JP2017531409A - 損失性媒体上での誘導表面波モードの励起および使用 - Google Patents

Abstract

誘導表面導波路プローブを励起することにより、たとえば陸上の媒体などの損失性媒体の表面に沿って、誘導表面導波モードの形態で搬送されたエネルギーを伝達するための様々な実施形態が開示されている。

Description

［関連出願の相互参照］
本ＰＣＴ出願は、２０１４年９月１０日に出願され、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された、同時係属中の米国特許出願第１４／４８３，０８９号の優先権および利益を主張する。この文献は、その全体が、参照することにより本明細書に組み込まれる。

一世紀以上にわたり、電波によって伝達される信号は、従来のアンテナ構造を使用して発せられる放射場を含んでいた。無線科学とは対照的に、前世紀における電力分配システムは、導電体に沿って誘導されるエネルギーの伝達を含んでいた。無線周波数（ＲＦ）と電力伝達との間の区別についてのおの知識が、１９００年代初頭から存在していた。

本開示の多くの態様が、以下の図面を参照することにより、よりよく理解され得る。各図面の要素は必ずしも正確な縮尺ではなく、本開示の原理を明確に示すことに主眼が置かれている。さらに、図面では、同様の参照符号は、いくつかの図を通して、対応する部品を示している。

誘導電磁場および放射電磁場に関する、距離の関数としての場の強度を示すチャートである。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面波の伝達のために採用された２つの領域を有する伝播界面を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の入射複素角度を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって合成された電場の入射複素角度を示す図である。 本開示の一実施形態に係る、図２の伝播界面に関して配置された誘導表面導波路プローブを示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、一次のハンケル関数の近傍漸近線および遠方漸近線の大きさの例のプロットである。 本開示の様々な実施形態に係る、球上に拘束された電荷を示すプロットである。 本開示の様々な実施形態に係る、静電容量の影響を示すプロットである。 本開示の様々な実施形態に係る、ブルースター角が損失性導電性媒体と交差する位置に対する帯電端子の高さの影響を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態において、誘導表面導波モードを整合させるために、合成された電場が、ハンケル交差距離において複素ブルースター角で入射する様子を示す図である。 本開示の様々な実施形態において、誘導表面導波モードを整合させるために、合成された電場が、ハンケル交差距離において複素ブルースター角で入射する様子を示す図である。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の一実施形態に係る、図９Ａの誘導表面導波路プローブの概略図である。 本開示の一実施形態に係る、図９Ａの誘導表面導波路プローブの、帯電端子Ｔ１の位相遅れ（Φ_Ｕ）の虚数部分と実数部分との例のプロットを含む図である。 本開示の一実施形態に係る、図９Ａの誘導表面導波路プローブが実施された例のイメージである。 本開示の一実施形態に係る、図１２の誘導表面導波路プローブの、測定された場の強度と理論上の場の強度とを比較するプロットである。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブのイメージを示す図である。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブを線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、一次のハンケル関数の近傍漸近線および遠方漸近線の大きさの例のプロットを示す図である。 本開示の一実施形態に係る、図１４Ａおよび図１４Ｂの誘導表面導波路プローブの、測定された場の強度と理論上の場の強度とを比較するプロットである。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の一実施形態に係る誘導表面導波路プローブの例を線図で示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信機の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形式で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る受信機の例を示す図である。 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波路プローブによって発せられた誘導表面波の形態で伝達されたエネルギーを受信するために採用され得る追加の受信機の例を示す図である。 本開示の一実施形態に係る、図１９Ａおよび１９Ｂに示した受信機のテブナン方程式を示す概略図である。 本開示の一実施形態に係る、図１７に示した受信機のノートン方程式を示す概略図である。 本開示の一実施形態に係る、導電性測定プローブの例を示す概略図である。 本開示の一実施形態に係る、架空裸線路プローブの例を示す概略図である。 本開示の実施形態に係る、図４のプローブ制御システムによって採用される適応制御システムの例を示す概略図である。 本開示の実施形態に係る、図４のプローブ制御システムによって採用される適応制御システムの例を示す概略図である。 本開示の実施形態に係る、図４のプローブ制御システムによって採用される適応制御システムの例を示す概略図である。 本開示の一実施形態に係る帯電端子として使用するための可変端子の例を示す図である。 本開示の一実施形態に係る帯電端子として使用するための可変端子の例を示す図である。

初めに、以下のコンセプトの議論における明確性を提供するために、いくつかの用語が確立されるものとする。第１に、本明細書に熟慮されるように、放射電磁場と誘導電磁場との間に正式な差異が示されている。

本明細書に熟慮されるように、放射電磁場には、導波路に束縛されていない波の形式で発生源構造から発せられた電磁エネルギーが含まれている。たとえば、放射電磁場は概して、アンテナなどの電気的構造を離れる場であり、大気または他の媒体を通って伝播し、いずれの導波路構造にも束縛されない場である。放射電磁波がアンテナなどの電気的構造を離れると、電磁波は、発生源が動作し続けているかに関わらず、その発生源とは独立して、電磁波が消散するまで伝播媒体（空気など）内を伝播し続ける。電磁波は、一旦放射されると、遮断されない限り復元不可能であり、放射電磁波に固有のエネルギーは遮断されない場合に永遠に失われる。アンテナなどの電気的構造は、構造損失抵抗に対する放射抵抗の比を最大化することにより、電磁場を放射するように設計されている。放射エネルギーは空間に広がり、受信機が存在するかに関わらず、失われる。放射場のエネルギー密度は、幾何学的広がりに起因する距離の関数である。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「放射（ｒａｄｉａｔｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。

誘導電磁場は、異なる電磁的特性を有する媒体間の境界内または境界付近でそのエネルギーが凝縮された伝播電磁波である。この意味で、誘導電磁場は、導波路に束縛された電磁場であり、導波路を流れる電流によって搬送されるものとして特徴付けられてもよい。誘導電磁波において搬送されたエネルギーを受信および／または消散する負荷がない場合、誘導媒体の導電性により消散されたエネルギーを除き、エネルギーは失われない。別の言い方をすると、誘導電磁波に対して負荷がない場合、エネルギーは消費されない。したがって、誘導電磁場を生成する生成器または他の発生源は、負荷抵抗が存在しない限り、実際の力を送ることはない。このため、そのような生成器または他の発生源は基本的に、負荷が与えられるまでアイドリング状態で動作する。このことは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝達される６０ヘルツの電磁波を発生する生成器を動作させることと同質である。誘導電磁場または電磁波は、「伝達線モード」と呼ばれるものに等しいことに留意されたい。このことは、放射波を発生させるために実際の電力がすべての時点で供給される、放射電磁波と相違する。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギーは、エネルギー源が停止した後に、有限の長さの導波路に沿って伝播し続けることはない。したがって、本明細書において使用されるすべての形式の「誘導（ｇｕｉｄｅ）」との用語は、この形式の電磁気伝播に関する。

ここで図１を参照すると、放射電磁場と誘導電磁場との間の差異をさらに示すために、メートル毎のボルト／メートルでの任意の基準を超えるデシベル（ｄＢ）での場の強度が、対数−ｄＢのプロット上のキロメートル単位での距離の関数としてグラフ１００に示されている。図１のグラフ１００は、誘導電磁場の場の強度を距離の関数として示す、誘導場の強度曲線１０３を示している。この誘導場の強度曲線１０３は基本的に、伝達線モードと同じである。図１のグラフ１００は、距離の関数としての放射電磁場の場の強度を示す、放射場の強度曲線１０６をも示している。

誘導波と放射の伝播にそれぞれ対応する曲線１０３と１０６との形状が重要である。放射場の強度曲線１０６は、幾何学的に下がっており（１／ｄ、ここで、ｄは距離である）、このことは、対数−対数スケール上に直線で示されている。一方、誘導場の強度曲線１０３は、ｅ^−αｄ／√ｄの特徴的な指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上に特有の屈曲部１０９を示している。誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とは、点１１３で交差している。この交差は、交差距離において生じる。交差点１１３における交差距離より短い距離においては、誘導電磁場の場の強度がほとんどの位置において、放射電磁場の場の強度よりも著しく大きい。交差距離よりも長い距離においては、これとは反対になる。したがって、誘導場の強度曲線１０３と放射場の強度曲線１０６とはさらに、誘導電磁場と放射電磁場との間の根本的な伝播の差異を示している。誘導電磁場と放射電磁場との間の差異の簡単な説明については、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．，Ｍｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，ｐｐ．８−９を参照する。この文献は、参照することにより、その全体が本明細書に組み込まれる。

上述の、放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、容易に定式化して厳密な議論に基づかせることが可能である。その２つのそのような異なる解は、同一の線形偏微分方程式、即ち、波動方程式から、２つの一般解が問題に課される境界条件から解析的に導かれる。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体が、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含んでいる。

空の空間では、波動方程式は、固有関数が、複素波数平面上の固有値の連続スペクトルを有する、微分演算子である。この横電磁場（ＴＥＭ場）は、放射場と呼ばれ、その伝播場は「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電性の境界が存在する場合、波動方程式と境界条件とを合わせると、数学的に、連続スペクトルと離散スペクトルの合計とが合わさって構成された波数のスペクトル表示に繋がる。このため、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．，「Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，ｐｐ．６６５−７３６を参照する。Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ − Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ、Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ，Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，ｐｐ．２３６−２８９，２９５−２９６のＣｈａｐｔｅｒ ６に発表されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，「Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，ｐｐ．６４−７９、ならびに、Ｒｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．，Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ，Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．，およびＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，ｐｐ．２９１−２９３をも参照されたい。これら参考文献の各々は、その全体が、参照することにより本明細書に組み込まれる。

上述のことをまとめると、第１に、分枝切断積分に対応する、波数固有値スペクトルの連続部分は、放射場を生成し、第２に、離散スペクトル、および、これに対応する積分路によって囲まれた極から生じる留数の和が、伝播方向と横断する方向において指数関数的に減衰する、非ＴＥＭの進行表面波を生成する。そのような表面波は、誘導伝達線モードである。さらなる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．，Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ，１９５６，ｐｐ．ｐｐ．２１４，２８３−２８６，２９０，２９８−３００を参照する。

自由空間では、アンテナは、放射場である、波動方程式の連続固有値を励起し、ここでは、Ｅ_ｚおよびＨ_φが同相で外側に伝播するＲＦエネルギーは、永遠に失われる。一方、導波路プローブは、離散固有値を励起し、伝達線伝播を生じる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．，Ｆｉｅｌｄ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，ｐｐ．４５３，４７４−４７７を参照されたい。そのような理論上の分析により、損失性均質媒体の平面または球面にわたって、開表面誘導波を発する可能性を示す仮説が提供されてきたが、一世紀を超える間、これを実際に達成するための構造は工学の分野においては知られていない。不幸にも、１９００年代前半にこのことが明らかになってからは、上に説明した理論分析は、基本的に理論の範囲に留まり、損失性一様媒体の平面または球面にわたって開表面誘導波を生成することを実際に達成するための構造は知られていない。

本開示の様々な実施形態によれば、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合した電場を励起するように構成された様々な誘導表面導波路プローブが記載されている。そのような誘導電磁場は、大きさおよび位相が損失性導電性媒体の表面上の誘導表面波モードに、実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードは、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードとも呼ばれる。本明細書に記載の誘導表面導波路プローブによって励起された結果として得られる場が、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しているという事実により、誘導表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。一実施形態によれば、損失性導電性媒体は、地球などの陸上媒体を含んでいる。

図２を参照すると、Ｊｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋの文献のＺｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．，「Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」，Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，ｐｐ．８４６−８６６に説明されているように、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋにより示されたマクスウェル方程式に対する境界値解を検討する際の伝播界面が示されている。図２は、領域１として特定された損失性導電性媒体と、領域２として特定された絶縁体との間の界面に沿って径方向に伝播する波のための円筒座標を示している。領域１は、たとえば、任意の損失性導電性媒体を含み得る。一実施例では、そのような損失性導電性媒体は、地球または他の媒体などの陸上媒体を含み得る。領域２は、領域１と境界面を共有し、領域１とは異なる構成パラメータを有する第２の媒体である。領域２は、たとえば、大気または他の媒体などの任意の絶縁体を含み得る。そのような境界面の反射係数は、たとえば、複素ブルースター角における入射に関してのみゼロになる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，ｐ．５１６を参照されたい。

様々な実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁場を生成する様々な誘導表面導波路プローブを説明している。様々な実施形態によれば、そのような電磁場は、反射がゼロになり得る、損失性導電性媒体の複素ブルースター角における波面入射を実質的に合成する。

さらなる説明のために、ｅ^ｊωｔの場の変動が推定され、ρ≠０かつｚ≧０（ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標、ρは、円筒座標における径方向の寸法である）である領域２では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋの閉じた形態の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（１）

（２）

ｅ^ｊωｔの場の変動を推定し、ρ≠０かつｚ≧０である領域１では、界面に沿う境界条件を満たすマクスウェル方程式の、Ｚｅｎｎｅｃｋによる閉じた形式の厳密な解が、以下の電場要素と磁界要素によって表される。

（４）

（５）

（６）

これらの数式表現において、ｚは、領域１の表面に対して直角な垂直座標であり、ρは径方向座標であり、Ｈ_ｎ ^（２）（−ｊγρ）は、第２種および次数ｎの複素引数のハンケル関数であり、ｕ_１は、領域１における正の垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、ｕ_２は、領域２における垂直（ｚ）方向の伝播定数であり、σ_１は領域１の導電性であり、ωは２πｆに等しく、ここで、ｆは励起周波数であり、ε_０は自由空間の誘電率であり、ε_１は領域１の誘電率であり、Ａは、供給源によって課される供給源定数であり、γは表面波の径方向伝播定数である。

±ｚ方向の伝播定数は、領域１と領域２との間の界面の上と下とで、波動方程式を分離し、境界条件を課すことによって特定される。これを行うと、領域２において

（７）
が与えられ、領域１において

（８）
が与えられる。
径方向の伝播定数γは、

（９）
によって与えられる。この式は、ｎが、以下の式で与えられる複素屈折率である、複素数表現である。

（１０）
上述の方程式すべてにおいて、

（１１）
かつ

（１２）
である。ここで、μ_０は、自由空間の透磁性を含んでおり、ε_ｒは、領域１の相対誘電率を含んでいる。したがって、発生した表面波は、界面に平行に伝播し、界面に垂直に、指数関数的に減衰する。このことは、消散として知られている。

したがって、方程式（１）〜（３）は、円筒状に対称であり、径方向に伝播する導波モードであると見なすことができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，およびＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１０−１２，２９−３３を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、様々な実施形態によれば、誘導表面導波路プローブには、適切なサイズの帯電端子が設けられている。帯電端子は、反射がないか、反射が最小である表面導波モードを励起するような境界面における複素ブルースター角を提供するために、電圧および／または電流が供給され、また、領域２と領域１との間の境界面に関して配置される。適切なサイズの補償端子を帯電端子に対して配置することができ、境界面におけるブルースター角を微調整するために電圧および／または電流が供給され得る。

