JP2017532938A - 多相導波路探針の適用、方法、システム - Google Patents

Abstract

多相導波路探針を励起することによって、たとえば陸上の媒体の表面など、損失性導電性媒体に沿って被ガイド表面導波モードの携帯で搬送されるエネルギーを伝達するための様々な実施形態が、開示される。少なくとも部分的に損失性導電性媒体の特性に基づいて多相導波路探針を調整するために、探針制御システムを使用することが可能である。

Description

［関連出願の相互参照］
本明細書は、いずれも参照により全体が本明細書に組み込まれる、２０１４年９月１１日出願の「Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｐｒｏｂｅｓ（多相導波路探針の適用の適用）」と題された同時係属米国特許仮出願第６２／０４９，１２４号、および２０１５年９月９日出願の「ＡＤＡＰＴＡＴＩＯＮ ＯＦ ＰＯＬＹＰＨＡＳＥ ＷＡＶＥＧＵＩＤＥ ＰＲＯＢＥＳ（多相導波路探針の適用）」と題された同時係属米国非仮出願第１４／８４８，６５３号の優先権および恩典を主張する。

本明細書は、２０１３年３月７日付で出願されて出願番号第１３／７８９，５３８号が付され、２０１４年９月１１日に米国特許出願公開第２０１４／０２５２８８６Ａ１号として公開され、参照により全体が本明細書に組み込まれる、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ（損失媒体上の被ガイド表面波モードの励起および使用）」と題された、同時係属米国特許非仮出願に関する。本明細書は、２０１３年３月７日付で出願されて出願番号第１３／７８９，５２５号が付され、２０１４年９月１１日に米国特許出願公開第２０１４／０２５２８６５Ａ１号として公開され、参照により全体が本明細書に組み込まれる、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ（損失媒体上の被ガイド表面波モードの励起および使用）」と題された、同時係属米国特許非仮出願にも関する。本明細書はさらに、２０１４年９月１０日付で出願されて出願番号第１４／４８３，０８９号が付され、参照により全体が本明細書に組み込まれる、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ（損失媒体上の被ガイド表面波モードの励起および使用）」と題された、同時係属米国特許非仮出願に関する。本明細書はさらに、２０１５年６月２日付で出願されて出願番号第１４／７２８，５０７号が付され、参照により全体が本明細書に組み込まれる、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ（被ガイド表面波の励起および使用）」と題された、同時係属米国特許非仮出願に関する。本明細書はさらに、２０１５年６月２日付で出願されて出願番号第１４／７２８，４９２号が付され、参照により全体が本明細書に組み込まれる、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ（被ガイド表面波の励起および使用）」と題された、同時係属米国特許非仮出願に関する。

１世紀以上にわたり、無線波によって送信された信号は、従来のアンテナ構造を用いて放出された放射場を伴っていた。無線科学とは対照的に、前世紀の電力分配システムは、導電体に沿って誘導されるエネルギーの伝達を伴っていた。無線周波数（ＲＦ）と電力伝送との間の区別の理解は、１９００年代初頭から存在している。

本開示の実施形態は、多相導波路探針の適用に関する。

とりわけ一実施形態において、方法は、径方向表面電流を介して損失性導電性媒体の表面に沿ってエネルギーを伝達するために損失性導電性媒体の被ガイド表面導波モードと実質的に整合する複数の場を合成するため、励起電圧を用いて多相導波路探針の第一帯電ターミナルおよび第二帯電ターミナルを励起するステップと、多相導波路探針に関連付けられた動作条件の変化を検出するステップと、検出された変化に反応して、被ガイド表面導波モードの整合を改善するように多相探針を調整するステップと、を備える。第一帯電ターミナルは損失性導電性媒体の上の所定高さに位置決めされることが可能であり、第二帯電ターミナルは所定距離だけ第一帯電ターミナルよりも下に位置決めされることが可能である。多相導波路探針に関連付けられた動作条件の変化を検出するステップは、径方向表面電流に関連付けられた電場強度の変化を検出するステップを備えることができる。

これらの実施形態の１つ以上の態様において、電場強度の変化は、多相導波路探針から所定の径方向距離を超えて配置されたフィールドメータによって検出されることが可能である。所定の径方向距離は、多相導波路探針の近傍径方向表面電流と遠方径方向表面電流との間の遷移と関連付けられることが可能である。多相導波路探針に関連付けられた動作条件の変化を検出するステップは、損失性導電性媒体の伝導率の変化を検出するステップを備えることができる。伝導率の変化は、多相導波路探針から所定の径方向距離に配置された地盤パラメータ計によって検出されることが可能である。所定の径方向距離は、多相導波路探針の近傍径方向表面電流と遠方径方向表面電流との間の遷移と関連付けられることが可能である。損失性導電性媒体は、陸上の媒体であってもよい。結果として得られる場は、陸上の媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合できる。

これらの実施形態の１つ以上の態様において、多相探針を調整するステップは、損失性導電性媒体の上の第一帯電ターミナルの高さおよび／または第二帯電ターミナルの高さを調整するステップを備えることができる。第一帯電ターミナルと第二帯電ターミナルの間の所定距離は同じままであってもよい。第一帯電ターミナルおよび第二帯電ターミナルは、コイルを介して励起源に結合されることが可能である。第一帯電ターミナルは可変タップを介してコイルに結合されることが可能であり、多相探針を調整するステップはコイル上の可変タップの位置を調整するステップを備えることができ、および／または第二帯電ターミナルは可変タップを介してコイルに結合されることが可能であり、多相探針を調整するステップはコイル上の可変タップの位置を調整するステップを備えることができる。多相探針を調整するステップは、第一帯電ターミナルのサイズまたは第二帯電ターミナルのサイズを調整するステップを備えることが可能である。

これらの実施形態の１つ以上の態様において、被ガイド表面導波モードの径方向表面電流密度は実質的に


で表されることが可能であり、ここでγは

で与えられる表面波径方向伝播定数であり、ｕ_２は

で与えられる垂直伝播定数であり、

であって、σは陸上の媒体の伝導率であり、ωは２πｆに等しく、ｆは多相導波路探針の励起周波数であり、ε_ｏは自由空間の誘電率であり、ε_ｒは陸上の媒体の比誘電率であり、自由空間波数ｋ_ｏは

に等しく、λ_ｏは多相導波路探針の自由空間波長であり、ｊは

に等しく、ρは動径座標であり、ｚは陸上の媒体に垂直な垂直座標であり、φは方位座標であり、Ｉ_ｏは正味多相探針電流であり、

は

時間変化での、複素因数

を用いる第二種および第一次のハンケル関数であり、ｔは時間である。

別の実施形態において、システムは、損失性導電性媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合された結果として得られる複数の場を形成するように構成された多相導波路探針と、少なくとも部分的に損失性導電性媒体の特性に基づいて多相導波路探針を調整するように構成された探針制御システムと、を備える。探針制御システムは、損失性導電性媒体の特性の検出された変化に反応してツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、多相導波路探針を調整するように構成されることが可能である。

これらの実施形態の１つ以上の態様において、多相導波路探針は、複数の帯電ターミナルに結合された探針結合回路を備えることができ、探針結合回路は、複数の帯電ターミナルに複数の電圧振幅および複数の位相を課すように構成されている。探針制御システムは、ツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、複数の帯電ターミナルに対する複数の電圧振幅および複数の位相を調整するように構成されることが可能である。複数の帯電ターミナルは、少なくとも１つの可変タップを介して探針結合回路のコイルに結合されることが可能である。複数の帯電ターミナルに対する複数の電圧振幅および複数の位相を調整するステップは、少なくとも１つの可変タップの位置を調整するステップを備えてもよい。探針制御システムは、タップコントローラを介して少なくとも１つの可変タップの位置を調整するように構成されることが可能である。探針制御システムは、ツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、複数の帯電ターミナルの少なくとも１つの帯電ターミナルの高さを損失性導電性媒体よりも上に調整するように構成されることが可能である。探針制御システムは、帯電ターミナル位置決めシステムを介して少なくとも１つの帯電ターミナルを再位置決めするように構成されることが可能である。

これらの実施形態の１つ以上の態様において、ツェネック表面波モードの径方向表面電流密度は実質的に

で表されることが可能であり、ここでγは

で与えられる表面波径方向伝播定数であり、ｕ_２は

で与えられる垂直伝播定数であり、

であって、σは損失性導電性媒体の伝導率であり、ωは２πｆに等しく、ｆは多相導波路探針の励起周波数であり、ε_ｏは自由空間の誘電率であり、ε_ｒは損失性導電性媒体の比誘電率であり、自由空間波数ｋ_ｏは

に等しく、λ_ｏは多相導波路探針の自由空間波長であり、ｊは

に等しく、ρは動径座標であり、ｚは陸上の媒体に垂直な垂直座標であり、φは方位座標であり、Ｉ_ｏは正味多相探針電流であり、

は

時間変化での、複素因数

を用いる第二種および第一次のハンケル関数であり、ｔは時間である。

本開示のその他のシステム、方法、特徴、および利点は、以下の図面および詳細な説明を精査すれば、当業者にとって明らかとなるだろう。なお、このような追加システム、方法、特徴、および利点はすべて、本明細書に含まれ、本開示の範囲内とし、添付請求項によって保護されるように、意図される。

加えて、記載される実施形態のすべての任意かつ好適な特徴および修正は、本明細書に教示される開示のすべての態様において使用可能である。さらに、記載される実施形態のすべての任意かつ好適な特徴および修正とともに、従属請求項の個々の特徴は、互いに組み合わせ可能であり置き換え可能である。

本開示の多くの態様は、以下の図面を参照すればより良く理解されることが可能である。図中の構成要素は必ずしも縮尺通りではなく、むしろ開示の原理を明確に図解するために強調がなされている。また、図中、いくつかの図面にわたって類似の参照番号は対応する部品を指定する。

誘導電磁場および放射電磁場について距離に応じた場強度を示すグラフである。 本開示の様々な実施形態による、被ガイド表面波の伝達に採用される２つの領域を有する伝播界面を示す図である。 本開示の実施形態による、図２の伝播界面に対して設けられた多相導波路探針を示す図である。 本開示の実施形態による、図３の伝播界面内の損失性導電性媒体上の被ガイド表面導波モードの放出を容易にする接地電流の位相シフトの一例を示す図である。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針によって合成された電場の挿入の複素角を示す図である。 本開示の実施形態による、多相導波路探針の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、図６の多相導波路探針の具体例の模式図である。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針の様々な実施形態によって生成される選択伝達周波数での被ガイド表面波の場強度を示すグラフである。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針の様々な実施形態によって生成される選択伝達周波数での被ガイド表面波の場強度を示すグラフである。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針の様々な実施形態によって生成される選択伝達周波数での被ガイド表面波の場強度を示すグラフである。 本開示の実施形態による、多相導波路探針によって生成される距離に応じた５９メガヘルツでの被ガイド表面波の場強度の実験的測定のグラフの一例である。 本開示の実施形態による、図９の被ガイド表面波の距離に応じた位相の実験的測定のグラフである。 本開示の実施形態による、１．８５メガヘルツでの多相導波路探針によって生成される被ガイド表面波の距離に応じた場強度の実験的測定のグラフの別の例である。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針によって放出された被ガイド表面波の形態で伝達されたエネルギーを受けるために採用されてもよい受信機の例を示す。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針によって放出された被ガイド表面波の形態で伝達されたエネルギーを受けるために採用されてもよい受信機の例を示す。 本開示の様々な実施形態による、多相導波路探針によって放出された被ガイド表面波の形態で伝達されたエネルギーを受けるために採用されてもよい、追加受信機の例を示す。 本開示の実施形態による、図１２Ａ〜図１２Ｂに示される受信機のテブナン等価回路を示す回路図である。 本開示の実施形態による、図１３に示される受信機のノートン等価回路を示す回路図である。 本開示の実施形態による、伝導率測定探針の回路図である。 本開示の様々な実施形態による、インピーダンスアナライザを示す。 本開示の様々な実施形態による、適応制御システムを示す。 本開示の様々な実施形態による、適応制御システムを示す。 本開示の様々な実施形態による、適応制御システムを示す。 本開示の実施形態による、可変帯電ターミナルの例を示す。 本開示の実施形態による、可変帯電ターミナルの例を示す。 本開示の実施形態による、可変帯電ターミナルの例を示す。

図１を参照して、最初に、以下の概念の議論を明確にするために、いくつかの用語が確立される。まず、本明細書で検討される際に、放射電磁場と誘導電磁場との間で形式的な区別がなされる。

本明細書で検討される際に、放射電磁場は、導波路と結合していない波の形の発生源構造から放出された電磁エネルギーを備える。たとえば、放射電磁場は一般的に、アンテナなどの電気的構造を離れて大気またはその他の媒体中を伝播し、いかなる導波路構造とも結合していない、場である。放射された電磁波がアンテナなどの電気的構造を一旦離れると、これらは発生源が動作し続けるか否かにかかわらず消散するまでその発生源とは無関係に（空気などの）伝播媒体中を伝播する。電磁波が一旦放射されると、これらは妨害されない限り回収可能ではなく、妨害された場合には、放射電磁波に内在するエネルギーは永遠に失われる。アンテナなどの電気的構造は、放射線抵抗と構造損失抵抗との比を最大化することによって、電磁場を放射するように設計されている。放射されたエネルギーは空間内に拡散し、受信機の存在にかかわらず失われる。放射場のエネルギー密度は、幾何学的拡散による距離の関数である。したがって、本明細書において使用されるすべての形態での用語「放射」は、この形態の電磁伝播を指す。

誘導電磁場は、異なる電磁特性を有する媒体間の境界の内側または付近にそのエネルギーが集中する伝播電磁波である。この意味において、誘導電磁場は導波路と結合したものであり、導波路を流れる電流によって搬送されることを特徴としてもよい。誘導電磁波中で搬送されるエネルギーを受容および／または消散させるための負荷がない場合には、誘導媒体の伝導率で消散される以外に失われるエネルギーはない。言い換えると、誘導電磁波の負荷がない場合には、エネルギーは消費されない。このため、誘導電磁場を発生する発生器またはその他の発生源は、抵抗負荷が存在しない限り有効電力を送達しない。この目的のため、このような発生器またはその他の発生源は基本的に、負荷が存在するまでアイドリングする。これは、電気的負荷がない電力線上で伝送される６０ヘルツの電磁波を発生するために発生器を運転するのと同じである。なお、誘導電磁場または誘導電磁波は、「伝送線モード」と称されるものと同等であることに、注意すべきである。これは、放射波を発生するために有効電力が常時供給される放射電磁波とは対照的である。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギーは、エネルギー源が遮断された後に有限長導波路に沿って伝播し続けることはない。したがって、本明細書において使用されるすべての形態の用語「誘導」は、電磁伝播のこの伝送モードを指す。

放射および誘導電磁場の区別をさらに図示するために、ｌｏｇ−ｄＢプロット上のキロメートル単位の距離に応じたボルト毎メートル単位の任意の基準を上回るデシベル（ｄＢ）単位の場強度のグラフ１００を示す、図１を参照する。図１のグラフ１００は、距離に応じた誘導電磁場の場強度を表す誘導場強度曲線１０３を示す。この誘導場強度曲線１０３は基本的に伝送線モードと同じである。また、図１のグラフ１００は、距離に応じた放射電磁場の場強度を表す放射場強度曲線１０６も示す。

興味を引くのは、放射波および被ガイド波伝播の曲線１０３/１０６の形状である。放射場強度曲線１０６は幾何学的に降下し（１／ｄ、ｄは距離）、両対数スケール上の直線である。一方、誘導場強度曲線１０３は、

の特徴的な指数関数的減衰があり、明確な屈曲部１０９を呈している。このため図示されるように、誘導電磁場の場強度は

の割合で降下し、その一方で放射電磁場の場強度は１／ｄの割合で降下し、ここでｄは距離である。誘導場強度曲線１０３は指数関数的に降下するという事実のため、誘導場強度曲線１０３は上述のような屈曲部１０９を特徴とする。誘導場強度曲線１０３および放射場強度曲線１０６は、交差距離で生じる交差点１１３で交差する。交差距離よりも短い距離では、誘導電磁場の場強度は、ほとんどの場所で放射電磁場の場強度よりも著しく高い。交差距離よりも長い距離では、この逆が真となる。このため、誘導場および放射場強度曲線１０３および１０６は、誘導電磁場と放射電磁場との本質的な伝播の違いをさらに示す。誘導電磁場と放射電磁場との違いの非公式な議論については、参照により全体が本明細書に組み込まれる、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．，Ｍｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１^ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，ｐｐ．８−９を参照されたい。

