより、受信機による結合が向上し、接地電流の損失を低減し、また、他の誘導表面導波路プローブ２００からの伝達との干渉を避けることができる。
プローブ制御システム２３０は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、またはそれらの組合せによって実施され得る。たとえば、プローブ制御システム２３０は、プロセッサおよびメモリを含む処理回路を含み得る。プロセッサとメモリとの両方は、たとえば、当業者に理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを伴うデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができる。プローブの制御アプリケーションは、監視されている条件に基づいて誘導表面導波路プローブ２００の動作を調整するために、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム２３０も、様々なモニタリングデバイスと通信するための１つまたは複数のネットワークインターフェースを含み得る。通信は、限定ではないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通し得る。プローブ制御システム２３０は、たとえば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、または同様の能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えていてもよい。
再び図５Ａの例を参照すると、複素角度三角法が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における複素ブルースター角（θｉ、Ｂ）の帯電端子Ｔ１の入射電場（Ｅ）の光線光学的解釈に関して示されている。損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、方程式（３８）によって特定されることを思い出してもらいたい。電気的に、幾何学的パラメータは、方程式（３９）により、帯電端子Ｔ１の電気的に有効な高さ（ｈｅｆｆ）によって関連付けられる。物理的高さ（ｈｐ）とハンケル交差距離（Ｒｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離における所望の誘導表面のウェーブチルト（ＷＲｘ）の角度は、複素有効高さ（ｈｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。物理的高さｈｐに位置し、適切な位相Φを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒｘおよびブルースター角における損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、または実質的に無視できる反射で励起され得る。
しかし、方程式（３９）は、誘導表面導波路プローブ２００の物理的高さが比較的小さくなり得ることを意味している。このことは、誘導表面導波モードを励起する一方、自由電荷がほとんどなく、拘束された電荷が過度に大きくなる結果となり得る。これに対して補償するために、帯電端子Ｔ１は、自由電荷の量を増大させるために、適切な高さに上げられてもよい。１つの例示的経験則のように、帯電端子Ｔ１は、帯電端子Ｔ１の有効直径の約４〜５倍（またはそれより大）の高さに位置され得る。図６は、図５Ａに示した物理的高さ（ｈｐ）の上の、帯電端子Ｔ１を上昇させることの効果を示している。高さを上げることにより、ウェーブチルトが損失性導電性媒体に入射する距離を、ハンケル交差点１２１（図５Ａ）を越えるよう移動させる。誘導表面導波モードにおける結合を向上させるため、そしてひいては、誘導表面波の発信効率をより大きくするために、下方の補償端子Ｔ２が、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトがブルースター角となるように、帯電端子Ｔ１の総有効高さ（ｈＴＥ）を調整するために使用され得る。
図１２を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対して直角である垂直軸ｚに沿って位置を上げて配置した帯電端子Ｔ１および下方の補償端子Ｔ２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｃの例が示されている。これに関して、帯電端子Ｔ１は、補償端子Ｔ２の直上に配置されているが、２つ以上の帯電端子および／または補償端子ＴＮのいくつかの他の構成を使用することが可能である。誘導表面導波路プローブ２００ｃは、本開示の一実施形態に従って、損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。損失性導電性媒体２０３は領域１を形成しており、領域２を形成する第２の媒体２０６が境界面を損失性導電性媒体２０３と共有している。
誘導表面導波路プローブ２００ｃは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１および補償端子Ｔ２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、特定の瞬間に端子Ｔ１と端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、それぞれの帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに印加され得る。Ｉ１は、端子リードを介して帯電端子Ｔ１に電荷Ｑ１を供給する伝導電流であり、Ｉ２は、端子リードを介して補償端子Ｔ２に電荷Ｑ２を供給する伝導電流である。
図１２の実施形態によれば、帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１において損失性導電性媒体２０３上に位置しており、補償端子Ｔ２は、物理的高さＨ２において、垂直軸ｚに沿ってＴ１の直下に位置している。ここで、Ｈ２はＨ１よりも小である。伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２として計算することができる。帯電端子Ｔ１は、絶縁された（または自己）静電容量Ｃ１を有し、補償端子Ｔ２は、絶縁された（または自己）静電容量Ｃ２を有する。相互静電容量ＣＭも、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に、その間の距離に応じて存在し得る。動作時には、電荷Ｑ１とＱ２とが、ある瞬間において帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とに印加された電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とにそれぞれ印加される。
次に図１３を参照すると、図１２の帯電端子Ｔ１および補償端子Ｔ２上の位置を上げて配置した電荷Ｑ１によって与えられた効果の光線光学的解釈が示されている。線１６３で示されるように、ハンケル交差点１２１よりも大である距離において光線が損失性導電性媒体とブルースター角で交差する高さに帯電端子Ｔ１が上げられると、補償端子Ｔ２は、増大した高さを補償することにより、ｈＴＥを調整するために使用され得る。補償端子Ｔ２の効果は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトが、線１６６によって示されているようなブルースター角であるように、誘導表面導波路プローブの電気的に有効な高さを低減する（または、損失性媒体界面を効果的に上昇させる）ことである。
総有効高さは、以下のように、帯電端子Ｔ１に関連付けられた上方有効高さ（ｈＵＥ）と、補償端子Ｔ２に関連付けられた下方有効高さ（ｈＬＥ）との重ね合わせとして記載され得る。

（８５）
ここで、ΦＵは、上方の帯電端子Ｔ１に印加される位相遅れ、ΦＬは、下方の補償端子Ｔ２に印加される位相遅れ、β＝２π／λｐは、方程式（３５）からの伝播因子、ｈｐは、帯電端子Ｔ１の物理的高さ、ｈｄは、補償端子Ｔ２の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それら長さは、以下に示すように、帯電端子のリード長さｚを帯電端子Ｔ１の物理的高さｈｐに加えるとともに、補償端子のリード長さｙを補償端子Ｔ２の物理的高さｈｄに加えることで対処され得る。

（８６）
下方の有効高さは、総有効高さ（ｈＴＥ）を図５Ａの複素有効高さ（ｈｅｆｆ）と等しくなるように調整するために使用され得る。
方程式（８５）または（８６）は、ハンケル交差距離における所望のウェーブチルトを得るために、下方の補償端子Ｔ２のディスクの物理的高さ、および、端子に供給する位相角度を特定するのに使用され得る。たとえば、方程式（８６）は、以下を与えるように、補償端子の高さ（ｈｄ）の関数として帯電端子Ｔ１に印加される位相シフトとして書き直すことができる。

（８７）
補償端子Ｔ２の位置決めを特定するために、上述の関係が利用され得る。第１に、総有効高さ（ｈＴＥ）は、方程式（８６）に示したように、上方の帯電端子Ｔ１の複素有効高さ（ｈＵＥ）と、下方の補償端子Ｔ２の複素有効高さ（ｈＬＥ）との重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下のように表され得る。

（８８）
このことは、ウェーブチルトＷの規定に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒｘの場合、ｈＴＥは、ハンケル交差点１２１において、入射光のウェーブチルトを複素ブルースター角に整合させるように調整され得る。このことは、たとえばｈｐ、ΦＵ、およびｈｄを調整することによって達成され得る。
これらの概念は、誘導表面導波路プローブの例をとって議論する場合に、よりよく理解されるであろう。図１４を参照すると、損失性導電性媒体２０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ１（たとえば、高さｈＴにおける球）と、下方の補償端子Ｔ２（たとえば、高さｈｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブ２００ｄの例が図示されている。動作時には、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、特定の瞬間に端子Ｔ１と端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とにそれぞれ印加される。
ＡＣ源２１２は、誘導表面導波路プローブ２００ｄに、たとえば螺旋コイルなどのコイル２１５を備えた給電ネットワーク２０９を通して結合した、帯電端子Ｔ１のための励起源として作用する。ＡＣ源２１２は、図１４に示すように、コイル２１５の下方部分を越えてタップ２２７を通して接続され得るか、一次コイルによってコイル２１５に誘導的に結合され得る。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合され得、第２の端部において帯電端子Ｔ１に結合され得る。いくつかの実施態様では、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。補償端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面または地球）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置され、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブの基における電流の大きさ（Ｉ０）の表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさ（Ｉ０）の表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。
図１４の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に結合し、第２の端部において垂直供給線導体２２１を介して帯電端子Ｔ１に結合している。いくつかの実施態様では、図１４に示すように、帯電端子Ｔ１への接続は、コイル２１５の第２の端部において、タップ２２４を使用して調整され得る。コイル２１５は、コイル２１５の下方部分において、タップ２２７を通してＡＣ源２１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを通してコイル２１５に誘導的に結合され得る。補償端子Ｔ２は、コイル２１５に結合したタップ２３３を通して給電される。コイル２１５と接地杭２１８との間に位置する電流計２３６は、誘導表面導波路プローブ２００ｄの基における電流の大きさの表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさの表示を得るために、電流固定が、接地杭２１８に結合した導電体周りで使用することができる。補償端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地面）上に、損失性導電性媒体２０３とほぼ水平に配置されている。
図１４の例では、帯電端子Ｔ１との接続部は、コイル２１５上の、補償端子Ｔ２のためのタップ２３３の接続ポイントの上に位置している。そのような調整により、増大した電圧（そしてひいては、より高い電荷Ｑ１）を上方の帯電端子Ｔ１に印加することが可能である。他の実施形態では、帯電端子Ｔ１の接続点と補償端子Ｔ２の接続点とが逆になり得る。誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈＴＥ）を、ハンケル交差距離Ｒｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように調整することが可能である。ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）の大きさを−ｊγρに関して等しくし、図４によって示されるように、Ｒｘに関して解くことによって見出され得る。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂおよびψｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈｅｆｆ＝ｈｐeｊΦ）は、上の方程式（４１）〜（４４）に関して記載したように特定され得る。
選択された帯電端子Ｔ１の構成では、球の直径（または有効な球の直径）が特定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ１が球として構成されていない場合、端子の構成は、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ１のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ１上の拘束された電荷の量を低減するために、誘導表面波を発するための帯電端子Ｔ１に自由電荷を提供する所望の高さは、損失性導電性媒体（たとえば、地球）上の、有効な球の直径の少なくとも４〜５倍であるものとする。補償端子Ｔ２は、Ｒｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように、誘導表面導波路プローブ２００ｄの総有効高さ（ｈＴＥ）を調整するために使用され得る。補償端子Ｔ２は、ｈｄ＝ｈＴ−ｈｐで帯電端子Ｔ１の下に配置され得る。ここで、ｈＴは、帯電端子Ｔ１の総物理的高さである。補償端子Ｔ２の位置が固定され、位相遅れΦＵが上方の帯電端子Ｔ１に印加されると、下方の補償端子Ｔ２に印加される位相遅れΦＬが、以下のように、方程式（８６）の関係を使用して特定され得る。

（８９）
代替的実施形態では、補償端子Ｔ２は、高さｈｄに配置され得る。ここで、Ｉｍ｛ΦＬ｝＝０である。このことは、ΦＵの実数部分と虚数部分とのそれぞれのプロット１７２とプロット１７５とを示す図１５Ａに図示されている。補償端子Ｔ２は、プロット１７２に図示するように、高さｈｄに配置されている。ここで、Ｉｍ｛ΦＵ｝＝０である。この固定された高さでは、コイルの位相ΦＵは、プロット１７５に図示するように、Ｒｅ｛ΦＵ｝から特定され得る。
ＡＣ源２１２がコイル２１５（たとえば、結合を最大化する５０Ωのポイント）に結合していると、タップ２３３の位置は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、補償端子Ｔ２の並列共振のために調整され得る。図１５Ｂは、図１４の概略的な電気接続図の概略図を示している。図中、Ｖ１は、ＡＣ源２１２からタップ２２７を通してコイル２１５の下方部分に印加される電圧、Ｖ２は、上方の帯電端子Ｔ１に供給される、タップ２２４における電圧、Ｖ３は、タップ２３３を通して下方の補償端子Ｔ２に印加される電圧である。抵抗Ｒｐと抵抗Ｒｄとは、帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とのそれぞれの帰地抵抗を示している。帯電端子Ｔ１および補償端子Ｔ２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、または、静電容量の構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ１および補償端子Ｔ２のサイズは、各端子に印加される電荷Ｑ１および電荷Ｑ２のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ１と補償端子Ｔ２とのそれぞれの自己容量Ｃｐと自己容量Ｃｄとは、たとえば、方程式（２４）を使用して特定され得る。
図１５Ｂに見て取ることができるように、共振回路は、コイル２１５のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ２の自己容量Ｃｄ、および補償端子Ｔ２に関連付けられた帰地抵抗Ｒｄで形成されている。並列共振は、補償端子Ｔ２に印加される電圧Ｖ３を調整すること（たとえば、コイル２１５上のタップ２３３の位置を調整すること）、または、補償端子Ｔ２の高さおよび／もしくはサイズを調整してＣｄを調整することにより、達成され得る。コイルのタップ２３３の位置は、並列共振のために調整され得る。このことは、接地杭２１８を通るとともに電流計２３６を通る接地電流が最大点に達する結果となる。補償端子Ｔ２の並列共振が確立された後に、ＡＣ源２１２のためのタップ２２７の位置は、コイル２１５上の５０Ωの点に調整され得る。
コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２２４の位置は、総有効高さ（ｈＴＥ）の位相（Φ）が、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における誘導表面のウェーブチルト（ＷＲｘ）の角度にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得る。このことは、電流計２３６を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、誘導表面導波路プローブ２００ｄによって励起されて得られる場は、結果として、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波を損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発する。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。
補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ１の取付け、および／または、タップ２２４を通して帯電端子Ｔ１に印加される電圧の調整とともに変化する場合がある。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒｘ）における誘導表面ウェーブチルト（ＷＲｘ）を確立することは不要である。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。補償端子Ｔ２を含む回路の共振は、タップ２２７およびタップ２３３の位置が調整されるにつれて、または他の要素がコイル２１５に取り付けられる場合に、ドリフトする場合がある。
他の実施態様では、コイル２１５からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ１に印加することができ、タップ２３３の位置は、総有効高さ（ｈＴＥ）の位相（Φ）が、Ｒｘにおける誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に達するまで調整され得、電流計２３６を通る接地電流が最大点に実質的に到達する結果となる。結果として得られる場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波は、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って発せられる。このことは、誘導表面導波路プローブ２００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。システムは、ＡＣ源２１２に関するタップ２２７の位置を、コイル２１５上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ２２４および／またはタップ２３３の位置を、電流計２３６を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。
再び図１２を参照すると、誘導表面導波路プローブ２００の動作を、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御してもよい。たとえば、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００の動作を制御するために、給電ネットワーク２０９、ならびに／または、帯電端子Ｔ１および／もしくは補償端子Ｔ２の位置決めを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σおよび相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、および／または誘導表面導波路プローブ２００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（４１）〜（４４）から見て取ることができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θｉ、Ｂおよびψｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈｅｆｆ＝ｈｐｅｊΦ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性および誘電率の変化によって影響され得る。
たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ・メータ、フィールドメータ、電流モニタ、および／または負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報をプローブ制御システム２３０に提供するために使用され得る。プローブ制御システム２３０はこのため、誘導表面導波路プローブ２００に関する特定の動作条件を維持するために、誘導表面導波路プローブ２００に１つまたは複数の調整を行うことができる。たとえば、湿度および温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒｘ、またはその上の導電性および／または誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ２００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。
図１６を参照すると、垂直軸ｚに沿って配置された、帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２を含む誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、領域１を形成する損失性導電性媒体２０３の上に配置されている。さらに、第２の媒体２０６は、境界面を損失性導電性媒体２０３と共有し、領域２を形成している。帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２は、損失性導電性媒体２０３上に配置されている。帯電端子Ｔ１は、物理的高さＨ１に位置しており、帯電端子Ｔ２は、物理的高さＨ２において、垂直軸ｚに沿ってＴ１の直下に配置されている。ここで、Ｈ２はＨ１よりも小である。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって与えられる伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ１−Ｈ２である。誘導表面導波路プローブ２００ｅは、励起源２１２を帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２に結合する給電ネットワーク２０９を含んでいる。
帯電端子Ｔ１および／または帯電端子Ｔ２は、電荷を保持することが可能である導電性の物質を含んでいる。この物質は、実際に可能な範囲で最大限の電荷を保持するようなサイズとすることができる。帯電端子Ｔ１は、自己容量Ｃ１を有しており、帯電端子Ｔ２は、自己容量Ｃ２を有している。これら自己容量は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。帯電端子Ｔ２の直上の帯電端子Ｔ１の配置により、相互静電容量ＣＭが帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間に形成される。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とは同一である必要はないが、各々が別々のサイズおよび形状を有していてよく、異なる導電性材料を含み得ることに留意されたい。最終的に、誘導表面導波路プローブ２００ｅによって発せられる誘導表面波の場の強度は、端子Ｔ１の電荷の量に正比例している。電荷Ｑ１は、このため、Ｑ１＝Ｃ１Ｖであることから、帯電端子Ｔ１に関連付けられた自己容量Ｃ１に比例している。ここで、Ｖは帯電端子Ｔ１に印加される電圧である。
予め規定された動作周波数において動作するように適切に調整されている場合、誘導表面導波路プローブ２００ｅは、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面波を生成する。励起源２１２は、構造を励起するために誘導表面導波路プローブ２００ｅに印加される、予め規定された周波数において、電気エネルギーを生じ得る。誘導表面導波路プローブ２００ｅによって生じる電磁場が、損失性導電性媒体２０３とほぼモード整合している場合、電磁場は、複素ブルースター角における入射波面を実質的に合成し、反射がほとんどないか、反射しない結果となる。したがって、表面導波路プローブ２００ｅは、放射波を生成しないが、損失性導電性媒体２０３の表面に沿って誘導表面進行波を発する。励起源２１２からのエネルギーは、Ｚｅｎｎｅｃｋの表面電流として、誘導表面導波路プローブ２００ｅの有効伝達範囲内に位置する１つまたは複数の受信機に伝達され得る。
損失性導電性媒体２０３の表面上の放射Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流Ｊρ（ρ）の漸近線を近傍のＪ１（ρ）および遠方のＪ２（ρ）として特定することができる。
近傍（ρ＜λ／８）：