続けると、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンスの境界条件を以下のように示すことができる。

方程式（１３）は、方程式（１）〜（３）に特定された電場および磁界が、境界面に沿っての径方向表面電流密度になる場合があることを示している。そのような径方向表面電流密度は、以下の式によって特定される。

（１４）
ここで、Ａは定数である。
さらに、誘導表面導波路プローブ（ρ＜＜λに関する）の近傍では、上の方程式（１４）が以下のような振る舞いを示すことに留意されたい。

（１５）
マイナス記号は、電源電流（Ｉ_０）が、垂直方向に上方に流れる場合、必要とされる「近傍の（ｃｌｏｓｅ−ｉｎ）」接地電流が径方向内側に流れることを意味している。Ｈ_φの「近傍」に場を整合させることにより、方程式（１）〜（６）および（１４）から

（１６）
が求められる。したがって、方程式（１４）の径方向表面電流密度は、以下のように言い換えることができる。

（１７）
方程式（１）〜（６）および（１７）によって表される場は、地上波の伝播に関連付けられたような放射場ではなく、損失性界面に束縛された伝達線モードの性質を有している。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．，およびＢｒｏｗｎ，Ｊ．，Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，ｐｐ．１−５を参照されたい。

ここで、方程式（１）〜（６）および（１７）に使用されたハンケル関数の性質の再検討をこれら波動方程式の解について行う。第１種および第２種、ならびに次数ｎのハンケル関数が、第１種および第２種の基本的なベッセル関数の複素数結合として規定されることが分かる。

（１８）
および

（１９）
これら関数は、径方向内側に伝播する円筒状の波（Ｈ_ｎ ^（１））と、径方向外側に伝播する円筒状の波（Ｈ_ｎ ^（２））とをそれぞれ示している。この規定は、ｅ^±ｊｘ＝ｃｏｓｘ±ｊｓｉｎｘの関係に相似している。たとえば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．，Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，ｐｐ．４６０−４６３を参照されたい。

Ｈ_ｎ ^（２）（ｋ_ρρ）が外に向かう波であることは、その独立変数を大きくした場合にＪ_ｎ（ｘ）およびＮ_ｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる漸近挙動から確認できる。誘導表面導波路プローブの遠方において

（２０ａ）
となり、この式は、ｅ^ｊωｔで乗算すると、空間的変位を１／√ρとしたｅ^{ｊ（ωｔ−ｋρ）}の形式の、外側に伝播する円筒状の波である。一次（ｎ＝１）の解は、方程式（２０ａ）から導かれ、以下の式を得る。

（２０ｂ）
誘導表面導波路プローブ（ρ＜＜λにに関する）の近傍では、第２種の１次ハンケル関数が以下のように振舞う。

（２１）
これら漸近的表現は複素数であることに留意されたい。ｘが実数である場合、方程式（２０ｂ）および（２１）は、位相が、４５度、または等価的にはλ／８の、余分な位相進行または「位相の増大（ｐｈａｓｅ ｂｏｏｓｔ）」に対応する√ｊだけ異なる。第２種の一次ハンケル関数の近傍または遠方漸近線は、距離ρ＝Ｒ_ｘにおいて大きさが等しくなるハンケル「交差点」または遷移点を有している。ハンケル交差点までの距離は、方程式（２０ｂ）および（２１）を等式で結び、これをＲ_ｘについて解くことにより得ることができる。ｘ＝σ／ωε_０では、遠方および近傍ハンケル関数漸近線が周波数に依存しており、ハンケル交差点が、周波数が低下するに従い、外側に移動することを見て取ることができる。ハンケル関数の漸近線は、損失性導電性媒体の導電性（σ）が変化するのに応じても変化する場合があることにも留意されたい。たとえば、土の導電性は、天候条件の変化に応じて変化し得る。

誘導表面導波路プローブは、複素角度において損失性導電性媒体の表面に照射される波に対応するウェーブチルトを有する電場を確立するように構成され得、それにより、Ｒ_ｘのハンケル交差点における誘導表面波モードに実質的にモード整合させることにより、径方向表面電流を励起する。

ここで図３Ａを参照すると、入射面に対して平行に偏光された入射場（Ｅ）の光線光学的解釈が示されている。電場ベクトルＥは、入射面に対して平行に偏光された、入って来る非一様な平面波として合成されることになる。電場ベクトルＥは、以下のように、個別の水平成分と垂直成分とから構成することができる。

（２２）
幾何学的に、図３Ａに示すものは、電場ベクトルＥは以下によって与えられ得ることを示唆している。

（２３ａ）
および

（２３ｂ）
このことは、場の比が以下であることを意味している。

（２４）

電場の要素と磁場の要素との解からの電場の要素と磁場の要素とを使用して、表面導波路インピーダンスを表すことができる。径方向の表面導波路インピーダンスは、

（２５）
として記述することができ、直角表面インピーダンスは、

（２６）
として記述することができる。
「ウェーブチルト」と呼ばれる、一般化されたパラメータＷは、本明細書において、以下によって与えられる、垂直電場成分に対する、水平電場成分の比として示されている。

（２７）
これらは、複素数であり、大きさと位相との両方を有している。

領域２のＴＥＭ波に関して、ウェーブチルトの角度は、領域１との境界面における波面の法線と、境界面の接線との間の角度に等しい。このことは、径方向の円筒状の誘導表面波に関するＴＥＭ波の等位相表面およびその法線を示す、図３Ｂからより容易に見て取ることが出来る。完全導体との境界面（ｚ＝０）においては、波面の法線は、境界面の接線に平行であり、Ｗ＝０の結果となる。しかし、損失性誘電体の場合、波面の法線がｚ＝０における境界面の接線と平行ではないためにウェーブチルトＷが存在する。

このことは、図４を参照することでよりよく理解され得、この図４には、損失性導電性媒体４０３によって与えられた面に対して直角である垂直軸ｚに沿って配置された、位置を上げて配置された帯電端子Ｔ_１および下方の補償端子Ｔ_２を含む誘導表面導波路プローブ４００ａの例が示されている。これに関して、帯電端子Ｔ_１は、補償端子Ｔ_２の直上に配置されているが、２つ以上の帯電端子および／または補償端子Ｔ_Ｎのいくつかの他の構成を使用することが可能である。誘導表面導波路プローブ４００ａは、本開示の一実施形態に従って、損失性導電性媒体４０３の上に配置されている。損失性導電性媒体４０３は領域１（図２、３Ａ、および３Ｂ）を形成しており、第２の媒体４０６は、境界面を損失性導電性媒体４０３と共有し、領域２（図２、３Ａ、および３Ｂ）を形成している。

誘導表面導波路プローブ４００ａは、励起源４１２を帯電端子Ｔ１および補償端子Ｔ２に結合する結合回路４０９を含んでいる。様々な実施形態によれば、特定の瞬間において端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、それぞれの帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに印加され得る。Ｉ_１は、帯電端子Ｔ_１に電荷Ｑ_１を供給する導電電流であり、Ｉ_２は、補償端子Ｔ_２に電荷Ｑ_２を供給する導電電流である。

電気的に有効な高さの概念により、誘導表面導波路プローブ４００ａの構成および動作に対する洞察を得ることができる。電気的に有効な高さ（ｈ_ｅｆｆ）は、ｈ_ｐの物理的高さ（または長さ）の単極に関して、以下のように規定されている。

（２８ａ）
また、二重項または双極に関しては、以下のようになる。

（２８ｂ）
これらの表現は、２の因数によって異なっているが、この理由は、双極の物理的長さ２ｈ_ｐが、単極の物理的高さｈ_ｐの２倍であるためである。この表現は、発生源の分布の大きさおよび位相に基づくため、有効高さ（または長さ）は、通常は複素数である。単極アンテナ構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分が、構造の物理的高さ（ｈ_ｐ）にわたって実施され、構造の基底（または入力）を通って上方に流れる接地電流（Ｉ_０）に正規化される。構造に沿って分布する電流は、以下によって示すことができる。

（２９）
ここで、β_０は、自由空間の伝播因子である。図４の誘導表面導波路プローブ４００ａの場合では、Ｉ_Ｃが、垂直構造に沿って分布する電流である。

このことは、構造の底部の低損失コイル（たとえば螺旋コイル）、および、帯電端子Ｔ１に接続された供給導電体を含む結合回路４０９を使用して理解され得る。コイルまたは螺旋遅れ線の物理的長さはｌ_Ｃであり、伝播因子は

（３０）
である。ここで、Ｖ_ｆは構造上の速度因子、λ_０は供給周波数における波長、λ_ｐは任意の速度因子Ｖ_ｆからの伝播波長であり、構造上の位相遅れはθ_ｃ＝β_ｐｌ_ｃであり、物理構造の底部からコイルの頂部に供給される電流は

（３１）
である。位相Φは、接地（杭）の電流Ｉ_０に対して測定される。結果として、図４の誘導表面導波路プローブ４００ａの電気的に有効な高さは、以下によって近似され得る。

（３２）
これは、物理的高さがｈ_ｐ＜＜λ_０で、供給周波数の波長の場合に関する。双極アンテナ構造は、同様の方式で評価することができる。Φの角度における単極の複素有効高さｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐ（または双極に関する複素有効長さｈ_ｅｆｆ＝２ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、供給される場を誘導表面導波モードに整合させるとともに、誘導表面波が損失性導電性媒体４０３上で発せられるように、調整することができる。

図４の実施形態によれば、帯電端子Ｔ_１は、物理的高さＨ_１において損失性導電性媒体４０３上に位置しており、補償端子Ｔ_２は、物理的高さＨ_２において、垂直軸ｚに沿ってＴ_１の直下に位置している。ここで、Ｈ_２はＨ_１よりも小である。伝達構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２として計算することができる。帯電端子Ｔ_１は、絶縁された静電容量Ｃ_１を有し、補償端子Ｔ_２は、絶縁された静電容量Ｃ_２を有する。相互静電容量Ｃ_Ｍも、端子Ｔ_１と端子Ｔ_２との間に、その間の距離に応じて存在し得る。動作時には、電荷Ｑ_１とＱ_２とが、特定の瞬間において帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とに印加された電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とにそれぞれ印加される。

一実施形態によれば、損失性導電性媒体４０３は、惑星の地球などの陸上の媒体を含んでいる。このために、そのような陸上の媒体は、自然のものであるか人工のものであるかに関わらず、その上に含まれるすべての構造または構成を含んでいる。たとえば、そのような陸上の媒体は、我々の惑星を形成する、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物などの自然の要素、および他のすべての自然の要素を含み得る。さらに、そのような陸上の媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、および他の人工の材料などの人工の要素を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体４０３は、自然に発生するか人工であるかに関わらず、地球とは別のいくつかの媒体を含み得る。他の実施形態では、損失性導電性媒体４０３は、自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、もしくは他の材料など）、または他の媒体などの、人工の表面および構造などの他の媒体を含み得る。

損失性導電性媒体４０３が陸上の媒体または地球を含んでいる場合では、第２の媒体４０６は、地上の大気を含み得る。そのように、大気は、地球の大気を形成する空気および他の要素を含む「大気媒体」と呼ばれ得る。さらに、第２の媒体４０６は、損失性導電性媒体４０３に関係する他の媒体を含み得ることが可能である。

ふたたび図４を参照すると、領域１における損失性導電性媒体４０３の影響を、鏡像論理分析を使用して検討することができる。損失性導電性媒体に関するこの分析は、印加された有効鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’が、図４に示すように、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との電荷Ｑ_１とＱ_２とに一致する誘導表面導波路プローブの下方に存在することを推定している。完全導体の場合のように、そのような鏡像電荷Ｑ_１’とＱ_２’とは単に、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との最初のもとの電荷Ｑ_１とＱ_２とに対して１８０度位相がずれているわけではない。たとえば、陸上の媒体などの損失性導電性媒体は、位相がシフトした鏡像を与えている。すなわち、鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’は、複素深さにある。複素像の議論に関し、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．，「Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」，ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，ｐｐ．２７−２９を参照する。この文献は、参照することにより、その全体が本明細書に組み込まれる。

電荷Ｑ_１とＱ_２との物理的高さ（Ｈ_ｎ）に等しい深さにある鏡像電荷Ｑ_１’とＱ_２’との代わりに、導電性の像地面４１５（完全導体を示している）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに位置しており、鏡像電荷は、複素深さに表れ（すなわち、「深さ」は大きさと位相との両方を有している）、−Ｄｎ＝−（ｄ／２＋ｄ／２＋Ｈｎ）≠−Ｈｎによって与えられる。ここで、ｎ＝１，２，…，であり、垂直に偏光された供給源に関しては、

（３３）
である。ここで、方程式（１２）に示したように、

（３４）
および

（３５）
である。損失性導電性媒体では、波面に直角の面が、領域１と領域２との間の境界面においてではなく、ｚ＝−ｄ／２において導電性の像地面４１５の接線に平行である。

鏡像電荷Ｑ_１’およびＱ_２’の複素空間は、次いで、外部の場が、界面が無損失誘電体か完全導体のいずれかである場合には直面しなかった追加の位相シフトを経ることになることを示している。損失性誘電性鏡像論理技術の本質は、有限的に導電性の地球（または損失性誘電体）を、源鏡像がＤ_ｎ＝ｄ＋Ｈ_ｎの複素深さに位置している、複素深さｚ＝−ｄ／２に位置する完全導体と置き換えることである。後に、地面より上（ｚ≧０）の場は、（ｚ＝＋Ｈ_ｎにおける）物理的電荷Ｑ_ｎと（ｚ’＝−Ｄ_ｎにおける）鏡像電荷Ｑ_ｎ’との重ね合わせを使用して計算され得る。

上述の議論がされると、損失性導電性媒体における放射表面導波路電流Ｊ_ρ（ρ）の漸近線は、近傍ではＪ_１（ρ）として判定され得、遠方ではＪ_２（ρ）として判定され得る。ここで、
近傍（ρ＜λ／８）：

（３６）
遠方（ρ＞＞λ／８）：

（３７）
である。ここで、αとβとはそれぞれ、遠方の径方向表面電流密度の減衰と伝播位相とに関する。図４に示すように、Ｉ_１は、上昇した帯電端子Ｔ_１に電荷Ｑ_１を供給する導電電流であり、Ｉ_２は、下方の補償端子Ｔ_２に電荷Ｑ_２を供給する導電電流である。

一実施形態によれば、帯電端子Ｔ_１の形状は、実際に可能であるだけ多くの電荷を保持するものとして特定される。最終的に、誘導表面導波路プローブ４００ａによって発せられる誘導表面波の場の強度は、端子Ｔ_１の電荷の量に正比例している。さらに、拘束静電容量は、損失性導電性媒体４０３に対するそれぞれの帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２の高さに基づき、それぞれの帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２と、損失性導電性媒体４０３との間に存在するものとしてよい。

