JP2017511101A - 誘導電力伝送システムのための結合コイル電力制御 - Google Patents

Abstract

誘導電力伝送デバイスであって、電力伝送コイル及び電力伝送キャパシタを有する共振回路と、電力伝送コイルに磁気結合された結合コイルと、可変インピーダンスと、予め定められた基準に基づいて可変インピーダンスのインピーダンス値を決定するように構成されたコントローラと、を備え、予め定められた基準は、負荷へ供給される電力を実質的に調整すること、共振回路の共振周波数を予め定められた周波数へ実質的にチューニングすること、電力伝送コイルに関連する磁界の周波数を調節すること、及び／または、対応する結合電力伝送コイルへ電力伝送コイルが反射させるインピーダンスを調節すること、を含む。

Description

本発明は、概して、誘導電力伝送システムにおける負荷へ供給される電力の調整に関する。より具体的には、本発明は、負荷へ供給される電力を調整するために送信コイルまたは受信コイルと結合されるコイルの使用に関する。

ＩＰＴ技術は、開発が増えている分野であり、ＩＰＴシステムは、現在、様々なアプリケーションで利用されており、また、種々の構成とともに利用されている。典型的には、一次側（即ち、誘導送電器）は、交流磁界を生成するよう構成された一つまたは複数の送信コイルを備える。この磁界は、二次側の一つまたは複数の受信コイル（即ち、誘導受電器）に交流電流を誘導する。その結果、受電器内のこの誘導電流は、例えばバッテリの充電またはポータブルデバイスへの電力供給のために、何らかの負荷へ供給されうる。場合によっては、（複数の）送信コイルまたは（複数の）受信コイルは、共振回路を作り出すためにキャパシタと適切に接続されうる。これにより、対応する共振周波数において電力スループット及び効率が増大しうる。

ＩＰＴシステムに関連する問題は、負荷へ供給される電力の量を調整することである。電力が負荷の電力需要を満たすのに十分となるように、当該負荷へ供給される電力を調整することが重要である。同様に、負荷へ供給される電力が過剰でないことが重要であり、過剰であると非効率になりうる。一般的には、ＩＰＴシステムにおける電力制御には２つのアプローチがあり、即ち、送電器側の電力制御と受電器側の電力制御である。

送電器側の電力制御では、送電器は、典型的には、（例えば、（複数の）送信コイルへ供給される電力を調節することによって、または送電器のチューニングを調節することによって）生成される磁界の電力を調節するように制御される。

受電器側の電力制御では、受電器は、（例えば、調整ステージを含めることによって、または受電器のチューニングを調節することによって）受信コイルから負荷へ供給される電力を調節するように制御される。

調整ステージに依存するいくつかの受電器側電力制御システムに関連する問題は、そのような調整ステージがＤＣインダクタを含む必要があることである。そのようなＤＣインダクタは、体積が比較的大きくなりうる。ポータブル電子デバイス内に適合するように受電器を小型化する需要が存在しうるため、ＤＣインダクタは受信回路から取り除かれることが望ましい場合がある。

コイルのチューニングを調節する電力制御システムは（送電器側であろうと受電器側であろうと）、典型的には、共振回路の一部として複数のスイッチの構成を備える。これらのスイッチは、共振回路の一部を短絡または開放するために、選択的にアクティブ化され、それにより、共振回路のチューニングと送信または受信される電力とに影響を与えうる。しかし、これらのスイッチは共振回路の一部であるため、スイッチに関連するピーク電流または電圧に起因して高い損失が生じる可能性がある。更には、これらのスイッチのブロッキング電圧は、負荷によって要求される電圧に対応していなければならない。大電圧のスイッチは、高価であり、かつ、小型化するのが難しい可能性がある。

米国特許第６７０５４４１号明細書には、直列の制御スイッチを有する共振受信コイルが開示されている。制御スイッチは、負荷へ供給される電力を調整するように、選択的にオン及びオフにされる。このアプローチ（及び上述のようなアプローチ）に関連する問題は、制御スイッチが大電圧に対応していなければならないことである。更に、スイッチのオン及びオフの切り替えに従って当該スイッチを通る過渡電流を最小限にするためにゼロ電流クロスが実装されたとしても、望ましくない大電圧のスパイクがスイッチを通して観測される可能性がある。

米国特許第６７０５４４１号明細書には、非共振受信コイルによって受信される電力の量を、結合共振ピックアップコイルの調節によって制御するためのシステムが更に開示されている。このシステムは、ＤＣインダクタを不要にするものの、ワイヤレスパワーコンソーシアムＱｉ標準規格のような、現在及び将来のコンシューマ電子産業の無線電力伝送用標準規格に準拠しない可能性がある非共振受信コイルに依存する。このシステムに関連する問題は、共振ピックアップコイルが送電器から電力を引き込み、送信コイルの共振に影響を及ぼすことである。更に、送信された電力を共振ピックアップコイルが受信することから、当該共振ピックアップコイルの制御に関連するスイッチが高い損失を生じさせる可能性がある。

このため、実施形態では、誘導電力伝送システムのための、結合コイルの改善した電力制御を提供しうるか、または有用な選択肢を公に少なくとも提供しうる。

例示的な一実施形態によれば、誘導電力伝送デバイスが提供され、当該デバイスは、電力伝送コイル及び電力伝送キャパシタを有する共振回路と、電力伝送コイルに磁気結合された結合コイルと、可変インピーダンスと、予め定められた基準に基づいて可変インピーダンスのインピーダンス値を決定するように構成されたコントローラと、を備え、予め定められた基準は、負荷へ供給される電力を実質的に調整すること、共振回路の共振周波数を予め定められた周波数へ実質的にチューニングすること、電力伝送コイルに関連する磁界の周波数を調節すること、及び／または、対応する結合電力伝送コイルへ電力伝送コイルが反射させるインピーダンスを調節すること、を含む。

更なる例示的な実施形態によれば、誘導受電器を制御するための方法が提供され、当該誘導受電器は、受信コイルと、当該受信コイルから負荷へ電力を供給するための受信回路と、受信コイルに磁気結合された結合コイルと、結合コイルを第１の方向に流れる電流を変化させるように構成された第１スイッチと、結合コイルを第２の方向に流れる電流を変化させるように構成された第２スイッチと、を備え、本方法は、結合コイルを通る電流が、第２の方向または第１の方向に流れる状態から０になってから第１の期間の後に、第１のスイッチをオンにするステップと、結合コイルを通る電流が、第１の方向または第２の方向に流れる状態から０になってから第２の期間の後に、第２のスイッチをオンにするステップと、第２のスイッチがオンになった際に、または、第２のスイッチのオンへの切り替えと、結合コイルを通る電流の第２の方向に流れる状態から０への移行との間のある時点に、第１のスイッチをオフにするステップと、第１のスイッチがオンになった際に、または、第１のスイッチのオンへの切り替えと、結合コイルを通る電流の第１の方向に流れる状態から０への移行との間のある時点に、第２のスイッチをオフにするステップと、負荷へ供給される電力を調整するために第１の期間及び第２の期間の継続時間を制御するステップと、を含む。

用語「comprise（含む、備える）」、「comprises（含む、備える）」及び「comprising（含む、備える）」は、様々な司法権の下で、排他的または包含的な意味で用いられうるものと認められる。本明細書のために、これらの用語は、特に言及されない限り包含的な意味を有することが意図されており、即ち、それらは、直接的に参照を使用する、記載された構成要素を含むこと、及び特定されていない他の構成要素または要素も含みうることを意味するものとされる。

そのような先行技術が共通の一般知識の一部を形成することの承認を形成するものではない。

本明細書に組み込まれ、本明細書の一部を構成する添付の図面は、本発明の実施形態を示しており、また、上記で与えられた本発明の概要、及び以下で与えられる実施形態の詳細な説明とともに、本発明の原理を説明するのに貢献する。