（９０）
および
遠方（ρ＞＞λ／８）：

（９１）
ここで、Ｉ１は、第１の帯電端子Ｔ１に電荷Ｑ１を供給する伝導電流であり、Ｉ２は、第２の帯電端子Ｔ２に電荷Ｑ２を供給する伝導電流である。上方の帯電端子Ｔ１の電荷Ｑ１は、Ｑ１＝Ｃ１Ｖ１によって特定される。ここで、Ｃ１は帯電端子Ｔ１の絶縁静電容量である。ここで、（Ｅρ Ｑ１）／Ｚρによって与えられる、上に説明したＪ１のための第３の要素が存在することに留意されたい。これは、Ｌｅｏｎｔｏｖｉｃｈ境界条件からくる、第１の帯電端子Ｑ１の位置を上げて配置した振動電荷の準静的場によってポンピングされる損失性導電性媒体２０３の放射電流に由来するものである。Ｚρ＝ｊωμ０／γｅの量は、損失性導電性媒体の放射インピーダンスであり、ここで、γｅ＝（ｊωμ１σ１−ω２μ１ε１）１／２である。
方程式（９０）と（９１）とによって説明した放射電流の近傍と遠方とを示す漸近線は複素数である。様々な実施形態によれば、物理表面電流Ｊ（ρ）は、大きさおよび位相が電流の漸近線にできる限り近くに整合するように合成される。すなわち、近傍の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ１｜の正接になり、遠方の｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ２｜の正接になる。やはり、様々な実施形態によれば、Ｊ（ρ）の位相は、遠方のＪ２の位相に対する近傍のＪ１の位相からの遷移であるものとする。
伝達の場面において誘導表面波モードを、誘導表面波を発するように整合させるために、遠方の｜Ｊ２｜の表面電流の位相は、近傍の｜Ｊ１｜の表面電流の位相から、ｅ−ｊβ（ρ２−ρ１）と、約４５度または２２５度の定数との和に対応する伝播位相だけ異なっているものとする。この理由は、√γに関して２つの根があり、１つはπ／４の近くであり、１つは５π／４の近くであるからである。適切に調整された合成放射表面電流は以下のようになる。

（９２）
この方程式は方程式（１７）と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、Ｊ（ρ）などの表面電流が自動的に、以下に適合する場を自動的に形成する。

（９３）

（９４）
および

（９５）
したがって、整合されることになる誘導表面波モードに関する、遠方の表面電流｜Ｊ２｜の位相と、近傍の表面電流｜Ｊ１｜との間の位相差は、方程式（１）〜（３）と一致している方程式（９３）〜（９５）にハンケル関数の特性に基づいている。方程式（１）〜（６）および（１７）、ならびに方程式（９２）〜（９５）によって表される場が、地上波の伝播に関連付けられた放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有していることを確認することは重要である。
所与の位置における誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の設計に関する適切な電圧の大きさおよび位相を得るために、反復法を使用することができる。具体的には、端子Ｔ１および端子Ｔ２への供給電流、帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２の電荷、および、それらの損失性導電性媒体２０３における鏡像を考慮して、誘導表面導波路プローブ２００ｅの所与の励起および構成について分析を行い、発生した径方向表面電流密度を特定することができる。このプロセスを、所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅに関する最適な構成および励起が所望のパラメータに基づいて特定されるまで繰返し実施することができる。所与の誘導表面導波路プローブ２００ｅが最適なレベルで動作しているかどうかの特定を補助するために、誘導場の強度曲線１０３（図１）は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの位置における領域１の導電性（σ１）および領域１の誘電率（ε１）に関する値に基づき、方程式（１）〜（１２）を使用して生成することができる。そのような誘導場の強度曲線１０３は、測定された場の強度を、誘導場の強度曲線１０３によって示された大きさと比較することにより最適な伝達が達成されているかを判定することを可能とし、動作に関する基準を提供し得る。
最適な条件に達するために、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた様々なパラメータを調整することができる。誘導表面導波路プローブ２００ｅを調整するよう変化させることができるパラメータの１つは、損失性導電性媒体２０３の表面に対する、帯電端子Ｔ１および／または帯電端子Ｔ２の一方または両方の高さである。さらに、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間の距離または間隔も調整することができる。そのようにする場合、帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２と、損失性導電性媒体２０３との間の相互静電容量ＣＭまたは任意の拘束静電容量を、最小化する別様に変更できることが分かる。帯電端子Ｔ１および／または帯電端子Ｔ２のそれぞれのサイズも、調整され得る。帯電端子Ｔ１および／または帯電端子Ｔ２のサイズを変化させることにより、それぞれの自己容量Ｃ１および／または自己容量Ｃ２、ならびに相互静電容量ＣＭを変更できることが分かる。
さらにまた、調整可能である別のパラメータは、誘導表面導波路プローブ２００ｅに関連付けられた給電ネットワーク２０９である。このことは、給電ネットワーク２０９を形成する誘導的および／または静電容量のリアクタンスのサイズを調整することにより、達成することができる。たとえば、そのような誘導的リアクタンスがコイルを備えている場合、そのようなコイルの巻き数を調整することができる。最終的に、給電ネットワーク２０９に対する調整は、給電ネットワーク２０９の電気的長さを変更し、それにより、帯電端子Ｔ１およびＴ２の電圧の大きさおよび位相に影響するために行われ得る。
様々な調整を行うことによって行われる伝達の繰返しが、コンピュータモデルを使用することによって、または、物理的構造を調整することによって、実施可能であることに留意されたい。上述の調整を行うことにより、上に説明した方程式（９０）および（９１）に特定された誘導表面波モードの同じ電流Ｊ（ρ）に近似する、対応する「近傍」表面電流Ｊ１と「遠方」表面電流Ｊ２とを形成することができる。そのようにする際に、結果として得られる電磁場は、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面波モードに、実質的またはほぼモード整合している。
図１６の例には示されていないが、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作は、誘導表面導波路プローブ２００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御することができる。たとえば、図１２に示すプローブ制御システム２３０は、誘導表面導波路プローブ２００ｅの動作を制御するために、給電ネットワーク２０９ならびに／または、帯電端子Ｔ１および／もしくは帯電端子Ｔ２の位置決めおよび／もしくはサイズを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体２０３の特性（たとえば、導電性σおよび相対誘電率εｒ）の変化、場の強度の変化、および／または誘導表面導波路プローブ２００ｅの負荷の変化が含まれ得る。
ここで図１７を参照すると、ここでは誘導表面導波路プローブ２００ｆとして示された図１６の誘導表面導波路プローブ２００ｅの例が示されている。誘導表面導波路プローブ２００ｆは、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ１およびＴ２を含み得る。第２の媒体２０６は、損失性導電性媒体２０３の上に位置している。帯電端子Ｔ１は自己容量Ｃ１を有しており、帯電端子Ｔ２は自己容量Ｃ２を有している。動作時には、電荷Ｑ１と電荷Ｑ２とが、特定の瞬間において帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とにそれぞれ印加される。相互静電容量ＣＭは、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２との間に、その間の距離に応じて存在するようにしてよい。さらに、拘束静電容量は、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２の高さに基づき、それぞれの帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２と、損失性導電性媒体２０３との間に存在するようにしてよい。
誘導表面導波路プローブ２００ｆは、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とのそれぞれに結合された一対のリードを有するコイルＬ１ａを備えている誘導インピーダンスを備えた給電ネットワーク２０９を含んでいる。一実施形態では、コイルＬ１ａは、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の２分の１（１／２）の電気的長さを有するように特定されている。
コイルＬ１ａの電気的長さは動作周波数における波長の約２分の１（１／２）に設定するが、コイルＬ１ａは、他の値における電気的長さによって設定してもよいことを理解されたい。一実施形態によれば、コイルＬ１ａが、動作周波数において波長の約２分の１の電気的長さを有するという事実により、帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とに最大電圧差が形成されることの利点が与えられる。それにも関わらず、コイルＬ１ａの長さまたは直径は誘導表面波モードの最適な励起を得るように、誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整する場合に増減してもよい。コイルの長さの調整は、コイルの一方または両方の端部に位置するタップによって提供することができる。他の実施形態では、誘導インピーダンスが、誘導表面導波路プローブ２００ｆの動作周波数における波長の１／２より著しく小さいか大きい電気的長さを有するように設定することができる。
励起源２１２は、給電ネットワーク２０９に磁気結合によって結合され得る。具体的には、励起源２１２は、コイルＬ１ａに誘導的に結合したコイルＬＰに結合されている。このことは、リンク結合、タップが置かれたコイル、可変リアクタンス、または他の結合の手法によって行うことができることが分かる。このため、コイルＬＰは、一次コイルとして作用し、コイルＬ１ａは二次コイルとして作用することが分かる。
所望の誘導表面波の伝達のための誘導表面導波路プローブ２００ｆを調整するために、それぞれの帯電端子Ｔ１および帯電端子Ｔ２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および、互いに対して変更してもよい。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２とのサイズも変更することができる。さらに、コイルＬ１ａのサイズは、巻き数を増やすか減らすこと、または、コイルＬ１ａのいくつかの他の寸法を変更することによって変更することができる。コイルＬ１ａは、図１７に示すように、電気的長さを調整するための１つまたは複数のタップをも含み得る。帯電端子Ｔ１と帯電端子Ｔ２のいずれかに接続されたタップの位置も調整され得る。
次に図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、および１９を参照すると、無線給電システムにおいて表面で誘導波を使用するための概略化された受信回路の例が示されている。図１８Ａと図１８Ｂ〜１８Ｃとは、線形プローブ３０３と同調共振器３０６とをそれぞれ示している。図１９は、本開示の様々な実施形態に係る磁気コイル３０９である。様々な実施形態によれば、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、および磁気コイル３０９の各々が、様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面波の形態で伝達された電力を受信するために採用することができる。上述のように、一実施形態では、損失性導電性媒体２０３は、陸上媒体（すなわち地球）を含んでいる。
特に図１８Ａを参照すると、線形プローブ３０３の出力端子３１２における開回路端子の電圧は、線形プローブ３０３の有効高さに基づいている。このため、端子点の電圧は、以下のように計算することができる。

（９６）
ここで、Ｅｉｎｃは、ボルト毎メートルでの、線形プローブ３０３に印加された入射電場の強度であり、ｄｌは、線形プローブ３０３の方向に沿う積分要素であり、ｈeは、線形プローブ３０３の有効高さである。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して出力端子３１２に結合されている。
線形プローブ３０３が上述のように誘導表面波を受ける場合、可能性のあるケースとして、共役インピーダンス整合ネットワーク３１８を通して電気的負荷３１５に印加することができる出力端子３１２の両側の電圧が生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、電気的負荷３１５は、以下に記載するように、線形プローブ３０３に、実質的にインピーダンスが整合するものとする。
図１８Ｂを参照すると、誘導表面波のウェーブチルトに等しい位相シフトを保持する接地電流励起コイル３０６ａは、損失性導電性媒体２０３上に位置を上げて配置した（またはつるした）帯電端子ＴＲを含んでいる。帯電端子ＴＲは、自己容量ＣＲを有している。さらに、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間にも、損失性導電性媒体２０３上の帯電端子ＴＲの高さに基づき、拘束静電容量（図示せず）が存在する場合がある。拘束静電容量は、好ましくは、実際に可能である限り最小化されるものとする。しかし、このことは、すべての場合において全体的に必要ではない場合がある。
同調共振器３０６ａも、位相シフトΦを有するコイルＬＲを備えた受信機ネットワークを含んでいる。コイルＬＲの一方の端部は、帯電端子ＴＲに結合しており、コイルＬＲの他方の端部は、損失性導電性媒体２０３に結合している。受信機ネットワークは、コイルＬＲを帯電端子ＴＲに結合する垂直供給線導体を含み得る。このため、コイルＬＲ（同調共振器ＬＲ−ＣＲとも呼ばれる場合がある）は、帯電端子ＣＲとコイルＬＲとが連続して配置されるように列が調整された共振器を備えている。コイルＬＲの位相遅れは、帯電端子ＴＲのサイズおよび／もしくは高さを変更すること、ならびに／または、構造の位相ΦがウェーブチルトΨの角度にほぼ等しくなるように、コイルＬＲのサイズを調整することにより、調整され得る。垂直供給線の位相遅れも、たとえば、導電体の長さを変更することにより、調整することができる。
たとえば、自己容量ＣＲによって与えられたリアクタンスは、１／ｊωＣＲとして計算される。構造３０６ａの総静電容量も、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量を含んでもよいことに留意されたい。ここで、構造３０６ａの総静電容量は、自己容量ＣＲと、任意の拘束静電容量との両方から計算できることが分かる。一実施形態によれば、帯電端子ＴＲは、あらゆる拘束静電容量を実質的に低減するか除去するように、ある高さに上げて配置することができる。拘束静電容量の存在は、すでに論じたように、帯電端子ＴＲと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量測定から判定することができる。
別個の要素のコイルＬＲによって与えられる誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができる。ここで、Ｌは、コイルＬＲの集中素子としてのインダクタンスである。コイルＬＲが分布素子である場合、その等価の端子点の誘導リアクタンスを、従来の手法によって特定することができる。構造３０６ａを同調させるために、動作周波数において表面導波路にモード整合させる目的のために、位相遅れがウェーブチルトに等しくなるように調整することになる。この条件下では、受信構造は、表面導波路と「モード整合した」と見なしてよい。構造および／またはインピーダンス整合ネットワーク３２４周りのトランスのリンクは、電力を負荷に繋げるために、プローブと電気的負荷３２７との間に挿入することができる。インピーダンス整合ネットワーク３２４をプローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間に挿入することは、電気的負荷３２７への最大電力の伝達のための共役整合した条件に影響し得る。
動作周波数における表面電流が存在する中に置かれると、電力は、表面誘導波から電気的負荷３２７に送られる。このために、電気的負荷３２７は、磁気結合、静電容量結合、または導電性（直接タップによる）結合により、構造３０６ａに結合することができる。結合ネットワークの要素は、集中素子であるか分布素子としてよいことが分かる。
図１８Ｂに示す実施形態では、磁気結合が採用されている。ここでは、コイルＬＳが、トランス一次コイルとして作用するコイルＬＲに対する二次コイルとして配置されている。コイルＬＳは、同じコア構造周りにコイルを幾何学的に巻くこと、および、結合した磁束を調整することにより、コイルＬＲにリンク結合することができる。さらに、受信構造３０６ａが連続同調共振器を備えているが、並列同調共振器または、適切な位相遅れを有する分布要素共振器さえも、やはり使用することができる。
電磁場に浸されている受信構造が、場からのエネルギーと結合する場合があるが、極性が整合した構造が、結合を最大化することにより、最もよく作用することが分かる。ここでは、導波モードへのプローブ結合に関する従来のルールが見られる。たとえば、ＴＥ２０（横方向電気モード）導波路プローブが、ＴＥ２０モードで励起された従来の導波路からエネルギーを抽出するのに最適である場合がある。同様に、これらの場合では、モード整合し、位相整合した受信構造は、表面で誘導波からの電力を結合するために最適化され得る。損失性導電性媒体２０３の表面上の、誘導表面導波路プローブ２００によって励起された誘導表面波は、開いた導波路の導波モードと見なされ得る。導波路の損失を除き、電源のエネルギーが完全に回復され得る。有用な受信構造は、Ｅ場結合されたか、Ｈ場結合されたか、表面電流が励起される場合がある。
受信構造は、受信構造の近くでの損失性導電性媒体２０３の局所的特性に基づいて、誘導表面波との結合を増大するか最大化するように調整され得る。これを達成するために、受信構造の位相遅れ（Φ）は、受信構造における表面進行波のウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得る。適切に構成された場合、受信構造は、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面と共振するよう同調させることができる。
たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａを備え、コイルＬＲ、および、コイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に接続された垂直供給線を含む受信構造を考慮する。帯電端子ＴＲが、損失性導電性媒体２０３の上の規定の高さに位置していると、コイルＬＲおよび垂直供給線の総位相シフトΦは、同調共振器３０６ａの位置におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に整合し得る。方程式（２２）から、ウェーブチルトが漸近的に以下となることを見て取ることができる。