上方の帯電端子Ｔ_１の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１によって判定され得る。ここで、Ｃ_１は帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量であり、Ｖ_１は帯電端子Ｔ_１に印加される電圧である。図４の例では、球状の帯電端子Ｔ_１は、コンデンサと見なされ得、補償端子Ｔ_２は、ディスクまたは下方のコンデンサを備え得る。しかし、他の実施形態では、端子Ｔ_１および／またはＴ_２は、電荷を保持することができる任意の導電性質量を備え得る。たとえば、端子Ｔ_１および／またはＴ_２は、球、ディスク、円筒、円錐、トーラス、フード、１つもしくは複数のリング、または、任意の他の無作為に選ばれた形状もしくは形状の組合せなどの任意の形状を含むことができる。端子Ｔ_１および／またはＴ_２が球またはディスクである場合、それぞれの自己容量Ｃ_１とＣ_２とは、計算することができる。完全な地面上のｈの物理的高さにおける球の静電容量は、以下によって与えられる。

（３８）
ここで、球の直径は２ａであり、また、Ｍ＝ａ／２ｈである。

十分に絶縁された端子の場合では、導電性の球の自己容量は、Ｃ＝４πε_０ａによって近似することができる。ここで、ａはメートル単位での球の半径を含んでいる。ディスクの自己容量は、Ｃ＝８ε_０ａによって近似することができる。ここで、ａは、メートル単位でのディスクの半径を含んでいる。帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とが、図４に示すように、同一である必要がないことにも留意されたい。各端子は、別々のサイズおよび形状を有し得、異なる導電性材料を含んでいる。プローブ制御システム４１８は、誘導表面導波路プローブ４００ａの動作を制御するように構成されている。

位置を上げて配置した帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１に関して、損失性導電性媒体４０３との界面の幾何学形状を考慮する。図３Ａに示すように、場の比とウェーブチルトとの関係は、以下のようになる。

（３９）
および

（４０）
伝達モード（ＴＭ）で発せられた誘導表面波の特定の場合に関して、ウェーブチルトの場の比は、（ｘ→∞）：Ｈ_ｎ ^（２）（ｘ）→ｊ^ｎＨ_０ ^（２）（ｘ）の場合、以下によって与えられる。

（４１）
方程式（４０）を誘導表面波に適用すると、以下の式が与えられる。

（４２）
複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）に等しい入射角では、反射係数は、以下に示すようにゼロになる。

（４３）
複素数の場の比を調整することにより、反射が低減されるか除去される複素角で入射するように入射場を合成することができる。光学系のように、入射電場の反射を最小化することにより、損失性導電性媒体４０３の誘導表面導波モードに結合したエネルギーを増大および／または最大化することができる。反射がより大きければ、誘導表面波が発せられることを妨げ、かつ／または防止することができる。この比をｎ＝√（ε_ｒ−ｊｘ）として確立することにより、複素ブルースター角で入射する結果となり反射はゼロになる。

図５を参照すると、動作周波数１８５０ｋＨｚにおける、σ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電性、ε_ｒ＝１５の相対誘電率の領域１に関する、方程式（２０ｂ）および（２１）の一次のハンケル関数の大きさのプロットの例が示されている。曲線５０３は、方程式（２０ｂ）の遠方の漸近線の大きさであり、曲線５０６は、方程式（２１）の近傍漸近線の大きさである。ハンケル交差点５０９は、Ｒ_ｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさが等しい一方、位相のオフセットが、ハンケル交差点５０９において、２つの漸近線間に存在している。様々な実施形態によれば、誘導電磁場は、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）をハンケル交差点５０９において整合させることにより、反射がほとんどないか存在しない状態で、損失性導電性媒体の表面に沿って誘導表面波の形態で発せられ得る。

ハンケル交差点５０９を越えた外側では、引数を大きくした場合の漸近線が、ハンケル関数の「近傍」の表現に対して優勢であり、方程式（３）のモード整合電場の垂直成分は、漸近的に以下のようになる。

（４４）
この式は、端子の電圧における、位置を上げて配置した帯電端子の静電容量の絶縁された要素の自由電荷に線形的に比例している、ｑ_ｆｒｅｅ＝Ｃ_ｆｒｅｅ×Ｖ_Ｔ。位置を上げて配置した帯電端子Ｔ_１の高さＨ_１（図４）は、帯電端子Ｔ_１の自由電荷の量に影響する。帯電端子Ｔ_１が像地面４１５に近い場合（図４）、端子上の電荷Ｑ_１の多くは、その鏡像電荷に対して「拘束」されている。帯電端子Ｔ_１が位置を上げて配置されているため、拘束された電荷は、帯電端子Ｔ_１が、絶縁された電荷のほぼすべてが自由になる高さに達するまで低減される。

帯電端子Ｔ_１のための静電容量の高さが増大することの利点は、上昇した帯電端子Ｔ１の電荷が像地面４１５からさらに除去され、自由電荷ｑ_ｆｒｅｅの量が増大して、エネルギーを誘導表面導波モードに結合することになることである。

図６Ａおよび６Ｂは、Ｄ＝３２インチの直径の球状の帯電端子の自由電荷の分布への、上昇（ｈ）の影響を示すプロットである。図６Ａは、完全なグラウンド面上の６フィート（曲線６０３）、１０フィート（曲線６０６）、および３４フィート（曲線６０９）の物理的高さに関する球状端子周りの電荷の角度分布を示している。帯電端子がグラウンド面から離れるように移動するにつれて、電荷の分布は、球状端子の周りにより一様に分布されるようになる。図６Ｂでは、曲線６１２は、方程式（３８）に基づく、フィートでの物理的高さ（ｈ）の関数としての球状端子の静電容量のプロットである。３２インチの直径の球に関して、絶縁された静電容量（Ｃｉｓｏ）は４５．２ｐＦであり、このことは、図６Ｂに線６１５として示されている。図６Ａおよび６Ｂから、直径の約４倍（４Ｄ）以上の高さの帯電端子Ｔ_１の上昇について、球状端子の周りでは、電荷の分布はほぼ一様であり、これにより、誘導表面導波モードへの結合が向上され得ることが見られ得る。結合の量は、誘導表面導波モードで誘導表面波が発せられる効率（すなわち「発信効率」）として表されるものとしてよい。１００％に近い発信効率が可能である。たとえば、９９％より大、９８％より大、９５％より大、９０％より大、８５％より大、８０％より大、および、７５％より大である発信効率が達成され得る。

しかし、入射場の光線光学的解釈（Ｅ）では、より大である帯電端子の高さにおいて、ブルースター角で損失性導電性媒体と交差する光線は、それぞれの誘導表面導波路プローブから実質的により大きい距離において、そのようになる。図７は、電場がブルースター角において入射する距離における球の物理的高さを増大させることの影響を線図で示している。高さがｈ_１からｈ_２を通してｈ_３へと増大されるにつれて、ブルースター角で電場が損失性導電性媒体（たとえば、地球）と交差する点は、電荷からさらに離れるように移動する。それらより大である距離における幾何学的広がりにより生じるより弱い電場強度により、誘導表面導波モードへの結合の効率が低減される。別の言い方をすると、誘導表面波が発せられる効率（すなわち「発信効率」）は低減される。しかし、後述するように、ブルースター角において損失性導電性媒体へ電場が入射する距離を低減する補償が提供され得る。

ここで図８Ａを参照すると、複素角度三角法の例が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）の帯電端子Ｔ_１の入射電場（Ｅ）の光線光学的解釈に関して示されている。方程式（４２）から想起されるのは、損失性導電性媒体に関して、ブルースター角が複素数であり、以下によって特定されることである。

（４５）
電気的に、幾何学的パラメータは、以下により、帯電端子Ｔ_１の電気的に有効な高さ（ｈ_ｅｆｆ）によって関連付けられる。

（４６）
ここで、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂは、損失性導電性媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離における電場のウェーブチルトは、電気的に有効な高さとハンケル交差距離との比として表され得る。

（４７）
物理的高さ（ｈ_ｐ）とハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）との両方が実量であるため、ハンケル交差距離（Ｗ_Ｒｘ）における所望の誘導表面のウェーブチルトの角度は、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。このことは、コイルの供給点における位相、そしてひいては、方程式（３２）の位相シフトを変化させることにより、複素有効高さが操作され得、ハンケル交差点５０９において、ウェーブチルトが、誘導表面導波モードに合成的に整合するように調整されることを暗示している。

図８Ａでは、直角三角形が、損失性導電性媒体表面に沿う長さＲ_ｘの隣接する辺、および、Ｒ_ｘにおけるハンケル交差点と帯電端子Ｔ_１の中心との間に延びる光線と、ハンケル交差点と帯電端子Ｔ_１との間の損失性導電性媒体表面と、の間で測定された複素ブルースター角ψ_ｉ、Ｂを有して示されている。物理的高さｈ_ｐに位置し、適切な位相Φを有する電荷で励起された帯電端子Ｔ_１により、結果として得られる電場は、ハンケル交差距離Ｒ_ｘにおいてブルースター角で損失性導電性媒体境界面に入射する。これら条件下で、誘導表面導波モードは、反射なしで、または実質的に無視できる反射で励起され得る。

しかし、方程式（４６）は、誘導表面導波路プローブ４００ａ（図４）の物理的高さが比較的小さくなり得ることを意味している。このことが誘導表面導波モードを励起する一方、位置を上げて配置された電荷Ｑ_１が、その鏡像Ｑ_１’（図４を参照）に対して近くなることにより、自由電荷がほとんどなく、拘束された電荷が過度に大きくなる結果となり得る。これに対して補償するために、帯電端子Ｔ_１は、自由電荷の量を増大させるために、適切な高さに上げて配置され得る。１つの例示的経験則のように、帯電端子Ｔ_１は、帯電端子Ｔ_１の有効直径の約４〜５倍（またはそれより大）の高さに位置され得る。課題は、帯電端子の高さが増大するにつれて、ブルースター角において損失性導電性媒体に交差する光線が、電場が√（Ｒ_ｘ／Ｒ_ｎ）の因数だけ弱い、図７に示すように、より大である距離においてそのようになることである。

図８Ｂは、図８Ａの高さの上の、帯電端子Ｔ_１の配置を高めることの効果を示している。高さの増大により、ウェーブチルトが損失性導電性媒体に入射する距離が、ハンケル交差点５０９を越えた位置に移動される。誘導表面導波モードにおける結合を向上させるため、そしてひいては、誘導表面波の発信効率をより大きくするために、下方の補償端子Ｔ_２が、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトがブルースター角であるように、帯電端子Ｔ_１の総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整するために使用され得る。たとえば、線８０３で示されるように、ハンケル交差点５０９よりも大である距離において電場が損失性導電性媒体とブルースター角で交差する高さに帯電端子Ｔ_１が高められた場合、補償端子Ｔ_２は、増大した高さを補償することにより、ｈ_ＴＥを調整するために使用され得る。補償端子Ｔ_２の効果は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトが、線８０６によって示されているようなブルースター角であるように、誘導表面導波路プローブの電気的に有効な高さを低減する（または、損失性媒体界面を効果的に上昇させる）ことである。

総有効高さは、以下のように、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた上方有効高さ（ｈ_ＵＥ）と、補償端子Ｔ_２に関連付けられた下方有効高さ（ｈ_ＬＥ）との重ね合わせとして記載され得る。

（４８）
ここで、Φ_Ｕは、上方の帯電端子Ｔ_１に印加される位相遅れ、Φ_Ｌは、下方の補償端子Ｔ２に印加される位相遅れ、β＝２π／λ_ｐは、方程式（３０）からの伝播因子である。追加のリード長さを考慮する場合、それら長さは、以下に示すように、帯電端子のリード長さｚを帯電端子Ｔ_１の物理的高さｈ_ｐに加えるとともに、補償端子のリード長さｙを補償端子Ｔ_２の物理的高さｈ_ｄに加えることで対処され得る。

（４９）
下方の有効高さは、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を図８Ａの複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）と等しくなるように調整するために使用され得る。

方程式（４８）または（４９）は、ハンケル交差距離における所望のウェーブチルトを得るために、下方の補償端子Ｔ_２のディスクの物理的高さ、および、端子に供給する位相角度を判定するのに使用され得る。たとえば、方程式（４９）は、以下を与えるように、補償端子の高さ（ｈ_ｄ）の関数として帯電端子Ｔ_１に印加される位相シフトとして書き直すことができる。
（５０）

補償端子Ｔ_２の位置決めを判定するために、上述の関係が利用され得る。第１に、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）は、方程式（４９）に示したように、上方の帯電端子Ｔ_１の複素有効高さ（ｈ_ＵＥ）と、下方の補償端子Ｔ_２の複素有効高さ（ｈ_ＬＥ）との重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下のように表され得る。

（５１）
このことは、ウェーブチルトＷの規定である。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒ_ｘの場合、ｈ_ＴＥは、ハンケル交差点５０９において、入射電場のウェーブチルトを複素ブルースター角に整合させるように調整され得る。このことは、たとえばｈ_ｐ、Φ_Ｕ、および／またはｈ_ｄを調整することによって達成され得る。

これらの概念は、誘導表面導波路プローブの例を考察することで、よりよく理解されるであろう。図９Ａおよび９Ｂを参照すると、帯電端子Ｔ_１を含む誘導表面導波路プローブ４００ｂおよび４００ｃの例が線図で示されている。ＡＣ源９１２は、誘導表面導波路プローブ４００ｂに、たとえば螺旋コイルなどのコイル９０９を備えた結合回路（図４の４０９）を通して結合した、帯電端子Ｔ_１のための励起源（図４の４１２）として作用する。図９Ａに示すように、誘導表面導波路プローブ４００ｂは、損失性導電性媒体４０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_Ｔの球）および下方の補償端子Ｔ_２（たとえば、高さｈ_ｄのディスク）を含み得る。第２の媒体４０６は、損失性導電性媒体４０３の上に位置している。帯電端子Ｔ_１は自己容量Ｃ_ｐを有しており、補償端子Ｔ_２は自己容量Ｃ_ｄを有している。動作時には、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、特定の瞬間において端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とにそれぞれ印加される。