図１は、一実施形態に係る誘導電力伝送システム（ＩＰＴ）システム１の表現を示す。 図２は、一実施形態に係る誘導受電器の回路図を示す。 図３ａは、一実施形態に係る結合回路の回路図を示す。 図３ｂは、他の実施形態に係る結合回路の回路図を示す。 図４ａは、一実施形態に係る、図２または図３ａの可変インピーダンスの制御に関連する波形のグラフである。 図４ｂは、他の実施形態に係る、図２または図３ａの可変インピーダンスの制御に関連する波形のグラフである。 図４ｃは、他の実施形態に係る、図３ｂの可変インピーダンスの制御に関連する波形のグラフである。 図５は、他の実施形態に係る誘導電力伝送システムのブロック図である。 図６は、他の実施形態に係る誘導受電器の回路図を示す。 図７ａは、結合ユニットの側面図である。 図７ｂは、図７ａの結合ユニットの上面図である。 図７ｃは、図７ａの結合ユニットの下面図である。 図８は、２：１の巻線比をもたらすトリファイラ巻きの概略図である。 図９ａ−ｐは、一実施形態に係るコイル巻回方法の概略図である。 図１０は、更なる実施形態に係る誘導電力伝送システムのブロック図である。 図１１は、図１０のシステムの回路図である。 図１２は、制御方式の構成の回路図である。 図１３は、スイッチング波形のグラフである。 図１４は、キャパシタ電圧の基本要素を示す等価回路及びグラフである。 図１５は、各動作モードの等価的な図である。

図１は、実施形態に係る誘導電力伝送システム（ＩＰＴ）システム１の表現を示す。ＩＰＴシステムは、特定のアプリケーション用に適切に修正または補完されてもよい。ＩＰＴシステムは、誘導送電器２及び誘導受電器３を備える。

誘導送電器２は、適切な電源４（主電源等）に接続される。誘導送電器は、送信回路５を備えうる。そのような送信回路は、誘導送電器の動作に必要となりうる任意の回路を備える。送信回路は、変換器、インバータ、スタートアップ回路、検出回路及び制御回路を備えてもよい。

送信回路５は、送信共振回路６に接続される。送信共振回路は、送信コイル７、及び送信キャパシタのような１つ以上のチューニング素子８を備える。送信コイル及び送信キャパシタは、共振回路を作り出すために、並列または直列に接続されうる。送信共振回路に追加のインダクタ及び／またはキャパシタ（図示せず）を含めることが望ましいこともある。送信共振回路は、対応する共振周波数を有している。

簡単化のため、図１の誘導送電器２は１つの送信共振回路６を有することが示されている。しかし、複数の送信共振回路が存在してもよい。例えば、充電パッドには、複数の送信コイルから成るアレイが存在してもよく、各送信コイルは関連する共振キャパシタに接続されてもよい。そのような複数の送信共振回路が全て同一の送信回路５に接続されてもよいし、あるいは、それぞれ関連する送信回路と接続されてもよい。複数の送信共振回路及び／または複数の送信コイルのそれぞれまたは一部に対して選択的に通電することが可能であってもよい。

以下で説明するように、ＩＰＴシステムのいくつかの実施形態では、誘導送電器２の送信コイル７が非共振であることが望ましい場合がある。即ち、送信共振回路６または送信キャパシタ８が存在しないことである。この実施形態では、送信回路５が送信コイル自体に接続される。しかし、非共振の送信コイルも使用されてもよい。

送信回路５は、誘導電力伝送に適した交流磁界を送信コイル７が生成するように、ＡＣ電流を送信共振回路６に供給するよう構成される。特定の実施形態では、ＡＣ電流は、送信共振回路の共振周波数、または受信共振回路１５の共振周波数にほぼ対応する周波数を有する。

図１は、誘導送電器２内の送信コントローラ９も示している。送信コントローラは、誘導送電器の各部に接続されうる。送信コントローラは、誘導送電器の各部からの入力を受信して、各部の動作を制御する出力を生成するよう構成されうる。送信コントローラは、単一のユニットまたは別々の複数のユニットとして実装されうる。送信コントローラは、好ましくは、プログラマブル・ロジック・コントローラ、または、誘導送電器の要求条件に依存した種々の計算タスクを実行するようにプログラムされる、同様のコントローラである。送信コントローラは、例えば、（以下でより詳細に説明するような）電力フロー、チューニング、複数の送信コイルへの選択的な通電、誘導受電器の検出、及び／または（以下でより詳細に説明するような）通信を含む、誘導送電器の能力に依存した、誘導送電器の種々の態様を制御するように構成されうる。

図１は、誘導送電器２内の送信結合回路１０も示している。送信結合回路は、送信共振回路６から直流的に絶縁されうる。送信結合回路は、結合または電力フロー制御コイル１１、及び可変インピーダンス１２を備える。結合コイルは、送信コイル７と磁気結合されるように構成される。以下でより詳細に説明するように、送信コントローラ９は、送信共振回路に作用し、更に誘導送電器から誘導受電器３へ供給される電力に作用する（また、それにより、負荷へ供給される電力を調整する）よう、送信結合回路を制御する。他の実施形態では、送信結合回路は、例えば通信の目的に使用されうる周波数を調節するために使用されてもよい。複数の送信共振回路及び／または複数の送信コイルが存在する実施形態では、各送信共振回路及び／または各送信コイルと関連する送信結合回路を備えることが可能であってもよい。

以下で説明するように、ＩＰＴシステムのいくつかの実施形態では、誘導送電器２は、送信結合回路１０を備えていない場合がある。しかし、送信結合回路なしで実装されることもありうる。

更に、誘導送電器２は、透磁性素子またはコア１３を備えてもよい。透磁性コアは、（複数の）送信コイル７と関連していてもよい。透磁性コアを使用することによって、送信コイルと受電器の受信コイルとの間の結合を改善可能であり、それにより、電力伝送を改善可能である。透磁性コアは、フェライト材で作られうる。透磁性コアのサイズ及び形は、送信コイル及び誘導送電器の個別の形状及び要求条件に依存する。例えば、送信コイルが平面状である一実施形態では、透磁性コアは、送信コイルの下部に位置付けられうる。他の実施形態では、送信コイルは、透磁性コア自体に巻きつけられうる。更なる実施形態では、透磁性コアは、送信コイルと送信結合回路１０の結合コイル１１との間の磁気結合を改善するように構成されうる。

図１を再び参照すると、誘導受電器３も示されている。誘導受電器は、負荷１４に接続される。理解されるように、誘導受電器は、誘導送電器２から誘導電力を受信し、負荷へ電力を供給する。負荷は、誘導受電器が使用されるアプリケーションに依存した任意の適切な負荷であってよい。例えば、負荷は、ポータブル電子デバイスへの電力供給またはバッテリの充電であってもよい。負荷の電力需要は変化しうるため、負荷へ供給される電力が当該負荷の電力需要に適合することが重要である。具体的には、電力は、過剰になりすぎないようにしつつ（これは非効率につながりうる。）電力需要を満たすのに十分である必要がある。

誘導受電器３は、受信共振回路１５を備える。受信共振回路は、受信コイル１６、及び送信キャパシタのような１つ以上のチューニング素子１７を備える。受信コイル及び受信キャパシタは、共振回路を作り出すために、並列または直列に接続されうる。受信共振回路に追加のインダクタ及び／またはキャパシタ（図示せず）を含めることが望ましいこともある。受信共振回路は、対応する共振周波数を有している。特定の実施形態では、受信共振回路は、その共振周波数が、送信共振回路６の共振周波数または（複数の）送信コイル７の周波数にほぼ一致するように構成される。

簡単化のため、誘導受電器３は１つの受信共振回路１５を有することが示されている。しかし、複数の受信共振回路が存在してもよい。例えば、いくつかのポータブルデバイスでは、当該ポータブルデバイスの異なる複数の部分に位置付けられた複数の受信コイルが存在してもよい。そのような複数の受信共振回路が全て同一の受信回路１８に接続されてもよいし、あるいは、それぞれ関連する受信回路と接続されてもよい。複数の受信共振回路及び／または複数の受信コイルのそれぞれまたは一部を選択的に有効にすることが可能であってもよい。

上記のように、受信共振回路１５は、受信回路１８に接続される。そのような受信回路は、誘導受電器３の動作に必要となりうる任意の回路を備える。例えば、受信回路は、誘導電流を、負荷１４に適した形式に変換するように構成されてもよい。範囲を限定することなく、受信回路は、整流器、レギュレータ、平滑回路、及び制御回路を備えてもよい。

図１は、誘導受電器３内の受信コントローラ１９も示している。受信コントローラは、誘導受電器の各部に接続されうる。受信コントローラは、誘導受電器の各部からの入力を受信して、各部の動作を制御する出力を生成するよう構成されうる。受信コントローラは、単一のユニットまたは別々の複数のユニットとして実装されうる。受信コントローラは、プログラマブル・ロジック・コントローラ、または、誘導受電器の要求条件に依存した種々の計算タスクを実行するようにプログラムされる、同様のコントローラであってもよい。受信コントローラは、例えば、（以下でより詳細に説明するような）電力フロー、チューニング、複数の受信コイルの選択的な有効化、及び／または（以下でより詳細に説明するような）通信を含む、誘導受電器の能力に依存した、誘導受電器の種々の態様を制御するように構成されうる。