上述の誘導電磁波と放射電磁波との違いは、容易に形式的に表され、厳格な基準に基づく。これら２つの異なる解決策は、まったく同じ線形偏微分方程式、波動方程式から生じる可能性があり、解析的には問題に課された境界条件に従う。波動方程式のグリーン関数はそれ自体、放射波および被ガイド波の性質の区別を含む。

何もない空間では、波動方程式は、複素波数平面上の固有値の連続スペクトルをその固有関数が処理する、微分演算子である。この横電磁（ＴＥＭ：ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ ｅｌｅｃｔｒｏ−ｍａｇｎｅｔｉｃ）場は放射場と呼ばれており、これらの伝播場は「ヘルツ波」と呼ばれる。しかしながら、導電性境界の存在下では、波動方程式プラス境界条件は数学的に、連続スペクトルおよび離散スペクトルの合計からなる波数のスペクトル表示をもたらす。この目的のため、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，“Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ，”Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，ｐｐ．６６５−７３６を参照されたい。また、いずれも参照により全体が本明細書に組み込まれる、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，“Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ，”ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ ａｓ Ｃｈａｐｔｅｒ ６ ｉｎ Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ−Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ： Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ，Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，ｐｐ．２３６−２８９，２９５−２９６；Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，“Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０^ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ，”ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，ｐｐ．６４−７９；およびＲｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．，Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ，Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．，ａｎｄ Ｓｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，ｐｐ．２９１−２９３も参照されたい。

上記をまとめると、第一に、分枝切断積分に対応する波数固有値スペクトルの連続部分は放射場を形成し、第二に、離散スペクトル、および積分路によって囲まれたポールから生じる対応する残差和は、伝播に対して直角な方向で指数関数的に減衰する非ＴＥＭ進行表面波を生じる。このような表面波は誘導伝送線モードである。さらなる説明については、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．，Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９５６，ｐｐ．ｐｐ．２１４，２８３−２８６，２９０，２９８−３００を参照されたい。

自由空間では、アンテナは波動方程式の連続体固有値を励起するが、これは放射場であり、ここでは同相のＥ_ｚおよびＨ_φを有して外向きに伝播するＲＦエネルギーは永遠に失われる。その一方で、導波路探針は離散固有値を励起し、これにより伝送線伝播を招く。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，Ｆｉｅｌｄ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，ｐｐ．４５３，４７４−４７７参照のこと。このような理論的解析は損失性の均質媒体の平面または球状面の上に開放表面被ガイド波を放出する仮説的な可能性を展開したが、１世紀以上にわたり、まったく実践的な有効性を伴ってこれを実現する技術的構造は存在していない。残念ながら、１９００年代初頭に出現して以来、上記の理論的解析は基本的に理論のままであり、損失性の均質媒体の平面または球状面の上の開放表面被ガイド波の放出を実践的に実現するための周知の構造は存在していない。

本開示の様々な実施形態によれば、損失性導電性媒体の表面に沿って表面導波モードの形態を合成する結果として得られる場を有する径方向表面電流を励起するように構成された、様々な多相導波路探針が記載される。このような誘導電磁場は、振幅および位相に関して損失性導電性媒体の表面上の被ガイド表面波モードと実質的にモード整合する。このような被ガイド表面波モードは、ツェネック表面波モードとも称されてよい。本明細書に記載される多相導波路探針によって励起された結果として得られる場は損失性導電性媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合するという事実により、ツェネック表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って放出される。一実施形態によれば、損失性導電性媒体は、地球などの陸上の媒体を備える。

図２を参照すると、Ｚｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．，“Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ，”Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，ｐｐ．８４６−８６６に明記されるようにＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋによって１９０７年に導かれたマクスウェル方程式の境界値の解の考察を提供する、伝播界面が示されている。図２は、領域１として指定された損失性導電性媒体と領域２として指定された絶縁体との間の界面に沿って径方向に波を伝播させるための円柱座標を示す。領域１は、たとえば、いずれの損失性導電性媒体を備えてもよい。一例において、このような損失性導電性媒体は、地球などの陸上の媒体またはその他の媒体を備えてもよい。領域２は、領域１と境界界面を共有し、領域１に対して異なる構成パラメータを有する、第二媒体である。領域２は、たとえば、大気またはその他の媒体など、いずれの絶縁体を備えてもよい。このような境界界面の反射係数は、複素ブルースター角での入射においてのみゼロとなる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，ｐ．５１６参照のこと。

様々な実施形態によれば、本開示は、領域１を備える損失性導電性媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合する電磁場を発生する、様々な多相導波路探針を明記している。様々な実施形態によれば、このような電磁場は、ゼロ反射となる損失性導電性媒体の複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。

さらに説明すると、

磁場変化が想定され、

かつ

（ｚは領域１の表面に対して直角な垂直座標、ρは円柱座標中の径方向寸法）である、領域２において、界面に沿って境界条件を満たすマクスウェル方程式のツェネックの代数的厳密解が、以下の電場および磁場成分によって表される：

磁場変化が想定され、

かつ

である領域１では、界面に沿って境界条件を満たすマクスウェル方程式のツェネックの代数的厳密解は、以下の電場および磁場成分によって表される：

これらの式において、


は第二種および次数ｎの複素因数ハンケル関数であり、ｕ_１は領域１の正の垂直方向の伝播定数、ｕ_２は領域２の垂直方向の伝播定数、σ_１は領域１の伝導率、ωは２πｆに等しく、ｆは励起周波数、ε_０は自由空間の誘電率、ε_１は領域１の誘電率、Ａは発生源によって課される発生源定数であり、Ｚは領域１の表面に対して直角な垂直座標であり、γは表面波径方向伝播定数であり、ρは動径座標である。

方向の伝播定数は、領域１および２の間の界面より上および下の波動方程式を分離して境界条件を課すことによって、決定される。この演習は、領域２では

を付与し、領域１では

を付与する。径方向伝播定数γは

で与えられるが、これは複素数式である。上記すべての式において、


ここで

は自由空間の透過率を備え、

は領域１の比誘電率を備える。このため、発生した表面波は界面と平行に伝播し、これと垂直に指数関数的に減衰する。これは消失として知られている。

このため、式（１）〜（３）は、円筒対称で径方向に伝播する導波モードと見なされてもよい。Ｈ．Ｍ．，ａｎｄ Ｂｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１０−１２，２９−３３を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、様々な実施形態によれば、領域２と領域１との間の境界界面に沿って放出される表面導波モードの場の相対位相合わせを励起するように、互いに対して位置決めされて電圧および／または電流が供給される適切なサイズの帯電ターミナルが、多相導波路探針に提供される。

さらに続けるために、領域１と領域２との間のレオントヴィッチインピーダンス境界条件は以下のように表される。

ここで

は正の垂直（＋ｚ）方向の単位法線であり、

は上記式（１）で表される領域２の磁場強度である。式（１２）は、式（１）〜（３）で指定された場は境界界面に沿って径方向表面電流密度を走らせることによって獲得されることを暗示しており、このような径方向表面電流密度は



で指定され、Ａはまだ決められていない定数である。さらに、多相導波路探針の近傍（for ρ＜＜λ）で、上記の式（１３）は以下の挙動を有することに注意すべきである：

マイナス記号を記したくなる者もいるかも知れない。これは、ソース電流が垂直上向きに流れるとき、必要とされる「近傍」接地電流は径方向内向きに流れることを意味する。Ｈ_φ「近傍」での場の整合により、式（１）〜（６）および（１３）において、

であることを見出した。したがって、式（１３）は

と書き換えられてもよい。

図３を参照すると、垂直軸ｚに沿って配置された帯電ターミナルＴ_１および帯電ターミナルＴ_２を含む多相導波路探針２００の一例が示されている。多相導波路探針２００は、本開示の実施形態によれば、損失性導電性媒体２０３の上に設けられている。損失性導電性媒体２０３は、一実施形態によれば、領域１（図２）を作り上げている。加えて、第二媒体２０６は、境界界面を損失性導電性媒体２０３と共有し、領域２（図２）を作り上げている。多相導波路探針２００は、後の図面を参照してさらに詳細に論じられるように励起源２１３を帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と結合させる探針結合回路２０９を含む。

帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は損失性導電性媒体２０３の上に位置決めされている。帯電ターミナルＴ_１はコンデンサと見なされてもよく、帯電ターミナルＴ_２は本明細書に記載されるように平衡錘または下位コンデンサを備えてもよい。一実施形態によれば、帯電ターミナルＴ_１は高さＨ_１に位置し、帯電ターミナルＴ_２は高さＨ_２で垂直軸ｚに沿ってＴ_１のすぐ下に位置決めされ、ここでＨ_２はＨ_１よりも低い。多相導波路探針２００によって呈される伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２である。上記の論考を前提として、Ｊ_１（ρ）近傍およびＪ_２（ρ）遠方となる損失性導電性媒体Ｊ_ρ（ρ）の表面上の径方向ツェネック表面電流の漸近線を決定することができ、ここで
近傍（ρ＜λ／８）：
（１７）
および
遠方（ρ＞＞λ／８）：

となり、Ｉ_１は第一帯電ターミナルＴ_１上に電荷Ｑ_１を供給する伝導電流であり、
Ｉ_２は第二帯電ターミナルＴ_２上に電荷Ｑ_２を供給する伝導電流である。上部帯電ターミナルＴ_１上の電荷Ｑ_１はＱ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって決定され、ここでＣ_１は帯電ターミナルＴ_１の絶縁容量である。なお、

で与えられた上記に示されるＪ_１の第三の成分があり、これはレオントヴィッチ境界条件に従い、第一帯電ターミナル上の上昇した振動電荷Ｑ_１の準静電場によって汲み出された損失性導電性媒体２０３における径方向電流寄与であることに、注意する。量

は損失性導電性媒体の径方向インピーダンスであり、

である。

式（１７）および（１８）によって明記された径方向電流近傍および遠方を表す漸近線は、複素量である。様々な実施形態によれば、物理的表面電流Ｊ（ｒ）は、電流漸近線の振幅および位相を可能な限り整合させるために合成される。つまり、近傍｜Ｊ（ｒ）｜は｜Ｊ_１｜に接することになり、遠方｜Ｊ（ｒ）｜は｜Ｊ_２｜に接することになる。また、様々な実施形態によれば、Ｊ（ｒ）の位相は、Ｊ_１近傍の位相からＪ_２遠方の位相に遷移するはずである。

一実施形態によれば、本明細書に記載される多相導波路探針の様々な実施形態のいずれかが適切に調整された場合、この構成は、少なくともツェネックモードに近似の振幅および位相整合を付与し、ツェネック表面波を放出するだろう。なお、位相遠方Φ_２は、ｅ^−ｊβρに対応する伝播位相および
である

の位相による固定された「位相上昇」に比例することに注意すべきであり、

となり、ここでγは上記式（９）で表され、損失性導電性媒体上の伝達箇所のε_ｒおよびσの値に依存しており、２つの複素根を有する動作周波数ｆ、

は通常、およそ４５°または２２５°程度である。言い換えると、ツェネック表面波を放出するための伝達箇所でツェネック表面波モードを整合させるため、表面電流｜Ｊ_２｜遠方の位相は、

プラスおよそ４５度または２２５度の定数に対応する伝播位相分だけ、表面電流｜Ｊ_１｜近傍の位相と異なっていなければならない。これは、

には、１つはπ／４に近くもう１つは５π／４に近い、２つの平方根があるからである。適切に調整された合成径方向表面電流は、以下のとおりである。

マクスウェル方程式によれば、このようなＪ（ρ）表面電流は、

および

と一致する場を自動的に形成する。このため、整合すべきツェネック表面波モードの表面電流｜Ｊ_２｜遠方と表面電流｜Ｊ_１｜近傍との間の位相の差は、上記に挙げられた式（２０）〜（２３）のハンケル関数の固有特性によるものである。式（１）〜（６）および（２０）によって表される場は、地上波伝播に関連するものなどの放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝送線モードの性質を有すると認識することは、重要である。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．ａｎｄ Ｂｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１−５を参照されたい。これらの場は、ゼロ反射の複素ブルースター角要件を自動的に満たすが、これは放射が無視できることを意味し、その一方で表面被ガイド波伝播は、下記に示される実験結果において検証および裏付けされるように、劇的に強化される。

この時点で、波動方程式のこれらの解の特異的性質を強調しながら、式（２０）〜（２３）で使用されるハンケル関数の性質を再考察する。第一種および第二種ならびに次数ｎのハンケル関数は、第一種および第二種の標準ベッセル関数の複素結合として定義されることが確認されるだろう。
（２４）
および
（２５）
これらの関数は、径方向内向き（上付き文字（１））および外向き（上付き文字（２））に伝播する円筒波をそれぞれ表す。定義は、ｅ^±ｊｘ＝ｃｏｓ ｘ±ｊ ｓｉｎ ｘの関係と同じである。たとえば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．，Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，ｐｐ．４６０−４６３を参照されたい。

Ｈ_ｎ ^（２）（ｋ_ρρ）が外向き波であることは、Ｊ_ｎ（ｘ）およびＮ_ｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる引数漸近挙動が大きいことから容易に認識される。

これは、ｅ^ｊωｔをかけると、

の空間的変位を有する形式ｅ^{ｊ（ωｔ−ｋρ）}の外向き伝播円筒波である。指数成分の位相は、ψ＝（ωｔ−ｋρ）である。

であることもまた自明であり、ハンケル関数のさらに有用な特性は

で表され、これはＪａｈｎｋｅ，Ｅ．，ａｎｄ Ｆ．Ｅｍｄｅ，Ｔａｂｌｅｓ ｏｆ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ，Ｄｏｖｅｒ，１９４５，ｐ．１４５に記載されている。

加えて、外向き伝播ハンケル関数の小引数および大引数漸近線は、以下のとおりである：

なお、これらの漸近式は複素量であることに注意する。また、通常の正弦関数とは異なり、複素ハンケル関数の挙動は、近傍および遠方において、元のものとは異なる。ｘが実量であるとき、式（２９）および（３０）は、位相が

だけ異なり、これは４５°の過剰な位相前進すなわち「位相上昇」、あるいは同等のλ／８に対応する。

図４を参照すると、Ｊ_１（図３）とＪ_２（図３）との間の相転移をさらに図示するために、多相導波路探針２００（図３）の位置に対してＪ_１近傍およびＪ_２遠方の表面電流の位相の説明図を示す。図４に示されるように、３つの異なる観察点Ｐ_０、Ｐ_１、およびＰ_２がある。遷移領域は、観察点Ｐ_１と観察点Ｐ_２との間に位置する。観察点Ｐ_０は、多相導波路探針２００の位置にある。観察点Ｐ_１は、遷移領域２１６と観察点Ｐ_０との間に観察点Ｐ_１を配置する、観察点Ｐ_０から距離Ｒ_１の「近傍」に位置する。観察点Ｐ_２は、図示されるように遷移領域２１６を超えて観察点Ｐ_０から距離Ｒ_２の遠方に位置する。

観察点Ｐ_０において、径方向電流Ｊの振幅および位相は

で表される。観察点Ｐ_１において、径方向電流Ｊの振幅および位相は

で表され、ここで

の位相シフトは観察点Ｐ_０とＰ_１との間の距離Ｒ_１から得られる。観察点Ｐ_２において、径方向電流Ｊの振幅および位相は

で表され、ここで

の位相シフトは、観察点Ｐ_０とＰ_２との間の距離Ｒ_２、ならびに遷移領域２１６内で発生する追加位相シフトから得られる。追加位相シフト

は、上述のように、ハンケル関数の特性として発生する。

上記は、多相導波路探針２００が表面電流Ｊ_１近傍を生成し、その後Ｊ_２電流遠方に遷移するという事実を反映している。遷移領域２１６において、ツェネック表面導波モードの位相は、およそ４５度または

だけ遷移する。この遷移または位相シフトは、ツェネック表面導波モードの位相が遷移領域２１６内で４５度前進するように見えるので、「位相上昇」と見なされてもよい。遷移領域２１６は、動作周波数の波長の１／１０未満のどこかで発生するようである。

図３に戻ると、一実施形態によれば、適切な径方向表面電流分布を放出する多相導波路探針が形成されてもよい。一実施形態によれば、ツェネック導波モードは径方向に形成される。式（２０）で与えられるＪ（ｒ）が形成可能である場合、これはツェネック表面波を自動的に放出することになる。

加えて、図３に示される一例示的多相導波路探針の帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電荷Ｑ_１およびＱ_２の電荷像Ｑ_１’およびＱ_２’に関するさらなる論考が、提供される。損失性導電性媒体に関する解析は、本明細書に記載されるように、電荷槽Ｔ_１およびＴ_２上の電荷Ｑ_１およびＱ_２と一致する多相導波路探針の下の誘発有効鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’の存在を想定している。このような鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’もまた、解析において考慮されなければならない。これらの鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’は、完全導体の場合にそうであるように、電荷槽Ｔ_１およびＴ_２上の一次発生源電荷Ｑ_１およびＱ_２から単に位相が１８０°ずれているだけではない。たとえば陸上の媒体などの損失性導電性媒体は、位相シフトした画像を呈する。つまり、鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’は複素深さにある。複素画像の論考については、参照により全体が本明細書に組み込まれる、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．，“Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ‐Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ，”ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，ｐｐ．２７−２９を参照されたい。

鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’を電荷Ｑ_１およびＱ_２の高さと等しい深さにする代わりに（すなわち、ｚ_ｎ’＝−ｈ_ｎ）導電性の鏡２１５が深さｚ＝−ｄ／２に配置され、画像そのものは「複素距離」に出現し（すなわち、「距離」は振幅および位相の両方を有する）、これはｚ_ｎ’＝−Ｄ_ｎ＝−（ｄ＋ｈ_ｎ）≠−ｈ_ｎで与えられ、ここでｎ＝１、２であり、垂直偏向された発生源については、

であり、ここで
（３２）
および

である。

翻って鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’の複雑な間隔は、界面が無損失誘電体または完全導体のいずれかであるときには遭遇しない、過剰な位相シフトを経験することを暗示する。損失性誘電画像理論技術の本質は、有限的に導電性の地球（または損失性誘電体）を、複素深さｚ＝−ｄ／２に配置された完全導体と置き換えることである。次に、発生源画像は複素深さＤ_ｎ＝ｄ／２＋ｄ／２＋ｈ_ｎ＝ｄ＋ｈ_ｎに配置され、ここでｎ＝１、２である。その後、（ｚ＝＋ｈでの）物理的電荷プラス（ｚ’＝−Ｄでの）その画像の重ね合わせを用いて、地上の場（ｚ≧０）を計算することができる。複素深さの電荷像Ｑ_１’およびＱ_２’は、上記の式（２０）および（２１）で指定された所望の電流相の取得を実際に支援する。

上記の式（２）および（３）から、領域２の

に対する

の比は、


で与えられることがわかる。また、漸近的に、


であることに注意すべきである。結果的に、式（２）および（３）から直接的に、



ということになり、ここで

は複素ブルースター角である。発生源分布を調整し、損失性導電性媒体２０３の表面で複素ブルースター角照明を合成することにより、ツェネック表面波が励起される。

図５を参照すると、入射面と平行に偏向された入射場Ｅが示されている。電場ベクトルＥは、入射面と平行に偏向された入射する不均一な平面波として合成されるものである。電場ベクトルＥは、独立した水平および垂直成分から

として形成されてもよい。幾何学的に、図５の説明図は：

（３８ａ）
および

を示唆するが、これは界磁率が

であることを意味する。しかしながら、式（３６）より、

であることを想起してほしい。これにより、ツェネック表面波について、ψ_ｏ＝θ_ｉ，Ｂであることが望ましく、これは結果的に

となる。

式は、複素界磁率の振幅、ならびに入射面と平行な平面内の入射垂直および水平成分Ｅ_ｚとＥ_ρとの間の相対位相を制御する場合には、合成された電場ベクトルは効果的に複素ブルースター角で入射させられることを意味する。このような状況は、領域１と領域２との間の界面上のツェネック表面波を合成的に励起することになる。

図６を参照すると、本開示の実施形態による損失性導電性媒体２０３の上に設けられた多相導波路探針２００の別の図が示されている。損失性導電性媒体２０３は、一実施形態によれば、領域１（図２）を作り上げている。加えて、第二媒体２０６は、境界界面を損失性導電性媒体２０３と共有し、領域２（図２）を作り上げている。

一実施形態によれば、損失性導電性媒体２０３は、地球などの陸上の媒体を備える。この目的のため、このような陸上の媒体は、天然であれ人工であれ、その上に含まれるすべての層を備える。たとえば、このような陸上の媒体は、岩、土壌、砂、淡水、海水、樹木、植物、およびこの惑星を構成するその他すべての天然元素などの天然要素を備えることができる。加えて、このような陸上の媒体は、コンクリート、アスファルト、建築資材、およびその他の人工材料などの人工要素を備えることができる。別の実施形態において、損失性導電性媒体２０３は、自然発生的であれ人工であれ、地球以外の何らかの媒体を備えてもよい。別の実施形態において、損失性導電性媒体２０３は、自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、またはその他の材料など）、またはその他の媒体などの人工表面および構造物など、その他の媒体を備えてもよい。

損失性導電性媒体２０３が陸上の媒体すなわち地球を備える場合、第二媒体２０６は地面の上に大気を備える。したがって、大気は、空気および地球の大気を構成するその他の元素を備える「大気媒体」と称されてもよい。加えて、第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３に対して別の媒体を備えることも可能である。

多相導波路探針２００は１対の帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を備える。２つの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２が図示されるものの、２つより多くの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２があってもよいことは理解される。一実施形態によれば、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して直角な垂直軸ｚに沿って、損失性導電性媒体２０３の上に位置決めされる。この点に関して、２つ以上の帯電ターミナルＴ_Ｎのいずれか別の配置が用いられることも可能であるものの、帯電ターミナルＴ_１は帯電ターミナルＴ_２のすぐ上に配置される。様々な実施形態によれば、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に対して電荷Ｑ_１およびＱ_２が課されてもよい。

帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２は、電荷を保持することが可能ないずれかの導体塊を備えてもよい。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２は、球体、円盤、円筒、円錐、トーラス、ランダム形状、またはその他いずれかの形状など、いずれの形状を備えてもよい。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は同一である必要はなく、むしろ各々が個別のサイズおよび形状を有することができ、異なる導電性材料を備えてもよいことにも、注意する。一実施形態によれば、帯電ターミナルＴ_１の形状は、実際に可能な限り多くの電荷を保持するように指定される。究極的には、多相導波路探針２００によって放出されたツェネック表面波の場強度は、ターミナルＴ_１上の電荷の量と正比例する。

帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２が球体または円盤である場合、それぞれの自己容量Ｃ_１およびＣ_２を計算することができる。たとえば、絶縁導電球体の自己容量は

であり、ｒはメートル単位の球体の半径である。絶縁円盤の自己容量は

であり、ｒはメートル単位の円盤の半径である。

このため、帯電ターミナルＴ_１上に蓄積された電荷Ｑ_１は、電荷槽Ｔ_１の自己容量Ｃ_１および帯電ターミナルＴ_１に印加される電圧Ｖがあれば、

として計算される。

図６をさらに参照すると、一実施形態によれば、多相導波路探針２００は、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と結合された探針結合回路２０９を備える。探針結合回路２０９は、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２との励起源２１３の結合を容易にし、任意の動作周波数での帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上のそれぞれの電圧振幅および位相の発生を容易にする。２つより多くの帯電ターミナルＴ_Ｎが採用される場合には、探針結合回路２０９は、互いに対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_Ｎ上の様々な電圧振幅および位相の発生を容易にするように、構成される。多相導波路探針２００の実施形態において、探針結合回路２０９は、後に記載されるように、様々な回路構成を備える。加えて、後に記載されるように、多相導波路探針２００の様々なパラメータを制御するために、探針制御システム２１８が提供される。

一実施形態において、探針結合回路２０９は、多相導波路探針２００を電気的に半波長共振させるように指定される。これにより、いずれか任意の時間に、ターミナルＴ_１またはＴ_２の１つ目に電圧＋Ｖを、帯電ターミナルＴ_１またはＴ_２の２つ目に−Ｖを、課す。このような場合、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電圧は、見てわかるように、１８０度位相ずれしている。それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電圧が１８０度位相ずれしている場合、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上で最大電圧振幅差が経験される。あるいは、探針結合回路２０９は、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の位相差が１８０度以外となるように、構成されてもよい。この目的のため、探針結合回路２０９は、多相導波路探針２００の調整の間に電圧振幅および位相を偏向するように、調整されてもよい。

帯電ターミナルＴ_２のすぐ上の帯電ターミナルＴ_１の配置により、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間に相互容量Ｃ_Ｍが形成される。また、上述のように、帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のそれぞれの高さに応じて、帯電ターミナルＴ_１と損失性導電性媒体２０３との間には束縛容量が、そして帯電ターミナルＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には束縛容量があってもよい。相互容量Ｃ_Ｍは、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の距離に依存する。

究極的には、多相導波路探針２００によって発生した場強度は、上部ターミナルＴ_１上に課される電荷Ｑ_１の振幅と正比例することになる。翻って電荷Ｑ_１は、

であり、ここでＶは帯電ターミナルＴ_１上に課された電圧であるので、帯電ターミナルＴ_１に関連付けられた自己容量Ｃ_１と比例する。

一実施形態によれば、多相導波路探針２００に信号を印加するために、探針結合回路２０９に励起源２１３が結合される。励起源２１３は、多相導波路探針２００に印加される動作周波数での電圧または電流を発生することが可能な電圧または電流源など、いずれの適切な電源であってもよい。この目的のため、励起源２１３はたとえば、発生器、関数発生器、送信機、またはその他の電源を備えてもよい。

一実施形態において、励起源２１３は、後に記載されるように、磁気結合、容量結合、または導電（直接タップ）結合によって、多相導波路探針２００と結合されてもよい。いくつかの実施形態において、探針結合回路２０９は、損失性導電性媒体２０３と結合されてもよい。また、様々な実施形態において、励起源２１３は、後に記載されるように、損失性導電性媒体２０３と結合されてもよい。

加えて、一実施形態によれば、本明細書に記載される多相導波路探針２００は、その放射線抵抗Ｒ_ｒが非常に小さいかまたは無視できるという特性を有することに、注意すべきである。放射線抵抗Ｒ_ｒは、アンテナから最終的に放射される電力と同じ量を消散する等価抵抗であることを、想起すべきである。様々な実施形態によれば、多相導波路探針２００は、誘導電磁波であるツェネック表面波を放出する。様々な実施形態によれば、本明細書に記載される多相導波路探針は、このような多相導波路探針の高さはその動作波長と比較して通常は小さいので、放射線抵抗Ｒ_ｒをほとんど有していない。言い換えると、一実施形態によれば、本明細書に記載される多相導波路探針は、「電気的に小さい」。本明細書で検討される際に、フレーズ「電気的に小さい」は、λ／２πと等しい半径を有し、λは自由空間波長である球体によって物理的に拘束されることが可能な、本明細書に記載される多相導波路探針の様々な実施形態などの構造として、定義される。Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，Ｋ．，Ａ．Ｈｅｎｄｅｒｓｏｎ，Ｋ．Ｈｉｒａｓａｗａ，ａｎｄ Ｊ．Ｒ．Ｊａｍｅｓ，Ｓｍａｌｌ Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９８７，ｐ．４を参照されたい。

さらに論考すると、短いモノポールアンテナ用の放射線抵抗Ｒ_ｒは

で表され、ここで短いモノポールアンテナは均一な電流分布で高さｈを有し、λは動作周波数での波長である。Ｓｔｕｔｚｍａｎ，Ｗ．Ｌ．ｅｔ ａｌ．，“Ａｎｔｅｎｎａ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ，”Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ，１９８１，ｐ．９３を参照されたい。

放射線抵抗Ｒ_ｒの値は

に応じて決定されるならば、構造の高さｈが動作周波数での動作信号の波長と比較して小さい場合には、放射線抵抗Ｒ_ｒもまた小さいということになる。一例として、伝達構造の高さｈが動作周波数での動作信号の波長の１０％である場合には、結果として得られる値

は

となる。すると放射線抵抗Ｒ_ｒも相応に小さいということになる。

このため、様々な実施形態によれば、伝達構造の有効高さｈが

以下であり、

は動作周波数での波長である場合には、放射線抵抗Ｒ_ｒは比較的小さくなる。以下に記載される多相導波路探針２００の様々な実施形態について、伝達構造の高さｈはｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２として計算されてもよく、ここでＨ_１は帯電ターミナルＴ_１の高さであり、Ｈ_２は帯電ターミナルＴ_２の高さである。なお、本明細書に記載される多相導波路探針２００の各実施形態での伝達構造の高さｈも類似の方法で決定可能であることは、理解されるべきである。

１つのベンチマークとして

が提供される一方で、動作周波数での動作信号の波長に対する伝達構造の高さｈの比はいずれの値であってもよいことが、理解される。しかしながら、任意の動作周波数において、任意の伝達構造の高さが増加するにつれて、放射線抵抗Ｒ_ｒも相応に増加することが、理解される。

高さおよび動作周波数での動作信号の波長の実際の値に応じて、放射線抵抗Ｒ_ｒは、ツェネック表面波の放出とともにある程度の放射が発生するような値となることも可能である。この目的のため、多相導波路探針２００は、ほんのわずかなまたは実質的にゼロのエネルギーのみが放射の形態で失われると保証するように、動作周波数での波長に対して短い高さｈを有するよう構築されることが可能である。

加えて、垂直軸ｚに沿った電荷槽Ｔ_１およびＴ_２の配置は、上記の式（２０）〜（２３）のハンケル関数によって記載されるように、多相導波路探針２００によって放出されるツェネック表面波の対称性をもたらす。多相導波路探針２００は、損失性導電性媒体２０３の表面を構成する平面に対して直角な垂直軸に沿って２つの電荷槽Ｔ_１およびＴ_２を有して示されているものの、やはり所望の対称性を提供するその他の構成が採用されてもよいことは、理解される。たとえば、追加電荷槽Ｔ_Ｎは垂直軸ｚに沿って位置決めされてもよく、またはその他いずれかの配置が採用されてもよい。いくつかの実施形態において、伝達の対称性は望ましくないかも知れない。このような場合、電荷槽Ｔ_Ｎは、代替伝送分布パターンを提供するために、垂直軸ｚに沿う以外の構成で配置されてもよい。

所定の動作周波数で動作するよう適切に調整されているとき、多相導波路探針２００は損失性導電性媒体２０３の表面に沿ってツェネック表面波を発生する。この目的のため、構成を励起するため多相導波路探針２００に印加される所定の周波数で電気エネルギーを発生するために、励起源２１３が採用されてもよい。励起源２１３からのエネルギーは、多相導波路探針２００によってツェネック表面波の形態で、やはり損失性導電性媒体２０３に結合されるかまたは多相導波路探針２００の実効伝送距離内に位置する１つ以上の受信機に伝達される。エネルギーはこのように、表面導波モードまたは誘導電磁場であるツェネック表面波の形態で、搬送される。高圧線を用いる現在の送電網に照らして、ツェネック表面波は伝送線モードを備える。

このため、多相導波路探針２００によって発生したツェネック表面波は、上述の用語の意味において、放射波ではなく被ガイド波である。ツェネック表面波は、損失性導電性媒体２０３の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合した電磁場を多相導波路探針２００が形成するという事実により、放出される。多相導波路探針２００によって発生した電磁場が実質的に相応にモード整合したとき、電磁場はほとんどまたはまったく反射を生じない損失性導電性媒体２０３の複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。なお、多相導波路探針２００がツェネック表面波モードと実質的に整合しない場合には、損失性導電性媒体２０３の複素ブルースター角に到達していないので、ツェネック表面波は放出されない。

損失性導電性媒体２０３が地球などの陸上の媒体を備える場合、ツェネック表面波モードは、上記の式（１）〜（１１）で示されるように、多相導波路探針２００が位置する箇所の誘電率ε_ｒおよび伝導率σに依存することになる。このため、上記の式（２０）〜（２３）のハンケル関数の位相は、放出箇所におけるこれらの構成パラメータおよび動作周波数に依存する。

ツェネック表面波モードに関連付けられた場を励起するため、一実施形態によれば、多相導波路探針２００は、上記の式（２０）によって表されるように、ツェネック表面波モードの損失性導電性媒体上の径方向表面電流密度を実質的に合成する。これが行われるとき、電磁場は、損失性導電性媒体２０３の表面上のツェネック表面波モードと実質的にまたはほぼモード整合する。この目的のため、整合は実践可能な程度に接近すべきである。一実施形態によれば、電磁場が実質的に整合するこのツェネック表面波モードは、上記の式（２１）〜（２３）で表されている。

ツェネック表面波モードの損失性導電性媒体内の径方向表面電流密度を合成するために、多相導波路探針２００の電気的特性は、任意の動作周波数および伝達箇所の任意の電気的特性について、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に対して適切な電圧振幅および位相を課すように調整されるべきである。２つより多くの帯電ターミナルＴ_Ｎが採用される場合には、それぞれの帯電ターミナルＴ_Ｎに対して適切な電圧振幅および位相が課される必要があり、ここでＮは、帯電ターミナルの連続対を効率的に備える非常に大きな数であってもよい。