（９７）
ここで、εｒは相対誘電率を含んでおり、σ１は、受信構造の位置における損失性導電性媒体２０３の導電率であり、ε０は自由空間の誘電率である。また、ω＝２πｆであり、ここで、ｆは励起周波数である。したがって、ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（９７）から特定され得る。
同調共振器３０６ａの総位相シフト（Φ＝θｃ+θｙ）は、コイルＬＲを通しての位相遅れ（θｃ）と、垂直供給線（θｙ）の位相遅れとの両方を含んでいる。垂直供給線の導体長さｌｗに沿う空間的な位相遅れは、θｙ＝βｗｌｗによって与えられ得る。ここで、βｗは、垂直供給線導体に関する伝播位相定数である。コイル（または螺旋遅れ線）に起因する位相遅れはθｃ＝βｐｌＣであり、ｌＣは物理的長さであり、以下は伝播因子である。

（９８）
ここで、Ｖｆは構造上の速度因子であり、λ０は供給周波数における波長であり、λｐは、速度因子Ｖｆの結果としての伝播波長である。一方または両方の位相遅れ（θｃ+θｙ）は、位相シフトΦをウェーブチルトの角度（Ψ）に整合させるように調整され得る。たとえば、タップの位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させる（Φ＝Ψ）ようにコイルの位相遅れ（θｃ）を調整するために、図１８ＢのコイルＬＲ上で調整することができる。たとえば、コイルの一部分は、図１８Ｂに示すように、タップ接続によってバイパスされ得る。垂直供給線導体も、コイルＬＲにタップを介して接続され得る。タップのコイル上の位置は、総位相シフトをウェーブチルトの角度に整合させるように、調整することができる。
同調共振器３０６ａの位相遅れ（Φ）が調整されると、帯電端子ＴＲのインピーダンスは、複素深さｚ＝−ｄ／２における完全導電性の像基底面に関する共振に同調するように調整され得る。このことは、コイルＬＲおよび垂直供給線の進行波位相遅れを変化させることなく、帯電端子Ｔ１の静電容量を調整することにより、達成され得る。この調整は、図９Ａおよび９Ｂに関して記載した調整に類似している。
複素像平面に対する、損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（９９）
ここで、β０＝ω√（μ０ε０）である。地球上の垂直に偏光された供給源に関して、複素像平面の深さは以下によって与えられ得る。

（１００）
ここで、μ１は損失性導電性媒体２０３の透磁性であり、ε１＝εｒε０である。


（１０１）
ここで、ＣＲは、帯電端子ＴＲの自己容量であり、同調共振器３０６ａの垂直供給線導体を「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（１０２）
また、同調共振器３０６ａのコイルＬＲを「見上げている」ように見られるインピーダンスは、以下によって与えられる。

（１０３）
損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られる無効分（Ｘｉｎ）を、同調共振器３０６ａを「見上げる」ように見られる無効分（Ｘｂａｓｅ）に整合させることにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。
次に図１８Ｃを参照すると、受信構造の頂部に帯電端子ＴＲを含まない同調共振器３０６ｂの例が示されている。この実施形態では、同調共振器３０６ｂは、コイルＬＲと帯電端子ＴＲとの間に結合した垂直供給線を含んでいない。したがって、同調共振器３０６ｂの総位相シフト（Φ）は、コイルＬＲを通しての位相遅れ（θｃ）のみを含んでいる。図１８Ｂの同調共振器３０６ａのように、コイルの位相遅れθｃは、方程式（９７）から特定されたウェーブチルトの角度（Ψ）に整合するように調整され得、これにより、Φ＝Ψとの結果となる。電力の抽出が表面導波モードに結合した受信構造で可能であるが、帯電端子ＴＲによって提供された可変無効負荷なしでは、誘導表面波との結合を最大化するように受信構造を調整することは困難である。
図１８Ｄを参照すると、受信構造を調整して、損失性導電性媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合させる例を示すフローチャート１８０が示されている。１８１で始まり、受信構造が帯電端子ＴＲを含んでいる（たとえば、図１８Ｂの同調共振器３０６ａの受信構造）場合、１８４において、帯電端子ＴＲが損失性導電性媒体２０３上の規定の高さに配置される。表面誘導波が誘導表面導波路プローブ２００によって確立されているため、帯電端子ＴＲの物理的高さ（ｈｐ）は、有効高さの物理的高さより下とすることができる。物理的高さは、帯電端子ＴＲの拘束された電荷を低減するか最小化するように選択することができる（たとえば、帯電端子の球の直径の４倍）。受信構造が帯電端子ＴＲを含んでいない（たとえば、図１８Ｃの同調共振器３０６ｂの受信構造）場合、フローは１８７に進む。
１８７では、受信構造の電気的位相遅れΦが、損失性導電性媒体２０３の局所的特性によって規定される複素ウェーブチルトの角度Ψに整合される。螺旋コイルの位相遅れ（θｃ）および／または垂直供給線の位相遅れ（θｙ）は、Φを、ウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）と等しくするように調整され得る。ウェーブチルトの角度（Ψ）は、方程式（８６）から特定され得る。電気的位相Φは、次いで、ウェーブチルトの角度に整合され得る。たとえば、電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙは、コイルＬＲの幾何学的パラメータおよび／または垂直供給線導体の長さ（または高さ）を変化させることにより調整することができる。
次に１９０において、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスが、同調共振器３０６ａの等価の像平面モデルを共振させるように同調し得る。導電性の像基底面１３９（図９Ａ）の受信構造の下の深さ（ｄ／２）は、方程式（１００）、および、局所的に測定され得る、受信構造における損失性導電性媒体２０３（たとえば地球）の値を使用して特定され得る。その複素深さを使用して、像基底面１３９と、または損失性導電性媒体２０３の物理的境界１３６（図９Ａ）との間の位相シフト（θｄ）は、θｄ＝β０ｄ／２を使用して特定され得る。損失性導電性媒体２０３を「見下ろす」ように見られるインピーダンス（Ｚｉｎ）は、次いで、方程式（９９）を使用して特定され得る。この共振関係は、誘導表面波との結合を最大化するように考慮され得る。
コイルＬＲの調整されたパラメータおよび垂直供給導体の長さに基づき、コイルＬＲおよび垂直供給線の速度因子、位相遅れ、および、インピーダンスが特定され得る。さらに、帯電端子ＴＲの自己容量（ＣＲ）は、たとえば方程式（２４）を使用して特定され得る。コイルＬＲの伝播因子（βｐ）は、方程式（９８）を使用して特定され得、垂直供給線のための伝播位相定数（βｗ）は、方程式（４９）を使用して特定され得る。コイルＬＲおよび垂直供給線の自己容量および特定された値を使用して、コイルＬＲを「見上げる」ように見られる同調共振器３０６ａのインピーダンス（Ｚｂａｓｅ）は、方程式（１０１）、（１０２）、および（１０３）を使用して特定され得る。
図９Ａの等価の像平面モデルも、図１８Ｂの同調共振器３０６ａに適用される。同調共振器３０６ａは、Ｚｂａｓｅの共振要素Ｘｂａｓｅが、ＺｉｎのＸｉｎの共振要素をキャンセルする、すなわち、Ｘｂａｓｅ+Ｘｉｎ＝０であるように、帯電端子ＴＲの負荷インピーダンスＺＲを調整することにより、複素像平面に関して共振するように同調され得る。したがって、同調共振器３０６ａのコイルを「見上げる」物理的境界１３６（図９Ａ）におけるインピーダンスは、損失性導電性媒体２０３内を「見下ろす」物理的境界１３６におけるインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺＲは、帯電端子ＴＲによって見られる電気的位相遅れΦ＝θｃ+θｙを変化させることなく、帯電端子ＴＲの静電容量（ＣＲ）を変化させることにより、調整され得る。導電性の像基底面１３９に対する等価の像平面モデルの共振のために、負荷インピーダンスＺＲを同調させるため反復法を採用してもよい。この方式で、電場の、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）の表面に沿っての誘導表面導波モードへの結合が向上されるか最大化され得る。
図１９を参照すると、磁気コイル３０９は、インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して電気的負荷３３６に結合された受信回路を備えている。誘導表面波からの電力の受信および／または抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁束Ｈψが磁気コイル３０９を通過し、それにより、磁気コイル３０９内に電流を誘導し、その出力端子３３０において端子点電圧を生成するように、配置してもよい。単一巻き数のコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下によって示されている。

（１０４）

磁気コイル３０９の断面エリアにわたって一様な入射磁界との最大の結合に適合したＮ巻の磁気コイル３０９に関して、磁気コイル３０９の出力端子３３０において表れる開回路に誘導された電圧は、以下のようになる。