図１は、誘導受電器３内の受信結合回路２０も示している。受信結合回路は、受信共振回路１５から直流的に絶縁されうる。受信結合回路は、結合または電力フロー制御コイル２１、及び可変インピーダンス２２を備える。受信結合コイルは、受信コイル１６と磁気結合されるように構成される。以下で詳細に説明するように、受信コントローラ１９は、受信共振回路によって受信される電力に作用する（また、それにより、負荷１４へ供給される電力を調整する、及び／または、例えば送電器及び受電器間のＩＰＴ通信のために、送電器から見える反射インピーダンスを調節する）よう、受信結合回路を制御する。他の実施形態では、受信結合回路は、通信の目的に使用されうる反射インピーダンスを調節するために使用されてもよい。複数の受信共振回路及び／または複数の受信コイルが存在する実施形態では、各受信共振回路及び／または各受信コイルと関連する受信結合回路を備えることが可能であってもよい。

更に、誘導受電器３は、透磁性素子またはコア２３を備えてもよい。透磁性コアは、（複数の）受信コイル１６と関連していてもよい。透磁性コアを導入することによって、受信コイル１６と送信コイル７との間の結合を改善可能であり、それにより、電力伝送を改善可能である。透磁性コアは、フェライト材で作られうる。透磁性コアのサイズ及び形は、受信コイル及び誘導受電器の個別の形状及び要求条件に依存する。例えば、受信コイルが平面状である一実施形態では、透磁性コアは、受信コイルの下部に位置付けられうる。他の実施形態では、受信コイルは、透磁性コア自体に巻きつけられうる。更なる実施形態では、透磁性コアは、受信コイルと受信結合回路２０の結合コイル２１との間の磁気結合を改善するように構成されうる。

図１のＩＰＴシステム１について大まかに説明してきたが、ここで、誘導送電器２及び誘導受電器３のそれぞれの結合回路１０，２０を見ていくことが有益である。上記のように、結合回路は、送信共振回路６によって送信される電力、または受信共振回路１５によって受信される電力に作用するように構成される。以下では、それぞれについてより詳細に説明する。

送信結合回路１０は、可変インピーダンス１２及び結合コイル１１を備える。結合コイルは、送信コイル７と磁気結合される。このような磁気結合は、結合コイルと送信コイルとを、近接するように構成するか透磁性コア１３を共有するように構成することを通じて実現されうる。即ち、送信コイルと結合コイルとは密に（tightly）結合される。結合回路は、結合コイルと直列及び／または並列に接続される追加のインダクタを備えてもよい。好適な実施形態では、結合コイルは、非共振回路を形成する。他の実施形態では、結合回路は、共振回路であってもよいし、結合コイルと直列及び／または並列の追加のキャパシタを備えてもよい。可変インピーダンスは、結合コイルのインピーダンスを変化させ、かつ、それにより、結合コイルを流れる電流を変化させるように制御される。以下の説明から理解されるように、可変インピーダンスは、電流フローを許可するか、または電流フローを制限することによって電流を変化させるように構成されてもよい。即ち、可変インピーダンスによって提供されるインピーダンスの量は、ゼロのインピーダンスから無限大のインピーダンスまで変化してもよい（例えば、可変インピーダンスは、スイッチモードで操作されるスイッチであってもよい）。しかし、可変インピーダンスによって提供されるインピーダンスの量は、ある範囲にわたって流れる電流の量を変化させるインピーダンス範囲にわたって変化しうることがあってもよい（例えば、可変インピーダンスは、線形モードで操作されるスイッチであってもよい）。当業者であれば、ある範囲のインピーダンスを有する可変インピーダンスに対して送電器２がどのように構成されうるのか、及び本発明がこの点において限定されないことを理解しよう。

例えば、可変インピーダンスはＡＣスイッチであってもよい。当業者であれば、多くの種類のＡＣスイッチが使用可能であること、及び本発明がこの点において限定されないことを理解しよう。可変インピーダンスは、送信コントローラ９が当該可変インピーダンスを制御できるように、当該送信コントローラに適切に接続される。

例えば、可変インピーダンス１２がオフにされている場合、当該可変インピーダンスは、結合コイル１１に無限大のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れず（即ち、電流フローが制限される）、結合コイルは、送信コイル７に対して影響を及ぼさない。このため、送信共振回路６は、その共振周波数で正常に動作する。

更に、可変インピーダンス１２がオンにされている場合、当該可変インピーダンスは、結合コイル１１に０のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れることができ、結合コイルは、送信コイル７に対して低インピーダンスのパスを与える。基本的には、これは、送信コイルの実効インピーダンスを変化させる。そして、これにより、送信共振回路６はその共振周波数での動作から離調する。このため、負荷１４へ送るために送信共振回路から受信共振回路１５へ誘導的に伝送される電力が少なくなる。電力の減少量（即ち、可変インピーダンスがオンにされた場合）は、送信コイルと結合コイルとの間の結合の程度だけでなく、送信共振回路及び送信結合回路内の構成要素の相対的な容量／サイズに依存することが理解されよう。

したがって、より多くの電力が負荷１４によって必要とされる場合には、可変インピーダンス１２がオフにされてもよく、より少ない電力が当該負荷によって必要とされる場合には、可変インピーダンスがオンにされてもよい。可変インピーダンスをオフ及びオンにすべきタイミングを判定するために、送信コントローラ９は、負荷の電力需要を判定し、それに応じて可変インピーダンスを制御する。一実施形態では、送信コントローラは、誘導受電器３と通信し、当該誘導受電器は負荷情報を誘導送電器２へ伝達しうる。他の実施形態では、送信コントローラは、送信共振回路６によって引き込まれる電力に間接的に基づいて、負荷の電力需要を推定可能であってもよい。

可変インピーダンス１２がオフに維持されると、負荷１４へ供給される電力は、ある最大値となる。可変インピーダンスがオンに維持されると、負荷へ供給される電力は、第２の値となる。したがって、可変インピーダンスがオンになる時間と可変インピーダンスがオフになる時間との比率を調節することによって、負荷へ供給される電力を、この第１の値と第２の値との間の範囲で調整できる。

一実施形態では、送信コントローラ９は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して可変インピーダンス１２を制御してもよい。可変インピーダンスへ供給されるＰＷＭ制御信号のデューティサイクル（duty cycle）は、負荷の電力需要に依存して調節されてもよい。他の実施形態では、送信コントローラは、可変インピーダンスがオンになるサイクルを制御するとともに、可変インピーダンスがオフになるサイクルの数を制御する、動的サイクル制御を使用してもよい。更なる実施形態では、送信コントローラは、負荷の電力需要に応じて可変インピーダンスを直接制御する、バンバン（bang-bang）制御を使用してもよい。送信結合回路１０を制御するこれらの方法について、図２の誘導受電器３との関連で以下でより詳細に説明するが、これらが誘導送電器２との関連でどのように機能するように構成されうるかを当業者は理解しよう。

他の実施形態では、送信結合回路１０は、送信共振回路６を共振周波数または他の何らかの目標周波数へチューニングするために使用されてもよい。この実施形態では、送信結合回路は、負荷１４への電力を調整するためではなく、誘導送電器２から誘導受電器３への最適な電力伝送を確保するために使用される。したがって、送信結合回路及び／または誘導受電器は、負荷へ供給される電力を調整する他の何らかの手段を備える。

更なる実施形態では、送信結合回路１０は、送信コイル７によって生成される交流磁界の周波数（即ち、送信される電力の周波数）を変調するために使用されてもよい。理解されるように、送信共振回路６のいくつかの実施形態では、動作周波数は、送信コイルのインダクタンスに依存する（例えば、送信回路５内のインバータが、ＡＣ電流の生成のためにゼロ電圧スイッチングを使用する場合）。送信結合回路の可変インピーダンス１２は、第１の周波数と第２の周波数との間で周波数を調節するように制御されてもよい。

例えば、可変インピーダンス１２がオフである場合、当該可変インピーダンスは、結合コイル１１に無限大のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れず（即ち、電流フローが制限される）、結合コイルは、送信コイル７に対して影響を及ぼさない。このため、送信共振回路６は、送信コイルのインダクタンスに依存する第１の周波数を有する交流磁界を生成する。