図９Ａの例では、コイル９０９は、第１の端部でグラウンドの杭９１５に結合し、第２の端部で補償端子Ｔ_２に結合している。いくつかの実施態様では、図９Ａ示すように、補償端子Ｔ_２への接続は、コイル９０９の第２の端部において、タップ９２１を使用して調整され得る。コイル９０９は、コイル９０９の下方部分において、タップ９２４を通してＡＣ源９１２によって動作周波数で通電され得る。他の実施態様では、ＡＣ源９１２は、一次コイルを通してコイル９０９に誘導的に結合され得る。帯電端子Ｔ_１は、コイル９０９に結合したタップ９１８を通して給電される。コイル９０９とグラウンドの杭９１５との間に位置する電流計９２７は、誘導表面導波路プローブのベースにおける電流の大きさの表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさの表示を得るために、電流固定を、接地杭９１５に結合した導電体周りで使用することができる。補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体４０３（たとえば、地面）上に、損失性導電性媒体４０３とほぼ水平に配置されている。

誘導表面導波路プローブ４００の構成および調整は、伝達周波数、損失性導電性媒体（たとえば、土の導電性σおよび相対誘電率ε_ｒ）の条件、ならびに、帯電端子Ｔ_１のサイズなどの様々な作動条件に基づいている。屈折率は、方程式（１０）および（１１）から以下のように計算され得る。

（５２）
ここで、ω＝２πｆとして、ｘ＝σ／ωε_０であり、直角表面から測定される複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂ）は、方程式（４２）から

（５３）
として判定され得るか、図８Ａに示すように、

（５４）
として表面から測定され得る。
ハンケル交差距離におけるウェーブチルトも、方程式（４７）を使用して見出され得る。

ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）を等しくし、Ｒ_ｘについて解くことにより得ることができる。このため、電気的に有効な高さは、ハンケル交差距離および複素ブルースター角を使用して、方程式（４６）から以下のように判定され得る。

（５５）
方程式（５５）から見て取ることができるように、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ_１の物理的高さ（ｈ_ｐ）に関連付けられた大きさと、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトの角度（Ψ）に関連付けられることになる位相（Φ）とを含んでいる。これら変数および選択された帯電端子Ｔ_１の構成により、誘導表面導波路プローブ４００の構成を判定することが可能である。

選択された帯電端子Ｔ_１の構成では、球の直径（または有効な球の直径）が判定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ_１が球として構成されていない場合、端子の構成は、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ_１のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。図６Ａおよび６Ｂに関して前述したように、帯電端子Ｔ_１上の拘束された電荷の量を低減するために、帯電端子Ｔ_１の所望の高さは、有効な球の直径の４〜５倍（またはそれより大）であるものとする。帯電端子Ｔ_１の上昇が、方程式（５５）を使用して判定された複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）によって示された物理的高さ（ｈ_ｐ）より小である場合、帯電端子Ｔ_１は、損失性導電性媒体（たとえば、地球）の上のｈ_Ｔ＝ｈ_ｐの物理的高さに配置されるものとする。帯電端子Ｔ_１がｈ_ｐに位置している場合、補償端子Ｔ_２を使用することなく、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）において誘導表面ウェーブチルトが生成され得る。図９Ｂは、補償端子Ｔ_２のない誘導表面導波路プローブ４００ｃの例を示している。

ふたたび図９Ａを参照すると、帯電端子Ｔ_１の上昇が、判定された複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）によって示される物理的高さ（ｈ_ｐ）より大である場合に、補償端子Ｔ_２が含まれ得る。図８Ｂに関して論じたように、補償端子Ｔ_２は、Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように、誘導表面導波路プローブ４００の総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整するために使用され得る。補償端子Ｔ_２は、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐの物理的高さにおける帯電端子Ｔ_１の下に配置され得る。ここで、ｈ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の総物理的高さである。補償端子Ｔ_２の位置が固定され、位相遅れΦ_Ｌが下方の補償端子Ｔ_２に適用されると、上方の帯電端子Ｔ_１に適用される位相遅れΦ_Ｕが、方程式（５０）を使用して判定され得る。

誘導表面導波路プローブ４００を導入する場合、方程式（４８）〜（５０）の位相遅れΦ_ＵおよびΦ_Ｌを以下のように調整することができる。最初に、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）およびハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）が動作周波数（ｆ_０）に関して判定される。拘束された静電容量および対応する拘束された電荷を最小にするために、上方の帯電端子Ｔ_１は、帯電端子Ｔ_１の球の直径（または同等の球の直径）の少なくとも４倍の総物理的高さ（ｈ_Ｔ）に配置される。同時に、上方の帯電端子Ｔ_１も、少なくとも複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ）の大きさ（ｈ_ｐ）の高さに配置されるものとすることに留意されたい。ｈ_Ｔ＞ｈ_ｐである場合、下方の補償端子Ｔ_２は、図９Ａに示すように、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐの物理的高さに配置され得る。補償端子Ｔ_２は次いで、コイル９０９に結合され得、ここで、上方の帯電端子Ｔ_１はまだ、コイル９０９には結合していない。ＡＣ電源９１２は、反射を最小化し、コイル９０９への結合を最大化するような方式で、コイル９０９に結合される。このため、ＡＣ電源９１２は、結合を最大化するために、５０Ωの点などの適切な点において、コイル９０９に結合することができる。いくつかの実施形態では、ＡＣ電源９１２は、インピーダンス整合ネットワークを介してコイル９０９に結合することができる。たとえば、コンデンサ（たとえば、タップが付けられているか、可変）、および／または、コンデンサ／インダクタの組合せ（たとえば、タップが付けられているか、可変）を備えた単純なＬネットワークは、コイル９０９に結合した際にＡＣ電源９１２が５０Ωの負荷を満たすように、動作周波数に整合させることができる。次いで、補償端子Ｔ_２は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、並列共振のために調整され得る。たとえば、コイル９０９の第２の端部におけるタップ９２１は、再配置することができる。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面ウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）を確立することは不要である。上方の帯電端子Ｔ_１は、次いで、コイル９０９に結合することができる。

この文脈において、図１０は、図９Ａの概略的な電気接続図の概略図を示している。図中、Ｖ_１は、ＡＣ源９１２からタップ９２４を通してコイル９０９の下方部分に印加される電圧、Ｖ_２は、上方の帯電端子Ｔ_１に供給される、タップ９１８における電圧、Ｖ_３は、タップ９２１を通して下方の補償端子Ｔ_２に印加される電圧である。抵抗Ｒ_ｐと抵抗Ｒ_ｄとは、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とのそれぞれの帰地抵抗を示している。帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、または、静電容量の構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２のサイズは、各端子に印加される電荷Ｑ_１および電荷Ｑ_２のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。自己容量Ｃ_ｐとＣ_ｄとは、たとえば方程式（３８）に関して開示したように、球とディスクとに関して判定され得る。

図１０に見て取ることができるように、共振回路は、コイル９０９のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ_２の自己容量Ｃ_ｄ、および補償端子Ｔ_２に関連付けられた帰地抵抗Ｒ_ｄで形成されている。並列共振は、補償端子Ｔ_２に印加される電圧Ｖ_３を調整すること（たとえば、コイル９０９上のタップ９２１の位置を調整すること）、または、補償端子Ｔ_２の高さおよび／もしくはサイズを調整してＣ_ｄを調整することにより、達成され得る。コイルのタップ９２１の位置は、並列共振のために調整され得る。このことは、接地杭９１５を通るとともに電流計９２７を通る接地電流が最大点に達する結果となる。補償端子Ｔ_２の並列共振が確立された後に、ＡＣ源９１２のためのタップ９２４の位置は、コイル９０９上の５０Ωの点に調整され得る。

コイル９０９からの電圧Ｖ２を、次いで、タップ９１８を通して帯電端子Ｔ_１に印加することができる。タップ９１８の位置は、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面のウェーブチルト（Ψ）の角度にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ９１８の位置は、この動作点に達するまで調整される。このことは、電流計９２７を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、誘導表面導波路プローブ４００ｂ（図９Ａ）によって励起された、結果として得られる場は、損失性導電性媒体４０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波を損失性導電性媒体４０３（図４、９Ａ、９Ｂ）の表面に沿って発する結果となる。このことは、誘導表面導波路プローブ４００（図４、９Ａ、９Ｂ）から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ_１の取付け、および／または、タップ９２１を通して帯電端子Ｔ_１に印加される電圧の調整とともに変化させることができる。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面ウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）を確立することは不要である。システムは、ＡＣ源９１２に関するタップ９２４の位置を、コイル９０９上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ９１８の位置を、電流計９２７を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、タップ９１８およびタップ９２４の位置が調整されるにつれて、または他の要素がコイル９０９に取り付けられる場合に、ドリフトさせることができる。

ｈ_Ｔ≦ｈ_ｐである場合、補償端子Ｔ_２は、図９Ｂに示すように、誘導表面導波路プローブ４００ｃの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整する必要はない。帯電端子がｈ_ｐの位置に配置されていると、電圧Ｖ_２は、コイル９０９からタップ９１８を通って帯電端子Ｔ_１に印加され得る。総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面のウェーブチルトの角度（Ψ）にほぼ等しくなる、タップ９１８の位置は、次いで、判定され得る。コイルのタップ９１８の位置は、この動作点に達するまで調整される。このことは、電流計９２７を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、結果として得られる場は、損失性導電性媒体４０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、それにより、誘導表面波を、損失性導電性媒体４０３の表面に沿って発する。このことは、誘導表面導波路プローブ４００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。システムは、ＡＣ源９１２に関するタップ９２４の位置を、コイル９０９上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ９１８の位置を、電流計９２７を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。

１つの実験的例では、誘導表面導波路プローブ４００ｂを、１．８７９ＭＨｚにおける提案された構造の動作を実証するために構築した。誘導表面導波路プローブ４００ｂの場面における土の導電性はσ＝０．００５３ｍｈｏｓ／ｍと判定され、相対誘電率はε_ｒ＝２８であった。これら値を使用して、方程式（５２）によって与えられた屈折率は、ｎ＝６．５５５−ｊ３．８６９と判定した。方程式（５３）および（５４）に基づき、複素ブルースター角が、θ_ｉ、Ｂ＝８３．５１７−ｊ３．７８３度であるか、ψ_ｉ、Ｂ＝６．４８３＋ｊ３．７８３度であることがわかった。

方程式（４７）を使用して、誘導表面ウェーブチルトを、Ｗ_Ｒｘ＝０．１１３＋ｊ０．０６７＝０．１３１ｅｊ（３０．５５１°）として計算した。Ｒ_ｘ＝５４フィートのハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）を等しくし、Ｒ_ｘについて解くことによってわかった。方程式（５５）を使用して、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、（損失性導電性媒体に対し）ｈ_ｐ＝７．０９４フィートであり、（接地電流に対し）Φ＝３０．５５１度であると判定された。位相Φが、誘導表面ウェーブチルトΨの偏角に等しいことに留意されたい。しかし、ｈ_ｐ＝７．０９４フィートの物理的高さは比較的小さい。このことが誘導表面導波モードを励起する一方、上昇した帯電端子Ｔ_１の、地球（およびその鏡像）に近いことにより、拘束された電荷の量が大きく、また、自由電荷がかなり少なくなることになる。誘導表面波の場の強度が帯電端子上の自由電荷に比例しているため、上昇が増大することが所望であった。

自由電荷の量を増大させるために、帯電端子Ｔ_１の物理的高さは、補償端子Ｔ_２が帯電端子Ｔ_１の下に位置する状態で、ｈ_ｐ＝１７フィートに設定された。接続のための余分なリードの長さはおおよそ、ｙ＝２．７フィートと、ｚ＝１フィートであった。これら値を使用して、補償端子Ｔ_２の高さ（ｈ_ｄ）を、方程式（５０）を使用して判定した。このことは、Φ_Ｕの虚数部分と実数部分とのそれぞれのプロット１３０とプロット１６０とを示す図１１に線図で示されている。補償端子Ｔ_２は、プロット１３０に線図で示すように、高さｈ_ｄに配置されている。ここで、Ｉｍ｛Φ_Ｕ｝＝０である。この場合、虚数部分をゼロとすることで、ｈ_ｄ＝８．２５フィートの高さが与えられる。この固定された高さでは、コイルの位相Φ_Ｕは、プロット１６０に線図で示すように、Ｒｅ｛Φ_Ｕ｝を＋２２．８４度とすることから判定され得る。

前述のように、総有効高さは、方程式（４９）に示したように、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた上方の有効高さ（ｈ_ＵＥ）と、補償端子Ｔ２に関連付けられた下方の有効高さ（ｈ_ＬＥ）との重ね合わせである。コイルタップが２２．８４度に調整されると、上方の複素有効高さは、

（５６）
（または、３５．２１°において１８．００６）として与えられ、下方の複素有効高さは、

（５７）
（または、−１４１．７７３°において１０．９５０）として与えられる。総有効高さ（ｈ_ＴＥ）は、これら２つの値の重ね合わせであり、以下が与えられる。

（５８）
見て取ることができるように、コイルの位相は、誘導表面ウェーブチルトＷ_Ｒｘの計算された角度に整合する。誘導表面導波路プローブは、次いで、接地電流を最大化するように調整され得る。図９Ａに関して前述したように、誘導表面導波モードの結合は、ＡＣ源９１２に関するタップ９２４の位置を、コイル９０９上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ９１８の位置を、電流計９２７を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、向上され得る。

場の強度の測定は、誘導表面導波路プローブ４００ｂ（図９Ａ）が誘導表面波または伝達線モードに結合する能力を実証するために行った。図１２を参照すると、場の強度の測定に使用される誘導表面導波路プローブのイメージが示されている。図１２は、上方の帯電端子Ｔ_１と下方の補償端子Ｔ_２とを含む誘導表面導波路プローブ４００ｂを示している。帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との両方は、リングとして形成されている。絶縁構造により、補償端子Ｔ_２上の帯電端子Ｔ_１が支持されている。たとえば、ＲＦ絶縁繊維ガラスが、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とを支持するのに使用され得る。絶縁性支持構造は、理解できるように、たとえば、絶縁された支線および滑車、ねじ歯車装置、または他の適切な機構を使用して、帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２の位置を調整するように構成され得る。コイルは、このコイルの一方の端部がＲＦ絶縁繊維ガラスのベースの近傍の８フィートの接地ロッドに接地した状態で、結合回路において使用した。ＡＣ源は、タップ接続によってコイルの右側に結合され（Ｖ_１）、帯電端子Ｔ_１のためのタップと補償端子Ｔ_２のためのタップとは、コイルの中心（Ｖ_２）と左側（Ｖ_３）に位置している。図９Ａは、コイル９０９上のタップの位置を線図で示している。