任意の場所の多相導波路探針２００の任意の設計のために適切な電圧振幅および位相を得るために、反復アプローチが用いられてもよい。具体的には、発生した径方向表面電流密度を判断するために、ターミナルＴ_１およびＴ_２への供給電流、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電荷、ならびに損失性導電性媒体２０３内のこれらの画像を考慮に入れた、多相導波路探針２００の任意の励起および構成の解析が実行されてもよい。このプロセスは、所望のパラメータに基づいて任意の多相導波路探針２００に最適な構成および励起が判断されるまで、反復的に実行されてもよい。任意の多相導波路探針２００が最適レベルで動作しているか否かの判断を支援するため、多相導波路探針２００の場所の領域１の伝導率

および領域１の誘電率

の値に基づいて、上記の式（１）〜（１１）を用いて誘導場強度曲線１０３（図１）が生成されてもよい。このような誘導場強度曲線１０３は、最適な伝達が達成されたか否かを判断するために測定された場強度が誘導場強度曲線１０３によって示される振幅と比較可能となるように、動作のベンチマークを提供することになる。

最適な多相導波路探針２００に行き着くために、多相導波路探針２００に関連付けられた様々なパラメータが調整されてもよい。言い換えると、多相導波路探針２００に関連付けられた様々なパラメータは、所望の動作構成に合わせて多相導波路探針２００を調整するために変動してもよい。

多相導波路探針２００を調整するために変動してもよいパラメータの１つは、損失性導電性媒体２０３の表面に対する帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２の一方または両方の高さである。加えて、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の距離または間隔もまた、調整されてもよい。こうすることで、見てわかるように、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間の相互容量Ｃ_Ｍまたはいずれかの束縛容量を、最小化または別途変更してもよい。

あるいは、調整可能な別のパラメータは、それぞれの帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２のサイズである。帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２のサイズを変更することにより、見てわかるように、それぞれの自己容量Ｃ_１および／またはＣ_２、あるいは相互容量Ｃ_Ｍを変更することになる。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間に存在するいかなる束縛容量も変更されることになる。こうすることで、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の電圧振幅および位相が変更される。

さらにまた、調整可能な別のパラメータは、多相導波路探針２００に関連付けられた探針結合回路２０９である。これは、探針結合回路２０９を構成する誘導性および／または容量性リアクタンスのサイズを調整することによって、実現されてもよい。たとえば、このような誘導性リアクタンスがコイルを備えるとき、このようなコイルの巻き数が調整されてもよい。究極的には、探針結合回路２０９は探針結合回路２０９の電気長を変更させられてもよく、これにより、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電圧振幅および位相に影響を及ぼす。

ツェネック表面波の伝達を最適化するために多相導波路探針２００に印加される励起源２１３の周波数を調整する場合もある。しかしながら、任意の周波数で伝達したい場合には、伝達を最適化するために別のパラメータが調整される必要があるだろう。

なお、様々な調整を施すことによって実行される伝達の反復は、見てわかるように、コンピュータモデルを用いて、または物理的構造を調整することによって実施されてもよいことに、注意する。あるアプローチでは、伝達周波数と同調したフィールドメータが多相導波路探針２００から適切な距離に配置されてもよく、ツェネック表面波を生じる最大またはその他いずれか所望の場強度が検出されるまで上記のような調整が施されてもよい。この目的のため、場強度は、ターミナルＴ_１およびＴ_２上の所望の動作周波数および電圧で発生した誘導場強度曲線１０３（図１）と比較されてもよい。あるアプローチによれば、このようなフィールドメータの配置に適切な距離は、表面電流Ｊ_２が支配する上述の「遠方」領域内の遷移領域２１６（図４）よりも大きく指定されてよい。

上記の調整を行うことにより、上記の式（１７）および（１８）で指定されたツェネック表面波モードの同じ電流Ｊ（ｒ）と近似する、対応する「近傍」表面電流Ｊ_１および「遠方」表面電流Ｊ_２を形成することができる。こうすることで、結果として得られる電磁場は、損失性導電性媒体２０３の表面上のツェネック表面波モードと実質的にまたはほぼモード整合することになる。

次に図７Ａから図７Ｊを参照すると、本開示の様々な実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ａ〜ｊで記される、多相導波路探針２００の追加例が示されている。多相導波路探針２００ａ〜ｊは各々、様々な実施形態によれば、本明細書では探針結合回路２０９ａ〜ｊで記される、異なる探針結合回路２０９を含む。探針結合回路２０９ａ〜ｊのいくつかの例が記載されるものの、これらの実施形態は単なる例に過ぎず、ツェネック表面波の放出を容易にするために本明細書に明記される原理に従って帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の所望の電圧振幅および位相を提供するために採用されてもよい、本明細書に明記されないその他多くの探針結合回路２０９があってもよいことは、理解される。

加えて、探針結合回路２０９ａ〜ｊの各々は、コイルを備える誘導性インピーダンスを採用してもよいが、これに限定されるものではない。コイルが使用されたとしても、集中および分布の両方のその他の回路素子がリアクタンスとして採用されてもよいことは、理解される。また、本明細書で図示されるもの以外にも、その他の回路素子が探針結合回路２０９ａ〜ｊに含まれてもよい。加えて、それぞれの多相導波路探針２００ａ〜ｊを有する様々な探針結合回路２０９ａ〜ｊは単に例を提供するために本明細書に記載されていることに、注意する。この目的のため、本明細書に明記される様々な原理に従ってツェネック表面波を放出するために使用可能な様々な探針結合回路２０９およびその他の回路を採用する、その他多くの多相導波路探針２００があってもよい。

ここで図７Ａを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ａで記される、多相導波路探針２００（図６）の第一の例が示されている。多相導波路探針２００ａは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ａは、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のそれぞれに結合された１対のリードを有するコイルＬ_１ａを備える誘導性インピーダンスを備える、探針結合回路２０９ａを含む。一実施形態において、コイルＬ_１ａは、多相導波路探針２００ａの動作周波数での波長の半分（１／２）の電気長を有するように、指定される。

コイルＬ_１ａの電気長は動作周波数での波長のおよそ半分（１／２）に指定されているが、コイルＬ_１ａは他の値の電気長で指定されてもよいことは、理解される。一実施形態によれば、コイルＬ_１ａが動作周波数での波長のおよそ半分の電気長を有するという事実は、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上で最大電圧差が形成されるという利点を提供する。とはいうものの、コイルＬ_１ａの長さまたは直径は、ツェネック表面波モードの最適な励起を得るように多相導波路探針２００ａを調整するときに、増加または減少する可能性がある。あるいは、誘導性インピーダンスは、多相導波路探針２００ａの動作周波数での波長の１／２よりも著しく小さいかまたは大きい電気長を有するように指定される場合もあり得る。

一実施形態によれば、励起源２１３は磁気結合によって探針結合回路２０９と結合される。具体的には、励起源２１３は、コイルＬ_１ａと誘導的に結合したコイルＬ_Ｐと結合する。これは、見てわかるように、リンク結合、タップコイル、可変リアクタンス、またはその他の結合アプローチによって、行われてもよい。この目的のため、見てわかるように、コイルＬ_Ｐは一次として機能し、コイルＬ_１ａは二次として機能する。

所望のツェネック表面波の伝達に合わせて多相導波路探針２００ａを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ａのサイズは、巻き数を追加または減少することによって、あるいはコイルＬ_１ａのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。

多相導波路探針２００ａを用いる実験に基づき、所望の効率を実現するように調整および動作するには、多相導波路探針２００ａ〜ｊのうちこれが最も容易であるように見える。

ここで図７Ｂを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｂで記される、多相導波路探針２００（図６）の例が示されている。多相導波路探針２００ｂは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は、上述されたように、結果として得られるツェネック表面波の円筒対称性を提供するために、垂直軸ｚに沿って位置決めされている。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｂは、第一コイルＬ_１ｂおよび第二コイルＬ_２ｂを備える探針結合回路２０９ｂも含む。第一コイルＬ_１ｂは図示されるように、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の各々に結合されている。第二コイルＬ_２ｂは帯電ターミナルＴ_２および損失性導電性媒体２０３に結合されている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｂと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_１ｂと結合されている。あるいは、コイルＬ_２ｂもまた二次として機能してもよい。

所望のツェネック表面波の伝達に合わせて多相導波路探針２００ｂを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｂおよびＬ_２ｂの各々のサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはそれぞれのコイルＬ_１ｂおよびＬ_２ｂのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。

ここで図７Ｃを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｃで記される、多相導波路探針２００（図６）の別の例が示されている。多相導波路探針２００ｃは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｃは、コイルＬ_１ｃを備える探針結合回路２０９ｃも含む。コイルＬ_１ｃの一端は、図示されるように、帯電ターミナルＴ_１に結合されている。コイルＬ_１ｃの第二の末端は、損失性導電性媒体２０３に結合されている。帯電ターミナルＴ_２と結合されたタップは、コイルＬ_１ｃに沿って位置決めされている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｃと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_１ｃと結合されている。コイルＬ_Ｐは、コイルＬ_１ｃに沿ったいずれの場所に位置することも可能である。

所望のツェネック表面波の励起および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｃを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｃのサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはコイルＬ_１ｃのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。加えて、タップの上下のコイルＬ_１ｃの部分によって呈されるインダクタンスは、タップの位置を移動することによって調整されてもよい。

ここで図７Ｄを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｄで記される、多相導波路探針２００（図６）のさらに別の例が示されている。多相導波路探針２００ｄは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｄは、第一コイルＬ_１ｄおよび第二コイルＬ_２ｄを備える探針結合回路２０９ｄも含む。第一コイルＬ_１ｄの第一リードは帯電ターミナルＴ_１に結合されており、第一コイルＬ_１ｄの第二リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。第二コイルＬ_２ｄの第一リードは帯電ターミナルＴ_２に結合されており、第二コイルＬ_２ｄの第二リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｄと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_2dと結合されている。あるいは、コイルＬ_１ｄが同様に二次として機能してもよい。

所望のツェネック表面波の励起および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｄを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｄおよびＬ_２ｄの各々のサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはコイルＬ_１ｄまたはＬ_２ｄのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。

ここで図７Ｅを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｅで記される、多相導波路探針２００（図６）のさらに別の例が示されている。多相導波路探針２００ｅは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は、上述されたように、結果として得られるツェネック表面波の円筒対称性を提供するために、垂直軸ｚに沿って位置決めされている。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｅは、第一コイルＬ_１ｅおよび抵抗器Ｒ_２を備える探針結合回路２０９ｅも含む。第一コイルＬ_１ｅの第一リードは帯電ターミナルＴ_１に結合されており、第一コイルＬ_１ｅの第二リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。抵抗器Ｒ_２の第一リードは帯電ターミナルＴ_２に結合されており、抵抗器Ｒ_２の第二リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｅと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_１ｅと結合されている。

所望のツェネック表面波の伝達に合わせて多相導波路探針２００ｅを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｅのサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはコイルＬ_１ｅのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。加えて、抵抗Ｒ_２の振幅もまた調整されてもよい。

ここで図７Ｆを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｆで記される、多相導波路探針２００（図６）のさらなる例が示されている。多相導波路探針２００ｆは、帯電ターミナルＴ_１、および第二帯電ターミナルとして機能する接地スクリーンＧを含む。帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされている。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。なお、伝達構造の高さｈを計算するために、接地スクリーンＧの高さＨ_２が帯電ターミナルＴ_１の高さＨ_１から引かれることに、注意する。

帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、接地スクリーンＧは自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧに印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧにそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１と接地スクリーンＧとの間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、帯電ターミナルＴ_１および／または接地スクリーンＧと損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対する帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧの高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。一般的に、損失性導電性媒体２０３に近いため、接地スクリーンＧと損失性導電性媒体２０３との間には束縛容量が存在することになる。

多相導波路探針２００ｆは、帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧに結合された１対のリードを有するコイルＬ_１ｆを備える誘導性インピーダンスで構成された、探針結合回路２０９ｆを含む。一実施形態において、コイルＬ_１ｆは、多相導波路探針２００ｆの動作周波数での波長の半分（１／２）の電気長を有するように、指定される。

コイルＬ_１ｆの電気長は動作周波数での波長のおよそ半分（１／２）に指定されるが、コイルＬ_１ｆは他の値の電気長で指定されてもよいことは、理解される。一実施形態によれば、コイルＬ_１ｆが動作周波数での波長のおよそ半分の電気長を有するという事実は、帯電ターミナルＴ_１および接地スクリーンＧ上で最大電圧差が形成されるという利点を提供する。とはいうものの、コイルＬ_１ｆの長さまたは直径は、ツェネック表面波の最適な伝達を得るように多相導波路探針２００ｆを調整するときに、増加または減少する可能性がある。あるいは、誘導性インピーダンスは、多相導波路探針２００ｆの動作周波数での波長の１／２よりも著しく小さいかまたは大きい電気長を有するように指定される場合もあり得る。

一実施形態によれば、励起源２１３は磁気結合によって探針結合回路２０９ｆと結合される。具体的には、励起源２１３は、コイルＬ_１ｆと誘導的に結合したコイルＬ_Ｐと結合する。これは、見てわかるように、リンク結合、フェーザ／結合ネットワーク、またはその他のアプローチによって、行われてもよい。この目的のため、見てわかるように、コイルＬ_Ｐは一次として機能し、コイルＬ_１ｆは二次として機能する。

所望のツェネック表面波の放出および伝達に合わせて多相導波路探針２００ａを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｆのサイズは、巻き数を追加または減少することによって、あるいはコイルＬ_１ｆのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。

ここで図７Ｇを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｇで記される、多相導波路探針２００（図６）の別の例が示されている。多相導波路探針２００ｇは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は、上述されたように、結果として得られるツェネック表面波の円筒対称性を提供するために、垂直軸ｚに沿って位置決めされている。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｇは、第一コイルＬ_１ｇ、第二コイルＬ_２ｇ、および可変コンデンサＣ_Ｖを備える探針結合回路２０９ｇも含む。第一コイルＬ_１ｇは図示されるように、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の各々に結合されている。第二コイルＬ_２ｇは、可変コンデンサＣ_Ｖに結合された第一リード、および損失性導電性媒体２０３に結合された第二リードを有する。翻って可変コンデンサＣ_Ｖは、帯電ターミナルＴ_２および第一コイルＬ_１ｇに結合されている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｇと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_１ｇまたはコイルＬ_２ｇのいずれかと結合されている。

所望のツェネック表面波の放出および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｇを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｇおよびＬ_２ｇの各々のサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはそれぞれのコイルＬ_１ｇおよびＬ_２ｇのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。加えて、可変容量Ｃ_Ｖが調整されてもよい。

ここで図７Ｈを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｈで記される、多相導波路探針２００（図６）のさらに別の例が示されている。多相導波路探針２００ｈは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｈは、第一コイルＬ_１ｈおよび第二コイルＬ_２ｈを備える探針結合回路２０９ｈも含む。第一コイルＬ_１ｈの第一リードは帯電ターミナルＴ_１に結合されており、第一コイルＬ_１ｈの第二リードは第二帯電ターミナルＴ_２に結合されている。第二コイルＬ_２ｈの第一リードはターミナルＴ_Ｔに結合されており、第二コイルＬ_２ｈの第二リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。ターミナルＴ_Ｔは帯電ターミナルＴ_２に対して、帯電ターミナルＴ_２とターミナルＴ_Ｔとの間に結合容量Ｃ_Ｃが存在するように位置決めされている。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｈと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_２ｈと結合されている。あるいは、コイルＬ_１ｈもまた二次として機能してもよい。

所望のツェネック表面波の放出および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｈを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｈおよびＬ_２ｈのサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはコイルＬ_１ｈおよびＬ_２ｈのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_２とターミナルＴ_Ｔとの間の間隔も変更されてもよく、これにより、見てわかるように、結合容量Ｃ_Ｃを修正する。

ここで図７Ｉを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｉで記される、多相導波路探針２００（図６）のさらに別の例が示されている。多相導波路探針２００ｉは、後に記載されるように励起源２１３が探針結合回路２０９ｉと直列結合されているという事実を除いて、多相導波路探針２００ｈ（図７Ｈ）と非常によく似ている。

この目的のため、多相導波路探針２００ｉは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｉは、第一コイルＬ_１ｉおよび第二コイルＬ_２ｉを備える探針結合回路２０９ｉも含む。第一コイルＬ_１ｉの第一リードは帯電ターミナルＴ_１に結合されており、第一コイルＬ_１ｉの第二リードは第二帯電ターミナルＴ_２に結合されている。第二コイルＬ_２ｉの第一リードはターミナルＴ_Ｔに結合されており、第二コイルＬ_２ｉの第二リードは励起源２１３の出力に結合されている。また、励起源２１３の接地リードは損失性導電性媒体２０３に結合されている。ターミナルＴ_Ｔは帯電ターミナルＴ_２に対して、帯電ターミナルＴ_２とターミナルＴ_Ｔとの間に結合容量Ｃ_Ｃが存在するように位置決めされている。