可変インピーダンス１２がオンにされている場合、当該可変インピーダンスは、結合コイル１１に０のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れることができ、結合コイルは、送信コイル７に対して低インピーダンスのパスを与える。基本的には、これは、送信コイルの実効インピーダンスを変化させる。このため、送信共振回路は、送信コイル及び結合コイルのインダクタンスに依存する第２の周波数を有する交流磁界を生成する。

このように、送信結合回路１０は、送信される電力の周波数を変調するために使用されうる。この変調は、２つの状態間（即ち、第１の周波数と第２の周波数との間）のものであるため、バイナリデータ信号を送信電力信号に符号化するために使用されうる。このため、これは誘導送電器２から誘導受電器３へのデータの伝達のために使用されうることが理解されよう。送信コントローラ９は、伝達される必要があるデータ信号に従って可変インピーダンス１２を制御するように適切に構成されうる。更に、誘導受電器は、送信された電力からデータ信号を復号するための適切な復調回路を備えてもよい。

第１の周波数及び第２の周波数の大きさが送信コイル７及び結合コイル１１のインダクタンスに依存することが理解されよう。好適な実施形態では、誘導送電器２は、一方の周波数（即ち、第１の周波数または第２の周波数）がＩＰＴシステム１の共振周波数に一致し、他方の周波数（即ち、第２の周波数または第１の周波数）が当該共振周波数からわずかに大きいまたは小さい周波数となるように構成されうる。このように、最終的な電力は、データが送信される場合にわずかに影響を受けるのみである。

図２を参照すると、図１との関連で説明した誘導受電器３の特定の実施形態に係る誘導受電器３が示されている。誘導受電器は、誘導送電器（図示せず）から誘導的に電力を受信する。

図１との関連で詳細に説明したように、誘導受電器３は、受信共振回路１５を備える。本実施形態では、受信共振回路は、受信キャパシタ１７と直列に接続された受信コイル１６を有する直列共振である。誘導受電器は、受信回路１８も備える。本実施形態では、受信回路は、直列共振回路からのＡＣ電流を、負荷１４へ供給されるＤＣ電流へ変換するための整流器２４を備える。受信回路は、平滑キャパシタ２５を更に備えうる。

誘導受電器３は、受信結合回路２０を更に備える。受信結合回路は、可変インピーダンス２２に接続された結合コイル２１を備える。更に、当該結合回路は、ＤＣブロッキング・キャパシタ（図示せず）を備えうる。結合コイルは、受信コイル１６と磁気結合される。このような磁気結合は、結合コイルと受信コイルとを、近接するように構成するか透磁性コア２３を共有するように構成することを通じて実現されうる。即ち、受信コイルと結合コイルとは「密に（tightly）」結合される。一実施形態では、結合コイルは、送信コイルとの受信コイルの結合と比較して、受信コイルとより良好な結合を有しうる。例えば、結合コイルと受信コイルとの間の結合係数がｋ＝約０．８である一方で、受信コイルと送信コイルとの間の結合係数がｋ＝約０．４以下であってもよい。他の実施形態では、結合コイルは、受信コイルと直列の他のコイルと結合されてもよい。これが電力フロー制御に関して同様の結果をもたらすことが理解されよう。

可変インピーダンス２２は、結合コイル２１のインピーダンスを変化させ、かつ、それにより、結合コイルを流れる電流を変化させるように制御される。以下の説明から理解されるように、可変インピーダンス２２は、電流フローを許容するか、または電流フローを制限することによって、結合コイル２１に流れる電流を変化させるように構成されてもよい。即ち、可変インピーダンスによって提供されるインピーダンスの量は、ゼロのインピーダンスから無限大のインピーダンスまで変化してもよい（例えば、可変インピーダンスは、スイッチモードで操作されるスイッチであってもよい）。しかし、可変インピーダンスによって提供されるインピーダンスの量は、ある範囲にわたって流れる電流の量を変化させるインピーダンス範囲にわたって変化しうることがあってもよい（例えば、可変インピーダンスは、線形モードで操作されるスイッチであってもよいし、０と無限大との間でインピーダンスを与える、単一サイクルの期間にわたってオン及び／またはオフにするスイッチであってもよい）。当業者であれば、ある範囲のインピーダンスを有する可変インピーダンスに対して受電器３がどのように構成されうるのか、及び本発明がこの点において限定されないことを理解しよう。このように、結合回路は、受電器側の負荷へ送られる電力のフローを調整するために使用される。

可変インピーダンス２２は、ｎチャネル型の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）の双方向性ペア（bidirectional pair）として図２に示されている。複数のＭＯＳＦＥＴのゲートは、当該複数のＭＯＳＦＥＴが同時にオンまたはオフにされうるように、両方とも受信コントローラ１９からの同一の出力（Ｖ_GATE）に接続されている。以下でより詳細に説明するように、受信コントローラは、結合コイル２１を通る電流のフローを変化させるために可変インピーダンス（即ち、ＭＯＳＦＥＴのゲート）を制御するように構成される。

本発明が可変インピーダンスの他の構成で機能するように構成されうること、及び、スイッチを採用する構成の場合には、本明細書で説明する実施形態に示される半導体スイッチ以外のスイッチのタイプが使用されてもよいことを、当業者は理解しよう。図３ａは、他の実施形態に係る結合回路３５を示している。この実施形態では、結合コイル２１の出力は整流器３６に接続されうる。更に、整流器のＤＣ出力は、ＤＣスイッチ３７（例えば、単一のＭＯＳＦＥＴ）によってスイッチングされうる。当該スイッチは、コントローラからの制御信号（即ち、Ｖ_GATE）によって駆動され、それにより、結合コイルのインピーダンスが変化する。図３ａの結合回路は、ＤＣブロッキング・キャパシタ３８と直列に接続される結合コイルを更に示している。

図３ｂは、他の実施形態に係る結合回路３９を示している。この実施形態では、可変インピーダンス２２は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴスイッチの双方向性ペアであり、明確化のために、これらを第１のスイッチ４０及び第２のスイッチ４１と称する。各スイッチは、コントローラ（図示せず）からの独立した制御信号によって駆動され、即ち、第１のスイッチはＶ_G1によって駆動され、第２のスイッチはＶ_G2によって駆動される。同図は、第１のスイッチ及び第２のスイッチにそれぞれ関連したボディダイオード４２，４３を更に示している。理解されるように、これらのボディダイオードに起因して、各スイッチは、結合コイルを一方向に流れる電流を変化させることのみ可能である。例えば、第２のスイッチ４１が完全にオンであるとすると、電流ｉが正である場合、第１のスイッチの状態を制御することによって、結合コイルを通る電流が変化する。しかし、電流ｉが負である場合、第１のスイッチの状態にかかわらず結合コイルを電流が流れる（即ち、ボディダイオード４２、または第１のスイッチ４０がオンである場合には当該第１のスイッチを電流が流れる）。同様に、第１のスイッチ４０が完全にオンであるとすると、電流ｉが負である場合、第２のスイッチの状態を制御することによって、結合コイルを通る電流が変化する。しかし、電流ｉが正である場合、第２のスイッチの状態にかかわらず結合コイルを電流が流れる（即ち、ボディダイオード４３、または第２のスイッチ４１がオンである場合には当該第２のスイッチを電流が流れる）。

図４ｃとの関連で理解されるように、各スイッチを独立に駆動することによって、第１のスイッチ及び第２のスイッチ、並びにそれらに関連するボディダイオードを通じた損失が最小限になる。図３ｂの結合回路は、ＤＣブロッキング・キャパシタ３８と直列に接続される結合コイルを更に示している。

図２の結合回路２０に戻ると、可変インピーダンス２２がオフにされている場合（即ち、ＬＯＷ信号が受信コントローラ１９からＭＯＳＦＥＴのゲートへ供給されている場合）、可変インピーダンスは、結合コイル２１に無限大のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れず（即ち、電流フローが制限される）、結合コイルは、受信コイル１６に対して影響を及ぼさない。このため、受信共振回路１５は、その共振周波数で正常に動作する。受電器３は、（特に、受電器の共振周波数が送電器の共振周波数と一致する場合に）誘導送電器から最大電力を受信する。したがって、最大の電力が負荷１４へ供給される。