誘導表面導波路プローブ４００ｂには、１８７９ｋＨｚの周波数の電力を供給した。上方の帯電端子Ｔ_１の電圧は、６４ｐＦの静電容量で、１５．６Ｖｐｅａｋ−ｐｅａｋ（５．５１５ＶＲＭＳ）であった。場の強度（ＦＳ）の測定は、ＦＩＭ−４１ ＦＳ ｍｅｔｅｒ（Ｐｏｔｏｍａｃ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，Ｉｎｃ．，Ｓｉｌｖｅｒ Ｓｐｒｉｎｇ，ＭＤ）を使用して、誘導表面導波路プローブ４００ｂから延びる径方向に沿う所定の距離において行った。電気的発信効率が３５％である誘導表面波伝達モードに関して、測定されたデータと予測された値とが以下の表１に示されている。ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）を越えて、大きい偏角の漸近線が、ハンケル関数の「近傍」の表示にわたって優勢であり、モード整合電気垂直成分は、漸近的に方程式（４４）にわたされる。この式は、帯電端子の自由電荷に線形的に比例している。表１は、測定値と予測データとを示している。正確なプロットアプリケーション（Ｍａｔｈｃａｄ）を使用してプロットする場合、測定された値は、図１３に示すように、３８％に対応する電気的な発信効率の曲線に適合することがわかった。帯電端子Ｔ_１上の１５．６Ｖｐｐに関して、場の強度曲線（３８％におけるＺｅｎｎｅｃｋ）は、１マイルにおいて３６３μＶ／ｍ（および、１ｋｍにおいて５５３μＶ／ｍ）を通過し、静電容量（Ｃ_ｐ）および印加された端子電圧に対して線形的にスケーリングする。

より低い電気的発信効率は、上方の帯電端子Ｔ_１の高さに起因する場合がある。帯電端子Ｔ_１が１７フィートの物理的高さまで上昇している場合であっても、拘束された電荷により、誘導表面導波路プローブ４００ｂの効率が低下する。帯電端子Ｔ_１の高さを増大させることにより、誘導表面導波路プローブ４００ｂの発信効率が増大する一方、そのような低い高さ（ｈ_ｄ／λ＝０．０３２）においてさえ、結合した波が３８％の電気的発信効率の曲線に整合することがわかった。さらに、図１３において、図９Ａの適度の１７フィートの誘導表面導波路プローブ４００ｂ（８フィートの接地ロッド以外の接地システムを有していない）が、広範囲の接地システムを有する完全な１／４波長タワー（λ／４ノートン＝１３１フィートの高さ）よりも、１８７９ｋＨｚにおいて１〜６マイルの範囲で１０ｄＢより大だけ、よい場の強度を示していることを見て取ることができる。帯電端子Ｔ_１の上昇を増大させること、および、補償端子Ｔ_２の高さとコイルの位相Φ_Ｕを調整することにより、誘導表面導波モードの結合を向上させることができ、ひいては、結果として得られる電場の強度を向上させることができる。

別の実験的例では、誘導表面導波路プローブ４００が、５２ＭＨｚ（ω＝２πｆ＝３．２６７×１０８ラジアン／秒に対応する）における提案された構造の動作を実証するために構築された。図１４Ａは、誘導表面導波路プローブ４００のイメージを示している。図１４Ｂは、図１４Ａの誘導表面導波路プローブ４００の概略図である。二重項のプローブの帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との間の複素有効高さは、誘導表面波を発するように、ハンケル交差距離において、誘導表面ウェーブチルトＷ_ＲｘのＲ_ｘ倍に整合するように調整した。このことは、各端子間の物理的空間、磁気リンク結合、および、ＡＣ源９１２とコイル９０９との間の磁気リンク結合の位置、端子Ｔ_１と端子Ｔ_２との間の電圧の相対的位相、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との、地面もしくは損失性導電性媒体に対する高さ、またはそれらの組合せを変化させることによって達成され得る。誘導表面導波路プローブ４００の場面における損失性導電性媒体の導電性はσ＝０．０６７ｍｈｏｓ／ｍと判定され、相対誘電率はε_ｒ＝８２．５であった。これら値を使用して、屈折率が、ｎ＝９．１７０−ｊ１．２６３と判定された。複素ブルースター角が、ψ_ｉ、Ｂ＝６．１１０＋ｊ０．８８３５度であることがわかった。

Ｒ_ｘ＝２フィートのハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）を等しくし、Ｒ_ｘについて解くことによってわかった。図１５は、５２Ｈｚにおける交差距離Ｒ_ｘを線図で示すグラフである。曲線５３３は、“遠方”の漸近線のプロットである。曲線５３６は、“近傍”の漸近線のプロットである。２つのセットの数学的漸近線の大きさは、この例では、２フィートのハンケル交差点５３９において等しくなっている。グラフは、５２ＭＨｚの動作周波数において、０．０６７ｍｈｏｓ／ｍの導電性、εｒ＝８２．５の相対比誘電率（誘電率）の水に関して計算した。より低い周波数においては、ハンケル交差点５３９は、さらに外に移動する。誘導表面ウェーブチルトは、Ｗ_Ｒｘ＝０．１０８ｅｊ（７．８５１°）として計算した。総高さが６フィートの二重項構成に関して、複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝２ｈ_ｐｅ^ｊΦ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ）は、Φ＝−１７２度で２ｈ_ｐ＝６インチと判定された。補償端子Ｔ_２の位相遅れを実際の条件に調整する場合、Φ＝−１７４度において、誘導表面波のモード整合が最大になることがわかった。このことは、実験誤差であった。

場の強度の測定は、図１４Ａおよび１４Ｂの誘導表面導波路プローブ４００が誘導表面波または伝達線モードに結合する能力を実証するために行われた。１０Ｖの波高値が３．５ｐＦの端子Ｔ_１およびＴ_２に印加された状態で、誘導表面導波路プローブ４００によって励起された電場を測定するとともに、図１６にプロットした。見て取ることができるように、測定された場の強度は、９０％のＺｅｎｎｅｃｋの曲線と１００％のＺｅｎｎｅｃｋの曲線との間となる。ノートンの半波双極アンテナに関して測定された値は、著しく低いものであった。

次に図１７を参照すると、損失性導電性媒体４０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_Ｔにおける球）と、下方の補償端子Ｔ_２（たとえば、高さｈ_ｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブ４００ｄの別の例の線図での表示が示されている。動作時には、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、任意の所与の瞬間において端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とにそれぞれ印加される。

図９Ａおよび９Ｂのように、ＡＣ源９１２は、帯電端子Ｔ_１のための励起源（図４の４１２）として作用する。ＡＣ源９１２は、コイル９０９を備えた結合回路（図４の４０９）を通して誘導表面導波路プローブ４００ｄに結合されている。ＡＣ源９１２は、図１７に示すように、コイル９０９の下方部分を越えてタップ９２４を通して接続され得るか、一次コイルによってコイル９０９に誘導的に結合され得る。コイル９０９は、第１の端部で接地杭９１５に結合され得、第２の端部において帯電端子Ｔ_１に結合され得る。いくつかの実施態様では、帯電端子Ｔ_１への接続は、コイル９０９の第２の端部において、タップ９３０を使用して調整され得る。補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体４０３（たとえば、地面または地球）上に、損失性導電性媒体４０３とほぼ水平に配置され、コイル９０９に結合したタップ９３３を通して給電される。コイル９０９と接地杭９１５との間に位置する電流計９２７は、誘導表面導波路プローブの基底における電流の大きさ（Ｉ_０）の表現を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさ（Ｉ_０）の表示を得るために、電流固定を、接地杭９１５に結合した導電体周りで使用することができる。

図１７の実施形態では、帯電端子Ｔ_１との接続部（タップ９３０）は、図９Ａの構成に比べ、補償端子Ｔ_２のためのタップ９３３の接続点の上に移動している。そのような調整により、増大した電圧（そしてひいては、より高い電荷Ｑ_１）を上方の帯電端子Ｔ_１に印加することが可能である。図９Ａの誘導表面導波路プローブ４００ｂのように、誘導表面導波路プローブ４００ｄの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を、ハンケル交差距離Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように調整することが可能である。ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）を等しくし、Ｒ_ｘについて解くことにより得ることができる。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂおよびψ_ｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、上の方程式（５２）〜（５５）に関して記載したように判定され得る。

選択された帯電端子Ｔ_１の構成では、球の直径（または有効な球の直径）が判定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ_１が球として構成されていない場合、端子の構成を、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に印加される電荷Ｑ_１のための十分に大きい表面を提供するように選択され得る。通常は、帯電端子Ｔ_１を実施できる程度に大きく形成することが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、周囲の空気のイオン化を避けるために十分に大きいものとする。周囲の空気のイオン化は、帯電端子の周囲での放電またはスパーキングに繋がり得る。帯電端子Ｔ_１上の拘束された電荷の量を低減するために、誘導表面波を発するための帯電端子Ｔ_１に自由電荷を提供する所望の高さは、損失性導電性媒体（たとえば、地球）上の、有効な球の直径の少なくとも４〜５倍であるものとする。補償端子Ｔ_２は、Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように、誘導表面導波路プローブ４００ｄの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を調整するために使用され得る。補償端子Ｔ_２は、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐで帯電端子Ｔ_１の下に配置され得る。ここで、ｈ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の総物理的高さである。補償端子Ｔ_２の位置が固定され、位相遅れΦ_Ｕが上方の帯電端子Ｔ_１に印加されると、下方の補償端子Ｔ_２に印加される位相遅れΦ_Ｌが、方程式（４９）の関係を使用して判定され得る。

（５９）
代替的実施形態では、補償端子Ｔ_２は、高さｈ_ｄに配置され得る。ここで、Ｉｍ｛Φ_Ｌ｝＝０である。

ＡＣ源９１２がコイル９０９（たとえば、結合を最大化する５０Ωの点）に結合していると、タップ９３３の位置は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、補償端子Ｔ_２の並列共振のために調整され得る。コイル９０９からの電圧Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ９３０の位置は、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Ψ）が、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面のウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）の角度にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ９３０の位置は、この動作点に達するまで調整され得る。このことは、電流計９２７を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。この点において、誘導表面導波路プローブ４００ｄによって励起された、結果として得られる場は、損失性導電性媒体４０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波を損失性導電性媒体４０３の表面に沿って発する結果となる。このことは、誘導表面導波路プローブ４００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。

他の実施態様では、コイル９０９からの電圧Ｖ２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ９３３の位置は、総有効高さ（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）が、Ｒ_ｘにおける誘導表面ウェーブチルトの角度（Ψ）にほぼ等しくなるように調整され得る。コイルのタップ９３０の位置は、この動作点に達するまで調整され得、電流計９２７を通る接地電流が最大点に実質的に到達する結果となる。結果として得られる場は、損失性導電性媒体４０３の表面上の誘導表面導波モードにほぼモード整合しており、誘導表面波は、損失性導電性媒体４０３の表面に沿って発せられる。このことは、誘導表面導波路プローブ４００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。システムは、ＡＣ源９１２に関するタップ９２４の位置を、コイル９０９上の５０Ωの点になるように繰返し調整することと、タップ９３０および／またはタップ９３３の位置を、電流計９２７を通る接地電流を最大化するように調整することとにより、結合を向上させるようにさらに調整することができる。

図１８は、損失性導電性媒体４０３によって与えられた面に対してほぼ直角である垂直軸ｚに沿って配置された、上方の帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_Ｔにおける球）と、下方の補償端子Ｔ_２（たとえば、高さｈ_ｄのディスク）を含む誘導表面導波路プローブ４００ｅの別の例の線図での表示である。図１８の例では、帯電端子Ｔ_１（たとえば、高さｈ_Ｔにおける球）と補償端子Ｔ_２（たとえば、高さｈ_ｄにおけるディスク）とは、コイル９０９の両端に結合している。たとえば、図１８に示すように、帯電端子Ｔ_１は、コイル９０９の第１の端部においてタップ９３６を介して接続され得、補償端子Ｔ_２は、コイル９０９の第２の端部においてタップ９３９を介して接続され得る。補償端子Ｔ_２は、損失性導電性媒体４０３（たとえば、地面または地球）上に、損失性導電性媒体４０３とほぼ水平に配置されている。動作時には、電荷Ｑ_１と電荷Ｑ_２とが、特定の瞬間において端子Ｔ_１と端子Ｔ_２とに印加される電圧に応じて、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とにそれぞれ印加される。

ＡＣ源９１２は、帯電端子Ｔ_１のための励起源（図４の４１２）として作用する。ＡＣ源９１２は、コイル９０９を備えた結合回路（図４の４０９）を通して誘導表面導波路プローブ４００ｅに結合されている。図１８の例では、ＡＣ源９１２は、タップによる接続部９４２と９４３とを通して、コイル９０９の中間部分を挟んで接続されている。他の実施形態では、ＡＣ源９１２は、一次コイルを通してコイル９０９に誘導的に結合され得る。ＡＣ源９１２の一方側は、接地杭９１５にも結合され、これにより、コイル９０９の接地点を提供する。コイル９０９と接地杭９１５との間に位置する電流計９２７は、誘導表面導波路プローブ４００ｅのベースにおける電流の大きさの表示を提供するのに使用され得る。代替的には、電流の大きさの表示を得るために、電流固定を、接地杭９１５に結合した導電体周りで使用することができる。

前述したように、誘導表面導波路プローブ４００ｅの総有効高さ（ｈ_ＴＥ）を、ハンケル交差距離Ｒ_ｘにおいて誘導表面ウェーブチルトを有する電場を励起するように調整することが可能である。ハンケル交差距離も、方程式（２０ｂ）および（２１）を等号で結び、Ｒ_ｘについて解くことにより得ることができる。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂおよびψ_ｉ、Ｂ）、ならびに複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、上の方程式（５２）〜（５５）に関して記載したように判定され得る。

球の直径（または有効な球の直径）は、選択された帯電端子Ｔ_１の構成に関して判定され得る。たとえば、帯電端子Ｔ_１が球として構成されていない場合、端子の構成を、有効な球の直径を有する球状の静電容量としてモデル化することができる。帯電端子Ｔ_１上の拘束された電荷の量を低減するために、誘導表面波を発するための帯電端子Ｔ_１に自由電荷を提供する所望の高さは、損失性導電性媒体（たとえば、地球）上の、有効な球の直径の少なくとも４〜５倍であるものとする。補償端子Ｔ_２は、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐで帯電端子Ｔ_１の下に配置され得る。ここで、ｈ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の総物理的高さである。帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２の位置が固定され、ＡＣ源９１２がコイル９０９（たとえば、結合を最大化する５０Ωの点）に結合していると、タップ９３９の位置は、動作周波数におけるコイルの少なくとも一部分との、補償端子Ｔ_２の並列共振のために調整され得る。共振のための補償端子回路の調整が、次の帯電端子の接続の調整の助けになるが、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における誘導表面ウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）を確立することは不要である。上方の帯電端子Ｔ_１に印加される位相遅れΦ_Ｌと、下方の補償端子Ｔ_２に印加されるΦ_Ｕとの一方または両方は、コイル９０９上のタップ９３６および／または９３９の一方または両方を再配置することによって調整され得る。さらに、位相遅れΦ_ＬとΦ_Ｕとは、ＡＣ源９１２の各タップ９４２の一方または両方を再配置することによって調整することができる。コイルのタップ（複数の場合もある）９３６、９３９、および／または９４２の位置は、この動作点に達するまで調整され得る。このことは、電流計９２７を通る接地電流が最大点に増大する結果となる。このことは、誘導表面導波路プローブ４００から延びる放射線に沿って場の強度を測定することにより、証明され得る。位相遅れは、このため、接地電流を増大させる（または最大化する）ように、これらタップ（複数の場合もある）を再配置することによって調整することができる。