（１０５）
ここで、変数は上述のように規定される。磁気コイル３０９は、可能性のあるケースとして、誘導表面波の周波数に、分配共振器として、または、その出力端子３３０の両側のコンデンサと、同調され得、次いで、共役インピーダンス整合ネットワーク３３３を通して外部の電気的負荷３３６とインピーダンスが整合する。
磁気コイル３０９および電気的負荷３３６によって与えられる、結果として得られる回路は、適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して共役インピーダンスが整合されると推定すると、磁気コイル３０９内に誘導された電流が、電気的負荷３３６に最適に給電するように採用することができる。磁気コイル３０９によって与えられた受信回路は、物理的に接地されている必要がないという利点を有している。
図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、および１９を参照すると、線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、および磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路は、各々が、上述の誘導表面導波路プローブ２００の実施形態のいずれか１つから伝達される電力の受信を促進する。このため、受信されたエネルギーは、電気的負荷３１５／３２７／３３６を、共役整合ネットワークを介して給電するために使用できることが分かる。このことは、放射電磁場の形態で伝達された、受信機で受信される場合がある信号と相反している。そのような信号は、かなり低い有効電力を有し、そのような信号の受信機は、伝達器をロードしない。
線形プローブ３０３、モード整合構造３０６、および磁気コイル３０９によって与えられた各受信回路が、誘導表面導波路プローブ２００に適用された励起源２１２（たとえば、図３、１２、および１６）をロードし、それにより、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成することも、上述の誘導表面導波路プローブ２００を使用して生成された本誘導表面波の特性である。このことは、上述の所与の誘導表面導波路プローブ２００によって生成される誘導表面波が伝達線モードを含むという事実を反映している。比較として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動させる動力源は、採用される受信機の数に関わらず、受信機によってはロードされていない。
したがって、１つもしくは複数の誘導表面導波路プローブ２００および１つもしくは複数の線形プローブ３０３の形態の受信回路、同調されたモード整合構造３０６、ならびに／または、磁気コイル３０９は、ともに、無線分配システムを形成することができる。上に説明した誘導表面導波路プローブ２００を使用した誘導表面波の伝達距離が周波数に基づく場合、無線電力分配が広いエリアにわたって、地球規模でさえ達成され得ることが可能である。
従来の無線電力伝達／分配システムは今日、放射場、および、誘導性または無効近接場に結合したセンサからの「エネルギーハーベスティング」を含み、広く研究されている。対照的に、本無線給電システムは、妨げられていなければ永遠に失われる、放射の形態の電力を浪費しない。本件に開示された無線給電システムが、従来の相互リアクタンスに結合した近接場システムのように、極めて狭い範囲に限定されることもない。本明細書に開示の無線給電システムは、新規の表面誘導伝達線モードにプローブ結合し、このことは、導波路によって電力を負荷に送ること、または、遠方の発電機に直接線で繋げられた負荷に電力を送ることと等価である。伝達場の強度を維持するのに必要な電力と、表面導波路内で消散する電力（極めて低い周波数においては、６０Ｈｚにおける従来の高電圧電力線の伝達損失に比べて重要ではないため）を考慮しないことで、発電機の電力はすべて、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の要請が切断された場合、供給源の発電機は相対的にアイドリング状態になる。
次に図２０Ａ〜２０Ｅを参照すると、以下の議論に関連して使用される、様々な概略的シンボルの例が示されている。図２０Ａを特に参照すると、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、もしくは２００ｆのいずれか１つ、またはそれらの任意の変形形態を示すシンボルが示されている。以下の図面および議論では、このシンボルの表示は、誘導表面導波路プローブＰと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面導波路プローブＰに対するあらゆる参照は、誘導表面導波路プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、もしくは２００ｆのいずれか１つ、またはそれらの変形形態に対する参照である。
同様に、図２０Ｂを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）、同調共振器３０６（図１８Ｂ〜１８Ｃ）、または磁気コイル３０９（図１９）のいずれか１つを含んでよい誘導表面波受信構造を示すシンボルが記載されている。以下の図面および議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造Ｒと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造Ｒに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３、同調共振器３０６、もしくは磁気コイル３０９のいずれか１つ、またはそれらの変形形態に対する参照である。
さらに、図２０Ｃを参照すると、線形プローブ３０３（図１８Ａ）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面および議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造ＲＰと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造ＲＰに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３またはその変形形態に対する参照である。
さらに、図２０Ｄを参照すると、同調共振器３０６（図１８Ｂ〜１８Ｃ）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面および議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造ＲＲと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造ＲＲに対するあらゆる参照は、同調共振器３０６またはその変形形態に対する参照である。
さらに、図２０Ｅを参照すると、磁気コイル３０９（図１９）を特に示すシンボルが示されている。以下の図面および議論では、このシンボルの表示は、誘導表面波受信構造ＲＭと呼ばれる。以下の議論の単純化のために、誘導表面波受信構造ＲＭに対するあらゆる参照は、磁気コイル３０９またはその変形形態に対する参照である。
図２１Ａを参照すると、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる例示的な誘導表面波送信機／受信機が示されている。誘導表面波送信機／受信機４００は、例えば、縦軸に沿って配置された上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２を含むことができる。図２１Ａに示される実施形態において、上昇した帯電ターミナルＴ１は、下部補償ターミナルＴ２の上方に配置されている。上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２は、様々な構成で配置されることができる。
上昇した帯電ターミナルＴ１は、一端においてコイル４０３に結合されており、コイル４０３の他端は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。本開示において、コイル４０３の端部に行われる参照は、誘導表面波の送信または受信のいずれかのためのコイル４０３における複数のタップのうちの１つにおける効果的な終端点を指すことができる。上昇した帯電ターミナルＴ１は、タップ（または他の適切な）接続４１２を介してコイル４０３に結合されることができる。１つの実施形態において、補償ターミナルＴ２およびコイル４０３の相対位置は、実施形態間で異なることがあるものの、コイル４０３は、垂直方向において補償ターミナルＴ２の下方に配置されている。
図２１Ａにおける実施形態は、さらに、タップ接続４１８においてコイル４０３に結合されかつ地面４０６に結合された絶縁回路４１５を含む。絶縁回路４１５は、１つ以上の周波数または周波数範囲についてのショートとして機能する。この意味において、絶縁回路４１５は、いくつかの周波数についてコイル４０３の一部を電気的にバイパスすることができる。絶縁回路のいくつかの非限定的な例は、アイソレータ、バンドパスフィルタ、バンドストップフィルタ、または絶縁の目的に適したいくつかの他の回路を含むことができる。下部補償ターミナルＴ２は、絶縁回路４２１に結合されており、絶縁回路４２１は、タップ接続４２４を介してコイル４０３に結合されている。コイルに４０３に対するタップ接続４２４は、コイル４０３における複数の位置のうちの１つに設定されることができる。図２１Ａに示される実施形態において、コイル４０３は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されているが、コイル４０３についての有効な地面４０６を実装するために様々な代替の方法が使用されることができる。
図２１Ａに示されるように、誘導表面波送信機／受信機４００は、絶縁回路４２８に結合されかつ地面４０６に結合された電源４２７を含むことができる。絶縁回路４２８は、タップ接続４３０を介してコイル４０３に結合されている。電源４２７のいくつかの非限定的な例は、増幅器、発振器、モータ、発電機、電力変換器、または直流（ＤＣ）電圧を交流（ＡＣ）電圧に変換するいくつかの他の手段を含むことができる。
誘導表面波送信機／受信機４００は、電気的負荷４３３に結合されることができる。誘導表面波送信機／受信機４００は、誘電結合、容量結合、または導電性（直接タップ）結合を介して、電気的負荷４３３に接続されることができる。図２１Ａに示されるように、誘導表面波送信機／受信機４００は、電気的負荷４３３に誘電結合されている。１つの非限定的な例として、誘導表面波送信機／受信機４００は、二次コイルＬｘおよびコンデンサＣｘを含むインピーダンス整合ネットワーク４３６に結合されることができる。具体的には、コイル４０３は、インピーダンス整合ネットワーク４３６の二次コイルＬｘに誘電結合されている。図２１Ａに示される実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、二次ＬＣ回路を形成する。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、最大電力が電気負荷４３３に転送されるように、共役インピーダンスマッチングを確立するように構成されることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６の出力は、変圧器４３８に結合されることができる。変圧器４３８は、整流回路４３９に結合されている。いくつかの実施形態において、変圧器４３８は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワークは、整流器４３９に直接結合されることができる。整流回路４３９は、単相または多相構成で構成されることができる。各構成について、整流回路４３９は、半波または全波構成で構成されることができる。整流回路４３９の出力は、電圧調整回路４４２に直接結合されることができる。電圧調整回路４４２は、限定されるものではないが、リニアレギュレータ、スイッチングレギュレータ、またはいくつかの他の適切な電圧調整回路を含むことができる。電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３についての異なるＤＣ電圧および電流の範囲を提供することができる。さらに、電圧調整回路４４２は、電源４２７に結合されることができる。
いくつかの実施形態において、整流回路４３９および電圧調整回路４４２は、省略されてもよい。そのような実施形態において、変圧器４３８の出力は、変圧器４３８からのＡＣ電力の周波数を伝送用の所望の周波数に変換するＡＣ／ＡＣ変換器に結合されている。ＡＣ／ＡＣ変換器は、絶縁回路４２８に順次結合されている。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機４００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。開始するために、誘導表面波送信機／受信機４００は、送信回路を備える要素を介して誘導表面波の形態でエネルギを送信することができる。図２１Ａに示されるように、送信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、補償ターミナルＴ２、コイル４０３、絶縁回路４２１、電源４２７、絶縁回路４２８、および地面４０６を含むことができる。
図２１Ａに示されるように、電源４２７は、上昇した帯電ターミナルＴ１の励起源として機能する。電源４２７は、タップ接続４３０を介してコイル４０３の下部に対して図２１ＡにおいてｆＡとして示される第１の周波数のＡＣ電圧を供給することができる。絶縁回路４２８は、周波数干渉を防止するために電源４２７についてのフィルタを提供する。ＡＣ電圧は、コイル４０３を通って上方に移動するのにともない増加する。コイル４０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１により、増加した電圧は、上昇した帯電ターミナルＴ１に供給される。補償ターミナルＴ２はまた、コイル４０３によるタップ接続４２４を介して増加した電圧を備えている。補償ターミナルＴ２に対するタップ接続４２４は、上述したように、地面４０６の表面において誘導表面導波路モードと実質的にモード整合するようにコイル４０３において調整されることができる。絶縁回路４２１は、送信回路がコイル４０３の一部をバイパスするのを可能とする。絶縁回路４２１はまた、受信回路に関連する周波数など、到達した補償ターミナルＴ２からの他の望ましくない周波数をフィルタリングする。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。
さらに、図２１Ａに示されるように、誘導表面波送信機／受信機４００は、第１の周波数における誘導表面波の伝送と同時に、図２１ＡにおいてｆＢとして示される第２の周波数において誘導表面波を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機４００の一部は、同調共振器として構成されることができる。図２１Ａに示されるように、同調共振器の受信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、コイル４０３、絶縁回路４１５、および地面４０６を含むことができる。絶縁回路４１５は、受信回路が第２の周波数において同調するのを可能とすることができる。絶縁回路４１５は、受信周波数においてコイル４０３の一部を横切るショートとして機能する。さらに、絶縁回路４１５は、送信回路に関連するそれらの周波数などの望ましくない周波数をフィルタリングする。具体的には、絶縁回路４１５は、図２１ＡにおいてｆＢとして示される第２の周波数のみを通過するように構成されることができる。この目的のために、絶縁回路４１５は、第２の周波数を通過するように構成され、絶縁回路４２１は、第１の周波数を通過するように構成されている。受信回路は、コイル４０３の大きさを調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように、コイル４０３に沿って絶縁回路４１５についてのタップ接続４１８を調整することによって変更することができる。
タップ接続４１８を介してコイル４０３に結合された絶縁回路４１５により、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波から電力を受信する。受信回路は、電力を供給するように電気的負荷４３３に結合されることができる。図２１Ａに示される実施形態において、受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。このように、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、電気的負荷４３３に対して最大電力伝送を提供するように求めることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６はまた、後の電力段階についての到来干渉をフィルタリングするのに役立つことができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６は、変圧器４３８に対してＡＣ電圧を供給する。変圧器４３８は、整流回路４３９の準備のためにＡＣ電圧のレベルを調整することができる。いくつかの実施形態において、変圧器は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流器４３９に対してＡＣ電圧を供給する。整流器４３９は、変圧器４３８からまたは直接インピーダンス整合ネットワーク４３６からＡＣ電圧を受信することができる。整流回路４３９は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換する。回路要素の様々な構成は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換するために使用されることができる。いくつかの非限定的な例は、半波または全波構成で実装される単相または多相整流器を含むことができる。例えば、単相、半波整流回路は、ＡＣ電圧正弦波入力の負極性カーブをフィルタリングし、出力としてＡＣ電圧正弦波の正カーブを供給する。この出力は、ＤＣ電圧の「リップル」波形を提供する。電圧調整回路４４２は、「リップル」を低減させるためにおよび／または波形を平滑化するために使用されることができるコンデンサを備えることができる。
図２１Ａに示されるように、電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３についての電流および電圧を供給するように整流回路４３９に結合されている。電気的負荷４３３は、異なる電流および電圧要件を有することができる。電圧調整回路は、ＤＣ電圧が電気的負荷４３３にとって適切な大きさであるのを保証するようにＤＣ電圧を調整するように構成されることができる。いくつかの実施形態において、誘導表面波から受信した電力の全ては、電気的負荷４３３に供給される。この実施形態において、電源４２７は、受信回路から独立していてもよい。
あるいは、電圧調整回路４４２は、再送信のために電源４２７に対して全ての受信した電力を供給することができ、電源４２７は、電力インバータを備える。さらに、電圧調整回路４４２は、電源４２７に対して受信した電力を供給することができ、電源４２７に対して利用可能な他の電力と受信電力を合成することができる。例えば、電圧調整回路４４２は、ＤＣモータにＤＣ電力を供給することができ、ＤＣモータは、ＡＣ発電機を駆動することができる。ＡＣ発電機は、電源４２７として、コイル４０３の下部に対して最終的にＡＣ電圧を供給するように構成されることができる。
つぎに図２１Ｂを参照すると、ＡＣ／ＡＣ変換器を有して構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機４５０が示されている。いくつかの態様において、誘導表面波送信機／受信機４５０は、図２１Ａにおいて示された実施形態を参照して上述したものと同様の要素を含むことができる。
さらに、図２１Ｂにおいて示された実施形態は、ＡＣ電力について電気的負荷４３３に結合された変圧器４３８を含む。さらに、変圧器４３８の出力は、変圧器４３８からのＡＣ電力の周波数を伝送用の所望の周波数に変換するＡＣ／ＡＣ変換器４５４に結合されている。ＡＣ／ＡＣ変換器４５４は、ＡＣ電力をＤＣ電力に、その後ＤＣ電力をＡＣ電力に変換するように構成された要素を含むことができる。ＡＣ／ＡＣ変換器４５４は、順次絶縁回路４２８に結合されている。それゆえに、誘導表面波送信機／受信機４５０は、ＡＣ電力によって電気的負荷４３３に電力供給し、コイル４０３に対して所望の伝達周波数におけるＡＣ電力を印加するためにＡＣ／ＡＣ変換器４５４を使用するように構成されることができる。
つぎに図２２を参照すると、受信回路の一部として補償ターミナルＴ２をあてにする例示的な誘導表面波送信機／受信機５００が示されている。誘導表面波送信機／受信機５００は、タップ接続５０３を介して一端において上昇した帯電ターミナルＴ１に結合されかつ他端において接地杭４０９を介して地面４０６に結合されたコイル４０３を含むことができる。誘導表面波送信機／受信機５００は、さらに、上昇した帯電ターミナルＴ１の下方に配置された補償ターミナルＴ２を含むことができる。補償ターミナルＴ２および上昇した帯電ターミナルＴ１は、縦軸に沿って配置されている。受信回路は、絶縁回路５０６、補償ターミナルＴ２、コイル４０３、および地面４０６を含むことができる。送信回路は、絶縁回路５０９、上昇した帯電ターミナルＴ１、補償ターミナルＴ２、地面４０６、電源４２７、絶縁回路４２８、およびコイル４０３を含むことができる。
誘導表面波送信機／受信機５００はまた、タップ接続５１２を介してコイル４０３に順次結合された絶縁回路４２８に結合された電源４２７を含む。電源４２７はまた、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。誘導表面波送信機／受信機５００は、電気的負荷４３３に結合されている。図２２に示されるように、誘導表面波送信機／受信機５００は、電気的負荷４３３に誘電結合されている。１つの非限定的な例として、誘導表面波送信機／受信機５００は、二次コイルＬｘおよびコンデンサＣｘを含むインピーダンス整合ネットワーク４３６に結合されることができる。具体的には、コイル４０３は、インピーダンス整合ネットワーク４３６の二次コイルＬｘに誘電結合されている。図２２に示される実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、二次ＬＣ回路を形成する。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、最大電力が電気負荷４３３に転送されるように、共役インピーダンスマッチングを確立するように構成されることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６の出力は、変圧器４３８に結合されることができる。変圧器４３８は、整流回路４３９に結合されている。いくつかの実施形態において、変圧器４３８は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流器４３９に直接結合されることができる。整流回路４３９は、単相または多相構成で構成されることができる。各構成について、整流回路４３９は、半波または全波構成で構成されることができる。整流回路４３９の出力は、電圧調整回路４４２に直接結合されることができる。電圧調整回路４４２は、限定されるものではないが、リニアレギュレータ、スイッチングレギュレータ、またはいくつかの他の適切な電圧調整回路を含むことができる。電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３についての異なるＤＣ電圧および電流の範囲を提供することができる。さらに、電圧調整回路４４２は、電源４２７に結合されることができる。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機５００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。上述したように、誘導表面波送信機／受信機５００は、送信回路を備える要素を介して誘導表面波の形態でエネルギを送信することができる。図２２に示されるように、送信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、コイル４０３、絶縁回路５０９、補償ターミナルＴ２、絶縁回路４２８、電源４２７、および地面４０６を含むことができる。補償ターミナルＴ２は、コイル４０３の上方かつ上昇した帯電ターミナルＴ１の下方に配置されている。送信回路は、さらに、補償ターミナルＴ２に結合された絶縁回路５０９を含み、絶縁回路５０９はまた、タップ接続２１１０を介してコイル４０３に結合されている。電源４２７は、タップ接続５１２でコイル４０３に順次結合された絶縁回路４２８に結合されている。電源４２７はまた、地面４０６に結合されている。
図２２に示されるように、電源４２７は、上昇した帯電ターミナルＴ１の励起源として機能する。電源４２７は、タップ接続５１２を介してコイル４０３の下部に対して第１の周波数のＡＣ電圧を供給することができる。
ＡＣ電圧は、コイル４０３を通って上方に移動するのにともない増加する。コイル４０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１により、増加した電圧は、上昇した帯電ターミナルＴ１に供給される。補償ターミナルＴ２はまた、コイル４０３によるタップ接続５２１を介して増加した電圧を備えている。補償ターミナルＴ２に対するタップ接続５２１は、上述したように、地面４０６の表面において誘導表面導波路モードと実質的にモード整合するようにコイル４０３において調整されることができる。絶縁回路５０９は、図２２においてｆＡとして示されている所望の周波数についてのコイル４０３の一部についてのショートとして機能する。所望の周波数において供給されたＡＣ電圧は、タップ接続５１２からタップ接続５２１へと、最終的には補償ターミナルＴ２へと移動する。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。異なる方向からみると、絶縁回路５０９は、回路内に残っているコイル４０３の関連部分が、上述したように、送信機／受信機の近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）をもたらす給電ネットワークを提供するようにショートとして機能する。
さらに、図２２に示されるように、誘導表面波送信機／受信機５００は、異なる周波数における誘導表面波の送信と同時に受信回路の一部としての補償ターミナルＴ２によって誘導表面波を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機５００の一部は、同調共振器として構成されることができる。図２２に示されるように、同調共振器の受信回路は、絶縁回路５０６に結合された補償ターミナルＴ２を備え、絶縁回路５０６はまた、タップ接続５０７においてコイル４０３に結合されている。コイル４０３は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。絶縁回路５０６は、受信回路が第２の周波数において同調するのを可能とすることができる。絶縁回路５０６は、受信周波数においてコイル４０３の一部を横切るショートとして機能する。受信回路は、コイル４０３の大きさを調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように、コイル４０３に沿って絶縁回路５０６についてのタップ接続５０７を調整することによって変更することができる。さらに、絶縁回路５０９は、回路内に残っているコイル４０３の関連部分が、上述したように、送信機／受信機の近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供するようにショートとして機能する。
上述したように、タップ接続５０７を介してコイル４０３に結合された絶縁回路５０６により、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波から電力を受信する。受信回路は、電力を供給するように電気的負荷４３３に結合されることができる。図２２に示される実施形態において、受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、電気的負荷４３３に対して最大電力伝送を提供しおよび／または誘導表面波送信機／受信機５００における反射を最小限に抑えるかもしくは排除するように求めることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６は、変圧器４３８に対してＡＣ電圧を供給する。変圧器４３８は、整流回路４３９の準備のためにＡＣ電圧のレベルを調整することができる。いくつかの実施形態において、変圧器４３８は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流回路４３９に対してＡＣ電圧を供給する。整流回路４３９は、変圧器４３８からまたは直接インピーダンス整合ネットワーク４３６からＡＣ電圧を受信することができる。整流回路４３９は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換する。電圧調整回路４４２は、「リップル」を低減させるためにおよび／または波形を平滑化するために使用されることができるコンデンサを備えることができる。電圧調整回路４４２は、図２２に示されるように、電気的負荷４３３についての電流および電圧を供給するように整流回路４３９に結合されている。電気的負荷４３３は、異なる電流および電圧要件を有することができる。いくつかの実施形態において、誘導表面波から受信した電力の全ては、電気的負荷４３３に供給される。電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３に対して様々なＤＣ電圧を出力するように構成されることができる。この実施形態において、電源４２７は、受信回路から独立している。
あるいは、電圧調整回路４４２は、再送信のために電源４２７に対して全ての受信した電力を供給することができ、電源４２７は、電力インバータを備える。さらに、電圧調整回路４４２は、電源４２７に対して受信電力を供給することができ、電源４２７に対して利用可能な他の電力と受信電力を合成することができる。さらに、電圧調整回路４４２は、送信するための信号を生成するようにモータ発電機対に対して受信電力を供給することができる。
つぎに図２３を参照すると、振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機６００が示されている。誘導表面波送信機／受信機６００は、例えば、縦軸に沿って配置された上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２を含むことができる。図２３に示される実施形態において、上昇した帯電ターミナルＴ１は、下部補償ターミナルＴ２の上方に配置されている。上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２は、様々な構成で配置されることができる。上昇した帯電ターミナルＴ１は、タップ接続６０３を介してコイル４０３に結合されることができる。
上昇した帯電ターミナルＴ１は、コイル４０３の一端においてコイル４０３に結合されており、コイル４０３の他端は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。図２３に示される実施形態において、コイル４０３は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されているが、コイル４０３についての有効な地面４０６を実装するために様々な代替の方法が使用されることができる。下部補償ターミナルＴ２は、絶縁回路４２１に結合されており、絶縁回路４２１は、タップ接続６０６を介してコイル４０３に結合されている。コイル４０３に対するタップ接続６０６は、コイル４０３における複数の位置のいずれかに設定されることができる。図２３における実施形態は、さらに、タップ接続６０９においてコイル４０３に結合されかつ地面４０６に結合された絶縁回路４１５を含む。絶縁回路４１５は、１つ以上の周波数または周波数範囲についてのショートとして機能する。この意味において、絶縁回路は、いくつかの周波数についてコイル４０３の一部を電気的にバイパスすることができる。
誘導表面波送信機／受信機６００は、振幅変調回路に結合されることができる。図２３に示されるように、誘導表面波送信機／受信機６００は、二次コイルＬｘおよびコンデンサＣｘを備えるインピーダンス整合ネットワーク４３６に結合されることができる。具体的には、コイル４０３は、インピーダンス整合ネットワーク４３６の二次コイルＬｘに誘電結合されている。図２３に示される実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、二次ＬＣ回路を形成する。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、最大電力が振幅変調回路に転送されるように、共役インピーダンスマッチングを確立するように構成されることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６は、復調回路６１５に接続されることができる。復調回路２２５は、変調回路６２１に順次結合された信号調整増幅器６１８に結合されている。変調回路６２１は、搬送波信号発生器６２４および電力増幅器６２７に結合されている。電力増幅器６２７は、絶縁回路４２８に結合されている。絶縁回路４２８は、タップ接続６３０を介してコイル４０３に結合されている。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機６００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。誘導表面波送信機／受信機６００は、振幅変調リピータとして構成されることができる。上述したように、誘導表面波送信機／受信機６００は、第２の周波数において変調されかつ送信回路を備える要素を介して誘導表面波として再送信される第１の周波数においてＡＭ信号を受信することができる。さらに、ＡＭ送信を超えて使用されることができる他の種類の変調は、例えば、周波数変調、周波数偏移キーイング、パケット変調、および他の変調技術を含むことができる。
図２３に示されるように、送信回路は、タップ接続６０３においてコイル４０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１を備え、コイル４０３の他端は、地面４０６に結合されている。電力増幅器６２７は、タップ接続６３０においてコイル４０３の下部に順次結合された絶縁回路４２８に結合されている。補償ターミナルＴ２は、絶縁回路４２１に結合されており、絶縁回路４２１は、タップ接続６０６を介してコイル４０３に結合されている。