可変インピーダンス２２がオンにされている場合（即ち、ＨＩＧＨ信号がＭＯＳＦＥＴのゲートへ供給されている場合）、可変インピーダンスは、結合コイル２１に０のインピーダンスを与える。したがって、結合コイルに電流が流れることが可能になる。結合コイルに電流が流れることができるため、及び結合コイルが受信コイルと密に結合されているため、受信コイルには電圧が誘導されない。受信コイルに誘導されるあらゆる電圧は結合コイル内の電流及び打ち消し（cancelling）電圧をもたらすため、受信コイルには電圧が誘導されない。この効果によって、受信コイルに磁束が入らない結果となる。このため、受信共振回路によって電力は受信されず、負荷１４へ電力は供給されない。

したがって、より多くの電力が負荷１４によって必要とされる場合には、可変インピーダンス２２がオフにされてもよく、より少ない電力が当該負荷によって必要とされる場合には、可変インピーダンスがオンにされてもよい。可変インピーダンスをオフ及びオンにすべきタイミングを判定するために、受信コントローラ１９は、負荷の電力需要を判定してもよく、それに応じて可変インピーダンスを制御してもよい。一実施形態では、受信コントローラは、負荷へ供給される電圧（Ｖ_LOAD）を感知してもよく、当該電圧は、その後、より多くのまたはより少ない電力が供給される必要があるかどうかを判定するために、基準電圧（Ｖ_REF）と比較されてもよい。

可変インピーダンス２２がオフに維持されると、負荷１４へ供給される電力は、第１の値となる。可変インピーダンスがオンに維持されると、負荷へ供給される電力は、第２の値となる。したがって、可変インピーダンスがオンになる時間と可変インピーダンスがオフになる時間との比率を調節することによって、負荷へ供給される電力を、この第１の値と第２の値との間の範囲で調整できる。

図４ａ及び４ｂは、本発明の種々の実施形態に係る（図２及び図３ａに示されるような）受信結合回路２０のＭＯＳＦＥＴスイッチの制御に関連する波形を示している。

図４ａは、ゼロ電流スイッチングに関連する波形を示している。より少ない電力が負荷へ供給される必要がある場合にはスイッチがオンにされる。より多くの電力が負荷へ供給される必要がある場合にはスイッチがオフにされる。しかし、スイッチにおける損失を最小限にするために、コントローラは、当該スイッチを通る電流のゼロ電流クロスを検出するよう構成されうるとともに、スイッチを通る電流が０である場合にのみ当該スイッチがオフにされるようにゲート電圧を制御するよう構成されうる。これにより適切なゼロ電流検出回路が必要となることが、当業者には理解されよう。したがって、スイッチがオフ及びオンである時間の比率を制御することによって、負荷へ供給される電流を調整することができる。

図４ｂは、バンバン制御に関連する波形を示している。バンバン制御は、コントローラが、ゼロ電流クロスを検出せず、かつ、負荷の変化に直接的に応じてスイッチをオフにする点を除いて、上記と同様である。これにより制御回路が単純化されるが、スイッチにおいて望ましくない損失が生じることがある。

図４ｃは、図３ｂに示されるような受信結合回路のＭＯＳＦＥＴスイッチの制御に関連する波形を示している。この実施形態では、各スイッチは独立に駆動される。例えば、第１のスイッチ４０がオンにされている場合４４（例えば、Ｖ_G1がＨＩＧＨになる）、（受信コイルによって結合コイルに誘導される電圧に起因して）正の電流が結合コイルに流れる。この電流は、ゼロ４５に戻る。コントローラは、このゼロクロスを検出するように適切に構成される。このゼロクロスは、結合コイルを流れる電流の位相を判定するために使用される。次に、第１の時間遅延ｔ₁の後に、第２のスイッチ４１がオンに切り替えられる４６（例えば、Ｖ_G2がＨＩＧＨになる）。これにより、負の電流が結合コイルに流れる。再び、電流がゼロに戻ると、ゼロクロス４７が検出されるとともに、第１のスイッチが再びオンに切り替えられる前に、第２の時間遅延ｔ₂が適用される。時間遅延が長くなると（例えば、図４ｃの波形の領域４９に示されるようなｔ₁'及びｔ₂'）、より少ない電流がより短時間、結合コイルに流れる。このため、時間遅延の長さを制御することによって、コントローラが、結合コイルを流れる電流の量を変化させることが可能であり、それにより負荷への電力を調整可能であることが理解されよう。この遅延（即ち、図４ｃの領域４８及び４９にそれぞれ示されるようなｔ₁／ｔ₂またはｔ₁'／ｔ₂'）は、直ちに適用されてもよい。しかし、いくつかのコントローラは、ゼロクロスを検出し、それからこの時間内に適切な出力を生成するのに十分なほど速くない場合があるために、（そこから遅延がカウントされる）ゼロクロスの後に、数ハーフサイクルの時間遅延が適用されうることが解されよう。第１の時間遅延と第２の時間遅延とが等しくなるように（即ち、ｔ₁＝ｔ₂及びｔ₁'＝ｔ₂'である図４ｃに示されるように）スイッチが制御されてもよい。代替的な実施形態では、第１の時間遅延と第２の遅延時間とは異なっていてもよい。

図４ｃは、スイッチをオフにする２つのアプローチも示している。領域４８に示される第１のアプローチは、第２のスイッチ４１がオンに切り替えられた後しばらくすると、第１のスイッチ４０がオフに切り替えられる（例えば、Ｖ_G1がＬＯＷになる）。これによる利益は、第１のスイッチがオフに切り替えられ、かつ、電流がボディダイオード４２を流れる必要がある時間α₁が最小になることである。同様に、第１のスイッチ４０がオンに切り替えられた後しばらくすると、第２のスイッチ４１がオフに切り替えられる（例えば、Ｖ_G2がＬＯＷになる）。これによる利益は、第２のスイッチがオフに切り替えられ、かつ、電流がボディダイオード４３を流れる必要がある時間α₂が最小になることである。

領域４９に示される他のアプローチでは、他のスイッチがオンに切り替えられるのと同時に、スイッチがオフに切り替えられる。即ち、第２のスイッチ４１がオンに切り替えられた際に第１のスイッチ４０がオフに切り替えられ、第１のスイッチ４０がオンに切り替えられた際に第２のスイッチ４１がオフに切り替えられる。これにより、複数のスイッチが５０％のデューティサイクルで（１８０度位相がずれて）操作される結果となる。

他の実施形態では、受信結合回路は、受信共振回路を共振周波数または他の何らかの目標周波数へチューニングするために使用されてもよい。この実施形態では、受信結合回路は、負荷への電力を調整するためではなく、誘導送電器から誘導受電器への最適な電力伝送を確保するために使用される。したがって、送信結合回路及び／または誘導受電器は、負荷へ供給される電力を調整する他の何らかの手段を備える。

更なる実施形態では、受信結合回路は、受信コイルから送信コイルへ反射させられるインピーダンスを変調するために使用されてもよい。受信結合回路の可変インピーダンスは、第１のインピーダンスと第２のインピーダンスとの間で反射インピーダンスを調節するように制御されてもよい。

例えば、可変インピーダンスがオフである場合、当該可変インピーダンスは、結合コイルに無限大のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れず（即ち、電流フローが制限される）、結合コイルは、反射インピーダンスに対して影響を及ぼさない。このため、受信コイルは、第１のインピーダンスを反射させる。

可変インピーダンスがオンにされている場合、当該可変インピーダンスは、非共振コイルに０のインピーダンスを与える。それ故に、結合コイルに電流が流れることができ、結合コイルは、受信コイルに磁束が入るのを防ぐことになる。このため、受信コイルは、第２のインピーダンスを反射させる。

このように、受信結合回路は、反射インピーダンスを変調するために使用されうる。この変調は、２つの状態間（即ち、第１のインピーダンスと第２のインピーダンスとの間）のものであるため、バイナリデータ信号を反射インピーダンスに符号化するために使用されうる。このため、これは誘導受電器から誘導送電器へのデータの伝達のために使用されうることが理解されよう。受信コントローラは、伝達される必要があるデータ信号に従って可変インピーダンスを制御するように適切に構成されうる。更に、誘導送電器は、反射インピーダンス内のデータ信号を検出して復号するための適切な復調回路を備えてもよい。

図１から図４ｃの上記の説明から、負荷へ供給される電力を調整するために結合回路が使用されうる。結合回路は、更に、送信共振回路によって送信される電力、または受信共振回路によって受信される電力を制御するために使用されうる。結合回路は、更に、誘導送電器または誘導受電器からのデータを伝達するために使用されうる。