多相導波路探針２００ｉは、励起源２１３が上述のように探針結合回路２０９ｉと直列結合されている一例を提供する。具体的には、励起源２１３は、コイルＬ_２ｉと損失性導電性媒体２０３との間に結合されている。

所望のツェネック表面波の放出および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｉを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｉおよびＬ_２ｉの各々のサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはそれぞれのコイルＬ_１ｉおよびＬ_２ｉのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。帯電ターミナルＴ_２とターミナルＴ_Ｔとの間の間隔も変更されてもよく、これにより、見てわかるように、結合容量Ｃ_Ｃを修正する。

ここで図７Ｊを参照すると、一実施形態による、本明細書では多相導波路探針２００ｊで記される、多相導波路探針２００（図６）の例が示されている。多相導波路探針２００ｊは、損失性導電性媒体２０３によって呈される平面に対して略直角な垂直軸ｚに沿って位置決めされた、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を含む。第二媒体２０６は損失性導電性媒体２０３の上にある。この実施形態において、帯電ターミナルＴ_１は球体を備え、帯電ターミナルＴ_２は円盤を備える。この点に関して、多相導波路探針２００ｊは、帯電ターミナルＴ_Ｎがいずれの形状を備えてもよいという説明図を提供する。

帯電ターミナルＴ_１は自己容量Ｃ_１を有し、帯電ターミナルＴ_２は自己容量Ｃ_２を有する。動作中、いずれかの瞬間に帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１およびＱ_２が帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２にそれぞれ課される。帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間には、その間の距離に応じて相互容量Ｃ_Ｍが存在してもよい。加えて、それぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２と損失性導電性媒体２０３との間には、損失性導電性媒体２０３に対するそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さに応じて、束縛容量が存在してもよい。

多相導波路探針２００ｊは、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のうちの１つにそれぞれ結合された１対のリードを有するコイルＬ_１ｊを備える誘導性インピーダンスを備える、探針結合回路２０９ｊを含む。一実施形態において、コイルＬ_１ｊは、多相導波路探針２００ｊの動作周波数での波長の半分（１／２）の電気長を有するように、指定される。コイルＬ_１ｊの電気長は動作周波数での波長のおよそ半分（１／２）と指定されているが、コイルＬ_１ｊは上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）を参照して論じられたような値以外の電気長で指定されてもよいことは、理解される。加えて、探針結合回路２０９ｊは、損失性導電性媒体２０３に結合されたコイルＬ_１ｊ上のタップ２２３も含む。

励起源２１３は、上記の多相導波路探針２００ａ（図７Ａ）に関連して述べられたのと類似のやり方で、探針結合回路２０９ｊと磁気的に結合されている。この目的のため、励起源２１３は、一次として機能するコイルＬ_Ｐおよび二次として機能するコイルＬ_１ｊと結合されている。コイルＬ_Ｐは、コイルＬ_１ｊに沿ったいずれの場所に位置することも可能である。また、コイルＬ_Ｐは、タップ２２３の上または下に位置することも可能である。

所望のツェネック表面波の放出および伝達に合わせて多相導波路探針２００ｊを調整するために、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の高さは、損失性導電性媒体２０３に対して、および互いに対して、変更されてもよい。また、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２のサイズが変更されてもよい。加えて、コイルＬ_１ｊのサイズは、巻き数を追加または削除することによって、あるいはコイルＬ_１ｊのその他いずれかの寸法を変化させることによって、変更されてもよい。さらに、コイルＬ_１ｊ上のタップ２２３の位置が調整されてもよい。

図７Ａ〜Ｊの多相導波路探針２００ａ〜ｊの様々な実施形態を参照すると、多相導波路探針２００ａ〜ｊの各々は、被ガイド波の形態で搬送されるエネルギー、または損失性導電性媒体２０３の表面に沿った導波モードを伝達するために、励起されてもよい。このような伝達を容易にするために、多相導波路探針２００ａ〜ｊのそれぞれの素子は、それぞれの多相導波路探針２００ａ〜ｊが励起したときにそれぞれの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に所望の電圧振幅および位相を課すように調整されてもよい。このような励起は、上述されたように、励起源２１３からそれぞれの多相導波路探針２００ａ〜ｊにエネルギーを印加することによって行われることが可能である。

帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に課された電圧振幅および位相は、損失性導電性媒体２０３の局所誘電率ε_ｒ、伝導率σ、および潜在的にその他のパラメータを前提とした伝達箇所で損失性導電性媒体２０３の被ガイドまたはツェネック表面導波モードと実質的にモード整合した場を実質的に合成するために、調整されてもよい。表面被ガイド波の導波モードは、上記の式（２１）、（２２）、および（２３）に表されている。この表面導波モードは、アンペア毎メートル単位で式（２０）に表された径方向表面電流密度を有する。

なお、上記の式（２１）、（２２）、および（２３）に表された表面導波モードと正確に整合する場を合成することが困難であろうことは、理解される。しかしながら、このような場が表面導波モードに少なくとも近似すれば、被ガイド表面波が放出される可能性がある。様々な実施形態によれば、場は、被ガイド表面波を放出するように許容可能な設計公差の範囲内の表面導波モードと整合するように合成される。

同様に、ツェネック表面導波モードの径方向表面電流密度と正確に整合するように径方向表面電流密度を合成することも困難であり、合成された径方向表面電流密度は上述の合成場から生じるものである。様々な実施形態によれば、多相導波路探針２００はツェネック表面波モードを放出するように許容可能な設計公差の範囲内の被ガイド表面導波モードの径方向表面電流密度と整合するように調整されてもよい。固有の電荷分布および複素距離でのその画像を形成することによって、上記の様々な多相導波路探針２００ａ〜ｊは表面電流を励起し、その場は伝播するツェネック表面波モードとほぼ整合するように設計されており、ツェネック表面波が放出される。上記の様々な多相導波路探針２００ａ〜ｊに内在するこの複素画像技術により、誘導界面が伝達の場所でサポートしたい表面導波モードと実質的にモード整合することができる。誘導界面は上述のように、領域１（図２）と領域２（図２）との間の界面である。一実施形態によれば、誘導界面は上述のように、地球を代表とする損失性導電性媒体２０３と大気媒体との間の界面である。

帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に課される電圧振幅および位相が、複素深さでのその有効画像とともにその場が伝達箇所で損失性導電性媒体２０３のツェネック表面導波モードと実質的に整合する複素表面電流を励起するように調整されるとき、レオントヴィッチ境界条件により、このような場は、損失性導電性媒体２０３の複素ブルースター角で入射する波面を自動的に実質的に合成することになり、ゼロ反射となる。これは、境界での波整合の条件である。

次に図８Ａ、図８Ｂ、および図８Ｃを参照すると、ツェネック表面波と従来の放射場との比較を目的として、キロメートル単位の距離に応じたボルト毎メートル単位の場強度を表すグラフ３００ａ、３００ｂ、および３００ｃの例が示されている。加えて、様々なグラフ３００ａ、３００ｂ、および３００ｃは、ツェネック表面波の伝達距離が伝達周波数とともにどのように変化するかを示している。

各グラフ３００ａ、３００ｂ、および３００ｃは、対応する誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃ、ならびに対応する放射場強度曲線３０６ａ、３０６ｂ、および３０６ｃを示している。誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃは、様々なパラメータを想定して生成された。具体的には、グラフ３００ａ、３００ｂ、および３００ｃは、それぞれ１０ＭＨｚ、１ＭＨｚ、および０．１ＭＨｚの周波数で上部ターミナルＴ_１（図３）に印加される一定電荷Ｑ_１（図３）を用いて計算された。連邦通信委員会（ＦＣＣ：Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）によって明記されたオハイオ中部のＲ−３マップから取ったε_ｒ＝１５およびσ＝０．００８ｍｈｏｓ／ｍの構成パラメータが、計算目的のために想定された。以下の表は、誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃの各々の生成に想定された多相導波路探針動作パラメータを提供する。

物理的に実現可能な動作を有するために、ターミナルＴ_１の高さはｆ＝０．１ＭＨｚおよび１．０ＭＨｚでＨ_Ｔ１＝８メートルに指定されたが、電流分布を均一に保つために１０ＭＨｚで０．８メートルまで短縮された。また、ターミナルＴ_１の自己容量Ｃ_１は、ｆ＝０．１ＭＨｚおよび１．０ＭＨｚで動作するために１００ｐＦに設定された。この静電容量は１０ＭＨｚで使用するには不当に大きいので、この場合には自己容量Ｃ_１が低減された。しかしながら、場強度の制御パラメータである、結果として得られるターミナル電荷Ｑ_Ｔ１は、３つの誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃのすべてについて同じに保たれた。

グラフより、周波数が低いほど伝播減衰が少なく、長い距離にわたって場が広がることがわかる。しかしながら、エネルギー保存に従って、エネルギー密度は距離とともに減少する。言い換えると、周波数が高いほど、エネルギーが拡散する領域が小さくなるので、エネルギー密度は高くなる。このため、ツェネック表面波の「屈曲部」は、周波数が増加するにつれて範囲を縮小する。あるいは、周波数が低いほど、伝播減衰が少なく、多相導波路探針２００（図６）を用いる伝達箇所から非常に長い距離のツェネック表面波の場強度は強くなる。

いずれの場合のツェネック表面波も、それぞれ誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃとして特定される。１０オームの想定接地損失を有する、それぞれの多相導波路探針２００と同じ高さの短い垂直モノポールアンテナ用の、ボルト毎メートル単位のノートン地上波場強度は、放射場強度曲線３０６ａ、３０６ｂ、および３０６ｃによってそれぞれ表される。これは、これらの周波数で動作するモノポールアンテナ構造としては妥当に現実的な仮定であると断言できる。重要な点は、適切にモード整合された多相導波路探針は、それぞれのツェネック表面波の誘導場強度曲線３０３ａ〜ｃの「屈曲部」を超えてすぐの距離でいずれのモノポールの放射場も劇的に高効率となる被ガイド表面波を放出する、ということである。

上記を前提として、一実施形態によれば、被ガイド表面波の伝播距離は、伝達周波数に応じて変動する。具体的には、伝達周波数が低いほど、被ガイド表面波の指数関数的減衰が小さくなり、したがって被ガイド表面波はより遠くまで伝播するようになる。上述のように、被ガイド表面波の場強度は

の割合で降下し、その一方で放射電磁場の場強度は１／ｄに比例して幾何学的に降下し、ここでｄはキロメートル単位の距離である。このように、誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃの各々は、上述されたような屈曲部を特徴とする。本明細書に記載される多相導波路探針の伝達周波数が減少するにつれて、対応する誘導場強度曲線３０３ａ、３０３ｂ、および３０３ｃの屈曲部はグラフの右に向かって移動することになる。

図８Ａは、１０メガヘルツの周波数で生成された誘導場強度曲線３０３ａおよび放射場強度曲線３０６ａを示す。図示されるように、被ガイド表面波は１０キロメートル未満で降下する。図８Ｂでは、誘導場強度曲線３０３ｂおよび放射場強度曲線３０６ｂが１メガヘルツの周波数で生成されている。誘導場強度曲線３０３ｂはおよそ１００キロメートルで降下している。最後に、図８Ｃでは、誘導場強度曲線３０３ｃおよび放射場強度曲線３０６ｃが１００キロヘルツ（すなわち０．１メガヘルツ）の周波数で生成されている。誘導場強度曲線３０３ｃは、４０００〜７０００キロメートルの間で降下している。

なお、周波数が十分に低い場合、地球全体の周りで被ガイド表面波を伝達することが可能であるかも知れない。このような周波数は、およそ２０〜２５キロヘルツまたはそれ未満であろうと思われる。このような低周波数では、損失性導電性媒体２０３（図６）は平坦であることをやめて球体となることに、注意すべきである。このため、損失性導電性媒体２０３が陸上の媒体を備えるとき、誘導場強度曲線の計算は、伝播距離が陸上の媒体のサイズに接近する低周波数での球形を考慮するように変更される。

上記を前提として、様々な実施形態による損失性導電性媒体２０３として地球の陸上の媒体を用いて多相導波路探針２００（図６）を構築するいくつかの一般的な助言が、次に提供される。実践的なアプローチとして、動作周波数を指定し、構築されるそれぞれの多相導波路探針２００から対象の距離での被ガイド表面波の所望の場強度を特定してもよい。

これらのパラメータを前提として、次に、指定された距離で所望の場強度を作り出すために、上部帯電ターミナルＴ_１（図６）上に課される電荷Ｑ_１（図６）を判断することができる。必要とされる電荷Ｑ_１を判断するために、伝達箇所での地球の誘電率ε_ｒおよび伝導率σを取得する必要がある。これらの値は、測定によって、またはたとえば連邦通信委員会または国際無線通信諮問委員会（ＣＣＩＲ：Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ Ｃｏｎｓｕｌｔｉｆ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒａｄｉｏ）によって発行された伝導率チャートを参照することによって、取得可能である。指定された距離での誘電率ε_ｒ、伝導率σ、および所望の場強度がわかっているとき、必要とされる電荷Ｑ_１は、上記の式（２１）〜（２３）に明記されるツェネックの正確な式からの場強度の直接計算によって、判断されることが可能である。

必要とされる電荷Ｑ_１が判断されると、次に、どの電圧Ｖで帯電ターミナルＴ_１のどの自己容量Ｃ_１が帯電ターミナルＴ_１上の必要とされる電荷Ｑ_１を発生させるかを判断する必要がある。いずれの帯電ターミナルＴ上の電荷Ｑも、Ｑ＝ＣＶとして計算される。あるアプローチにおいて、帯電ターミナルＴ_１上に印加可能な許容可能電圧と見なされるのは何かを選択し、必要とされる自己容量Ｃ_１に必要とされる電荷Ｑ_１を実現させるように、帯電ターミナルＴ_１を構築することが、可能である。あるいは、別のアプローチでは帯電ターミナルＴ_１の具体的な構築によって入手可能な自己容量Ｃ_１はどの程度なのかを判断し、結果として得られる帯電ターミナルＴ_１を必要とされる電荷Ｑ_１を実現するために必要とされる電圧Ｖまで引き上げることが、可能である。

加えて、帯電ターミナルＴ_１の必要とされる自己容量Ｃ_１および帯電ターミナルＴ_１上に課される電圧Ｖを判断するときに考慮すべき動作可能な帯域幅の問題がある。具体的には、本明細書に記載される多相導波路探針２００の帯域幅は比較的大きい。この結果、上述のような自己容量Ｃ_１および電圧Ｖを指定する際にかなりの柔軟性が生じる。しかしながら、自己容量Ｃ_１が減少して電圧Ｖが上昇すると、結果として得られる多相導波路探針２００の帯域幅が縮小することは、理解されるべきである。

実験的に、自己容量Ｃ_１が小さい方が、任意の多相導波路探針２００は、地球のまたは伝達箇所の近くの誘電率ε_ｒまたは伝導率σの小さな変動により敏感になることに、注意すべきである。誘電率ε_ｒまたは伝導率σのこのような変動は、季節の間の遷移を前提とする気候の変動により、または雨の降り始め、干ばつ、および／またはその他の局地気象の変化などの局地気象状況により、発生する可能性がある。その結果として、一実施形態によれば、帯電ターミナルＴ_１は、実践可能なように比較的大きい自己容量Ｃ_１を有するように指定されてもよい。

帯電ターミナルＴ_１の自己容量Ｃ_１およびこれに印加される電圧が判断されると、次に第二帯電ターミナルＴ_２の自己容量Ｃ_２および物理的な位置が判断されることになる。実際問題として、帯電ターミナルＴ_１の自己容量Ｃ_１と同じになるように帯電ターミナルＴ_２の自己容量Ｃ_２を指定することが最も容易であることが、見出された。これは、帯電ターミナルＴ_２のサイズおよび形状を帯電ターミナルＴ_１のサイズおよび形状と同じくすることによって、達成される。これによって対称性が維持されることを保証し、上述のように複素ブルースター角との整合の実現に悪影響を及ぼす可能性のある２つの帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の間の異常な位相シフトの可能性を回避する。両方の帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の自己容量Ｃ_１およびＣ_２は同じであるという事実の結果として、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上に同じ電圧振幅を生じる。しかしながら、自己容量Ｃ_１およびＣ_２は異なってもよく、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の形状およびサイズも異なってもよいことは、理解される。

対称性を促進するために、帯電ターミナルＴ_２は、上述のように垂直軸ｚ（図６）に沿って帯電ターミナルＴ_１のすぐ下に位置決めされることが可能である。あるいは、その他いずれかの場所に帯電ターミナルＴ_２を位置決めして何らかの効果を得ることも、可能である。

帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の距離は、伝達箇所において多相導波路探針２００および被ガイド表面導波モードによって発生する場の間に最適な整合をもたらすように、指定されるべきである。提案される開始点として、この距離は、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の相互容量Ｃ_Ｍ（図６）が帯電ターミナルＴ_１上の絶縁容量Ｃ_１と同じかまたはそれ未満となるように、設定されてもよい。究極的には、相互容量Ｃ_Ｍを実践可能な限り小さくするために、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の距離を指定すべきである。相互容量Ｃ_Ｍは測定によって判断されてもよく、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２も相応に位置決めされてもよい。

次に、多相導波路探針２００の適切な高さｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２（図７Ａ〜Ｊ）が判断される。ここでいわゆる「画像複素深さ」現象が結実する。これは、高さｈが変動する際の、電荷Ｑ_１およびＱ_２を有する電荷槽Ｔ_１およびＴ_２からの、ならびに電荷Ｑ_１およびＱ_２の表面下画像からの、地球の表面上の重ね合わせ場の検討を伴う。任意の多相導波路探針２００が伝達箇所での地球の被ガイド表面導波モードとモード整合することを保証するために検討すべきおびただしい数の変数のため、実際の開始点は、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２に関連付けられた静電容量が基本的にそれぞれその絶縁自己容量Ｃ_１およびＣ_２となるように、地面に対する電荷槽Ｔ_１およびＴ_２の各々の束縛容量が無視できる高さｈである。

多相導波路探針２００と関連付けられた高さｈを判断するときに考慮すべき別の検討事項は、放射が回避されるか否かである。具体的には、多相導波路探針２００の高さｈが動作周波数での波長のかなりの部分に接近するので、放射線抵抗Ｒ_ｒは高さｈとともに二次的に増加し、放射は上述のように被ガイド表面波の発生を支配し始める。ツェネック表面波がいかなる放射も支配することを保証する上記の１つのベンチマークは、高さｈが動作周波数での波長の１０％未満となるよう保証することであるが、ただしその他のベンチマークが指定されてもよい。場合により、被ガイド表面波の放出に加えて、ある程度の放射を発生させることが望ましいこともあり、ここで高さｈは相応に指定される。

次に、帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の電圧位相を提供するために、探針結合回路２０９（図６）が指定される。電圧位相は、伝達箇所で被ガイド表面導波モードとモード整合する場の形成に著しい影響を及ぼすようである。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の配置が対称性を促進するために垂直ｚ軸に沿っていると仮定すると、探針結合回路２０９は帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上に１８０度の電圧位相差を提供するよう指定されてもよい。つまり、探針結合回路２０９は、帯電ターミナルＴ_１上の電圧Ｖが帯電ターミナルＴ_２上の電圧に対して１８０度位相ずれするように、指定される。

先に記載されたように、例示的アプローチの１つは、多相導波路探針２００ａを参照して上述されたように帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間にコイルＬ_１ａ（図７Ａ）を配置して、結果として得られるシステムが電気的に半波共振するまでコイルＬ_１ａを調整することである。これは、１８０度位相ずれした帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上に最大電圧が印加されるように、帯電ターミナルＴ_１に電圧Ｖおよび帯電ターミナルＴ_２に電圧−Ｖを印加する。

励起源２１３（図６）はその後、探針結合回路２０９、および上述のように必要とされる電荷Ｑ_１を提供するために必要とされる電圧Ｖを達成するように調整された出力電圧に、結合されてもよい。励起源２１３は、磁気結合、容量結合、または導電結合を介して（直接）探針結合回路２０９に結合されてもよい。なお、励起源２１３の出力は、変圧器を用いて、または必要であればその他何らかのアプローチを介して、段階的に上昇することに注意する。コイルＬ_１ａの場所は、励起源２１３による地面の上など、いずれの箇所であってもよい。あるいは、最良のＲＦ実践により、コイルＬ_１ａは電荷槽Ｔ_１とＴ_２との間に直接位置決めされることが可能である。インピーダンス整合の原理は、励起源２１３を探針結合回路２０９に結合するときに適用される。

なお、位相差は必ずしも１８０度である必要はない。この目的のため、帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２の一方または両方を上昇および低下させる、帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２上の電圧Ｖを調整する、あるいは、被ガイド表面波を発生させるために被ガイド表面導波モードと最もよく整合する場を形成するように電圧振幅および位相を調整するため探針結合回路２０９を調整する、という選択肢がある。
実験結果

上記の開示は、実験的測定および参考文献によって裏付けられる。図９を参照すると、ニューハンプシャー州Ｐｌｙｍｏｕｔｈで２０１２年１０月１４日に測定された、実験用多相導波路探針の一実施形態によって伝達された電磁場の測定場強度を表すグラフが示されている。伝達周波数は、実験用多相導波路探針の帯電ターミナルＴ_１に課された６０ｍＶの電圧で５９ＭＨｚであった。実験用多相導波路探針の自己容量Ｃ_１は、８．５ｐＦであった。実験場の地面の伝導率σは０．０００２ｍｈｏｓ／ｍであり、実験場の地面の誘電率ε_ｒは５であった。これらの値は、使用周波数で現場で測定された。

グラフは、８０％の効率の「ツェネック」曲線と記された誘導場強度曲線４００と、１００％の放射効率の「ノートン」曲線と記された放射場強度曲線４０３と、を含むが、これは可能な限り裁量のものである。この目的のため、放射場強度曲線４０３は、５９ＭＨｚの周波数で動作する１／４波長モノポールアンテナによって発生する放射電磁場を表す。グラフ上の円４０６は、実験用多相導波路探針によって形成された測定場強度を表す。場強度測定は、ＮＩＳＴトレーサブルなＰｏｔｏｍａｃ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのＦＩＭ−７１市販ＶＨＦ場強度計を用いて行われた。見てわかるように、測定場強度は、理論上の誘導場強度曲線４００に沿って降下する。これらの測定場強度は、被ガイドまたはツェネック表面波の伝播と一致する。

次に図１０を参照すると、実験用多相導波路探針からの伝送された電磁波の測定位相を表すグラフが示されている。曲線Ｊ（ｒ）は、図示されるように電流Ｊ_１とＪ_２との間の遷移を伴って電流Ｊ_１およびＪ_２に入射する場の位相を示す。曲線５０３は電流Ｊ_１の位相を表す漸近線を示し、曲線５０６は電流Ｊ_２の位相を表す漸近線を示す。それぞれの電流Ｊ_１とＪ_２の位相の間には、一般的におよそ４５度の差が存在する。円５０９は図９のように５９ＭＨｚで動作する実験用多相導波路探針によって発生した電流Ｊ（ｒ）の位相の測定値を示す。図示されるように、円５０９は曲線Ｊ（ｒ）に沿って降下し、曲線５０３から曲線５０６までの電流Ｊ（ｒ）の位相の遷移があることを示している。これは、実験用多相導波路探針によって発生した電流Ｊ（ｒ）の位相は、近傍電流Ｊ_１によって発生した位相から遠方電流Ｊ_２に遷移することを示している。このため、これらの位相測定値は、被ガイドまたはツェネック表面波の存在を伴う位相と一致する。

図１１を参照すると、ニューハンプシャー州Ａｓｈｌａｎｄの近郊およびＬａｋｅ Ｗｉｎｎｉｐｅｓａｕｋｅｅの北の領域にわたって２００３年１１月１日に測定された実験用多相導波路探針の第二の実施形態によって伝送された電磁場の場強度を表す第二セットの測定データのグラフが示されている。伝達周波数は、実験用多相導波路探針の帯電ターミナルＴ_１上に課された１２５０Ｖの電圧で１８５０ｋＨｚであった。実験用多相導波路探針は、Ｈ_１＝２メートルの物理的高さを有していた。半径１メートルの平坦な導体ディスクである、この実験の実験用多相導波路探針の自己容量Ｃ_１は、７０ｐＦであると測定された。多相導波路探針は、間隔ｈ＝１メートルおよび地面（損失性導電性媒体２０３）の上の帯電ターミナルＴ_２の高さをＨ_２＝１メートルとして、図７Ｊに示されるように配置された。実験の近傍の地面の平均伝導率σは０．００６ｍｈｏｓ／ｍであり、地面の比誘電率ε_ｒは１５程度であった。これらは使用周波数で判断された。

グラフは、８５％の効率の「ツェネック」曲線と記された、実験用多相導波路探針によって放出された誘導場強度曲線６００と、各々２００フィートの長さで均等に離間した２０本のラジアル線で構成された接地スクリーンの上に、Ｈ_２＝２メートルの同じ高さの共振モノポールから放射された、「ノートン」曲線と記された放射場強度曲線６０３と、を含む。この目的のため、放射場強度曲線６０３は、損失性の地球の上で１８５０ｋＨｚの周波数で動作する従来のスタブ・モノポール・アンテナから放出された従来のノートン地上波場を示す。グラフ上の円６０６は、実験用多相導波路探針によって発生した測定場強度を示す。

見てわかるように、測定場強度は、理論上のツェネック誘導場強度曲線６００にぴったり沿って降下する。ｒ＝７マイル地点で測定された場強度について特記したい。この場強度データ点は湖と隣接して測定され、これは理論上のツェネック誘導場強度曲線６００のわずかに上にずれたデータの原因であり、すなわちこの場所の構成パラメータε_ｒおよび／またはσは、経路平均構成パラメータから著しく逸脱しがちである。

場強度測定は、ＮＩＳＴトレーサブルなＰｏｔｏｍａｃ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのＦＩＭ−４１ ＭＦ／ＨＦ場強度計を用いて行われた。測定場強度データは、被ガイドまたはツェネック表面波の存在と一致している。実験データより、１５マイル未満の距離で観察された測定場強度は従来のノートン地上波伝播によるものであるはずがなく、上記で開示されたように動作している多相探針によって放出された被ガイド表面波伝播によるものでしかないことは、明らかである。与えられた１．８５ＭＨｚ実験条件の下で、２０マイルにおいて、ノートン地上波成分は最終的にツェネック表面波成分に取って代わられるように見える。

５９ＭＨｚの図９に示される測定ツェネック表面波データと１．８５ＭＨｚの図１１の測定データとの比較は、低周波数で様々な実施形態による多相導波路探針を採用する大きな利点を示す。

実験データにより、本明細書に教示されるように、適切に位相整合および調整された複数の帯電ターミナルを備える本多相導波路探針は、

の固有位相上昇を有し、その場が本明細書に開示される損失境界のため複素ブルースター角での表面照明を合成する、位相前進した表面電流を誘発することを確認した。その結果は、幾何学的拡散により１／ｄとして減少する放射場としてではなく、

として減衰するエバネセントの単一導体ラジアル伝送線モードとして境界表面によって誘導される、円筒形ツェネック状波伝播の効率的な放出である。

次に図１２Ａ、図１２Ｂ、および図１３を参照すると、無線電力配送システム内で表面被ガイド波を使用するための汎用受信回路の例が示されている。図１２Ａおよび図１２Ｂは、線形探針７０３および同調共振器７０６を含む。図１３は、本開示の様々な実施形態による磁気コイル７０９である。様々な実施形態によれば、線形探針７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９の各々は、様々な実施形態による損失性導電性媒体２０３（図６）の表面上の被ガイド表面波の形態で伝達される電力を受信するために採用されてもよい。上述のように、一実施形態において損失性導電性媒体２０３は陸上の媒体を備える。

具体的に図１２Ａを参照すると、線形探針７０３の出力ターミナル７１３での開路ターミナル電圧は、線形探針７０３の有効高さに依存する。この目的のため、ターミナルポイント電圧は、


として計算されてもよく、ここでＥ_ｉｎｃはボルト毎メートル単位の線形探針７０３上のベクトル形式の電場の強度であり、

は線形探針７０３の方向に沿った積分の要素であり、ｈ_ｅは線形探針７０３の有効高さである。電気的負荷７１６は、インピーダンス整合ネットワーク７１９を通じて出力ターミナル７１３に結合されている。

線形探針７０３が上述のような被ガイド表面波を受けるとき、場合によりインピーダンス整合ネットワーク７１９を通じて電気的負荷７１６に印加されてもよい電圧が、出力ターミナル７１３にわたって発生する。電気的負荷７１６への電力の流れを促進するために、電気的負荷７１６は、後に記載されるように、線形探針７０３と実質的にインピーダンス整合されるべきである。

図１２Ｂを参照すると、同調共振器７０６は、損失性導電性媒体２０３より上に上昇した帯電ターミナルＴ_Ｒを含む。帯電ターミナルＴ_Ｒは自己容量Ｃ_Ｒを有する。加えて、損失性導電性媒体２０３より上の帯電ターミナルＴ_Ｒの高さに応じて、帯電ターミナルＴ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間に束縛容量（図示せず）もあってもよい。束縛容量は好ましくは実践可能な程度に最小化されるべきであるが、ただしこれは多相導波路探針２００のすべての例において完全に必要というわけではない。

同調共振器７０６は、コイルＬ_Ｒも含む。コイルＬ_Ｒの一端は帯電ターミナルＴ_Ｒに結合されており、コイルＬ_Ｒの他端は損失性導電性媒体２０３に結合されている。この目的のため、（同調共振器Ｌ_Ｒ−Ｃ_Ｒと称されてもよい）同調共振器７０６は、帯電ターミナルＣ_ＲおよびコイルＬ_Ｒが直列に並んでいるので、直列同調共振器を備える。同調共振器７０６は、構造の反応性インピーダンスが実質的に除去されるように、帯電ターミナルＴ_Ｒのサイズおよび／または高さを調整すること、および／またはコイルＬ_Ｒのサイズを調整することによって、同調する。

たとえば、自己容量Ｃ_Ｒによって表されるリアクタンスは、

として計算される。なお、同調共振器７０６の全静電容量は帯電ターミナルＴ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量も含むことに注意すべきであり、ここで同調共振器７０６の全静電容量は、見てわかるように、自己容量Ｃ_Ｒおよびいずれかの束縛容量の両方から計算されてもよい。一実施形態によれば、帯電ターミナルＴ_Ｒは、いずれの束縛容量も実質的に低減または除去するような高さまで上昇してもよい。束縛容量の存在は、帯電ターミナルＴ_Ｒと損失性導電性媒体２０３との間の静電容量測定値から判断されてもよい。

離散素子コイルＬ_Ｒによって表される誘導性リアクタンスは

として計算されてもよく、ここでＬはコイルＬ_Ｒの集中素子インダクタンスである。コイルＬ_Ｒが分布素子である場合、その等価ターミナルポイント誘導性リアクタンスは従来のアプローチで判断されてもよい。同調共振器７０６を同調させるためには、同調共振器７０６の結果として得られる正味リアクタンスが動作周波数で実質的にゼロとなるように、コイルＬ_Ｒによって表される誘導性リアクタンスが同調共振器７０６によって表される容量性リアクタンスと等しくなるような調整を行う。インピーダンス整合ネットワーク７２３は、電気的負荷７２６への最大電力伝達のための共役整合条件に影響を及ぼすために、プローブターミナル７２１と電気的負荷７２６との間に挿入されてもよい。

上述のように、同調共振器７０６および共役整合ネットワーク７２３の周波数で発生した、被ガイド表面波の存在下に置かれたとき、表面被ガイド波から電気的負荷７２６に最大電力が送達されることになる。つまり、同調共振器７０６と電気的負荷７２６との間に共役インピーダンス整合が一旦確立すると、電力は構造から電気的負荷７２６まで送達されることになる。この目的のため、電気的負荷７２６は、磁気結合、容量結合、または導電（直接タップ）結合によって、同調共振器７０６に結合されることが可能である。見てわかるように、結合ネットワークの素子は集中コンポーネントまたは分布素子であってもよい。図１２Ｂに示される実施形態において、一次変圧器として機能するコイルＬ_Ｒに対してコイルＬ_Ｓが二次として位置決めされる、磁気結合が採用されている。コイルＬ_Ｓは、見てわかるように、同じコア構造の周りにコイルＬ_Ｒを幾何学的に巻き付けて結合磁束を調整することによって、コイルＬ_Ｒとリンク結合してもよい。加えて、同調共振器７０６は直列同調共振器を備えるが、並列同調共振器または分布素子共振器もまた使用可能である。

図１３を参照すると、磁気コイル７０９は、インピーダンス結合ネットワーク７３３を通じて電気的負荷７３６に結合された受信回路を備える。被ガイド表面波からの電力の受信および／または抽出を容易にするために、磁気コイル７０９は、被ガイド表面波の磁束Ｈ_φが磁気コイル７０９を通り、これにより磁気コイル７０９内の電流を誘発し、その出力ターミナル７２９でターミナルポイント電圧を発生するように、位置決めされることが可能である。一巻きコイルに結合された被ガイド表面波の磁束は