誘導表面導波路プローブ４００によって生成された電場が、ハンケル交差距離Ｒ_ｘにおける誘導表面ウェーブチルトを有する場合、それら場は、損失性導電性媒体の表面上の誘導表面導波モードに、実質的にモード整合しており、誘導表面波の形態の誘導電磁場は、損失性導電性媒体の表面に沿って発せられる。図１に示すように、誘導電磁場の誘導場の強度曲線１０３は、ｅ^−αｄ／√ｄの特徴的指数関数的減衰を有し、対数−対数スケール上に特有の屈曲部１０９を示している。受信回路は、無線伝達および／または電力搬送システムを促進するために、１つまたは複数の誘導表面導波路プローブとともに利用され得る。

次に図１９Ａ、１９Ｂ、および２０を参照すると、無線給電システムにおいて表面で誘導波を使用するための概略化された受信回路の例が示されている。図１９Ａと図１９Ｂとは、線形プローブ７０３と同調共振器７０６とをそれぞれ示している。図２０は、本開示の様々な実施形態に係る磁気コイル７０９である。様々な実施形態によれば、線形プローブ７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９の各々を、様々な実施形態に係る、損失性導電性媒体４０３（図４）の表面上の、誘導表面波の形態で伝達された電力を受信するために採用することができる。上述のように、一実施形態では、損失性導電性媒体４０３は、陸上の媒体（すなわち地球）を含んでいる。

特に図１９Ａを参照すると、線形プローブ７０３の出力端子７１３における開回路端子の電圧は、線形プローブ７０３の有効高さに基づいている。このため、端子点の電圧は、以下のように計算することができる。

（６０）
ここで、Ｅ_ｉｎｃは、ボルト毎メートルでの、線形プローブ７０３上の電場の強度であり、ｄｌは、線形プローブ７０３の方向に沿う積分の要素であり、ｈ_ｅは、線形プローブ７０３の有効高さである。電気的負荷７１６は、インピーダンス整合ネットワーク７１９を通して出力端子７１３に結合されている。

線形プローブ７０３が上述のように誘導表面波を受ける場合、可能性のあるケースとして、共役インピーダンス整合ネットワーク７１９を通して電気的負荷７１６に印加することができる、出力端子７１３の両側の電圧が生じる。電気的負荷７１６への電力の流れを促進するために、電気的負荷７１６は、以下に記載するように、線形プローブ７０３に、実質的にインピーダンスが整合するものとする。

図１９Ｂを参照すると、同調共振器７０６は、損失性導電性媒体４０３の上に位置を上げて配置された帯電端子Ｔ_Ｒを含んでいる。帯電端子Ｔ_Ｒは、自己容量Ｃ_Ｒを有している。さらに、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体４０３との間にも、損失性導電性媒体４０３上の帯電端子Ｔ_Ｒの高さに基づき、拘束静電容量（図示せず）が存在するものとしてよい。拘束静電容量は、好ましくは、実際に可能である限り最小化されるものとする。しかし、このことは、誘導表面導波路プローブ４００のすべての場合において全体的に必要ではない場合がある。

同調共振器７０６も、コイルＬ_Ｒを含んでいる。コイルＬ_Ｒの一方の端部は、帯電端子Ｔ_Ｒに結合しており、コイルＬ_Ｒの他方の端部は、損失性導電性媒体４０３に結合している。このため、同調共振器７０６（同調共振器Ｌ_Ｒ−Ｃ_Ｒとも呼ばれる場合がある）は、帯電端子Ｃ_ＲとコイルＬ_Ｒとが連続して配置されるように連続同調された共振器を備えている。同調共振器７０６は、構造の無効インピーダンスが実質的に除去されるように、帯電端子Ｔ_Ｒのサイズおよび／もしくは高さを調整すること、ならびに／または、コイルＬ_Ｒのサイズを調整することにより、同調される。

たとえば、自己容量Ｃ_Ｒによって与えられたリアクタンスは、１／ｊωＣ_Ｒとして計算される。同調共振器７０６の総静電容量も、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体４０３との間の静電容量を含む場合があることに留意されたい。ここで、同調共振器７０６の総静電容量は、理解できるように、自己容量Ｃ_Ｒと、任意の拘束静電容量との両方から計算することができる。一実施形態によれば、帯電端子Ｔ_Ｒは、あらゆる拘束静電容量を実質的に低減するか除去するように、ある高さに位置を上げて配置することができる。拘束静電容量の存在は、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電性媒体４０３との間の静電容量測定から判定することができる。

別個の要素のコイルＬ_Ｒによって与えられる誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができる。ここで、Ｌは、コイルＬ_Ｒのまとまった要素のインダクタンスである。コイルＬ_Ｒが分布要素である場合、その同等の端子点の誘導リアクタンスが、従来の手法によって判定することができる。同調共振器７０６を同調させるために、結果として得られる同調共振器７０６の正味のリアクタンスが、動作周波数においてほぼゼロになるように、コイルＬ_Ｒによって与えられた誘導リアクタンスを、同調共振器７０６によって与えられた静電容量のリアクタンスに等しくするように調整する。インピーダンス整合ネットワーク７２３は、電気的負荷７２６への最大電力の伝達のための共役整合した条件に影響するためにプローブ端子７２１と電気的負荷７２６との間に挿入され得る。

上述のように、同調共振器７０６および共役整合ネットワーク７２３の周波数において生成された誘導表面波が存在する中に置かれる場合、最大電力が表面誘導波から電気的負荷７２６に送られることになる。すなわち、共役インピーダンス整合が同調共振器７０６と電気的負荷７２６との間で確立されると、電力が構造から電気的負荷７２６に送られる。このため、電気的負荷７２６は、磁気結合、静電容量結合、または導電性（直接タップによる）結合により、同調共振器７０６に結合することができる。結合ネットワークの要素は、理解できるように、集中要素であるか分布要素としてよい。図１９Ｂに示す実施形態では、磁気結合が採用されている。ここでは、コイルＬ_Ｓが、トランス一次コイルとして作用するコイルＬ_Ｒに対する二次コイルとして配置されている。コイルＬ_Ｓは、理解できるように、同じコア構造周りにコイルを幾何学的に巻くこと、および、結合した磁束を調整することにより、コイルＬ_Ｒにリンク結合させることができる。さらに、同調共振器７０６が連続同調共振器を備えているが、並列同調共振器または、分配要素共振器さえも、やはり使用することができる。

図２０を参照すると、磁気コイル７０９は、インピーダンス整合ネットワーク７３３を通して電気的負荷７３６に結合された受信回路を備えている。誘導表面波からの電力の受信および／または抽出を促進するために、磁気コイル７０９は、誘導表面波の磁束Ｈ_φが磁気コイル７０９を通過し、それにより、磁気コイル７０９内に電流を誘導し、その出力端子７２９において端子点電圧を生成するように、配置することができる。単一巻き数のコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下によって示されている。

磁気コイル７０９の断面エリアにわたって一様な入射磁界との最大の結合に適合したＮ巻の磁気コイル７０９に関して、磁気コイル７０９の出力端子７２９において表れる開回路に誘導された電圧は、以下のようになる。

（６２）
ここで、変数は上述のように規定される。磁気コイル７０９は、可能性のあるケースとして、誘導表面波の周波数に、分配された共振器として、または、その出力端子７２９の両側のコンデンサと、同調され得、次いで、共役インピーダンス整合ネットワーク７３３を通して外部の電気的負荷７３６とインピーダンスが整合する。

磁気コイル７０９および電気的負荷７３６によって与えられる、結果として得られる回路は、適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク７３３を介して共役インピーダンスが整合されると推定すると、磁気コイル７０９内に誘導された電流を、電気的負荷７３６に最適に給電するように採用することができる。磁気コイル７０９によって与えられた受信回路は、物理的に地面に接続されている必要がないという利点を提供している。

図１９Ａ、１９Ｂ、および２０を参照すると、線形プローブ７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９によって与えられた各受信回路は、各々が、上述の誘導表面導波路プローブ４００の実施形態のいずれか１つから伝達される電力の受信を促進する。このため、受信されたエネルギーは、理解できるように、電気的負荷７１６／７２６／７３６を、共役整合ネットワークを介して給電するために使用することができる。このことは、放射電磁場の形態で伝達された、受信機で受信される場合がある信号と相反している。そのような信号は、かなり低い有効電力を有し、そのような信号の受信機は、伝達器をロードしない。

線形プローブ７０３、同調共振器７０６、および磁気コイル７０９によって与えられた各受信回路が、誘導表面導波路プローブ４００に適用された励起源４１３（たとえば、図４）をロードし、それにより、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成することも、上述の誘導表面導波路プローブ４００を使用して生成された本誘導表面波の特性である。このことは、上述の所与の誘導表面導波路プローブ４００によって生成される誘導表面波が伝達線モードを含むという事実を反映している。比較として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動させる動力源は、採用される受信機の数に関わらず、受信機によってはロードされていない。

したがって、１つもしくは複数の誘導表面導波路プローブ４００および１つもしくは複数の線形プローブ７０３の形態の受信回路、同調共振器７０６、ならびに／または、磁気コイル７０９は、ともに、無線分配システムを形成することができる。上に説明した誘導表面導波路プローブ４００を使用した誘導表面波の伝達距離が周波数に基づく場合、無線電力分配が広いエリアにわたって、世界的にさえ達成され得ることが可能である。

従来の無線電力伝達／分配システムは今日、放射場、および、やはり、誘導性または無効近接場に結合したセンサからの「エネルギーハーベスティング」を含み、広く研究されている。対照的に、本無線給電システムは、妨げられていなければ永遠に失われる、放射の形式の電力を浪費しない。本件に開示された無線給電システムが、従来の、相互リアクタンスに結合した近接場システムのように、極めて狭い範囲に限定されることもない。本明細書に開示の無線給電システムは、新規の表面で遠方される伝達線モードにプローブ結合し、このことは、導波路によって電力を負荷に送ること、または、遠方の発電機に直接線で繋げられた負荷に電力を送ることと等価である。伝達場の強度を維持するのに必要な電力と、表面導波路内で消散する電力を考慮せず、このことは、極めて低い周波数においては、６０Ｈｚにおける従来の高電圧電力線の伝達損失に比べて重要ではなく、発電機の電力はすべて、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の要請が切断された場合、供給源の発電機は相対的にアイドリング状態になる。

次に図２１Ａを参照すると、線形プローブ７０３および同調共振器７０６を示す概略が示されている。図２１Ｂは磁気コイル７０９を示す概略を示している。線形プローブ７０３と同調共振器７０６との各々は、開回路端子電圧源ＶＳと、故障ネットワークの端子点インピーダンスＺ_Ｓによって表されるテブナン方程式を考慮してよい。磁気コイル７０９は、短絡端子電流源Ｉ_Ｓおよび故障ネットワークの端子点インピーダンスＺ_Ｓによって表されるノートン方程式として見られる。各電気的負荷７１６／７２６／７３６（図１９Ａ、１９Ｂ、および２０）は、負荷インピーダンスＺ_Ｌによって表される。発生源インピーダンスＺ_Ｓは、実数要素と虚数要素との両方を備え、Ｚ_Ｓ＝Ｒ_Ｓ＋ｊＸ_Ｓの形態を取る。

一実施形態によれば、電気的負荷７１６／７２６／７３６は、各受信回路にそれぞれ整合したインピーダンスである。具体的には、各電気的負荷７１６／７２６／７３６は、それぞれのインピーダンス整合ネットワーク７１９／７２３／７３３を通して、Ｚ_Ｌ’＝Ｒ_Ｌ’＋ｊＸ_Ｌ’として表されるＺ_Ｌ’として特定されるプローブネットワーク上の負荷を与える。このことは、Ｚ_Ｌ’＝Ｚ_ｓ ^＊＝Ｒ_Ｓ−ｊＸ_Ｓと等しくなる。ここで、与えられた負荷インピーダンスＺ_Ｌ’は、実際の発生源のインピーダンスＺ_Ｓの共役複素数である。共役整合定理は、カスケードネットワークにおいて、共役整合がいずれかの端子対で生じた場合、共役整合がすべての端子対で生じることになり、実際の電気的負荷７１６／７２６／７３６も、そのインピーダンスＺ_Ｌに共役整合することが仮定されることを示している。Ｅｖｅｒｉｔｔ， Ｗ．Ｌ．およびＧ．Ｅ．Ａｎｎｅｒ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，３ｒｄ ｅｄｉｔｉｏｎ，１９５６，ｐ．４０７を参照されたい。このことは、それぞれの電気的負荷７１６／７２６／７３６が、それぞれの受信回路にインピーダンスが整合しており、その最大電力の伝達がそれぞれに電気的負荷７１６／７２６／７３６に確立されることを確実にする。

誘導表面導波路プローブ４００の動作が、誘導表面導波路プローブ４００と関連付けられた動作条件の変化に関して調整するために制御することができる。たとえば、プローブ制御システム４１８（図４）は、誘導表面導波路プローブ４００の動作を制御するために、結合回路４０９、ならびに／または、帯電端子Ｔ_１および／もしくは補償端子Ｔ_２の位置決めを制御するように使用され得る。動作条件には、限定しないが、損失性導電性媒体４０３の特性（たとえば、導電性σおよび相対誘電率ε_ｒ）の変化、場の強度の変化、および／または誘導表面導波路プローブ４００の負荷の変化が含まれ得る。方程式（５２）〜（５５）から見て取ることができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂおよびψ_ｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、ならびに複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、たとえば天気の条件からの、土の導電性および誘電率の変化によって影響され得る。

たとえば導電性測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ・メータ、場メータ、電流モニタ、および／または負荷受信機などの設備が、動作条件の変化について監視し、現在の動作条件に関する情報をプローブ制御システム４１８に提供するために使用され得る。プローブ制御システム４１８はこのため、誘導表面導波路プローブ４００に関する特定の動作条件を維持するために、１つまたは複数の調整を誘導表面導波路プローブ４００に行うことができる。たとえば、湿度および温度が変化するにつれて、土の導電性も変化する。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ４００周りの複数の位置に配置されてもよい。概して、動作周波数に関するハンケル交差距離Ｒ_ｘ、またはその上の導電性および／または誘電率を監視することが望ましい。導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、誘導表面導波路プローブ４００周りの複数の位置（たとえば、各象限）に配置されてもよい。