図１は、誘導送電器及び誘導受電器の両方の結合回路を示しているが、誘導送電器及び誘導受電器のいずれかにのみ結合回路を備えることが望ましい場合がある。これは、ＩＰＴシステムの具体的な実装が、送電器側の電力制御に適しているか受電器側の電力制御に適しているかに依存する。

ＩＰＴシステムの一実施形態では、誘導受電器のみが結合回路を備えている（即ち、受電器側の制御）。この実施形態については、誘導送電器が適切な送信コイルを備えていてもよく、当該送信コイルは共振であっても非共振であってもよい。

他の実施形態では、電力制御の方法の組み合わせを実装可能であってもよい。例えば、送電器から受電器への電力の制御のために（上述のように）誘導送電器内に結合回路を備えること、及び、受電器から負荷へ供給される電力を調整するために誘導受電器内にレギュレータを備えることが可能であってもよい。

図５は、ＩＰＴシステム２６の更なる実施形態の表現を示している。ＩＰＴシステムは、図１に関連して上述した誘導送電器２及び誘導受電器３を備える。しかし、この実施形態では、誘導送電器は、送信飽和コイル２７及び送信ＤＣソース２８を更に備え、誘導受電器は、受信飽和コイル２９及び受信ＤＣソース３０を更に備える。

送信ＤＣソース２８は、ＤＣ電流を生成する。送信ＤＣソースは、送信飽和コイル２７に接続される。送信飽和コイルは、透磁性コア１３と関連している。これは、透磁性コアの個別の形状に依存する。例えば、送信飽和コイルは、透磁性コアに巻きつけられうる。

送信飽和コイル２７は、当該送信飽和コイルへ送信ＤＣソース２８からＤＣ電流が供給されると、透磁性コア１３の飽和に作用するように構成される。送信コントローラ９は、送信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流を制御するように、送信ＤＣソースを制御しうる。このＤＣ電流を制御することによって、透磁性コアの飽和を制御できる。理解されるように、飽和が変化するにしたがって、透磁性コアの透磁率も変化する。送信コイル７と受信コイル１６との間の結合は透磁性コアの透磁率に依存するため、透磁性コアの透磁率を制御することによって、送信コイルと受信コイルとの間の結合を制御でき、それにより、送電器２から受電器３へ伝送される電力を制御できる。例えば、送信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流が増加するにつれて、透磁性コアの飽和も増加し、それに応じて透磁率が減少する。透磁率が減少するため、送信コイルと受信コイルとの間の結合が減少する。したがって、より少ない電力が送信コイルから受信コイルへ伝送され、最終的にはより少ない電力が負荷１４へ供給される。このため、送信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流を制御することによって、負荷へ供給される電力を調整できることが理解されよう。

特定の実施形態では、送信コントローラ９は、負荷１４へ供給される電力を調整するように（上述のような）送信結合回路１２と（上述のような）送信ＤＣソース２８との両方を制御しうる。電力制御の各方法は、異なる量の制御精度をもたらすように構成されうる。例えば、送信コントローラが、以下を実現することが可能であってもよい。
●送信結合回路を制御することによって、負荷へ供給される電力の粗調整を行う、及び
●送信ＤＣソースを制御することによって、負荷へ供給される電力の微調整を行う。

図５を再び参照すると、受信ＤＣソース３０は、ＤＣ電流を生成する。受信ＤＣソースは、受信飽和コイル２９に接続される。受信飽和コイルは、透磁性コア２３と関連している。これは、透磁性コアの個別の形状に依存する。例えば、受信飽和コイルは、透磁性コアに巻きつけられうる。

受信飽和コイル２９は、当該受信飽和コイルへ受信ＤＣソース３０からＤＣ電流が供給されると、透磁性コア２３の飽和に作用するように構成される。受信コントローラは、受信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流を制御するように、受信ＤＣソースを制御しうる。このＤＣ電流を制御することによって、透磁性コアの飽和を制御できる。理解されるように、飽和が変化するにしたがって、透磁性コアの透磁率も変化する。受信コイル１６と送信コイル１７との間の結合は透磁性コアの透磁率に依存するため、透磁性コアの透磁率を制御することによって、受信コイルと送信コイルとの間の結合を制御でき、それにより、受電器３によって受信される、送電器２からの電力を制御できる。例えば、受信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流が増加するにつれて、透磁性コアの飽和も増加し、それに応じて透磁率が減少する。透磁率が減少するため、受信コイルと送信コイルとの間の結合が減少する。したがって、送信コイルからより少ない電力が受信コイルによって受信され、最終的にはより少ない電力が負荷１４へ供給される。このため、受信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流を制御することによって、負荷へ供給される電力を調整できることが理解されよう。

特定の実施形態では、受信コントローラ１９は、負荷１４へ供給される電力を調整するように（上述のような）受信結合回路２０と（上述のような）受信ＤＣソース３０との両方を制御しうる。電力制御の各方法は、異なる量の制御精度をもたらすように構成されうる。例えば、受信コントローラが、以下を実現することが可能であってもよい。
●受信結合回路を制御することによって、負荷へ供給される電力の粗調整を行う、及び
●受信ＤＣソースを制御することによって、負荷へ供給される電力の微調整を行う。

図６は、受信飽和コイル２９及び受信ＤＣソース３０を更に備える、図２の誘導受電器３の更なる実施形態を示している。受信コイル１６、結合コイル１７、及び受信飽和コイル２９は、全て透磁性コア２３と関連している。

受信飽和コイル２９は、受信ＤＣソース３０と関連している。受信飽和コイルは、電流制限抵抗器３１に接続されうる。受信飽和コイルは、受信飽和コイルによって不注意に（inadvertently）ピックアップされうるＡＣ電流をフィルタリングするためのフィルタリングキャパシタ３２にも接続されうる。

この特定の実施形態では、受信ＤＣソース３０は、バッファメモリ３３及びデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３４で構成される。受信ＤＣソースは、受信コントローラ１９に接続される。当該コントローラは、負荷へ供給される電圧（Ｖ_LOAD）を感知するよう構成され、当該電圧は、その後、基準電圧（Ｖ_REF）と比較される。この情報は、受信ＤＣソースを制御するための制御信号を生成するために使用される。具体的には、ＤＡＣは、受信飽和コイル２９を流れる所要のＤＣ電流を供給するためのバッファ用の電圧レベルを設定するために使用される。

より多くの電力が負荷１４へ供給される必要がある場合には、受信飽和コイル２９へ供給されるＤＣ電流が減らされる。これにより透磁性コア２３の透磁率が増加し、受信共振回路１５によって受信される電力が増加する。逆に、より少ない電力が負荷へ供給される必要がある場合には、受信飽和コイルへ供給されるＤＣ電流が増やされる。これにより透磁性コアの透磁率が減少し、受信共振回路によって受信される電力が減少する。

受信コントローラ１９は、受信結合回路２０及び受信ＤＣソース３０の両方を制御することが可能であってもよい。特定の実施形態では、受信コントローラは、受信結合回路及び受信ＤＣソースの両方を同時に制御するように構成されてもよい。

図５は、送電器２及び受電器３の両方に含まれる飽和コイル２７, ２９を示しているが、誘導送電器及び誘導受電器のいずれかにのみ飽和コイルを備えることが望ましい場合があることが理解されよう。これは、ＩＰＴシステムの具体的な実装が、送電器側の電力制御に適しているか受電器側の電力制御に適しているかに依存する。

これまでに説明したように、送信結合回路１０及び受信結合回路２０の結合コイル１１, ２１は、密な結合をもたらすために、それぞれ送信コイル７及び受信コイル１６に近接して構成される。それ自体のこのような密な結合は、比較的高い（例えば、約０．６より大きい）結合係数ｋをもたらす。結合係数の増加によって、電力フロー制御のレベルが増加するとともに、送電器２及び／または受電器３のより効率的な動作がもたらされる。増加は、送信コイル及び受信コイルと関連する結合コイルとの間の結合が、コイル全体にわたって比較的十分かつ均一であることを確保することによってもたらされうる。図７ａ−７ｃは、電力フロー制御結合のレベルを増加させる、本発明の例示的な実施形態を示している。

図７ａ−７ｃには、結合ユニット３５が、透磁性素子２３上に位置付けられた受信コイル１６及び結合コイル２１のペアと対応付けて、全体として長方形の構成で図示されている。図７ａ−７ｃには受電器３の構成要素が図示されているものの、図及び以下の説明は、ＩＰＴシステムに設けられる場合に送電器２の同様の構成要素に対しても適用可能であることが理解される。更に、素子２３の全体として長方形の構成と、コイル１６, ２１の全体として楕円形の構成を図面に示しているものの、他の構成及び形も適用可能であることを当業者は理解する。