で表され、ここでΨは結合磁束であり、μ_ｒは磁気コイル７０９のコアの実効相対透過率であり、μ_ｏは自由空間の透過率であり、

は入射磁場強度ベクトルであり、

は巻きの断面に対して直角な単位ベクトルであり、Ａ_ＣＳは各ループによって囲まれた領域である。最大結合のため磁気コイル７０９の断面積にわたって均一な入射磁場に配向されたＮ巻きの磁気コイル７０９では、磁気コイル７０９の出力ターミナル７２９で出現する開路誘導電圧は

であり、変数は上記で定義されている。磁気コイル７０９は、場合により、分布共振器として、またはその出力ターミナル７２９にわたる外部コンデンサを用いて、被ガイド波周波数に同調し、そして共役インピーダンス整合ネットワーク７３３を通じて外部電気的負荷７３６とインピーダンス整合してもよい。

磁気コイル７０９および電気的負荷７３６により結果として得られる回路が、インピーダンス整合ネットワーク７３３を介して適切に調整されて共役インピーダンス整合されるとすれば、磁気コイル７０９内で誘発された電流は、電気的負荷７３６に最適に電力供給するために採用されてもよい。磁気コイル７０９によって呈される受信回路は、地面と物理的に接続される必要がないという利点を提供する。

図１２Ａ、図１２Ｂ、および図１３を参照すると、線形探針７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９によって呈される受信回路は各々、上記の多相導波路探針２００の実施形態のいずれか１つから伝達された電力の受信を容易にする。この目的のため、受信されたエネルギーは、見てわかるように、共役整合ネットワークを介して電気的負荷７１６／７２６／７３６に電力を供給するために使用されることが可能である。これは、放射電磁場の形態で伝達された、受信機によって受信されてもよい信号と対照的である。このような信号は利用しにくい電力を有しており、このような信号の受信機は送信機を搭載していない。

線形探針７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９によって呈される受信回路は多相導波路探針２００に印加される励起源２１３（図３）を搭載し、これにより、このような受信回路が受ける被ガイド表面波を発生するということもまた、上記の多相導波路探針２００を用いて発生する本被ガイド表面波の特徴である。このことは、上記の任意の多相導波路探針２００によって発生した被ガイド表面波が伝送線モードを備えるという事実を反映している。対照的に、採用される受信機の数にかかわらず、放射電磁波を発生する放射アンテナを駆動する電源は受信機に搭載されない。

このため、任意の多相導波路探針２００、ならびに線形探針７０３、同調共振器７０６、および／または磁気コイル７０９の形態の受信回路は、無線分配システムをともに形成することができる。上記のような多相導波路探針２００を用いる被ガイド表面波の伝達の距離が周波数に依存するとすれば、無線電力分配は広範囲にわたって、地球規模で実現することさえ可能である。

こんにち大規模に研究されている従来の無線電力伝達／分配システムは、放射場からの「エネルギーハーベスティング」、および誘導性または反応性近接場とのセンサ結合も含む。反対に、本無線電力システムは、妨害されなければ、永遠に失われる放射の形態の電力を無駄にしない。本開示無線電力システムはまた、従来の相互リアクタンス結合近接場システムのように極端な短距離に限定されるものでもない。本明細書に開示される無線電力システムは新規な表面被ガイド伝送線モードとプローブ結合するが、これは導波路によって負荷に、または遠くの発電機と直接的に有線接続された負荷に電力を送達するのと同等である。超低周波数では６０Ｈｚの従来型高圧電力線での伝送損失に対して無視できる、伝達場強度を維持するために必要とされる電力プラス表面導波路内で消散する電力の問題は抜きにして、発生器の電力はすべて所望の電気的負荷にのみ供給される。電気的負荷需要が終了すると、電源発電は相対的に休止する。

次に図１４Ａを参照すると、線形探針７０３および同調共振器７０６を表す模式図が示されている。図１４Ｂは、磁気コイル７０９を表す模式図を示す。線形探針７０３および同調共振器７０６は各々、開路ターミナル電圧源Ｖ_Ｓおよび故障ネットワーク・ターミナル・ポイント・インピーダンスＺ_Ｓで表されるテブナン等価回路と見なされてもよい。磁気コイル７０９は、短絡回路ターミナル電流源Ｉ_Ｓおよび故障ネットワーク・ターミナル・ポイント・インピーダンスＺ_Ｓで表されるノートン等価回路と見なされてもよい。各電気的負荷７１６／７２６／７３６（図１２Ａ〜Ｂおよび図１３）は、負荷インピーダンスＺ_Ｌで表されてもよい。発生源インピーダンスＺ_Ｓは、現実および架空の両方のコンポーネントを備え、Ｚ_Ｓ＝Ｒ_Ｓ＋ｊＸ_Ｓの形態を取る。

一実施形態によれば、電気的負荷７１６／７２６／７３６は、各受信回路とそれぞれインピーダンス整合される。具体的には、各電気的負荷７１６／７２６／７３６は、それぞれのインピーダンス整合ネットワーク７１９／７２３／７３３を介して、Ｚ_Ｌ’＝Ｒ_Ｌ’＋ｊＸ_Ｌ’で表されるＺ_Ｌ’として指定される探針ネットワーク上の負荷を呈し、これはＺ_Ｌ’＝Ｚ_ｓ＊＝Ｒ_Ｓ−ｊＸ_Ｓと等しく、ここで提示される負荷インピーダンスＺ_Ｌ’は現実の発生源インピーダンスＺ_Ｓの複素共役である。カスケードネットワークにおいて、共役整合がいずれかのターミナル対に生じた場合にはすべてのターミナル対に生じるという、共役整合定理は、実際の電気的負荷７１６／７２６／７３６もまたそのインピーダンスＺ_Ｌ’との共役整合を示すと主張するものである。Ｅｖｅｒｉｔｔ，Ｗ．Ｌ．ａｎｄ Ｇ．Ｅ．Ｔａｎｎｅｒ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，３^ｒｄ ｅｄｉｔｉｏｎ，１９５６，ｐ．４０７を参照されたい。これは、それぞれの電気的負荷７１６／７２６／７３６がそれぞれの受信回路とインピーダンス整合すること、およびそれぞれの電気的負荷７１６／７２６／７３６に最大電力伝達が確立することを、保証している。

多相導波路探針２００の動作は、被ガイド表面波ガイド探針２００に関連付けられた動作条件の変動を調整するように制御されてもよい。たとえば、多相導波路探針２００の動作を制御するために探針結合回路２０９および／または帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２の位置を制御するため、探針制御システム２１８（図６）が使用されてもよい。動作条件は、損失性導電性媒体２０３の特性の変動（たとえば、伝導率

および比誘電率

）、場強度の変動、および／または被ガイド表面波ガイド探針２００の装荷の変動を含むが、これらに限定されるものではない。式（７）〜（１１）、（１３）、および（３４）からわかるように、径方向表面電流密度および複素ブルースター角

は、たとえば気象条件に起因する、土壌伝導率および誘電率の変化による影響を受ける可能性がある。

動作条件の変化を監視して現在の動作条件に関する情報を探針制御システム２１８に提供するために、たとえば伝導率測定探針、誘電率センサ、地盤パラメータ計、フィールドメータ、電流モニタ、および／または負荷受信機などの計器が、使用可能である。すると探針制御システム２１８は、多相導波路探針２００の指定された動作条件を維持するために、多相導波路探針２００に１つ以上の調整を施すことができる。たとえば、湿度および温度が変化すると、土壌の伝導率もまた変化する。伝導率測定探針および／または誘電率センサは、多相導波路探針２００の周りの複数の箇所に配置されてもよい。一般的に、動作周波数での近傍および遠方径方向表面電流の間の遷移で、またはその周辺で、伝導率および／または誘電率を監視することが、望ましい。伝導率測定探針および／または誘電率センサは、多相導波路探針２００の周りの複数の箇所（たとえば、四分円ごとに）配置されることが可能である。

図１５Ａは、土壌伝導率の変化を監視するために設置可能な伝導率測定探針の例を示す。図１５Ａに示されるように、一連の測定探針が、土壌内に直線に沿って挿入されている。たとえば、探針は、１２インチ以上の侵入深さでｄ＝１８インチ離間した、９／１６インチ径のロッドであってもよい。ＤＳ１は１００ワット電球であり、Ｒ１は５ワット、１４．６オームの抵抗である。ＡＣ電圧を回路に印加して抵抗にかかるＶ１および中央の探針にかかるＶ２を測定することにより、σ＝２１（Ｖ１／Ｖ２）の重み付け比率によって伝導率を判断することができる。測定値は、ＡＣ電圧供給周波数のみに関連する測定値を得るためにフィルタリングされることが可能である。他の電圧、周波数、探針サイズ、深さ、および／または間隔を用いた異なる構成が利用されてもよい。

土壌の伝導率および誘電率を測定するために、裸線線形探針も使用可能である。図１５Ｂに示されるように、たとえばインピーダンスアナライザ７９９を用いて、土壌（損失性媒体）内に挿入された２本のロッドの上部の間でインピーダンスが測定される。インピーダンスアナライザ７９９が使用される場合、周波数範囲、ならびに

を用いる周波数依存測定値から判断された伝導率および誘電率にわたって測定値

を得ることができるが、ここで

は空気中の探針のｐＦ単位の静電容量である。

伝導率測定探針および／または誘電率センサは、周期的に伝導率および／または誘電率を評価し、探針制御システム２１８に情報を送るように、構成されることが可能である。情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、またはその他の適切な有線または無線通信ネットワークまたはネットワークの組み合わせを含むがこれらに限定されない、ネットワークまたはネットワークの組み合わせを通じて、探針制御システム２１８に送られてもよい。監視された伝導率および／または誘電率に基づき、探針制御システム２１８は、複素ブルースター角

および／または径方向表面電流（または電流密度）の変動を評価し、動作周波数での動作を維持および／または最適化するように多相導波路探針２００を調整してもよい。言い換えると、多相導波路探針２００に関連付けられた様々なパラメータは、所望の動作構成に合わせて多相導波路探針２００を調整するために変更されてもよい。

これは、たとえば損失性導電性媒体２０３の表面に対する帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２の一方または両方の高さ（Ｈ_１、Ｈ_２）、ならびに帯電ターミナルＴ_１とＴ_２との間の距離または間隔を調整することによって、実現可能である。たとえば、探針制御システム２１８は、ツェネック表面波の電場強度をその最大値または最大値付近に維持するために、帯電ターミナルＴ_２の高さ（Ｈ_２）を調整することができる。あるいは、調整可能な別のパラメータは帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２のそれぞれのサイズであり、これは関連する自己容量に影響を及ぼす。さらに、調整可能な別のパラメータは、多相導波路探針２００と関連付けられた探針結合回路２０９である。これは、探針結合回路２０９を構成する誘導性および／または容量性リアクタンスのサイズを調整することによって実現可能である。たとえば、帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２に結合されたコイルのインダクタンスは、コイル上のタップの位置を変更することによって、および／またはコイルに沿って所定の複数のタップを含み、異なる所定タップ位置の間で切り替えることによって、調整可能である。

電場または場強度（ＦＳ）計（たとえば、メリーランド州Ｓｉｌｖｅｒ ＳｐｒｉｎｇにあるＰｏｔｏｍａｃ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，Ｉｎｃ．,のＦＩＭ−４１ ＦＳ計）もまた、被ガイド表面波と関連付けられた場の場強度を測定するために、多相導波路探針２００の周りに分布されてもよい。電場またはＦＳ計は、場強度および／または場強度の変化（たとえば、電場強度）を検出し、この情報を探針制御システム２１８に送るように、構成されることが可能である。情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、またはその他の適切な通信ネットワークまたはネットワークの組み合わせを含むがこれらに限定されない、ネットワークまたはネットワークの組み合わせを通じて、探針制御システム２１８に送られてもよい。負荷および／または環境条件が動作中に変化または変動すると、多相導波路探針２００は、受信機およびこれらが供給する負荷への適切な電力伝達を保証するため、ＦＳ計位置で指定された場強度（Ｓ）を維持するように調整されることが可能である。

たとえば、帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２と結合されたコイルのインダクタンスは、多相導波路探針２００によって放出される電場強度を改善および／または最大化するように、調整されることが可能である。コイルインダクタンスの一方または両方を調整することにより、多相導波路探針２００は、場強度がツェネック表面波の適切なレベルのままとなることを保証するように、調整されることが可能である。これは、帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２と結合されたインダクタンスを変更するようにコイル上のタップ位置を調整することによって、実現可能である。このようにして、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上の電圧振幅および位相は、電場強度を調整するために増加または減少させられることが可能である。場強度レベルを所定範囲内に維持することで、受信機による結合を改善し、接地電流損失を低減し、他の多相導波路探針２００からの伝達の干渉を回避することができる。

図１６Ａを参照すると、図６の探針制御システム２１８を含む適応制御システム２３０の例が示されており、これは監視された条件に基づいて多相導波路探針２００の動作を調整するように構成されている。探針制御システム２１８は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、またはこれらの組み合わせによって実現可能である。たとえば、探針制御システム２１８はプロセッサおよびメモリを含む処理回路を含むことができ、これらは両方とも当業者によって理解されるように、たとえば付随する制御／アドレスバスを有するデータバスなど、ローカルインターフェースに結合されることが可能である。探針制御アプリケーションは、監視された条件に基づいて多相導波路探針２００の動作を調整するために、プロセッサによって実行されてもよい。探針制御システム２１８はまた、様々なモニタリングデバイスと通信するための１つ以上のネットワークインターフェースも含むことができる。通信は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、またはその他の適切な通信ネットワークまたはネットワークの組み合わせなどの、ただしこれらに限定されない、ネットワークまたはネットワークの組み合わせを通じて行われることが可能である。探針制御システム２１８は、たとえば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、または類似能力を有するその他のシステムなどのコンピュータシステムを備えることができる。

適応制御システム２３０は、図１５Ａの伝導率測定探針および／または図１５Ｂの裸線探針またはインピーダンスアナライザ７９９などの、ただしこれらに限定されない、１つ以上の地盤パラメータ計２３３を含むことができる。地盤パラメータ計２３３は、動作周波数での径方向表面電流と関連付けられた遷移距離の辺りで多相導波路探針２００の周りに分布してもよい。たとえば、図１５Ｂの裸線探針またはインピーダンスアナライザ７９９は、先に記載されたように損失性導電性媒体の伝導率および誘電率を監視するために、多相導波路探針２００の周りに四分円ごとに配置されてもよい。地盤パラメータ計２３３は、周期的に損失性導電性媒体の伝導率および誘電率を判断し、多相導波路探針２００の潜在的な調整のために探針制御システム２１８に情報を送るように、構成されることが可能である。場合により、地盤パラメータ計２３３は、監視対象条件の変化が検出されたときにのみ、探針制御システム２１８に情報を送ってもよい。

適応制御システム２３０はまた、電場強度（ＦＳ）計などの、ただしこれに限定されない、１つ以上のフィールドメータ２３６も含むことができる。フィールドメータ２３６は、誘導場強度曲線１０３（図１）が放射場強度曲線１０６（図１）を支配する、径方向表面電流遷移を超えて多相導波路探針２００の周りに分布することが可能である。たとえば、先に記載されたように、電場強度を監視するために、多相導波路探針２００から外向きに延在する１つ以上の半径に沿って、複数のフィールドメータ２３６が配置されてもよい。フィールドメータ２３６は、周期的に場強度を判断し、多相導波路探針２００の潜在的な調整のために探針制御システム２１８に情報を送るように、構成されることが可能である。場合により、フィールドメータ２３６は、監視対象条件の変化が検出されたときにのみ、探針制御システム２１８に情報を送ってもよい。

多相導波路探針２００の動作を調整するために、その他の変数が監視および使用されることも可能である。たとえば、有効電力配送は、励起源２１３を監視することによって判断されてもよい。いくつかの実施において、多相導波路探針２００は、少なくとも部分的に電流表示に基づいて、被ガイド表面導波モードへの結合を最大化するように、調整されてもよい。帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２と結合されたインダクタンスを調整することにより、電場強度は、損失性導電性媒体２０３（たとえば、地球）内の被ガイド表面波伝達のための所望のレベルまたは範囲で維持されることが可能である。これは、コイル上のタップ位置を調整することによって実現可能である。