図２２Ａは、土の導電性の変化を監視するために設置することができる導電性測定プローブの例を示している。図２２Ａに示すように、一連の測定プローブは、土の直線に沿って挿入される。たとえば、プローブは、侵入深さが１２インチ以上で、ｄ＝１８インチだけ離間した９インチの直径のロッドと１６インチの直径のロッドとしてもよい。ＤＳ１は、１００ワットの白熱電球であり、Ｒ_１は５ワット、１４．６オームの抵抗である。ＡＣ電圧を回路に印加し、抵抗の両側のＶ_１および中心のプローブの両側のＶ_２を測定することで、σ＝２１（Ｖ_１／Ｖ_２）の重み付けされた比によって導電性が判定され得る。測定値には、フィルタがかけられて、ＡＣ電圧供給周波数のみに関する測定値を得ることができる。他の電圧、周波数、プローブサイズ、深さ、および／または空間を使用する異なる構成も利用することができる。

架空裸線路プローブも、土の導電性および誘電率を測定するために使用され得る。図２２Ｂに示すように、インピーダンスは、たとえばインピーダンス分析器を使用して、土（損失性媒体）に挿入された２つのロッドの頂部間で測定される。インピーダンス分析器が利用される場合、測定値（Ｒ+ｊＸ）が、各周波数の領域にわたって形成され得、導電性および誘電率が、

（６３）
を使用した周波数依存測定から判定される。ここで、Ｃ_０は、空気中のプローブの、ｐＦの静電容量である。

導電性測定プローブおよび／または誘電率センサは、周期ベースで導電性および／または誘電率を評価し、プローブ制御システム４１８に情報を通信するように構成され得る（図４）。情報は、プローブ制御システム４１８に、限定ではないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な有線もしくは無線通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。監視された導電性および／または誘電率に基付き、プローブ制御システム４１８は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ、Ｂおよびψ_ｉ、Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、ならびに／または複素有効高さ（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）の変化を評価するとともに、照射が複素ブルースター角に依然としてあるように、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトを維持するために、誘導表面導波路プローブ４００を調整することができる。このことは、たとえば、ｈ_ｐ、Φ_Ｕ、Φ_Ｌ、および／またはｈ_ｄを調整することによって達成され得る。たとえば、プローブ制御システム４１８は、誘導表面波の電気的な発信効率を最大またはその近傍に維持するために、補償端子Ｔ_２の高さ（ｈ_ｄ）、または帯電端子Ｔ_１および／もしくは補償端子Ｔ_２にそれぞれ印加される位相遅れ（Φ_Ｕ，Φ_Ｌ）を調整することができる。帯電端子Ｔ_１および／または補償端子Ｔ_２に印加される位相は、発信効率を最大化するために、コイル９０９上のタップの位置を変化させること、および／または、コイル９０９に沿う予め規定された複数のタップを含み、予め規定された様々なタップ位置間で切り換えることにより、調整され得る。

場または場の強度（ＦＳ）メータ（たとえば、ＦＩＭ−４１ ＦＳ ｍｅｔｅｒ， Ｐｏｔｏｍａｃ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ， Ｉｎｃ．， Ｓｉｌｖｅｒ Ｓｐｒｉｎｇ， ＭＤ）も、誘導表面波に関連付けられた場の、場の強度を測定するために、誘導表面導波路プローブ４００周りに配置することができる。場またはＦＳメータは、場の強度および／または場強度の変化（たとえば、電場の強度）を探知し、その情報をプローブ制御システム４１８に通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム４１８に、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。動作中に負荷および／または環境条件が変わるか変化するにつれて、誘導表面導波路プローブ４００は、受信機への適切な電力伝達および受信機によって供給される負荷を確実にするために、ＦＳメータの位置における特定の場の強度（ｓ）を維持するように調整することができる。

たとえば、帯電端子Ｔ１および／または補償端子Ｔ２にそれぞれ印加される位相遅れ（Φ_Ｕ、Φ_Ｌ）は、誘導表面導波路プローブ４００の電気的発信効率を向上および／または最大化するように調整され得る。一方または両方の位相遅れを調整することにより、誘導表面導波路プローブ４００は、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトが複素ブルースター角に維持されることを確実にするように調整され得る。このことは、帯電端子Ｔ_１および／または補償端子Ｔ_２に供給される位相遅れを変化させるために、コイル９０９上のタップ位置を調整することによって達成され得る。帯電端子Ｔ_１に供給される電圧レベルも、電場強度を調整するために増減され得る。このことは、励起源４１２（図４）の出力電圧を調整すること、または、結合回路４０９（図４）を調整もしくは再構成することにより、達成することができる。たとえば、ＡＣ源９１２（図４）のためのタップ９２４の位置（図４）は、帯電端子Ｔ_１に見られる電圧を増大させるように調整され得る。場の強度レベルを予め規定された範囲内に維持することにより、受信機による結合が向上し、接地電流の損失を低減し、また、他の誘導表面導波路プローブ４００からの伝達との干渉を避けることができる。

図２３Ａを参照すると、図４のプローブ制御システム４１８を含む適応制御システム４３０の例が示されている。適応制御システム４３０は、監視される条件に基づき、誘導表面導波路プローブ４００の動作を調整するように構成されている。プローブ制御システム４１８は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、またはそれらの組合せによって実施され得る。たとえば、プローブ制御システム４１８は、プロセッサおよびメモリを含む処理回路を含み得る。プロセッサとメモリとの両方は、たとえば、当業者に理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを伴うデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができる。プローブの制御アプリケーションは、監視されている条件に基づいて誘導表面導波路プローブ４００の動作を調整するために、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム４１８も、様々なモニタリングデバイスと通信するための１つまたは複数のネットワークインターフェースを含み得る。通信は、限定しないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通し得る。プローブ制御システム４１８は、たとえば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、または同様の能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えていてもよい。

適応制御システム４３０は、限定しないが、図２２Ａの導電性測定プローブおよび／または図２２Ｂの架空裸線路プローブなどの、１つまたは複数のグラウンド・パラメータ・メータ（複数の場合もある）４３３を含み得る。グラウンド・パラメータ・メータ（複数の場合もある）４３３は、プローブ動作周波数に関連付けられたハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）の周りにおける誘導表面導波路プローブ４００の周りに配置され得る。たとえば、図２２Ｂの裸線プローブは、前述のように、損失性導電性媒体の導電性および誘電率を監視するために、誘導表面導波路プローブ４００周りの各象限に配置することができる。グラウンド・パラメータ・メータ（複数の場合もある）４３３は、周期ベースで損失性導電性媒体の導電性および誘電率を判定し、誘導表面導波路プローブ４００の電位の調整のために、プローブ制御システム４１８に情報を通信するように構成され得る。いくつかの場合では、グラウンド・パラメータ・メータ（複数の場合もある）４３３は、監視している条件の変化が探知された場合にのみ、情報をプローブ制御システム４１８に通信することができる。

適応制御システム４３０も、限定ではないが、電場強度（ＦＳ）メータなどの、１つまたは複数の場メータ（複数の場合もある）４３６を含み得る。場メータ（複数の場合もある）４３６は、誘導場の強度曲線１０３（図１）が放射場の強度曲線１０６（図１）より優位にある、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）を越えた誘導表面導波路プローブ４００の周りに配置され得る。たとえば、複数の場メータ４３６は、前述のように、電場強度を監視するように、１つまたは複数の、誘導表面導波路プローブ４００から外側に延びる放射状の線に沿って配置することができる。場メータ（複数の場合もある）４３６は、周期ベースで場の強度を判定し、誘導表面導波路プローブ４００の電位の調整のために、プローブ制御システム４１８に情報を通信するように構成され得る。いくつかの場合では、場メータ（複数の場合もある）４３６は、監視している条件の変化が探知された場合にのみ、情報をプローブ制御システム４１８に通信することができる。

他の変数も、監視され、誘導表面導波路プローブ４００の動作を調整するために使用され得る。たとえば、接地杭９１５（図９Ａ〜９Ｂ、１７、および１８）を流れる接地電流は、誘導表面導波路プローブ４００の動作を監視するのに使用され得る。たとえば、接地電流は、誘導表面導波路プローブ４００の負荷、および／または、電場の、損失性導電性媒体４０３の表面上の誘導表面波モードへの結合の変化の表示を提供することができる。実際の電力の送達は、ＡＣ源９１２（または図４の励起源４１２）を監視することによって判定することができる。いくつかの実施態様では、誘導表面導波路プローブ４００は、少なくとも部分的に電流の表示に基づき、誘導表面導波モードへの結合を最大化するように調整することができる。帯電端子Ｔ_１および／または補償端子Ｔ_２に供給される位相遅れを調整することにより、ハンケル交差距離におけるウェーブチルトは、損失性導電性媒体４０３（たとえば、地球）内の誘導表面波の伝達のための複素ブルースター角における照射のために維持され得る。このことは、コイル９０９上のタップ位置を調整することによって達成され得る。しかし、接地電流も受信機の負荷によって影響され得る。接地電流が、予想される電流レベルより上である場合、このことは、誘導表面導波路プローブ４００の負荷に関する原因不明であることが生じていることを示す場合がある。

励起源４１２（またはＡＣ源９１２）も、過負荷が生じていないことを確実にするために監視され得る。誘導表面導波路プローブ４００の実負荷が増大するにつれて、励起源４１２の出力電圧、または帯電端子Ｔ_１にコイルから供給される電圧は、場の強度のレベルを増大させ、それによって追加の負荷電流を避けるために、増大され得る。いくつかの場合では、受信機自体は、誘導表面導波モードの条件を監視するセンサとして使用され得る。たとえば、受信機は、受信機における場の強度および／または負荷需要を監視することができる。受信機は、電流の動作条件に関する情報をプローブ制御システム４１８に通信するように構成され得る。情報は、プローブ制御システム４１８に、限定ではないが、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラネットワーク、または他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを通して通信することができる。情報に基づき、プローブ制御システム４１８は次いで、継続的な動作のために、誘導表面導波路プローブ４００を調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ_１および／または補償端子Ｔ_２にそれぞれ印加される位相遅れ（Φ_Ｕ、Φ_Ｌ）は、受信機の負荷需要を供給するために、誘導表面導波路プローブ４００の電気的発信効率を向上および／または最大化するように調整され得る。いくつかの場合では、プローブ制御システム４１８は、励起源４１２および／または誘導表面導波路プローブ４００の負荷を低減するために、誘導表面導波路プローブ４００を調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ_１に供給される電圧は、場の強度を下げるために低減され、最も離れた負荷装置の一部分への結合を防止することができる。

誘導表面導波路プローブ４００は、たとえば１つまたは複数のタップコントローラ４３９を使用して、プローブ制御システム４１８によって調整され得る。図２３Ａでは、コイル９０９から上方の帯電端子Ｔ_１への接続が、タップコントローラ４３９によって制御される。監視されている条件の変化（たとえば、導電性、誘電率、および／または電場強度の変化）に応じて、プローブ制御システムは、タップ位置の変化を開始するために、制御信号をタップコントローラ４３９に通信することができる。タップコントローラ４３９は、コイル９０９に沿って連続的に、または予め規定されたタップ接続に基づいて徐々に、タップ位置を変化させるように構成され得る。制御信号は、特定のタップ位置を含むか、規定の数のタップ接続による変化を示し得る。タップ位置を調整することにより、帯電端子Ｔ_１の位相遅れは、誘導表面導波モードの発信効率を向上させるように調整され得る。

図２３Ａは、コイル９０９と帯電端子Ｔ_１との間に結合されたタップコントローラ４３９を示しているが、他の実施形態では、コイル９０９から下方の補償端子Ｔ_２への接続部４４２も、タップ制御装置４３９を含み得る。図２３Ｂは、補償端子Ｔ_２の位相遅れを調整するためのタップ制御装置４３９を有する、誘導表面導波路プローブ４００の別の実施形態を示している。図２３Ｃは、端子Ｔ_１とＴ_２との両方の位相遅れがタップコントローラ４３９を使用して制御され得る、誘導表面導波路プローブ４００の実施形態を示している。各タップコントローラ４３９は、プローブ制御システム４１８により、独立して、または共に制御することができる。両方の実施形態では、インピーダンス整合ネットワーク４４５が、ＡＣ源９１２のコイル９０９への結合のために含まれている。いくつかの実施態様では、ＡＣ源９１２は、タップコントローラ４３９を通してコイル９０９に結合される場合があり、この結合は、ＡＣ源からの最大の電力の伝達のために、整合した条件を維持するように、プローブ制御システム４１８によって制御することができる。

ふたたび図２３Ａを参照すると、誘導表面導波路プローブ４００は、たとえば帯電端子位置決めシステム４４８および／または補償端子位置決めシステム４５１を使用して、プローブ制御システム４１８によっても調整され得る。帯電端子Ｔ_１および／または補償端子Ｔ_２の高さを調整すること、および、ひいては帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２との間の距離を調整することにより、誘導表面導波モードへの結合を調整することが可能である。端子位置決めシステム４４８と４５１とは、端子を、損失性導電性媒体４０３に直角であるｚ軸に沿って線形的に上下させることにより、端子Ｔ_１とＴ_２との高さを変更するように構成することができる。たとえば、リニアモータを、各端子に結合された絶縁シャフトを使用して帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２を上下に移動させるのに使用することができる。他の実施形態には、帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２の位置決めを制御することができる、絶縁されたギア装置および／もしくは支線、滑車、ねじ歯車装置、または他の適切な機構が含まれ得る。端子位置決めシステム４４８および４５１の絶縁により、帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２に存在する電荷の放電を防止する。たとえば、絶縁構造により、補償端子Ｔ_２上の帯電端子Ｔ_１が支持され得る。たとえば、ＲＦ絶縁繊維ガラスが、帯電端子Ｔ_１と補償端子Ｔ_２とを支持するのに使用され得る。帯電端子Ｔ_１および補償端子Ｔ_２は、誘導表面導波路プローブ４００の電気的発信効率を向上および／または最大化するために、帯電端子位置決めシステム４４８および／または補償端子位置決めシステム４５１を使用して個別に配置することができる。

すでに論じたように、適応制御システム４３０のプローブ制御システム４１８は、限定ではないが、グラウンド・パラメータ・メータ４３３および／または場メータ４３６などの、１つまたは複数の離れて配置されたモニタリングデバイスと通信することにより、誘導表面導波路プローブ４００の動作条件を監視することができる。プローブ制御システム４１８は、たとえば接地電流計９２７（図２３Ｂおよび２３Ｃ）ならびに／またはＡＣ源９１２（もしくは励起源４１２）からの情報にアクセスすることにより、他の条件も監視することができる。監視される情報に基づき、プローブ制御システム４１８は、誘導表面導波路プローブ４００の調整が、発信効率を向上および／または最大化するのに必要であるかを判定することができる。１つまたは複数の監視される条件の変化に応じて、プローブ制御システム４１８は、帯電端子Ｔ_１および／もしくは補償端子Ｔ_２にそれぞれ印加される位相遅れ（Φ_Ｕ、Φ_Ｌ）、ならびに／または、帯電端子Ｔ１および／もしくは補償端子Ｔ２のそれぞれの物理的高さ（ｈ_ｐ、ｈ_ｄ）の、１つまたは複数の調整を開始することができる。いくつかの実施態様では、プローブ制御システム４１８は、変化の原因を特定するために、監視されている条件を評価することができる。監視されている条件（複数の場合もある）が受信機の負荷の変化によって生じる場合、誘導表面導波路プローブ４００の調整は避けることができる。監視されている条件（複数の場合もある）が誘導表面導波路プローブ４００の発信効率に影響を及ぼしている場合、プローブ制御システム４１８は、発信効率を向上および／または最大化するために、誘導表面導波路プローブ４００の調整を開始することができる。