図２３に示されるように、変調信号は、タップ接続６３０においてコイル４０３に供給される。絶縁回路４２８は、受信回路に関連する周波数などの望ましくない周波数をフィルタリングする。変調電圧は、コイル４０３を介して上方に移動するのにともない増加する。コイル４０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１により、増加した電圧は、上昇した帯電ターミナルＴ１に供給される。補償ターミナルＴ２にはまた、絶縁回路４２１を介してコイル４０３によってタップ接続６０６を介して増加した電圧が供給される。補償ターミナルＴ２に対するタップ接続６０６は、上述したように、地面４０６の表面において誘導表面導波路モードと実質的にモード整合するようにコイル４０３において調整されることができる。絶縁回路４２１は、図２３においてｆＡとして示される所望の周波数についてコイル４０３の一部についてのショートとして機能する。所望の周波数において供給される変調電圧は、タップ接続６３０からタップ接続６０６へと、最終的には補償ターミナルＴ２へと移動する。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。異なってみると、絶縁回路４２１は、回路内に残っているコイル４０３の関連部分が、上述したように、送信機／受信機の近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）をもたらす給電ネットワークを提供するようにショートとして機能する。
さらに、図２３に示されるように、誘導表面波送信機／受信機６００は、第１の周波数における誘導表面波の送信と同時に第２の周波数において誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機４００の一部は、同調共振器として構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機６００の受信回路は、誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信するように構成されることができる。図２３に示されるように、同調共振器の受信回路は、タップ接続６０３においてコイル４０３の一端に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１を備える。コイル４０３の他端は、タップ接続６０９を介して絶縁回路４１５に結合されている。絶縁回路４１５は、地面４０６に有効に結合されている。絶縁回路４１５は、受信回路が第２の周波数に同調するのを可能とすることができる。絶縁回路４１５は、受信周波数においてコイル４０３の一部を横切るショートとして機能することができる。受信回路は、コイル４０３の大きさを調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように、コイル４０３に沿って絶縁回路４１５についてのタップ接続６０９を調整することによって変更することができる。さらに、絶縁回路４１５は、回路内に残っているコイル４０３の関連部分が、上述したように、送信機／受信機の近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供するようにショートとして機能する。
タップ接続６０９を介してコイル４０３に結合された絶縁回路４１５により、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波の形態で具現化されるＡＭ信号を受信することができる。さらに、受信回路は、振幅変調回路に結合されている。振幅変調回路は、受信したＡＭ信号の復調および変調を行うように構成されることができる。受信回路は、第２の周波数において受信した誘導表面波からＡＭ信号を受信する。受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。このように、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、振幅変調回路に対するＡＭ信号の最大電力伝送を提供するように求めることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６はまた、後の信号段階についての到来干渉をフィルタリングするのに役立つことができる。
ＡＭ信号は、復調回路６１５に供給される。１つの実施形態において、復調回路６１５は、高入力インピーダンスを有する。復調回路６１５は、インピーダンス整合ネットワーク４３６によって供給されるＡＭ信号から情報担持信号を抽出するように構成されている。すなわち、復調回路６１５は、送信された元の信号を取得するように構成されている。復調回路６１５は、包絡線検波回路、積検出器回路、またはいくつかの他の復調回路として構成されることができる。復調回路６１５は、元の信号を調整するためにローパスフィルタを含むことができる。そして、元の信号は、信号調整増幅器６１８によって増幅される。つぎに、元の信号は、変調回路６２１に供給される。変調回路６２１は、搬送波信号発生器６２４によって供給される所定の搬送波と元の信号を合成する。変調回路６２１の出力は、電力増幅器６２７を介して増幅されるＡＭ信号である。電力増幅器６２７の出力は、タップ接続６３０においてコイル４０３に印加される。この目的のために、変調回路６２１の出力は、上述した送信回路を介して伝送される。換言すれば、誘導表面波送信機／受信機６００は、１つの周波数において受信回路における誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信しかつ他の周波数において送信回路を介してＡＭ信号を再送信するように構成されることができる。したがって、誘導表面波送信機／受信機６００は、ＡＭ信号リピータとして動作することができる。さらに、例えば、周波数変調、周波数偏移キーイング、パケット変調、および他の変調技術などの上述したＡＭ送信を超えた他の種類の変調が使用されてもよいことに留意すべきである。
図２４を参照すると、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、振幅変調リピータとして動作しかつ振幅変調（ＡＭ）リピータの要素に電力を供給する例示的な誘導表面波送信機／受信機が示されている。誘導表面波送信機／受信機６５０は、例えば、縦軸に沿って配置された上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２を備えることができる。図２４に示される実施形態において、上昇した帯電ターミナルＴ１は、下部補償ターミナルＴ２の上方に配置されている。上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２は、様々な構成で配置されることができる。上昇した帯電ターミナルＴ１は、タップ接続６０３を介してコイル４０３に結合されることができる。
上昇した帯電ターミナルＴ１は、コイル４０３の一端においてコイル４０３に結合されており、コイル４０３の他端は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。図２４に示される実施形態において、コイル４０３は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されているが、コイル４０３についての有効な地面４０６を実装するために様々な代替の方法が使用されることができる。下部補償ターミナルＴ２は、絶縁回路４２１に結合されており、絶縁回路４２１は、タップ接続６０６を介してコイル４０３に結合されている。コイル４０３に対するタップ接続６０６は、コイル４０３における複数の位置のいずれかに設定されることができる。図２４における実施形態は、さらに、タップ接続６０９においてコイル４０３に結合されかつ地面４０６に結合された絶縁回路４１５を含む。絶縁回路４１５は、所望の周波数についてのショートとして機能し、コイル４０３の所望の帯域を通過する。
誘導表面波送信機／受信機６５０は、振幅変調回路に結合されることができる。振幅変調（ＡＭ）は、図２４の様々な要素に関して記載されているものの、例えば、周波数変調、周波数偏移キーイング、パケット変調、および他の変調技術などの他の種類の変調がＡＭ送信を超えて使用されてもよいことが理解される。
図２４に示されるように、誘導表面波送信機／受信機６５０は、二次コイルＬｘおよびコンデンサＣｘを備えるインピーダンス整合ネットワーク４３６に結合されることができる。具体的には、コイル４０３は、インピーダンス整合ネットワーク４３６の二次コイルＬｘに誘電結合されている。図２４に示される実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、二次ＬＣ回路を形成する。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、最大電力が振幅変調回路に転送されるように、共役インピーダンス整合（マッチング）を確立するように構成されることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６は、復調回路６１５に接続されることができる。復調回路６１５は、信号調整増幅器６１８に結合されている。信号調整増幅器６１８は、変調回路６２１に結合されている。変調回路６２１は、搬送波信号発生器６２４および電力増幅器６２７に結合されている。電力増幅器６２７は、絶縁回路４２８に結合されている。絶縁回路４２８は、タップ接続６３０を介してコイル４０３に結合されている。
インピーダンス整合ネットワーク４３６の出力はまた、変圧器４３８に結合されることができ、変圧器４３８は、整流回路４３９に結合されている。いくつかの実施形態において、変圧器４３８は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワークは、整流器４３９に結合されることができる。整流回路４３９は、単相または多相構成で構成されることができる。各構成について、整流回路４３９は、半波または全波構成で構成されることができる。整流回路４３９の出力は、電圧調整回路４４２に直接結合されることができる。電圧調整回路４４２は、限定されるものではないが、リニアレギュレータ、スイッチングレギュレータ、またはいくつかの他の適切な電圧調整回路を含むことができる。電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３についての異なる直流（ＤＣ）電圧および電流の範囲を提供することができる。さらに、電圧調整回路４４２は、ＡＭ復調回路６１５、信号調整増幅器６１８、搬送波信号発生器６２４、変調回路６２１、および電力増幅器６２７に結合されることができる。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機６５０の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。誘導表面波送信機／受信機６５０は、振幅変調リピータとして動作するように構成されることができる。図２４に示された実施形態は、図２３に記載される実施形態と同様の誘導表面波において具現化されるＡＭまたは変調信号を送信および受信することができる。
さらに、図２４に示される実施形態はまた、同様に誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を再送信しながら、第２の周波数において誘導表面波から電力を受信するように構成されることができる。例えば、受信回路によって受信された誘導表面波は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に供給されることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信する。誘導表面波における電力は、変圧器４３８に供給される。変圧器４３８は、整流器４３９の準備のためにＡＣ電圧のレベルを調整することができる。いくつかの実施形態において、変圧器は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流器４３９に対してＡＣ電圧を供給する。整流器４３９は、変圧器４３８からまたは直接インピーダンス整合ネットワーク４３６からＡＣ電圧を受信することができる。整流回路４３９は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換する。回路要素の様々な構成は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換するために使用されることができる。いくつかの非限定的な例は、半波または全波構成で実装される単相または多相整流器を含むことができる。例えば、単相、半波整流回路は、ＡＣ電圧正弦波入力の負極性カーブをフィルタリングし、出力としてＡＣ電圧正弦波の正カーブを供給する。この出力は、ＤＣ電圧の「リップル」波形を提供する。電圧調整回路４４２は、「リップル」を低減させるためにおよび／または波形を平滑化するために使用されることができるコンデンサを備えることができる。
電圧調整回路４４２は、図２４に示されるように、誘導表面波送信機／受信機６５０の要素についての電流および電圧を供給するように整流回路４３９に結合されている。誘導表面波送信機／受信機６５０の要素は、異なる電流および電圧要件を有することができる。電圧調整回路４４２は、示されるような誘導表面波送信機／受信機６５０の要素に電力供給するために使用される所望のＤＣ出力電圧を供給するように構成されることができる。
図２５を参照すると、複数のコイルを有する例示的な誘導表面波送信機／受信機が示されている。そのような実施形態において、各コイルは、別個の周波数において誘導表面波を送信または受信するために使用されることができる。誘導表面波送信機／受信機７００は、図２５に示されるように、縦軸に沿って配置された上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２を備えることができる。図２５に示される実施形態において、上昇した帯電ターミナルＴ１は、下部補償ターミナルＴ２の上方に配置されている。上昇した帯電ターミナルＴ１および下部補償ターミナルＴ２は、様々な構成で配置されることができる。
上昇した帯電ターミナルＴ１は、ダイプレクサ７０３に結合されている。ダイプレクサ７０３は、タップ接続を介してコイル７０６およびコイル７０９に結合されている。コイル７０６は、タップ接続７１２を介して補償ターミナルＴ２に結合されている。誘導表面波送信機／受信機７００は、さらに、タップ接続７１５を介してコイル７０６に結合された電源４２７を含み、電源４２７はまた、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。
コイル７０９は、誘導表面波送信機／受信機７００の受信回路の一部として、電気的負荷４３３に結合されることができる。コイル７０９は、二次コイルＬｘおよびコンデンサＣｘを含むインピーダンス整合ネットワーク４３６に結合されている。具体的には、コイル７０９は、インピーダンス整合ネットワーク４３６の二次コイルＬｘに誘電結合されている。図２５に示される実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、二次ＬＣ回路を形成する。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、最大電力が電気負荷４３３に転送されるように、共役インピーダンスマッチングを確立するように構成されることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６の出力は、変圧器４３８に結合されることができる。変圧器４３８は、整流回路４３９に結合されている。いくつかの実施形態において、変圧器４３８は、省略されてもよく、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流器４３９に結合されることができる。整流回路４３９は、単相または多相構成で構成されることができる。各構成について、整流回路４３９は、半波または全波構成で構成されることができる。整流回路４３９の出力は、電圧調整回路４４２に直接結合されることができる。電圧調整回路４４２は、限定されるものではないが、リニアレギュレータ、スイッチングレギュレータ、またはいくつかの他の適切な電圧調整回路を含むことができる。電圧調整回路４４２は、電気的負荷４３３についての異なる直流（ＤＣ）電圧および電流の範囲を提供することができる。さらに、電圧調整回路４４２は、電源４２７に結合されることができる。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機７００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。上述したように、誘導表面波送信機／受信機７００は、送信回路を備える要素を介して誘導表面波の形態でエネルギを送信することができる。図２５に示されるように、送信回路は、ダイプレクサ７０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１を備える。ダイプレクサ７０３は、コイル７０６に結合されている。コイル４０３の他端は、地面４０６に結合されている。補償ターミナルＴ２は、タップ接続７１２を介してコイル７０６に結合されている。電源４２７は、タップ接続７１５を介してコイル７０６に結合され、また、地面４０６にも結合されている。
図２５に示されるように、電源４２７は、上昇した帯電ターミナルＴ１の励起源として機能する。電源４２７は、タップ接続７１５を介してコイル７０６の下部に対して第１の周波数のＡＣ電圧を供給することができる。ＡＣ電圧は、コイル７０６を通って上方に移動するのにともない増加する。ダイプレクサ７０３を介してコイル７０６に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１により、増加した電圧は、上昇した帯電ターミナルＴ１に供給される。補償ターミナルＴ２はまた、コイル７０６によるタップ接続７１２を介して増加した電圧を備えている。補償ターミナルＴ２に対するタップ接続７１２は、上述したように、地面４０６の表面において誘導表面導波路モードと実質的にモード整合するようにコイル７０６において調整されることができる。
ダイプレクサ７０３は、コイル７０９に関連する周波数からコイル７０６に関連する周波数を分離する。ダイプレクサ７０３は、コイル７０６およびコイル７０９が上昇した帯電ターミナルＴ１を共有するのを可能とする。ダイプレクサ７０３は、周波数が双方向に移動することができるように分離を提供する。換言すれば、誘導表面波送信機／受信機７００は、ダイプレクサにおいて分離された周波数に起因して同時に誘導表面波を送信および受信することができる。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。また、回路内に残っているコイル７０６の関連部分は、上述したように、送信機／受信機の近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）をもたらす給電ネットワークを提供する。
さらに、図２５に示されるように、誘導表面波送信機／受信機７００は、異なる周波数における誘導表面波の送信と同時に受信回路の一部としてのコイル７０９によって誘導表面波を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機７００の一部は、同調共振器として構成されることができる。図２５に示されるように、同調共振器の受信回路は、ダイプレクサ７０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１を備え、ダイプレクサ７０３はまた、コイル７０９に結合されている。コイル７０９は、接地杭４０９を介して地面４０６に結合されている。受信回路は、コイル７０９の大きさを調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように調整される。
上述したように、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波から電力を受信する。受信回路は、電力を供給するように電気的負荷４３３に結合されることができる。図２５に示される実施形態において、受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。このように、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、電気的負荷４３３に対して最大電力伝送を提供するように求めることができる。
インピーダンス整合ネットワーク４３６は、変圧器４３８に対してＡＣ電圧を供給する。変圧器４３８は、整流回路４３９の準備のためにＡＣ電圧のレベルを調整することができる。いくつかの実施形態において、変圧器は、省略されてもよい。そのような実施形態において、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、整流器４３９に対してＡＣ電圧を供給する。整流器４３９は、変圧器４３８からまたは直接インピーダンス整合ネットワーク４３６からＡＣ電圧を受信することができる。整流回路４３９は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換する。電圧調整回路４４２は、「リップル」を低減させるためにおよび／または波形を平滑化するために使用されることができるコンデンサを備えることができる。電圧調整回路４４２は、図２５に示されるように、電気的負荷４３３についての電流および電圧を供給するように整流回路４３９に結合されている。
図２６Ａを参照すると、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、補償ターミナルを有しない例示的な誘導表面波送信機／受信機８００が示されている。示された誘導表面波送信機／受信機８００は、使用されることができる様々な異なる種類の誘導表面波送信機／受信機の１つの例である。いくつかの態様において、誘導表面波送信機／受信機８００は、上述したように、図２１Ａおよび図２１Ｂに示された実施形態を参照して記載されたものと同様の要素を含むことができる。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機８００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。開始するために、誘導表面波送信機／受信機８００は、送信回路を備える要素を介して誘導表面波の形態でエネルギを送信することができる。図２６Ａに示されるように、送信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、コイル４０３、絶縁回路４２８、電源４２７、および地面４０６を含むことができる。図２１における要素と同様であるものの、図２６Ａに示された実施形態は、上述した補償ターミナルＴ２を有さずに誘導表面波の形態でエネルギを送信することができる。
図２６Ａに示されるように、電源４２７は、上昇した帯電ターミナルＴ１についての励起源として機能する。電源４２７は、タップ接続４３０を介してコイル４０３の下部に対して図２６ＡにおいてｆＡとして示される第１の周波数のＡＣ電圧を供給することができる。絶縁回路４２８は、周波数干渉を防止するために電源４２７についてのフィルタを提供する。ＡＣ電圧は、コイル４０３を通って上方に移動するのにともない増加する。コイル４０３に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１により、増加した電圧は、上昇した帯電ターミナルＴ１に供給される。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。
さらに、図２６Ａに示されるように、誘導表面波送信機／受信機８００は、第１の周波数における誘導表面波の伝送と同時に、図２６ＡにおいてｆＢとして示される第２の周波数において誘導表面波を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機８００の一部は、同調共振器として構成されることができる。図２６Ａに示されるように、同調共振器の受信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、コイル４０３、絶縁回路４１５、および地面４０６を含むことができる。
絶縁回路４１５は、受信回路が第２の周波数において同調するのを可能とすることができる。絶縁回路４１５は、受信周波数においてコイル４０３の一部を横切るショートとして機能する。さらに、絶縁回路４１５は、送信回路に関連するそれらの周波数などの望ましくない周波数をフィルタリングする。具体的には、絶縁回路４１５は、図２６ＡにおいてｆＢとして示される第２の周波数のみを通過するように構成されることができる。この目的のために、絶縁回路４１５は、第２の周波数を通過するように構成され、絶縁回路４２１は、第１の周波数を通過するように構成されている。受信回路は、コイル４０３の大きさ調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように、コイル４０３に沿って絶縁回路４１５についてのタップ接続４１８を調整することによって変更することができる。
タップ接続４１８を介してコイル４０３に結合された絶縁回路４１５により、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波から電力を受信する。受信回路は、電力を供給するように電気的負荷４３３に結合されることができる。図２１に示される実施形態において、受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。このように、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、電気的負荷４３３に対して最大電力伝送を提供するように求めることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６はまた、後の電力段階についての到来干渉をフィルタリングするのに役立つことができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、変圧器４３８に対してＡＣ電圧を供給する。
その後、図２１における実施形態と同様に、ＡＣ電圧は、変圧器４３８によって調整されることができ、整流回路４３９に印加されることができる。整流回路４３９は、ＡＣ電圧をＤＣ「リップル」電圧に変換する。整流器の出力は、電圧調整回路４４２に印加される。電圧調整回路４４２の出力は、電気的負荷４３３についての調整された電圧および電流を供給する。いくつかの実施形態において、電源４２７は、受信回路から独立していてもよい。他の実施形態において、電圧調整回路４４２は、上述したように、再送信のために電源４２７に対して受信電力の一部または全てを供給することができる。それゆえに、誘導表面波送信機／受信機８００の様々な実施形態は、第１の周波数において第１の誘導表面波を送信すると同時に第２の周波数において第２の誘導表面波を受信するように補償ターミナルＴ２を有さずに構成されることができる。
つぎに図２６Ｂを参照すると、ＡＣ／ＡＣ変換器４５４を有しかつ補償ターミナルを有さずに構成された誘導表面波送信機／受信機８５０が示されている。いくつかの態様において、誘導表面波送信機／受信機８５０は、図２６Ａに示された実施形態を参照して上述したものと同様の要素を含むことができる。
さらに、図２６Ｂに示された実施形態は、ＡＣ電力についての電気的負荷４３３に結合された変圧器４３８を含む。さらに、変圧器４３８の出力は、変圧器４３８からのＡＣ電力の周波数を伝送用の所望の周波数に変換するＡＣ／ＡＣ変換器４５４に結合されている。ＡＣ／ＡＣ変換器４５４は、ＡＣ電力をＤＣ電力に、その後ＤＣ電力をＡＣ電力に変換するように構成された要素を含むことができる。ＡＣ／ＡＣ変換器４５４は、順次絶縁回路４２８に結合されている。それゆえに、誘導表面波送信機／受信機８５０は、ＡＣ電力によって電気的負荷４３３に電力供給し、コイル４０３に対して所望の伝達周波数におけるＡＣ電力を印加するためにＡＣ／ＡＣ変換器４５４を使用するように構成されることができる。
図２７を参照すると、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、補償ターミナルを有しない振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成された例示的な誘導表面波送信機／受信機９００が示されている。示された誘導表面波送信機／受信機９００は、使用されることができる様々な異なる種類の誘導表面波送信機／受信機の１つの例である。いくつかの態様において、誘導表面波送信機／受信機９００は、上述したように、図２３に示された実施形態を参照して記載されたものと同様の要素を含むことができる。
つぎに、誘導表面波送信機／受信機９００の様々な要素の動作の一般的な説明が提供される。誘導表面波送信機／受信機９００は、補償ターミナルＴ２を有しない振幅変調リピータとして構成されることができる。この目的のために、ＡＭ送信を超えて使用されることができる他の種類の変調は、例えば、周波数変調、周波数偏移キーイング、パケット変調、および他の変調技術を含むことができる。
上述したように、誘導表面波送信機／受信機９００は、送信回路を備える要素を介して誘導表面波において具現化される振幅変調（ＡＭ）信号を送信することができる。しかしながら、振幅変調の記載は、例として本願明細書に記載されており、他の種類の変調は、例えば、周波数変調、周波数偏移キーイング、パケット変調、および他の変調技術などの振幅変調を超えて使用されてもよいことが理解される。
図２７に示されるように、送信回路は、上昇した帯電ターミナルＴ１、コイル４０３、絶縁回路４２８、電力増幅器６２７、および地面４０６に結合されたコイル４０３の他端を備える。
図２７に示されるように、ＡＣ電力は、タップ接続６３０において電力増幅器６２７からコイル４０３へと供給される。絶縁回路４２８は、受信回路に関連する周波数などの望ましくない周波数をフィルタリングする。所望の周波数において供給されるＡＣ電圧は、タップ接続６３０からタップ接続６０３へと、最終的には上昇した補償ターミナルＴ１へと移動する。ＡＣ電圧は、コイル４０３を介して上方に移動するのにともない増加する。結果として得られる場が誘導表面導波路モードと実質的にモード整合している場合、誘導表面波は、上述したように、地面４０６の表面に沿って起動される。
さらに、図２７に示されるように、誘導表面波送信機／受信機９００は、第１の周波数における誘導表面波の送信と同時に第２の周波数において誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信するように構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機４００の一部は、同調共振器として構成されることができる。誘導表面波送信機／受信機９００の受信回路は、誘導表面波において具現化されるＡＭ信号を受信するように構成されることができる。図２７に示されるように、同調共振器の受信回路は、タップ接続６０３においてコイル４０３の一端に結合された上昇した帯電ターミナルＴ１を備える。コイル４０３の他端は、タップ接続６０９を介して絶縁回路４１５に結合されている。絶縁回路４１５は、地面４０６に有効に結合されている。絶縁回路４１５は、受信回路が第２の周波数に同調するのを可能とすることができる。絶縁回路４１５は、受信周波数においてコイル４０３の一部を横切るショートとして機能することができる。受信回路は、コイル４０３の大きさを調整することによって第２の周波数に同調されることができる。コイル４０３の大きさは、受信周波数における受信回路のリアクタンス性インピーダンスが実質的に排除されるように、コイル４０３に沿って絶縁回路４１５についてのタップ接続６０９を調整することによって変更することができる。
タップ接続６０９を介してコイル４０３に結合された絶縁回路４１５により、同調共振器の受信回路は、第２の周波数において誘導表面波の形態でＡＭ信号を受信することができる。さらに、受信回路は、上述したように、振幅変調回路に結合されている。振幅変調回路は、受信したＡＭ信号の復調および変調を行うように構成されることができる。受信回路は、第２の周波数において受信した誘導表面波からＡＭ信号を受信する。受信回路は、インピーダンス整合ネットワーク４３６に誘電結合されている。インピーダンス整合ネットワーク４３６は、誘導表面波の第２の周波数に同調されることができる。このように、インピーダンス整合ネットワーク４３６は、振幅変調回路に対するＡＭ信号の最大電力伝送を提供するように求めることができる。インピーダンス整合ネットワーク４３６はまた、後の信号段階についての到来干渉をフィルタリングするのに役立つことができる。その後、図２７に示されかつ上述したように、ＡＭ信号は、ＡＭ復調回路６１５、信号調整増幅器６１８、変調回路６２１、電力増幅器６２７、または送信回路を介して再送信されることになるＡＭ信号の準備における他の信号段階などの他の信号段階に印加されることができる。それゆえに、誘導表面波送信機／受信機９００の様々な実施形態は、補償ターミナルを有しない図２３に示された実施形態と同様の振幅変調（ＡＭ）リピータとして構成されることができる。
図２８を参照すると、本願明細書に記載された１つの実施形態にかかる、誘導表面波を転送する誘導表面波送信機／受信機の例示的なシステムが示されている。１つの実施形態において、システム１００３は、他の誘導表面波送信機／受信機の所定の距離１００６の範囲内であるように幾何学的に配置された複数の誘導表面波送信機／受信機を含むことができる。１つの実施形態において、誘導表面波送信機／受信機のシステム１００３は、長距離にわたっておよび遠隔地へと電力を転送するように構成されることができる。他の実施形態において、誘導表面波送信機／受信機のシステム１００３は、図２３、図２４、および図２７において上述したように、振幅変調リピータとして使用されることができる。
本開示の上述した実施形態は、単に本開示の原理の明確な理解のために記載された実装の可能な例にすぎないことが強調されるべきである。本開示の精神および原理から実質的に逸脱することなく、上述した実施形態に対して多くの変形例および変更例がなされることができる。全てのそのような変更例および変形例は、本開示の範囲内で本願明細書に含まれかつ以下の特許請求の範囲によって保護されるように意図される。さらに、記載された実施形態および従属請求項の全ての所望の好ましい特徴および変更例は、本願明細書において教示された開示の全ての態様において使用可能である。さらにまた、従属請求項の個々の特徴、ならびに記載された実施形態の全ての所望の好ましい特徴および変更例は、互いに組み合わせでありかつ相互交換可能である。