励起源２１３もまた、確実に過負荷が生じないようにするために監視されることが可能である。多相導波路探針２００上の実負荷が増加すると、励起源２１３の出力電圧、またはコイルから帯電ターミナルＴ_１に供給される電圧が上昇して場強度レベルを上昇することができ、これにより追加負荷電流を回避する。場合により、受信機自体が被ガイド表面導波モードの状態を監視するセンサとして使用されることも可能である。たとえば、受信機は、受信機での場強度および／または負荷需要を監視することができる。受信機は、電流動作条件に関する情報を探針制御システム２１８に送るように構成されることが可能である。情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、またはその他の適切なネットワークまたはネットワークの組み合わせなどの、ただしこれらに限定されない、ネットワークまたはネットワークの組み合わせを通じて、探針制御システム２１８に送られてもよい。

情報に基づき、探針制御システム２１８はその後、動作を継続するために多相導波路探針２００を調整することができる。たとえば、帯電ターミナルＴ_１および／または帯電ターミナルＴ_２と結合されたインダクタンスは、受信機の負荷需要を供給するために、多相導波路探針２００の結合を改善および／または最大化するように、調整されることが可能である。場合により、探針制御システム２１８は、励起源２１３および／または多相導波路探針２００に対する装荷を低減するように、多相導波路探針２００を調整してもよい。たとえば、帯電ターミナルＴ_１に印加される電圧は、場強度を低下させ、最も遠い負荷装置の一部との結合を妨げるために、低下してもよい。

多相導波路探針２００は、たとえば１つ以上のタップコントローラ２３９を用いて、探針制御システム２１８によって調整されることが可能である。図１６Ａでは、コイルから上部帯電ターミナルＴ_１への接続は、タップコントローラ２３９によって制御されている。監視対象条件の変化（たとえば、伝導率、誘電率、および／または電場強度の変化）に応えて、探針制御システムは、タップ位置の変更を開始するために、制御信号をタップコントローラ２３９に送ることができる。タップコントローラ２３９は、所定のタップ接続に基づいて、コイルに沿って連続的に、または増加的に、タップ位置を変動させるように構成されることが可能である。制御信号は指定されたタップ位置を含むか、または規定数のタップ接続によって変化を示すことができる。タップ位置を調整することにより、帯電ターミナルＴ_１上の電圧振幅および位相は、被ガイド表面導波モードの結合を改善するように調整されることが可能である。

図１６Ａはコイルと帯電ターミナルＴ_１との間に結合されたタップコントローラ２３９を示しているが、別の実施形態では、コイルから下部帯電ターミナルＴ_２への接続２４２もまた、タップコントローラ２３９を含むことができる。図１６Ｂは、帯電ターミナルＴ_２の位相遅れを調整するためのタップコントローラ２３９を備える多相導波路探針２００の別の実施形態を示す。図１６Ｃは、両方のターミナルＴ_１およびＴ_２の位相遅れがタップコントローラ２３９を用いて制御可能な、多相導波路探針２００の実施形態を示す。タップコントローラ２３９は、探針制御システム２１８によって独立してまたは同時に制御されてもよい。いくつかの実施において、励起源２１３はタップコントローラ２３９を通じてコイルに接続されてもよく、これは励起源からの最大電力伝達のための整合条件を維持するよう、探針制御システム２１８によって制御されてもよい。

図１６Ａに戻ると、多相導波路探針２００もまた、たとえば上部帯電ターミナル位置決めシステム２４８および／または下部帯電ターミナル位置決めシステム２５１を用いて、探針制御システム２１８によって調整されることが可能である。帯電ターミナルＴ_１および／または帯電ターミナルＴ_２の高さ、ならびにこの２つの間の距離を調整することにより、被ガイド表面波の放出における放出効率を最大化するように、被ガイド表面導波モードへのエネルギーの結合を調整することが、可能である。ターミナル位置決めシステム２４８および２５１は、損失性導電性媒体２０３に対して直角なＺ軸に沿ってターミナルを直線的に上昇または下降させることによって、ターミナルＴ_１および／またはＴ_２の高さを変化させるように、構成されることが可能である。たとえば、ターミナルに結合された絶縁シャフトを用いて帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を上方又は下方に移動させるために、リニアモータが使用されてもよい。

別の実施形態は、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２の位置を制御することができる、絶縁された歯車装置および／または支線および滑車、ネジ歯車、またはその他の適切な機構を含むことができる。ターミナル位置決めシステム２４８および２５１の絶縁により、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２上に存在する電荷の放出を防止する。たとえば、絶縁構造は、帯電ターミナルＴ_２より上で帯電ターミナルＴ_１を支持することができる。たとえば、帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２を支持するために、ＲＦ絶縁繊維ガラスマストが使用可能である。帯電ターミナルＴ_１およびＴ_２は、多相導波路探針２００の電場を改善および／または最大化するために、帯電ターミナル位置決めシステム２４８および／または帯電ターミナル位置決めシステム２５１を用いて個別に位置決めされることが可能である。

今まで論じられてきたように、適応制御システム２３０の探針制御システム２１８は、地盤パラメータ計２３３および／またはフィールドメータ２３６などの、ただしこれらに限定されない、１つ以上の遠隔配置モニタリングデバイスと通信することによって、多相導波路探針２００の動作条件を監視することができる。探針制御システム２１８はまた、たとえば励起源２１３から情報にアクセスすることによって、その他の条件を監視することもできる。監視された情報に基づき、探針制御システム２１８は、多相導波路探針２００の調整が伝達用の電場強度を改善および／または最大化する必要があるか否かを判断することができる。

監視対象条件のうちの１つ以上の変化に応えて、探針制御システム２１８は、帯電ターミナルＴ_１および／または帯電ターミナルＴ_２と結合されたインダクタンス、および／または帯電ターミナルＴ_１および／またはターミナルＴ_２の物理的高さ（Ｈ_１、Ｈ_２）のうちの１つ以上の調整を、それぞれ開始することができる。いくつかの実施において、探針制御システム２１８は、変化の発生源を特定するために監視対象条件を評価することができる。監視対象条件が受信機負荷の変化によって生じた場合には、多相導波路探針２００の調整は回避され、ここで電源２１３は帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２上で所望の電圧を維持するように駆動されてもよい。監視対象条件が多相導波路探針２００の場強度に影響している場合には、探針制御システム２１８は、径方向表面電流と関連付けられた場強度を改善および／または最大化するために、多相導波路探針２００の調整を開始することができる。

いくつかの実施形態において、帯電ターミナルＴ_１のサイズもまた、被ガイド表面導波モードへのエネルギーの結合を制御するために調整されてもよい。たとえば、帯電ターミナルＴ_１の自己容量は、ターミナルのサイズを変更することによって変動させられることが可能である。電荷分布もまた、帯電ターミナルＴ_１のサイズを増加させることによって改善されることが可能であり、これにより帯電ターミナルＴ_１からの放電の機会を減少させることができる。なお、帯電ターミナルＴ_２のサイズは、上述の帯電ターミナルＴ_１と類似のやり方で変動させられてもよいことに、注意する。帯電ターミナルＴ_１／Ｔ_２のサイズの制御は、帯電ターミナル位置決めシステム２４８を通じて、または別の制御システムを通じて、探針制御システム２１８によって提供されることが可能である。

図１７Ａおよび図１７Ｂは、多相導波路探針２００の帯電ターミナルＴ_１および／またはＴ_２として使用可能な可変ターミナル８０３の例を示す。たとえば、可変ターミナル８０３は、外部円筒セクション８０９の内側に収容された内部円筒セクション８０６を含むことができる。内部および外部円筒セクション８０６および８０９は、それぞれ底部および上部にわたるプレートを含むことができる。図１７Ａには、第一サイズを有する収縮状態の円筒形可変ターミナル８０３が示されており、これは第一有効球径と関連付けられることが可能である。可変ターミナル８０３のサイズ、および有効球径を変更するため、可変ターミナル８０３の一方または両方のセクションは、図１７Ｂに示されるように、表面積を増加させるために拡張されることが可能である。これは、ターミナル上の電荷の放出を防止するため電気的に絶縁された電気モータまたは油圧シリンダなどの駆動機構を用いて、実現されてもよい。

次に図１８を参照すると、ターミナル８１２の外面８１８内に可変インダクタンス８１５を含む可変ターミナル８１２を示す、模式図が示されている。ターミナル８１２の中に可変導体を配置することにより、図７Ａ〜７Ｊの多相導波路探針２００の負荷インピーダンスＺ_Ｌ（または図１２Ｂの同調共振器７０６の負荷インピーダンスＺ_Ｒ）は、帯電ターミナルＴ_１の電荷表面に影響を及ぼすことなく、インダクタンス８１５を調整することによって調整されることが可能である。いくつかの実施形態において、図１７Ａおよび図１７Ｂの可変ターミナル８０３は、円筒セクション８０６および８０９の中に可変インダクタンス８１５を含むことができる。このような組み合わせは、多相導波路探針２００の負荷インピーダンスＺ_Ｌに対して広範な制御を提供することができる。

本開示の上記実施形態が、本開示の原理の明確な理解のために明記された実施の可能な例に過ぎないことは、強調すべきである。本開示の精神および原理を著しく逸脱することなく、多くの変更および修正が上記実施形態になされてもよい。すべてのこのような修正および変更は、本開示の範囲内に含まれるものとし、以下の請求項によって保護されるように意図される。加えて、記載される実施形態および従属請求項のすべての任意かつ好適な特徴および修正は、本明細書に教示される開示のすべての態様において使用可能である。さらに、記載される実施形態のすべての任意かつ好適な特徴および修正とともに、従属請求項の個々の特徴は、互いに組み合わせ可能であり置き換え可能である。

Claims (26)

1. 径方向表面電流を介して損失性導電性媒体の表面に沿ってエネルギーを伝達するために前記損失性導電性媒体の被ガイド表面導波モードと実質的に整合する複数の場を合成するため、励起電圧を用いて多相導波路探針の第一帯電ターミナルおよび第二帯電ターミナルを励起するステップであって、前記第一帯電ターミナルは前記損失性導電性媒体の上の所定高さに位置決めされ、前記第二帯電ターミナルは所定距離だけ前記第一帯電ターミナルよりも下に位置決めされる、ステップと、
   前記多相導波路探針の関連付けられた動作条件の変化を検出するステップと、
   前記検出された変化に反応して、前記被ガイド表面導波モードの整合を改善するように前記多相導波路探針を調整するステップと、
   を備える方法。
2. 前記多相導波路探針の関連付けられた動作条件の変化を検出するステップは、前記径方向表面電流に関連付けられた電場強度の変化を検出するステップを備える、請求項１に記載の方法。
3. 電場強度の変化は、前記多相導波路探針から所定の径方向距離を超えて配置されたフィールドメータによって検出され、前記所定の径方向距離は前記多相導波路探針の近傍径方向表面電流と遠方径方向表面電流との間の遷移と関連付けられる、請求項１および２のいずれか一項に記載の方法。
4. 前記多相導波路探針の関連付けられた動作条件の変化を検出するステップは、前記損失性導電性媒体の伝導率の変化を検出するステップを備える、請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の方法。
5. 伝導率の変化は、前記多相導波路探針から所定の径方向距離に配置された地盤パラメータ計によって検出され、前記所定の径方向距離は、前記多相導波路探針の近傍径方向表面電流と遠方径方向表面電流との間の遷移と関連付けられる、請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記損失性導電性媒体は陸上の媒体である、請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の方法。
7. 結果として得られる場は、前記陸上の媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合する、請求項６に記載の方法。
8. 前記多相導波路探針を調整するステップは、前記損失性導電性媒体の上の前記第一帯電ターミナルの高さまたは前記第二帯電ターミナルの高さを調整するステップを備える、請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記多相導波路探針を調整するステップは、前記損失性導電性媒体の上の前記第一帯電ターミナルの高さおよび前記第二帯電ターミナルの高さを調整するステップを備える、請求項８に記載の方法。
10. 前記第一帯電ターミナルおよび前記第二帯電ターミナルの間の所定距離は同じままである、請求項９に記載の方法。
11. 前記第一帯電ターミナルおよび前記第二帯電ターミナルは、コイルを介して励起源に結合される、請求項１〜請求項１０のいずれか一項に記載の方法。
12. 前記第一帯電ターミナルは可変タップを介してコイルに結合され、前記多相導波路探針を調整するステップは前記コイル上の前記可変タップの位置を調整するステップを備える、請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 前記第二帯電ターミナルは第二可変タップを介してコイルに結合され、前記多相導波路探針を調整するステップは前記コイル上の前記第二可変タップの位置を調整するステップをさらに備える、請求項１〜請求項１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 前記第二帯電ターミナルは可変タップを介してコイルに結合され、前記多相導波路探針を調整するステップは前記コイル上の前記可変タップの位置を調整するステップを備える、請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の方法。
15. 前記多相導波路探針を調整するステップは、前記第一帯電ターミナルのサイズまたは前記第二帯電ターミナルのサイズを調整するステップを備える、請求項１〜請求項１４のいずれか一項に記載の方法。
16. 前記被ガイド表面導波モードの径方向表面電流密度は実質的に
    
    で表され、ここでγは
    
    で与えられる表面波径方向伝播定数であり、ｕ_２は
    
    で与えられる垂直伝播定数であり、
    
    であって、σは陸上の媒体の伝導率であり、ωは２πｆに等しく、ｆは前記多相導波路探針の励起周波数であり、ε_ｏは自由空間の誘電率であり、ε_ｒは前記陸上の媒体の比誘電率であり、自由空間波数ｋ_ｏは
    
    に等しく、λ_ｏは前記多相導波路探針の自由空間波長であり、ｊは
    
    に等しく、ρは動径座標であり、ｚは前記陸上の媒体に垂直な垂直座標であり、φは方位座標であり、Ｉ_ｏは正味多相探針電流であり、
    
    は
    
    時間変化での、複素因数
    
    を用いる第二種および第一次のハンケル関数であり、ｔは時間である、請求項１〜請求項１５のいずれか一項に記載の方法。
17. 損失性導電性媒体の表面上のツェネック表面波モードと実質的にモード整合された結果として得られる複数の場を形成するように構成された多相導波路探針と、
    少なくとも部分的に前記損失性導電性媒体の特性に基づいて前記多相導波路探針を調整するように構成された探針制御システムと、
    を備えるシステム。
18. 前記ツェネック表面波モードの径方向表面電流密度は実質的に
    
    で表され、ここでγは
    
    で与えられる表面波径方向伝播定数であり、ｕ_２は
    
    で与えられる垂直伝播定数であり、
    
    であって、σは前記損失性導電性媒体の伝導率であり、ωは２πｆに等しく、ｆは前記多相導波路探針の励起周波数であり、ε_ｏは自由空間の誘電率であり、ε_ｒは前記損失性導電性媒体の比誘電率であり、自由空間波数ｋ_ｏは
    
    に等しく、λ_ｏは前記多相導波路探針の自由空間波長であり、ｊは
    
    に等しく、ρは動径座標であり、ｚは陸上の媒体に垂直な垂直座標であり、φは方位座標であり、Ｉ_ｏは正味多相探針電流であり、
    
    は
    
    時間変化での、複素因数
    
    を用いる第二種および第一次のハンケル関数であり、ｔは時間である、請求項１７に記載のシステム。
19. 前記探針制御システムは、前記損失性導電性媒体の特性の検出された変化に反応して前記ツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、前記多相導波路探針を調整するように構成されている、請求項１７および請求項１８のいずれか一項に記載のシステム。
20. 前記多相導波路探針は複数の帯電ターミナルに結合された探針結合回路を備え、前記探針結合回路は、前記複数の帯電ターミナルに複数の電圧振幅および複数の位相を課すように構成されている、請求項１７〜請求項１９のいずれか一項に記載のシステム。
21. 前記探針制御システムは、前記ツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、前記複数の帯電ターミナルに対する前記複数の電圧振幅および前記複数の位相を調整するように構成されている、請求項２０に記載のシステム。
22. 前記複数の帯電ターミナルは、少なくとも１つの可変タップを介して探針結合回路のコイルに結合される、請求項１７〜請求項２１のいずれか一項に記載のシステム。
23. 前記複数の帯電ターミナルに対する前記複数の電圧振幅および前記複数の位相を調整するステップは、前記少なくとも１つの可変タップの位置を調整するステップを備える、請求項２２に記載のシステム。
24. 前記探針制御システムは、タップコントローラを介して前記少なくとも１つの可変タップの位置を調整するように構成されている、請求項２２および請求項２３のいずれか一項に記載のシステム。
25. 前記探針制御システムは、前記ツェネック表面波モードのモード整合を改善するために、前記損失性導電性媒体の上の前記複数の帯電ターミナルの少なくとも１つの帯電ターミナルの高さを調整するように構成されている、請求項１７〜請求項２４のいずれか一項に記載のシステム。
26. 前記探針制御システムは、帯電ターミナル位置決めシステムを介して前記少なくとも１つの帯電ターミナルを再位置決めするように構成されている、請求項１７〜請求項２５のいずれか一項に記載のシステム。