結合ユニットにおいて、コイル１６及び２１は、それぞれがある数の「ターン（turns）」を有するように、コイルの形に巻かれたワイヤストランド（wire strands）で構成されている。具体的には、コイル１６及び２１は、結合コイル２１のワイヤストランドが受信コイル１６と絡み合わされるように、矢印Ａの方向に一緒に巻かれている。このようにして、コイル１６及び２１の間の結合がほぼ均一かつ十分に受信コイル全体にわたって提供され、その結果、結合係数が増加する。出願人は、０．８より大きい結合係数が、コイル１６及び２１の絡み合わせの態様に依存して起こりうることを発見した。例えば、受信コイル及び結合コイルが、それらの間で約０．８より大きい結合係数ｋを提供するように絡み合わされることがあり、後述する個別の実施形態では、受信コイル及び結合コイルが、それらの間で約０．９より大きい結合係数ｋを提供するように絡み合わされる。

絡み合わせの方法に関して、コイル１６及び２１の同時の巻回、並びに、コイル１６及び２１（１６Ｓ及び２１Ｓ）の両方の巻回を同じ場所で開始して、コイル１６及び２１（１６Ｆ及び２１Ｆ）の両方の巻回を同じ場所で終了することを通じて、結合係数の最大化が可能になる。このプロセスは、コイルの巻回が、コイルの中心または内部で始まり、絡み合わされたコイルの全体の厚みを増加させることなく当該コイルの縁または外部へ広がるように、図７ｂ及び７ｃに示されるように透磁性素子２３内にスロット３６を設けることによって支援され、その結果として、ＩＰＴ回路の小型化または制限されたサイズを要求するＩＰＴシステムのアプリケーションに重要である、絡み合わされたコイルの形状因子（form factor）が最小化される。

複数巻コイルを提供するための複数ストランドの巻回については周知である。例えば、バイファイラ（bifilar）コイル（即ち、２つのストランドを有する）は、結合ユニット３５を提供するように巻回されうる。しかし、そのようなバイファイラ巻きは、受信コイル及び結合コイルが同数のターンを有する結合ユニットに対してのみ適用可能である。出願人は、結合回路２０の関連する回路についての電圧の要求条件と電流の要求条件とのバランスを取るためには、異なるターン数（巻数）のコイル１６及び２１が望ましいことを発見した。即ち、ある巻数比は、送電器及び／または受電器の、電力出力、電力損失、効率等の予め定められた特性を提供するための回路構成要素の値についての特定の選択を可能にする。

異なる巻数比は、異なる数のストランドのマルチファイラ（multi-filars）の巻回によってもたらされうる。例えば、２：１の受信コイル対結合コイルの巻数比は、トリファイラ（trifilar）コイル、即ち、図８に示されるように巻回された３つのストランドｉ、ii、及びiiiによってもたらされうる。しかし、この例及び他の任意のマルチファイラの例では、所要の巻線比をもたらすためには、ある複数のストランドの相互接続３７が行われなければならず、これは巻回プロセスを複雑にするとともに、整数倍の巻線比のみが可能である。

図９ａ−９ｐは、受信コイル及び結合コイルのほぼ均一かつ十分な結合を確保しながら約２：１の巻線比をもたらす、本発明の例示的な実施形態の一連のステップを示している。この実施形態では、１．５Ａの電流及び１１０ＫＨｚの動作周波数において受電器３の電力出力が約７．５ワットである場合において、リッツ線の直径０．０５ｍｍのストランドから成る１５０ストランドで高性能のフェライト材２３（例えばＭＮ９５）上に巻回されたコイルを使用して、約０．９から約０．９６の結合係数ｋが達成される。以下では、例示的な巻回プロセスについて説明する。

図９ａは、結合ユニットの内型枠３８を示す。内型枠は、最終的な結合ユニットを形成しない「ジグ（jig）」要素として設けられてもよい。あるいは、内型枠３８は、フェライト素子の突起部であってもよく、それにより、最終的な結合ユニットの一部を形成してもよい。更に、内型枠３８は、長方形として図示されているが、これまでに説明したように他の形であってもよい。

図９ｂでは、１６Ｓから始まる、「フルターン（full turn）」（即ち、３６０度）の受信コイル・ストランドが、内型枠３８の周囲に作られている。その後、結合コイルが２１Ｓから始まる、「クォータターン（quarter turn）」（即ち、９０度）の受信コイル・ストランド及び結合コイル・ストランドの両方が作られている（図９ｃ）。例えば図７ｂ及び図７ｃに示すように、１６Ｓと２１Ｓの相対的な位置は例示の目的で提供されており、実際の位置を表してはいないことが理解されよう。

次に、図９ｄに示すように、両コイルの「クォータターン」のストランドが、受信コイル・ストランド１６と結合コイル・ストランド２１とをオーバラップさせて作られるか、またはその逆が同様に行われる。オーバラップのポイント３９ａは、ストランドの閉じ込められた（confined）領域内に設けられるか、またはストランドの関連する「ターン」にわたって設けられる。このオーバラップにより、結合コイル・ストランド２１は、内型枠３８に対して、受信コイル・ストランド１６と位置のスワッピングまたは置き換えが行われる結果となる。更に図示している巻回方法のステップから明らかとなるように、相対的な位置のこのスワッピングは、所要の２：１の巻線比で、２つのストランドのほぼ均一の巻回をもたらす。この段階で、受信コイル１６は１．５ターンを有し、結合コイル２１は０．５ターンを有し、オーバラップ３９ａが開始位置に対して「ハーフターン」（即ち、１８０度）の位置にある。オーバラップの「ターン」位置は任意に選択可能であるが、出願人は、複数のストランドの同時の適切な「パッキング」または付勢（urging）とともに、ストランドの相対的な位置の置き換えを巻回の開始位置及び終了位置からオフセットさせる（例えば、開始位置からの「ハーフターン」の間にオーバラックを作る）ことによって、コイル・ストランドのかなり小型かつ均一の巻回がもたらされることを発見した。

次に、両コイル・ストランドの「クォータターン」が作られ（図９ｅ）、その後、受信コイル・ストランド１６の「フルターン」が作られる（図９ｆ）。なお、これらのステップは、説明の簡単化のために個別に図示されているが、巻回プロセスが部分的または全体的に連続して実行されるように、採用されるパッキングの方法に依存して、図９ａ−９ｐの任意の他の連続するステップは合成されてもよい。図９ｆから分かるように、受信コイル・ストランド１６は、ここで再び結合コイル・ストランド２１と位置をスワッピングされている。

次に、図９ｇに示すように、両コイルの「クォータターン」のストランドが、受信コイル・ストランド１６と結合コイル・ストランド２１とをオーバラップさせて作られ、またはその逆が同様に行われる。この第２のオーバラップのポイント３９ｂは、ストランドの閉じ込められた領域内に設けられるか、またはストランドの関連する「ターン」にわたって設けられる。この第２のオーバラップにより、結合コイル・ストランド２１は、内型枠３８に対して、受信コイル・ストランド１６と位置のスワッピングまたは置き換えが行われる結果となる。この段階で、受信コイル１６は３．０ターンを有し、結合コイル２１は１．０ターンを有し、オーバラップ３９ｂが開始位置に対して「フルターン」の位置にある。第２のオーバラップの「ターン」位置は任意に選択可能であるが、出願人は、複数のストランドを一緒にパッキングするとともに、開始後の「フルターン」の間であって、かつ、それ故に第１のオーバラップの「ハーフ」ターン後に、オーバラップを作ることによって、コイル・ストランドのかなり小型の巻回がもたらされることを発見した。

次に、両方のコイル・スタンドの「４分の３ターン」（即ち、２７０度）が作られる（図９ｈ）。その後、受信コイル・スタンド１６の「フルターン」が作られ（図９ｉ）、その結果として、再び相対的なストランド位置の置き換えが行われる。その後、両方のコイル・ストランドの「ハーフターン」が作られる（図９ｊ）。

次に、図９ｋに示すように、両コイル・ストランドの「クォータターン」が、受信コイル・ストランド１６と結合コイル・ストランド２１とをオーバラップさせて作られ、またはその逆が同様に行われ、その結果として、「ハーフターン」の間に再び相対的なストランド位置の置き換えが行われる。この第３のオーバラップのポイント３９ｃは、ストランドの閉じ込められた領域内に設けられるか、またはストランドの関連する「ターン」にわたって設けられる。この段階で、受信コイル１６は５．５ターンを有し、結合コイル２１は２．５ターンを有する。