Claims (20)

  1. 陸上の媒体に沿って第１の周波数において第１の誘導表面波を起動するように調整された誘導表面導波路プローブと、
    第２の周波数において第２の誘導表面波を受信するように同調される受信回路として動作するように構成された前記誘導表面導波路プローブの一部とを備える、システム。
  2. 前記誘導表面導波路プローブが、前記陸上の媒体上に上昇しかつ前記陸上の媒体の入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）において入射波面を合成する少なくとも１つの結果として得られる場を生成するように構成された帯電ターミナルを備える、請求項１に記載のシステム。
  3. 前記帯電ターミナルが、複数の帯電ターミナルのうちの１つである、請求項２に記載のシステム。
  4. 前記誘導表面導波路プローブが、前記陸上の媒体上に上昇した帯電ターミナルを備え、さらに、前記帯電ターミナルに電気的に結合された給電ネットワークを備え、前記給電ネットワークが、前記誘導表面導波路プローブの近位において損失性導電性媒体と関連付けられた入射の複素ブルースター角（θｉ,Ｂ）と関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅れ（Φ）を提供する、請求項１に記載のシステム。
  5. 前記誘導表面導波路プローブが、第１の誘導表面導波路プローブを備え、前記受信回路が、第２の誘導表面波を生成する第２の誘導表面導波路プローブに結合された励起源における負荷として経験される電気的負荷に誘電結合されている、請求項１、請求項２、請求項３、または請求項４に記載のシステム。
  6. 前記第１の誘導表面波が、前記誘導表面導波路プローブからの距離の関数として指数関数的に減衰する輪郭を有する、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、または請求項５に記載のシステム。
  7. 前記受信回路が、さらに、コイルの第１の端部において帯電リザーバにかつ前記コイルの第２端部において地面に結合された前記コイルの一部を備える、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、または請求項６に記載のシステム。
  8. 前記受信回路が、さらに、第１の位置において帯電リザーバに結合されかつコイルの第２の位置において地面に結合される絶縁装置に結合された前記コイルの一部を備える、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、または請求項７に記載のシステム。
  9. 前記受信回路が、電気的負荷についての前記受信回路からの電圧を調整するように構成された電圧調整回路に結合されている、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、請求項７、または請求項８に記載のシステム。
  10. 前記電圧調整回路が電源に前記電圧を供給する、請求項９に記載のシステム。
  11. 誘導表面導波路プローブを介して第１の周波数において陸上の媒体の表面に沿って起動される第１の誘導表面波を起動することと、
    同調共振器として動作するように前記誘導表面導波路プローブの一部を構成することによって第２の周波数において第２の誘導表面波を受信することとを備える、方法。
  12. さらに、少なくとも前記誘導表面導波路プローブからハンケル交差距離における複素入射角を提供する結果として得られる場を生成することを備える、請求項１１に記載の方法。
  13. さらに、前記誘導表面導波路プローブの前記同調共振器に結合された電気的負荷に対して前記第２の誘導表面波において具現化される電気エネルギを供給することを備える、請求項１１または請求項１２に記載の方法。
  14. 前記誘導表面導波路プローブが、帯電ターミナルを有する単相プローブである、請求項１１、請求項１２、または請求項１３に記載の方法。
  15. 前記第１の誘導表面波が振幅変調信号を具現化する、請求項１１、請求項１２、請求項１３、または請求項１４に記載の方法。
  16. 帯電ターミナルが、複数の帯電ターミナルのうちの１つである、請求項１４または請求項１５に記載の方法。
  17. 第１の誘導表面波の形態でエネルギを起動するように調整された誘導表面導波路プローブと、
    第２の誘導表面波を受信するように同調される受信回路を前記誘導表面導波路プローブの一部から構成するための手段とを備える、システム。
  18. 前記誘導表面導波路プローブが、少なくとも前記誘導表面導波路プローブからハンケル交差距離において複素入射角を提供する結果として得られる場を生成する、請求項１７に記載のシステム。
  19. 前記受信回路が、さらに、コイルの第１の位置において地面に結合されかつ前記コイルの第２の位置において補償ターミナルに結合された絶縁装置に結合された前記コイルの一部を備える、請求項１７または請求項１８に記載の
    システム。
  20. 前記受信回路が、電気的負荷についての前記受信回路からの電圧を調整するように構成された電圧調整回路に誘電結合されている、請求項１７、請求項１８、または請求項１９に記載のシステム。
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JP2017514542A Pending JP2017529048A (ja) 2014-09-11 2015-09-10 誘導表面波の同時送信および受信、システム、方法

Country Status (15)

Country Link
US (2) US10074993B2 (ja)
EP (1) EP3192149B1 (ja)
JP (1) JP2017529048A (ja)
KR (1) KR20170054401A (ja)
CN (1) CN107148720A (ja)
AU (1) AU2015315017B9 (ja)
BR (1) BR112017005042A2 (ja)
CA (1) CA2957592A1 (ja)
EA (1) EA201790582A1 (ja)
HK (1) HK1243238A1 (ja)
IL (1) IL250794A0 (ja)
MA (1) MA40397A (ja)
MX (1) MX365426B (ja)
SG (1) SG11201701363PA (ja)
WO (1) WO2016040608A1 (ja)