いくつかの実施形態では、帯電端子Ｔ_１のサイズも、誘導表面導波モードへの結合を制御するために調整することができる。たとえば、帯電端子Ｔ_１の自己容量は、端子のサイズを変化させることによって変化し得る。電荷の分布も、帯電端子Ｔ_１のサイズを増大させることによって向上され得る。このことは、帯電端子Ｔ_１からの放電の可能性を低減し得る。帯電端子Ｔ_１のサイズの制御は、帯電端子位置決めシステム４４８を通して、または別の制御システムを通して、プローブ制御システム４１８によって行うことができる。

図２４Ａおよび２４Ｂは、誘導表面導波路プローブ４００の帯電端子Ｔ_１として使用され得る、可変端子２０３の例を示している。たとえば、可変端子２０３は、外側円筒セクション２０９の内側にぴったり収まった内側円筒セクション２０６を含み得る。内側円筒セクション２０６および外側円筒セクション２０９は、底部と頂部とのそれぞれにわたるプレートを含み得る。図２４Ａでは、円筒状の形状の可変端子２０３が、第１のサイズを有する、収縮状態で示されている。この第１のサイズは、第１の有効な球の直径に関連付けられ得る。端子のサイズ、ひいては、有効な球の直径を変更するために、可変端子２０３の一方または両方のセクションが、図２４Ｂに示すように、表面積を増大させるために拡張され得る。このことは、端子上の電荷の放電を防止するために、電気的に絶縁されている、電気モータまたは油圧シリンダなどの駆動機構を使用して達成することができる。

上述に加え、本開示の様々な実施形態には、限定ではないが、以下の条項に説明された実施形態が含まれる。

条項１：誘導表面導波路プローブであって、損失性導電性媒体上に上昇した帯電端子と、励起源を帯電端子に結合するように構成された結合回路であって、誘導表面導波路プローブからのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における、複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）の正接で、損失性導電性媒体と交差するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する帯電端子に、電圧を提供するように構成されている、結合回路と、を備えた誘導表面導波路プローブ。

条項２：結合回路が、励起源と帯電端子との間に結合したコイルを備えている、条項１に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項３：コイルが螺旋コイルである、条項２に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項４：励起源が、タップ接続を介してコイルに結合している、条項２または条項３に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項５：タップ接続が、コイル上のインピーダンス整合点にある、条項２〜条項４のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項６：インピーダンス整合ネットワークが、励起源と、コイル上のタップの接続部との間に結合されている、条項２〜条項５のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項７：励起源がコイルに磁気的に結合している、条項２〜条項６のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項８：帯電端子が、タップ接続を介してコイルに結合している、条項２〜条項７のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項９：帯電端子が、誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に配置され、ここで、有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂであり、Φが有効高さの位相である、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられる、条項１〜条項８のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１０：位相Φが、複素ブルースター角に対応する照射のウェーブチルトの角度Ψにほぼ等しい、条項９に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１１：帯電端子が有効な球の直径を有し、帯電端子が、有効な球の直径の少なくとも４倍の高さに位置している、条項１〜条項１０のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１２：帯電端子が、球状の端子の直径に等しい有効な球の直径を有する球状の端子である、条項１１に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１３：帯電端子の高さが、誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）より大であり、ここで、有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとしてｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられる、条項１１または条項１２に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１４：帯電端子の下方に位置する補償端子をさらに備え、補償端子が結合回路に結合している、条項１１〜条項１３のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１５：補償端子が、物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しい距離において、帯電端子の下方に配置されている、条項１１〜条項１４のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１６：Φが、補償端子と帯電端子との間の複素位相差である、条項１１〜条項１５のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１７：損失性導電性媒体が、陸上の媒体である、条項１〜条項１６のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項１８：誘導表面導波路プローブであって、損失性導電性媒体上に上昇した帯電端子と、誘導表面導波路プローブからのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における、複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）の正接で、損失性導電性媒体と交差するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する、帯電端子に電圧を提供するように構成された結合回路と、を含む誘導表面導波路プローブと、結合回路を介して帯電端子に結合された励起源と、を備えたシステム。

条項１９：損失性導電性媒体の特性に少なくとも部分的に基づき、誘導表面導波路プローブを調整するように構成されたプローブ制御システムをさらに備えた、条項１８に記載のシステム。

条項２０：損失性導電性媒体が、陸上の媒体である、条項１８または条項１９に記載の誘導表面導波路プローブ。

条項２１：結合回路が、励起源と帯電端子との間に結合したコイルを備え、帯電端子が可変タップを介してコイルに結合している、条項１８〜条項２０のいずれか一項に記載のシステム。

条項２２：コイルが螺旋コイルである、条項２１に記載のシステム。

条項２３：プローブ制御システムが、損失性導電性媒体の特性の変化に応じて可変タップの位置を調整する、条項２１または条項２２に記載のシステム。

条項２４：可変タップの位置の調整により、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において損失性導電性媒体と交差する波の照射に対応するように、電場のウェーブチルトを調整する、条項２１〜条項２３のいずれか一項に記載のシステム。

条項２５：誘導表面導波路プローブが、帯電端子の下方に位置する補償端子をさらに備え、補償端子が結合回路に結合している、条項２１〜条項２４のいずれか一項に記載のシステム。

条項２６：補償端子が、誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しい距離において帯電端子の下に配置され、ここで、有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとして、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられ、Φが、補償端子と帯電端子との間の複素位相差である、条項２１〜条項２５のいずれか一項に記載のシステム。

条項２７：プローブ制御システムが、損失性導電性媒体の特性の変化に応じて補償端子の位置を調整する、条項２１〜条項２６のいずれか一項に記載のシステム。

条項２８：損失性導電性媒体上の規定の高さに帯電端子を配置することと、帯電端子の下方に補償端子を配置することであって、補償端子は、規定の距離だけ分離している、補償端子を配置することと、複素位相差を有する励起電圧で帯電端子と補償端子を励起することであって、励起電圧により、帯電端子および補償端子からのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において、損失性導電性媒体を照射する波に対応するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する、帯電端子と補償端子を励起することと、を含む、方法。

条項２９：帯電端子が有効な球の直径を有し、帯電端子が、有効な球の直径の少なくとも４倍の規定の高さに位置している、条項２８に記載の方法。

条項３０：規定された距離が、帯電端子の有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しく、ここで、有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとして、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられ、Φが、補償端子と帯電端子との間の複素位相差である、条項２８または条項２９に記載の方法。

条項３１：帯電端子と補償端子とが、コイルを介して励起源に結合されており、帯電端子が、可変タップを介してコイルに結合されている、条項２８〜条項３０のいずれか一項に記載の方法。

条項３２：ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において損失性導電性媒体と交差するウェーブチルトを有する電場を確立するように、可変タップの位置を調整することをさらに含む、条項３１に記載のシステム。

本開示の上述の実施形態は、単に、本開示の原理の明確な理解のための、説明された実施態様の可能性のある例であることが強調されるものとする。多くの変形および変更が、実質的に本開示の精神および原理から逸脱することなく、上述の実施形態（複数の場合もある）に行うことができる。そのような変更および変形はすべて、本明細書において、本開示の範囲内に含まれ、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図されている。さらに、すべての任意選択的および好ましい、記載の実施形態および従属請求項の特徴および変更は、本明細書に教示された開示のすべての態様において使用可能である。さらに、従属請求項の個別の特徴、ならびに、すべての任意選択的および好ましい、記載の実施形態の特徴および変更は、適用可能である場合は、相互に組み合わせることが可能であるか、取り換えることが可能である。このため、上述の様々な実施形態により、所望の実施態様に応じて様々な方法で、所望により、組み合わせられ得る要素を開示している。

Claims (32)

1. 誘導表面導波路プローブであって、
   損失性導電性媒体上に上昇した帯電端子と、
   励起源を前記帯電端子に結合するように構成された結合回路であって、前記誘導表面導波路プローブからのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における、複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）の正接で、前記損失性導電性媒体と交差するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する前記帯電端子に、電圧を提供するように構成されている、結合回路と、を備えた誘導表面導波路プローブ。
2. 前記結合回路が、前記励起源と前記帯電端子との間に結合したコイルを備えている、請求項１に記載の誘導表面導波路プローブ。
3. 前記コイルが螺旋コイルである、請求項２に記載の誘導表面導波路プローブ。
4. 前記励起源が、タップ接続を介してコイルに結合している、請求項２または請求項３に記載の誘導表面導波路プローブ。
5. 前記タップ接続が、前記コイル上のインピーダンス整合点にある、請求項２〜請求項４のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
6. インピーダンス整合ネットワークが、前記励起源と、前記コイル上の前記タップの接続部との間に結合されている、請求項２〜請求項５のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
7. 前記励起源が前記コイルに磁気的に結合している、請求項２〜請求項６のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
8. 前記帯電端子が、タップ接続を介して前記コイルに結合している、請求項２〜請求項７のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
9. 前記帯電端子が、前記誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に配置され、ここで、前記有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂであり、Φが有効高さの位相である、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられる、請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
10. 前記位相Φが、前記複素ブルースター角に対応する照射の前記ウェーブチルトの角度Ψにほぼ等しい、請求項９に記載の誘導表面導波路プローブ。
11. 前記帯電端子が有効な球の直径を有し、前記帯電端子が、前記有効な球の直径の少なくとも４倍の高さに位置している、請求項１〜請求項１０のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
12. 前記帯電端子が、前記球状の端子の直径に等しい前記有効な球の直径を有する球状の端子である、請求項１１に記載の誘導表面導波路プローブ。
13. 前記帯電端子の高さが、前記誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）より大であり、ここで、前記有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとして、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられる、請求項１１または請求項１２に記載の誘導表面導波路プローブ。
14. 前記帯電端子の下方に位置する補償端子をさらに備え、前記補償端子が前記結合回路に結合している、請求項１１〜請求項１３のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
15. 前記補償端子が、前記物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しい距離において、前記帯電端子の下方に配置されている、請求項１１〜請求項１４のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
16. Φが、前記補償端子と前記帯電端子との間の複素位相差である、請求項１１〜請求項１５のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
17. 前記損失性導電性媒体が、陸上の媒体である、請求項１〜請求項１６のいずれか一項に記載の誘導表面導波路プローブ。
18. 誘導表面導波路プローブであって、
    損失性導電性媒体上に上昇した帯電端子と、
    前記誘導表面導波路プローブからのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における、複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）の正接で、前記損失性導電性媒体と交差するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する、前記帯電端子に電圧を提供するように構成された結合回路と、
    を含む誘導表面導波路プローブと、
    前記結合回路を介して前記帯電端子に結合された励起源と、を備えたシステム。
19. 前記損失性導電性媒体の特性に少なくとも部分的に基づき、前記誘導表面導波路プローブを調整するように構成されたプローブ制御システムをさらに備えた、請求項１８に記載のシステム。
20. 前記損失性導電性媒体が、陸上の媒体である、請求項１８または請求項１９に記載の誘導表面導波路プローブ。
21. 前記結合回路が、前記励起源と前記帯電端子との間に結合したコイルを備え、前記帯電端子が可変タップを介して前記コイルに結合している、請求項１８〜請求項２０のいずれか一項に記載のシステム。
22. 前記コイルが螺旋コイルである、請求項２１に記載のシステム。
23. 前記プローブ制御システムが、前記損失性導電性媒体の前記特性の変化に応じて前記可変タップの位置を調整する、請求項２１または請求項２２に記載のシステム。
24. 前記可変タップの前記位置の前記調整により、前記ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における前記複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において前記損失性導電性媒体と交差する波の照射に対応するように、前記電場の前記ウェーブチルトを調整する、請求項２１〜請求項２３のいずれか一項に記載のシステム。
25. 前記誘導表面導波路プローブが、前記帯電端子の下方に位置する補償端子をさらに備え、前記補償端子が前記結合回路に結合している、請求項２１〜請求項２４のいずれか一項に記載のシステム。
26. 前記補償端子が、前記誘導表面導波路プローブの有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しい距離において前記帯電端子の下に配置され、ここで、前記有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとして、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられ、Φが、前記補償端子と前記帯電端子との間の複素位相差である、請求項２１〜請求項２５のいずれか一項に記載のシステム。
27. 前記プローブ制御システムが、前記損失性導電性媒体の前記特性の変化に応じて前記補償端子の位置を調整する、請求項２１〜請求項２６のいずれか一項に記載のシステム。
28. 損失性導電性媒体上の規定の高さに帯電端子を配置することと、
    前記帯電端子の下方に補償端子を配置することであって、前記補償端子は、規定の距離だけ分離している、補償端子を配置することと、
    複素位相差を有する励起電圧で前記帯電端子と前記補償端子を励起することであって、前記励起電圧により、前記帯電端子および前記補償端子からのハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において、前記損失性導電性媒体を照射する波に対応するウェーブチルト（Ｗ）を有する電場を確立する、前記帯電端子と前記補償端子を励起することと、を含む、方法。
29. 前記帯電端子が有効な球の直径を有し、前記帯電端子が、前記有効な球の直径の少なくとも４倍の前記規定の高さに位置している、請求項２８に記載の方法。
30. 前記規定された距離が、前記帯電端子の有効高さの大きさに対応する物理的高さ（ｈ_ｐ）に等しく、ここで、前記有効高さは、ψ_ｉ、Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ、Ｂとして、ｈ_ｅｆｆ＝Ｒ_ｘｔａｎψ_ｉ、Ｂ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦによって与えられ、Φが、前記補償端子と前記帯電端子との間の複素位相差である、請求項２８または請求項２９に記載の方法。
31. 前記帯電端子と前記補償端子とが、コイルを介して励起源に結合されており、前記帯電端子が、可変タップを介して前記コイルに結合されている、請求項２８〜請求項３０のいずれか一項に記載の方法。
32. 前記ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）における前記複素ブルースター角（ψ_ｉ、Ｂ）において前記損失性導電性媒体と交差する前記ウェーブチルトを有する前記電場を確立するように、前記可変タップの位置を調整することをさらに含む、請求項３１に記載のシステム。