Families Citing this family (126)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5537813A (en) 1992-12-08 1996-07-23 Carolina Power & Light Company Gas turbine inlet air combined pressure boost and cooling method and apparatus
FR2965978B1 (fr) * 2010-10-07 2012-10-19 Tdf Antenne de grande dimension a ondes de surface et a large bande
US9525524B2 (en) 2013-05-31 2016-12-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Remote distributed antenna system
US9999038B2 (en) 2013-05-31 2018-06-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Remote distributed antenna system
US8897697B1 (en) 2013-11-06 2014-11-25 At&T Intellectual Property I, Lp Millimeter-wave surface-wave communications
US9768833B2 (en) 2014-09-15 2017-09-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for sensing a condition in a transmission medium of electromagnetic waves
US10063280B2 (en) 2014-09-17 2018-08-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Monitoring and mitigating conditions in a communication network
US9615269B2 (en) 2014-10-02 2017-04-04 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus that provides fault tolerance in a communication network
US9685992B2 (en) 2014-10-03 2017-06-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Circuit panel network and methods thereof
US9503189B2 (en) 2014-10-10 2016-11-22 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for arranging communication sessions in a communication system
US9973299B2 (en) 2014-10-14 2018-05-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for adjusting a mode of communication in a communication network
US9577306B2 (en) 2014-10-21 2017-02-21 At&T Intellectual Property I, L.P. Guided-wave transmission device and methods for use therewith
US9312919B1 (en) 2014-10-21 2016-04-12 At&T Intellectual Property I, Lp Transmission device with impairment compensation and methods for use therewith
US9769020B2 (en) 2014-10-21 2017-09-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for responding to events affecting communications in a communication network
US9653770B2 (en) 2014-10-21 2017-05-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Guided wave coupler, coupling module and methods for use therewith
US9627768B2 (en) * 2014-10-21 2017-04-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Guided-wave transmission device with non-fundamental mode propagation and methods for use therewith
US9780834B2 (en) 2014-10-21 2017-10-03 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for transmitting electromagnetic waves
US9742462B2 (en) 2014-12-04 2017-08-22 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission medium and communication interfaces and methods for use therewith
US9800327B2 (en) 2014-11-20 2017-10-24 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus for controlling operations of a communication device and methods thereof
US10243784B2 (en) 2014-11-20 2019-03-26 At&T Intellectual Property I, L.P. System for generating topology information and methods thereof
US9997819B2 (en) 2015-06-09 2018-06-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission medium and method for facilitating propagation of electromagnetic waves via a core
US9954287B2 (en) 2014-11-20 2018-04-24 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus for converting wireless signals and electromagnetic waves and methods thereof
US10009067B2 (en) 2014-12-04 2018-06-26 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for configuring a communication interface
US9544006B2 (en) 2014-11-20 2017-01-10 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission device with mode division multiplexing and methods for use therewith
US9461706B1 (en) 2015-07-31 2016-10-04 At&T Intellectual Property I, Lp Method and apparatus for exchanging communication signals
US9876570B2 (en) 2015-02-20 2018-01-23 At&T Intellectual Property I, Lp Guided-wave transmission device with non-fundamental mode propagation and methods for use therewith
US9749013B2 (en) 2015-03-17 2017-08-29 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for reducing attenuation of electromagnetic waves guided by a transmission medium
US9705561B2 (en) 2015-04-24 2017-07-11 At&T Intellectual Property I, L.P. Directional coupling device and methods for use therewith
US10224981B2 (en) 2015-04-24 2019-03-05 At&T Intellectual Property I, Lp Passive electrical coupling device and methods for use therewith
US9793954B2 (en) 2015-04-28 2017-10-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Magnetic coupling device and methods for use therewith
US9748626B2 (en) 2015-05-14 2017-08-29 At&T Intellectual Property I, L.P. Plurality of cables having different cross-sectional shapes which are bundled together to form a transmission medium
US9490869B1 (en) 2015-05-14 2016-11-08 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission medium having multiple cores and methods for use therewith
US9871282B2 (en) 2015-05-14 2018-01-16 At&T Intellectual Property I, L.P. At least one transmission medium having a dielectric surface that is covered at least in part by a second dielectric
US10650940B2 (en) 2015-05-15 2020-05-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission medium having a conductive material and methods for use therewith
US9917341B2 (en) 2015-05-27 2018-03-13 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and method for launching electromagnetic waves and for modifying radial dimensions of the propagating electromagnetic waves
US10812174B2 (en) 2015-06-03 2020-10-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Client node device and methods for use therewith
US10103801B2 (en) 2015-06-03 2018-10-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Host node device and methods for use therewith
US9866309B2 (en) 2015-06-03 2018-01-09 At&T Intellectual Property I, Lp Host node device and methods for use therewith
US9912381B2 (en) 2015-06-03 2018-03-06 At&T Intellectual Property I, Lp Network termination and methods for use therewith
US9913139B2 (en) 2015-06-09 2018-03-06 At&T Intellectual Property I, L.P. Signal fingerprinting for authentication of communicating devices
US9820146B2 (en) 2015-06-12 2017-11-14 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for authentication and identity management of communicating devices
US9509415B1 (en) 2015-06-25 2016-11-29 At&T Intellectual Property I, L.P. Methods and apparatus for inducing a fundamental wave mode on a transmission medium
US9865911B2 (en) 2015-06-25 2018-01-09 At&T Intellectual Property I, L.P. Waveguide system for slot radiating first electromagnetic waves that are combined into a non-fundamental wave mode second electromagnetic wave on a transmission medium
US9640850B2 (en) 2015-06-25 2017-05-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Methods and apparatus for inducing a non-fundamental wave mode on a transmission medium
US10148016B2 (en) 2015-07-14 2018-12-04 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for communicating utilizing an antenna array
US10205655B2 (en) 2015-07-14 2019-02-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for communicating utilizing an antenna array and multiple communication paths
US10044409B2 (en) 2015-07-14 2018-08-07 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission medium and methods for use therewith
US9853342B2 (en) 2015-07-14 2017-12-26 At&T Intellectual Property I, L.P. Dielectric transmission medium connector and methods for use therewith
US9882257B2 (en) 2015-07-14 2018-01-30 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for launching a wave mode that mitigates interference
US9628116B2 (en) 2015-07-14 2017-04-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for transmitting wireless signals
US9847566B2 (en) 2015-07-14 2017-12-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for adjusting a field of a signal to mitigate interference
US10090606B2 (en) 2015-07-15 2018-10-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Antenna system with dielectric array and methods for use therewith
US9749053B2 (en) 2015-07-23 2017-08-29 At&T Intellectual Property I, L.P. Node device, repeater and methods for use therewith
US9912027B2 (en) 2015-07-23 2018-03-06 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for exchanging communication signals
US9871283B2 (en) 2015-07-23 2018-01-16 At&T Intellectual Property I, Lp Transmission medium having a dielectric core comprised of plural members connected by a ball and socket configuration
US9948333B2 (en) 2015-07-23 2018-04-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for wireless communications to mitigate interference
US9735833B2 (en) 2015-07-31 2017-08-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for communications management in a neighborhood network
US9967173B2 (en) 2015-07-31 2018-05-08 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for authentication and identity management of communicating devices
US9916485B1 (en) * 2015-09-09 2018-03-13 Cpg Technologies, Llc Method of managing objects using an electromagnetic guided surface waves over a terrestrial medium
US10033197B2 (en) 2015-09-09 2018-07-24 Cpg Technologies, Llc Object identification system and method
US10031208B2 (en) 2015-09-09 2018-07-24 Cpg Technologies, Llc Object identification system and method
US9927477B1 (en) 2015-09-09 2018-03-27 Cpg Technologies, Llc Object identification system and method
US9973037B1 (en) 2015-09-09 2018-05-15 Cpg Technologies, Llc Object identification system and method
US9904535B2 (en) 2015-09-14 2018-02-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for distributing software
US9769128B2 (en) 2015-09-28 2017-09-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for encryption of communications over a network
US9729197B2 (en) 2015-10-01 2017-08-08 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for communicating network management traffic over a network
US9876264B2 (en) 2015-10-02 2018-01-23 At&T Intellectual Property I, Lp Communication system, guided wave switch and methods for use therewith
US10355367B2 (en) 2015-10-16 2019-07-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Antenna structure for exchanging wireless signals
US9860075B1 (en) 2016-08-26 2018-01-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and communication node for broadband distribution
US10811767B2 (en) 2016-10-21 2020-10-20 At&T Intellectual Property I, L.P. System and dielectric antenna with convex dielectric radome
US10312567B2 (en) 2016-10-26 2019-06-04 At&T Intellectual Property I, L.P. Launcher with planar strip antenna and methods for use therewith
US10498044B2 (en) 2016-11-03 2019-12-03 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus for configuring a surface of an antenna
US10291334B2 (en) 2016-11-03 2019-05-14 At&T Intellectual Property I, L.P. System for detecting a fault in a communication system
US10225025B2 (en) 2016-11-03 2019-03-05 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for detecting a fault in a communication system
US10224634B2 (en) 2016-11-03 2019-03-05 At&T Intellectual Property I, L.P. Methods and apparatus for adjusting an operational characteristic of an antenna
US10340603B2 (en) 2016-11-23 2019-07-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Antenna system having shielded structural configurations for assembly
US10090594B2 (en) 2016-11-23 2018-10-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Antenna system having structural configurations for assembly
US10535928B2 (en) 2016-11-23 2020-01-14 At&T Intellectual Property I, L.P. Antenna system and methods for use therewith
US10340601B2 (en) 2016-11-23 2019-07-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Multi-antenna system and methods for use therewith
US10178445B2 (en) 2016-11-23 2019-01-08 At&T Intellectual Property I, L.P. Methods, devices, and systems for load balancing between a plurality of waveguides
US10305190B2 (en) 2016-12-01 2019-05-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Reflecting dielectric antenna system and methods for use therewith
US10361489B2 (en) 2016-12-01 2019-07-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Dielectric dish antenna system and methods for use therewith
US10135145B2 (en) 2016-12-06 2018-11-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for generating an electromagnetic wave along a transmission medium
US10020844B2 (en) 2016-12-06 2018-07-10 T&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for broadcast communication via guided waves
US10694379B2 (en) 2016-12-06 2020-06-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Waveguide system with device-based authentication and methods for use therewith
US10637149B2 (en) 2016-12-06 2020-04-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Injection molded dielectric antenna and methods for use therewith
US10439675B2 (en) 2016-12-06 2019-10-08 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for repeating guided wave communication signals
US10727599B2 (en) 2016-12-06 2020-07-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Launcher with slot antenna and methods for use therewith
US9927517B1 (en) 2016-12-06 2018-03-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for sensing rainfall
US10382976B2 (en) 2016-12-06 2019-08-13 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for managing wireless communications based on communication paths and network device positions
US10819035B2 (en) 2016-12-06 2020-10-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Launcher with helical antenna and methods for use therewith
US10326494B2 (en) 2016-12-06 2019-06-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus for measurement de-embedding and methods for use therewith
US10755542B2 (en) 2016-12-06 2020-08-25 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for surveillance via guided wave communication
US10243270B2 (en) 2016-12-07 2019-03-26 At&T Intellectual Property I, L.P. Beam adaptive multi-feed dielectric antenna system and methods for use therewith
US10168695B2 (en) 2016-12-07 2019-01-01 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for controlling an unmanned aircraft
US10359749B2 (en) 2016-12-07 2019-07-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for utilities management via guided wave communication
US9893795B1 (en) 2016-12-07 2018-02-13 At&T Intellectual Property I, Lp Method and repeater for broadband distribution
US10547348B2 (en) 2016-12-07 2020-01-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for switching transmission mediums in a communication system
US10446936B2 (en) 2016-12-07 2019-10-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Multi-feed dielectric antenna system and methods for use therewith
US10389029B2 (en) 2016-12-07 2019-08-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Multi-feed dielectric antenna system with core selection and methods for use therewith
US10139820B2 (en) 2016-12-07 2018-11-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for deploying equipment of a communication system
US10027397B2 (en) 2016-12-07 2018-07-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Distributed antenna system and methods for use therewith
US10601494B2 (en) 2016-12-08 2020-03-24 At&T Intellectual Property I, L.P. Dual-band communication device and method for use therewith
US10777873B2 (en) 2016-12-08 2020-09-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for mounting network devices
US10326689B2 (en) 2016-12-08 2019-06-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and system for providing alternative communication paths
US10938108B2 (en) 2016-12-08 2021-03-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Frequency selective multi-feed dielectric antenna system and methods for use therewith
US10103422B2 (en) 2016-12-08 2018-10-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for mounting network devices
US9998870B1 (en) 2016-12-08 2018-06-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for proximity sensing
US10916969B2 (en) 2016-12-08 2021-02-09 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for providing power using an inductive coupling
US10389037B2 (en) 2016-12-08 2019-08-20 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for selecting sections of an antenna array and use therewith
US10069535B2 (en) 2016-12-08 2018-09-04 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for launching electromagnetic waves having a certain electric field structure
US10530505B2 (en) 2016-12-08 2020-01-07 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for launching electromagnetic waves along a transmission medium
US9911020B1 (en) 2016-12-08 2018-03-06 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for tracking via a radio frequency identification device
US10411356B2 (en) 2016-12-08 2019-09-10 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for selectively targeting communication devices with an antenna array
US10264586B2 (en) 2016-12-09 2019-04-16 At&T Mobility Ii Llc Cloud-based packet controller and methods for use therewith
US10340983B2 (en) 2016-12-09 2019-07-02 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for surveying remote sites via guided wave communications
US9838896B1 (en) 2016-12-09 2017-12-05 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for assessing network coverage
US9973940B1 (en) 2017-02-27 2018-05-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus and methods for dynamic impedance matching of a guided wave launcher
US10298293B2 (en) 2017-03-13 2019-05-21 At&T Intellectual Property I, L.P. Apparatus of communication utilizing wireless network devices
RU2682024C1 (ru) * 2017-10-10 2019-03-14 Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Полет" Устройство и способ согласования радиопередающего антенно-фидерного тракта с антеннами различных типов
US10171158B1 (en) 2018-03-26 2019-01-01 At&T Intellectual Property I, L.P. Analog surface wave repeater pair and methods for use therewith
US10749569B2 (en) * 2018-12-04 2020-08-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Surface wave repeater with pilot signal and methods for use therewith
CN110690765B (zh) * 2019-10-11 2023-03-24 哈尔滨工业大学 基于频分复用的高速全双工无线能量数据同步传输系统
US10951265B1 (en) * 2019-12-02 2021-03-16 At&T Intellectual Property I, L.P. Surface wave repeater with cancellation and methods for use therewith
US11448677B2 (en) * 2020-02-20 2022-09-20 Cpg Technologies, Llc System and method for measuring fields over distance
CN115755176B (zh) * 2022-11-22 2023-06-13 南方科技大学 利用频率汉克尔变换分离波场的面波勘探方法及相关装置

Family Cites Families (145)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3123767A (en) 1964-03-03 Uator
GB189620981A (en) 1896-09-22 1896-11-21 Nikola Tesla Improvements relating to the Production, Regulation, and Utilization of Electric Currents of High Frequency, and to Apparatus therefor.
US645576A (en) 1897-09-02 1900-03-20 Nikola Tesla System of transmission of electrical energy.
US685955A (en) 1899-06-24 1901-11-05 Nikola Tesla Apparatus for utilizing effects transmitted from a distance to a receiving device through natural media.
US685953A (en) 1899-06-24 1901-11-05 Nikola Tesla Method of intensifying and utilizing effects transmitted through natural media.
US685956A (en) 1899-08-01 1901-11-05 Nikola Tesla Apparatus for utilizing effects transmitted through natural media.
US685954A (en) 1899-08-01 1901-11-05 Nikola Tesla Method of utilizing effects transmitted through natural media.
US685012A (en) 1900-03-21 1901-10-22 Nikola Tesla Means for increasing the intensity of electrical oscillations.
US787412A (en) 1900-05-16 1905-04-18 Nikola Tesla Art of transmitting electrical energy through the natural mediums.
US725605A (en) 1900-07-16 1903-04-14 Nikola Tesla System of signaling.
GB190111293A (en) 1901-06-01 1901-11-02 Nikola Tesla Improvements relating to the Utilization of Electromagnetic, Light, or other like Radiations Effects or Disturbances transmitted through the Natural Media and to Apparatus therefor.
GB190113563A (en) 1901-07-03 1901-11-09 Nikola Tesla Improvements in, and relating to, the Transmission of Electrical Energy.
GB190114579A (en) 1901-07-17 1902-04-24 Nikola Tesla Improvements in and relating to the Transmission of Electrical Energy.
GB190508200A (en) 1905-04-17 1906-04-17 Nikola Tesla Improvements relating to the Transmission of Electrical Energy.
US851336A (en) 1905-06-27 1907-04-23 Georg Von Arco Transmitter for wireless telegraphy.
US1119732A (en) 1907-05-04 1914-12-01 Nikola Tesla Apparatus for transmitting electrical energy.
US1452849A (en) 1921-12-13 1923-04-24 Rca Corp Wireless transmitting station
US1691338A (en) 1923-10-05 1928-11-13 Westinghouse Electric & Mfg Co Aerial system
US1652516A (en) 1924-12-23 1927-12-13 Westinghouse Electric & Mfg Co Radio transmitting system
US1947256A (en) 1930-01-11 1934-02-13 Bell Telephone Labor Inc Antenna counterpoise system
BE554252A (ja) 1950-03-21
US2921277A (en) 1956-07-13 1960-01-12 Surface Conduction Inc Launching and receiving of surface waves
US3219954A (en) 1957-05-31 1965-11-23 Giovanni P Rutelli Surface wave transmission system for telecommunication and power transmission
FR1604503A (ja) 1960-05-31 1971-11-29
US3582838A (en) 1966-09-27 1971-06-01 Zenith Radio Corp Surface wave devices
US3445844A (en) 1968-01-11 1969-05-20 Raytheon Co Trapped electromagnetic radiation communications system
US3742511A (en) 1971-06-15 1973-06-26 Smith Electronics Inc Low-loss antenna system with counterpoise insulated from earth
US3742509A (en) 1971-11-11 1973-06-26 Raytheon Co Subsurface traveling wave antenna
GB1471860A (en) 1974-07-02 1977-04-27 Plessey Co Ltd Radio antenna incorporating low-loss high relative permittivity dielectric material
US4751515A (en) 1980-07-09 1988-06-14 Corum James F Electromagnetic structure and method
US4808950A (en) 1986-10-06 1989-02-28 Sanders Associates, Inc. Electromagnetic dispersive delay line
GB8802204D0 (en) 1988-02-02 1988-03-02 Hately M C Twin feeder crossed field antenna systems
IL89468A (en) 1989-03-03 1994-08-26 Gamzon Eliyahu Method and system for supporting an airborne vehicle in space
US5045825A (en) 1990-07-05 1991-09-03 Hewlett-Packard Company Coupling port for multiple capacitor, distributed inductor resonator
US5293308A (en) 1991-03-26 1994-03-08 Auckland Uniservices Limited Inductive power distribution system
US5301096A (en) 1991-09-27 1994-04-05 Electric Power Research Institute Submersible contactless power delivery system
EP0619906B1 (de) 1992-01-03 1996-03-20 Siemens Aktiengesellschaft Passiver oberflächenwellen-sensor, der drahtlos abfragbar ist
JPH07506716A (ja) 1992-05-08 1995-07-20 ユニライン　リミテッド 単一導線用送電装置及び方法
US6075498A (en) 1993-01-08 2000-06-13 American Nucleonics Corp. Surface wave directional detection system and method
JPH06225481A (ja) 1993-01-21 1994-08-12 Takeo Oe 水中電気機器用の無線方式電力供給装置
GB2288914A (en) 1994-04-26 1995-11-01 Maurice Clifford Hately Radio antenna
US5835067A (en) 1994-04-28 1998-11-10 Goodman; Edward A. Short vertical 160 meter band antenna
US5714917A (en) 1996-10-02 1998-02-03 Nokia Mobile Phones Limited Device incorporating a tunable thin film bulk acoustic resonator for performing amplitude and phase modulation
US5920261A (en) 1996-12-31 1999-07-06 Design Vision Inc. Methods and apparatus for tracking and displaying objects
KR100216885B1 (ko) 1997-07-25 1999-09-01 윤덕용 전기장 센서
ATE346415T1 (de) 1997-08-08 2006-12-15 Jurgen G Meins Verfahren und vorrichtung zur kontaktlosen stromversorgung
GB9718311D0 (en) 1997-08-30 1997-11-05 Hately Maurice C Dual loop radio antenna
RU2143775C1 (ru) 1999-03-25 1999-12-27 Стребков Дмитрий Семенович Способ и устройство для передачи электрической энергии
RU2161850C1 (ru) 1999-07-14 2001-01-10 Стребков Дмитрий Семенович Способ и устройство передачи электрической энергии
US6486846B1 (en) 2000-05-23 2002-11-26 Robert T. Hart E H antenna
US6864849B2 (en) 2000-05-23 2005-03-08 Robert T. Hart Method and apparatus for creating an EH antenna
RU2183376C2 (ru) 2000-07-03 2002-06-10 Стребков Дмитрий Семенович Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
US6650556B2 (en) 2001-10-31 2003-11-18 Intel Corporation Multi-phase DC—DC converter
GB2387969B (en) 2002-04-13 2005-11-30 Maurice Clifford Hately Radio antennas
RU2255406C2 (ru) 2003-02-21 2005-06-27 Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ) Способ и устройство для передачи электрической энергии
US7068234B2 (en) 2003-05-12 2006-06-27 Hrl Laboratories, Llc Meta-element antenna and array
JP3924263B2 (ja) 2003-06-09 2007-06-06 ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー 超音波診断装置
US6956535B2 (en) 2003-06-30 2005-10-18 Hart Robert T Coaxial inductor and dipole EH antenna
US7280033B2 (en) 2003-10-15 2007-10-09 Current Technologies, Llc Surface wave power line communications system and method
US7834813B2 (en) 2004-10-15 2010-11-16 Skycross, Inc. Methods and apparatuses for adaptively controlling antenna parameters to enhance efficiency and maintain antenna size compactness
RU2273939C1 (ru) 2004-12-01 2006-04-10 Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ) Способ и устройство для передачи электрической энергии
JP5185625B2 (ja) 2004-12-13 2013-04-17 インテスト コーポレイション 反射低減信号モジュール
US9118216B2 (en) 2005-02-18 2015-08-25 Cpg Technologies, Llc Parametric power multiplication
CN102255398B (zh) 2005-07-12 2013-07-24 麻省理工学院 无线传递电磁能量的方法和设备
US7825543B2 (en) 2005-07-12 2010-11-02 Massachusetts Institute Of Technology Wireless energy transfer
US7586384B2 (en) 2005-08-15 2009-09-08 Nokia Corporation Integrated load impedance sensing for tunable matching networks
US7307589B1 (en) 2005-12-29 2007-12-11 Hrl Laboratories, Llc Large-scale adaptive surface sensor arrays
RU2310964C1 (ru) 2006-02-10 2007-11-20 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электрической энергии
JP4278061B2 (ja) 2006-03-06 2009-06-10 国立大学法人京都大学 建物内無線電力伝送システム
US7782264B1 (en) 2006-03-28 2010-08-24 The Board Of Governors For Higher Education, State Of Rhode Island And Providence Plantations Systems and methods for providing distributed load monopole antenna systems
WO2007146164A2 (en) 2006-06-14 2007-12-21 Powercast Corporation Wireless power transmission
RU2341860C2 (ru) 2006-07-04 2008-12-20 Виктор Иванович Петрик Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
JP4893483B2 (ja) 2006-09-11 2012-03-07 ソニー株式会社 通信システム
JP4345850B2 (ja) 2006-09-11 2009-10-14 ソニー株式会社 通信システム及び通信装置
US7960870B2 (en) 2006-11-27 2011-06-14 Xslent Energy Technologies, Llc Power extractor for impedance matching
EP1965223B1 (en) 2007-03-02 2013-12-18 Saab Ab Subsurface Imaging radar
RU2340064C1 (ru) 2007-03-29 2008-11-27 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
RU2342761C1 (ru) 2007-09-07 2008-12-27 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
WO2009042214A1 (en) 2007-09-26 2009-04-02 Governing Dynamics, Llc Self-charging electric vehicles and aircraft, and wireless energy distribution system
US8350769B1 (en) 2008-03-20 2013-01-08 United States Of America As Represented By Secretary Of The Navy Frequency agile electrically small tactical AM broadcast band antenna system
RU2366057C1 (ru) 2008-04-25 2009-08-27 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство передачи электроэнергии
EP2281322B1 (en) 2008-05-14 2016-03-23 Massachusetts Institute of Technology Wireless energy transfer, including interference enhancement
RU2366058C1 (ru) 2008-05-16 2009-08-27 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электроэнергии
EP2329290A1 (en) 2008-08-20 2011-06-08 BAE Systems PLC High frequency surfacewave radar
EP2329505A1 (en) 2008-08-25 2011-06-08 Governing Dynamics, LLC. Wireless energy transfer system
JP4911148B2 (ja) 2008-09-02 2012-04-04 ソニー株式会社 非接触給電装置
US8933594B2 (en) 2008-09-27 2015-01-13 Witricity Corporation Wireless energy transfer for vehicles
US8299936B2 (en) 2008-12-18 2012-10-30 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Method and apparatus for establishing low frequency/ultra low frequency and very low frequency communications
US9130394B2 (en) 2009-02-05 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Wireless power for charging devices
JP4752931B2 (ja) 2009-02-18 2011-08-17 ブラザー工業株式会社 無線タグ通信装置
US8338991B2 (en) 2009-03-20 2012-12-25 Qualcomm Incorporated Adaptive impedance tuning in wireless power transmission
US8803474B2 (en) 2009-03-25 2014-08-12 Qualcomm Incorporated Optimization of wireless power devices
US8237313B2 (en) 2009-04-08 2012-08-07 John Ruocco Method and apparatus for wireless transmission and reception of electric power
TWI520439B (zh) 2009-04-13 2016-02-01 凡爾賽特公司 半雙工相位陣列天線系統
WO2010129369A2 (en) 2009-04-28 2010-11-11 Mojo Mobility, Inc. System and methods for inductive charging, and improvements and uses thereof
WO2010127685A1 (en) 2009-05-07 2010-11-11 Telecom Italia S.P.A. System for transferring energy wirelessly
US8274178B2 (en) 2009-06-21 2012-09-25 Christopher Allen Tucker System of transmission of wireless energy
US8063717B2 (en) 2009-07-27 2011-11-22 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Duplexer having resonator filters
US8587490B2 (en) 2009-07-27 2013-11-19 New Jersey Institute Of Technology Localized wave generation via model decomposition of a pulse by a wave launcher
US20110049997A1 (en) 2009-09-03 2011-03-03 Tdk Corporation Wireless power feeder and wireless power transmission system
RU2409883C1 (ru) 2009-09-11 2011-01-20 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электрической энергии
US8541974B2 (en) 2009-09-17 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Movable magnetically resonant antenna for wireless charging
US20110080050A1 (en) 2009-10-02 2011-04-07 Ut-Battelle, Llc Systems and Methods for Directional Reactive Power Ground Plane Transmission
US9461505B2 (en) 2009-12-03 2016-10-04 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Wireless energy transfer with negative index material
US20110133565A1 (en) 2009-12-03 2011-06-09 Koon Hoo Teo Wireless Energy Transfer with Negative Index Material
RU2473160C2 (ru) 2009-12-04 2013-01-20 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство для передачи электрической энергии
US9030363B2 (en) 2009-12-29 2015-05-12 Kathrein-Werke Ag Method and apparatus for tilting beams in a mobile communications network
US8384247B2 (en) 2010-01-13 2013-02-26 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Wireless energy transfer to moving devices
US8159385B2 (en) 2010-02-04 2012-04-17 Sensis Corporation Conductive line communication apparatus and conductive line radar system and method
RU2423772C1 (ru) 2010-03-23 2011-07-10 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство передачи электрической энергии (варианты)
RU2459340C2 (ru) 2010-09-21 2012-08-20 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство для передачи электрической энергии
RU2474031C2 (ru) 2010-09-22 2013-01-27 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
US20120169568A1 (en) 2011-01-03 2012-07-05 Palm, Inc. Multiband antenna with ground resonator and tuning element
JP2012147351A (ja) 2011-01-14 2012-08-02 Sony Corp 信号伝送装置、電子機器、及び、信号伝送方法
JP5058350B1 (ja) 2011-03-30 2012-10-24 株式会社東芝 送電装置及び電力伝送システム
US9030421B2 (en) 2011-04-01 2015-05-12 Qualcomm Incorporated Touchscreen controller with adjustable parameters
US20130029595A1 (en) 2011-07-29 2013-01-31 Qualcomm Incorporated Communications related to electric vehicle wired and wireless charging
US20130049674A1 (en) 2011-08-24 2013-02-28 Qualcomm Incorporated Integrated photo voltaic solar plant and electric vehicle charging station and method of operation
GB2494435B (en) 2011-09-08 2018-10-03 Roke Manor Res Limited Apparatus for the transmission of electromagnetic waves
US8941448B2 (en) 2011-10-13 2015-01-27 Mediatek Singapore Pte. Ltd. M-way coupler
US9264108B2 (en) 2011-10-21 2016-02-16 Qualcomm Incorporated Wireless power carrier-synchronous communication
RU2488207C1 (ru) 2011-11-17 2013-07-20 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство для передачи электрической энергии
EP2803126A2 (en) 2011-12-21 2014-11-19 Powermat Technologies Ltd. System and method for providing wireless power transfer functionality to an electrical device
RU2488208C1 (ru) 2011-12-22 2013-07-20 Российская академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства Российской академии сельскохозяйственных наук (ГНУ ВИЭСХ Россельхозакадемии) Способ и устройство для передачи электрической энергии
US10270292B2 (en) 2012-01-06 2019-04-23 Keith Maxwell Howard System for wireless distribution of power
WO2013122703A1 (en) 2012-02-14 2013-08-22 Ut-Battelle, Llc Wireless power charging using point of load controlled high frequency power converters
US20150280444A1 (en) 2012-05-21 2015-10-01 University Of Washington Through Its Center For Commercialization Wireless power delivery in dynamic environments
US9419476B2 (en) 2012-07-10 2016-08-16 Farrokh Mohamadi Flat panel, stationary or mobile, spatially beam-formed wireless energy delivery system
GB201215152D0 (en) 2012-08-24 2012-10-10 Imp Innovations Ltd Maximising DC to load efficiency for inductive power transfer
CN104838578B (zh) 2012-08-28 2018-11-02 奥克兰联合服务有限公司 单独控制相位的多相感应电能传输系统
US9252492B2 (en) 2012-08-29 2016-02-02 Intel Deutschland Gmbh Antenna tuning via multi-feed transceiver architecture
US9270248B2 (en) 2012-10-12 2016-02-23 Infineon Technologies Ag Impedance matching network with improved quality factor and method for matching an impedance
RU2544380C2 (ru) 2013-01-24 2015-03-20 Дмитрий Семенович Стребков Способ и устройство для передачи электрической энергии
RU2533060C2 (ru) 2013-02-01 2014-11-20 Дмитрий Семенович Стребков Способ и устройство для передачи электрической энергии
US9910144B2 (en) 2013-03-07 2018-03-06 Cpg Technologies, Llc Excitation and use of guided surface wave modes on lossy media
US9912031B2 (en) 2013-03-07 2018-03-06 Cpg Technologies, Llc Excitation and use of guided surface wave modes on lossy media
RU2548571C2 (ru) 2013-04-04 2015-04-20 Федеральное государственное бюджетное научное учреждение "Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ФГБНУ ВИЭСХ) Система для беспроводного электропитания удаленных потребителей электрической энергии по лазерному лучу
GB201306555D0 (en) 2013-04-10 2013-05-22 Roke Manor Research System and Method for Sensing Signal Disruption
JP6164914B2 (ja) 2013-04-30 2017-07-19 キヤノン株式会社 給電装置、制御方法及びプログラム
RU2554723C2 (ru) 2013-06-13 2015-06-27 Федеральное государственное бюджетное научное учреждение "Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства" (ФГБНУ ВИЭСХ) Способ и устройство электроснабжения воздушного летательного аппарата (варианты)
US9647345B2 (en) 2013-10-21 2017-05-09 Elwha Llc Antenna system facilitating reduction of interfering signals
US8897697B1 (en) 2013-11-06 2014-11-25 At&T Intellectual Property I, Lp Millimeter-wave surface-wave communications
JP5839020B2 (ja) 2013-11-28 2016-01-06 Tdk株式会社 送電コイルユニット及びワイヤレス電力伝送装置
GB201401014D0 (en) 2014-01-21 2014-03-05 Welding Inst System and method for transmitting data or power across a structural component
US9722318B2 (en) 2015-07-14 2017-08-01 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for coupling an antenna to a device

Also Published As

Publication number Publication date
EA201790582A1 (ru) 2017-08-31
KR20170054401A (ko) 2017-05-17
MX365426B (es) 2019-06-03
CA2957592A1 (en) 2016-03-17
IL250794A0 (en) 2017-04-30
WO2016040608A1 (en) 2016-03-17
US20190006854A1 (en) 2019-01-03
US20160111890A1 (en) 2016-04-21
CN107148720A (zh) 2017-09-08
AU2015315017A1 (en) 2017-04-13
MA40397A (fr) 2016-03-17
HK1243238A1 (zh) 2018-07-06
AU2015315017B9 (en) 2020-02-06
MX2017003035A (es) 2017-08-24
EP3192149B1 (en) 2019-05-29
US10516274B2 (en) 2019-12-24
AU2015315017B2 (en) 2020-01-30
US10074993B2 (en) 2018-09-11
BR112017005042A2 (pt) 2018-01-23
EP3192149A1 (en) 2017-07-19
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