次に、両方のコイル・ストランドの「クォータターン」が作られ（図９ｌ）、その後、受信コイル・ストランド１６の「フルターン」が作られる（図９ｍ）。

次に、図９ｎに示すように、両方のコイル・ストランドの「クォータターン」が、受信コイル・ストランド１６と結合コイル・ストランド２１とをオーバラップさせて作られ、またはその逆が同様に行われ、その結果として、「フルターン」の間に再び相対的なストランド位置の置き換えが行われる。この第４のオーバラップのポイント３９ｄは、ストランドの閉じ込められた領域内に設けられるか、またはストランドの関連する「ターン」にわたって設けられる。この段階で、受信コイル１６は７．０ターンを有し、結合コイル２１は３．０ターンを有する。

次に、両方のコイル・スタンドの「４分の３ターン」が作られる（図９ｏ）。その後、終了位置１６Ｆ及び２１Ｆへ、両コイル・ストランドの「クォータターン」が作られる（図９ｐ）。この段階で、受信コイル１６は８．０ターンを有し、結合コイル２１は４．０ターンを有し、その結果として、最終的な巻線比２：１が提供される。

上述の巻回方法は、２：１の巻線比を提供するための例示的の実施形態である。理解されるように、ステップのパターンは大まかにフォローされ、それにより、特定のアプリケーションによって要求されるサイズ及び構成のコイルを有する結合ユニットを提供するためにステップのグループまたはブロックを繰り返すことが可能である。更に、ストランドごとのターン数、相対的な開始位置及び終了位置、ステップの各グループが繰り返される回数等を含む特定のステップは、所望の構成に依存して大まかに選択可能である。例えば、以下の表１は、９０度のストランド入れ替えオフセットで、受信コイルの１２．０ターンと結合コイルの６．０ターンとを有する、２：１の巻線比の結合ユニットを提供するためのステップの繰り返しパターンを示している。

図１０は、ＩＰＴシステム１００の更なる実施形態の表現を示している。ＩＰＴシステム１００は、誘導送電器１０２及び誘導受電器１０３を備え、各構成要素は図１に関連して上記で説明した送電器及び受電器と同様の機能及び動作を有する。

即ち、誘導送電器１０２は、適切な電源４（主電源等）に接続されており、当該送電器の動作に必要となりうる回路を有する送信回路１０５と、それぞれが送信回路１０５に接続され、かつ、共振回路を作り出すために（ただし、非共振の実施形態も適用可能）送信キャパシタ等の１つ以上のチューニング素子１０８に並列または直列に接続された送信コイル１０７を含み、送信回路１０５からのＡＣ電流の供給に起因して（複数の）送信コイル１０７が交流磁界を生成する、１つ以上の送信共振回路１０６と、当該送電器の各部と接続され、かつ、各部を制御する送信コントローラ１０９と、（複数の）送信コイル１０７と関連する透磁性素子またはコア１１３と、を備える。

更に、誘導受電器１０３は、送信共振回路１０６の共振周波数、または（複数の）送信コイル１０７の周波数にほぼ整合する共振周波数を有する共振回路を作り出すために受信キャパシタ等の１つ以上のチューニング素子１１７に並列または直列に接続された受信コイル１１６を含む受信共振回路１１５と、受信共振回路１１５と負荷１１４との間に接続され、かつ、当該受電器の動作に必要となりうる回路を有する受信回路１１８と、当該受電器の各部と接続され、かつ、各部を制御する受信コントローラ１１９と、を備える。ただし、この実施形態では、誘導受電器１０３は、上述の実施形態の（複数の）結合回路とは異なって構成された受信結合回路１２０を備える。

上述の結合回路と同様、受信結合回路１２０は、結合または電力フロー制御コイル１２１と可変インピーダンス１２２を備えるが、上述の結合回路とは異なり、受信結合回路１２０は、結合コイルと並列に、結合キャパシタ等の１つ以上のチューニング素子１２４を備えることで共振回路であってもよい。

受信結合コイル１２１は、受信コイル１１６と磁気結合される。このような磁気結合は、結合コイル１２１と受信コイル１１６とを、近接するように構成するか、及び／または透磁性コア１２３を共有するように構成することを通じて実現されうる。この実施形態では、上述の実施形態における密な結合とは対照的に、受信コイルと結合コイルとの間で多少「緩やかな（loose）」結合によって、効率的な電力フロー制御／調整がもたらされる。例えば、ｋ₁は、送信コイル１０７と受信コイル１１６との間の結合を表す場合に、ｋ₂は、送電器１０２の送信コイル１０７と受信結合コイル１２１との間の結合を表し、ｋ₃は、受信コイル１１６と受信結合コイル１２１との間の結合を表す。２つの受信コイルは同一のコアに巻回されており、かつ、送信コイル１０７との関係で同一の物理的条件を有するため、ｋ₁＝ｋ₂である。安定制御を維持するためには、ｋ₃は、最大の結合（１．０）から、ｋ₁またはｋ₂より大きい任意の値まで変化しうる。例えば、ｋ₁＝ｋ₂＝０．５である場合、約０．５＜ｋ₃＜約１．０であり、ここで、ｋ₁及びｋ₂は、送信コイルに対する相対的な受信コイルの位置決めに依存し、かつ、約０．１から約０．８まで変化しうる。

以下で詳細に説明するように、受信コントローラ１１９は、受信共振回路によって受信される電力に作用する（また、それにより、負荷１１４へ供給される電力を調整する）よう、または（例えば送電器及び受電器間のＩＰＴ通信のために）反射インピーダンスを調節するよう、受信結合回路を制御する。具体的には、並列チューニングされる結合コイルは、電流源を形成し、メイン受信コイルと比べて位相をシフトさせることによって出力電圧が調整される。結合コイルは電流源として機能するため、この実施形態では、可変インピーダンスのスイッチＳ₁及びＳ₂のゲート信号をオーバラップさせることによって電圧を調整しうる。これにより、それ以外の場合に要求される、複数のスイッチが同時に動作することを避けるための安全マージンとして使用される「デッドタイム」が低減されうる。スイッチＳ₁及びＳ₂は、ＦＥＴのような単方向性のＭＯＳＦＥＴであり、ボディダイオードを有している。

図１１は、受信結合コイルの回路及び受信コイルの回路を示している。受信結合コイル（Ｌ_S2）は、制御された電流源を形成するためにキャパシタ（Ｃ_S2）と並列チューニングされ、受信コイル（Ｌ_S1）は、直列または並列チューニングされて負荷への供給のための電源を形成しうる。

図１２において、比例・積分・微分（ＰＩＤ）コントローラは、出力電圧の誤差を判定してＤＣ信号を生成する。磁気結合係数ｋ₁及びｋ₂はほぼ等しく、そのため、送信（一次）コイルと受信（二次）コイル及び結合コイルとの間の相互インダクタンス（Ｍ）は等しい。それに加え、結合コイルの両端電圧の位相は、適切な比較器を使用して検出され、それに応じて、オリジナル位相と同じ周波数を有する２つのランプ波形が生成される。これら２つのランプは、その後、ＰＩＤコントローラからの生成されたＤＣ信号と比較され、その後、図１３に示す方法でゲート駆動信号が生成される。例えば、ＤＣ信号（ＰＩＤコントローラの出力）がランプ信号よりも高ければ、ゲート信号はハイとなり、ランプ信号がＤＣ信号よりもたかければ、ゲート信号はローとなる。これは、他のゲート駆動信号についても同様に生じる。

生成されたゲート信号は、互いの反転ではなく、特定の期間ではオーバラップしている。生成されたゲート信号は、電圧のオリジナル位相から位相シフトされる。図１３は、Ｃ_S2から測定されるＬ_S2の共振回路（タンク）の電圧波形の微分としてＶ_abを示している。スイッチＳ₁及びＳ₂の両方がオンである場合、共振電圧Ｖ_abは時間Ｔ_shの間、短絡され、当該スイッチの１つがオフである場合、時間Ｔ_rの間、通常の共振モードで動作している（例えば、電力フローの調整なし）。
当該スイッチのボディダイオードは、回路損失を低減するのに有用であるＴshの期間に両方のスイッチが同時にオンになると、導通しない。高い電力需要（即ち、より高いＰ_out）では、より多くの電力が負荷へ供給されることをＰＩＤコントローラが許可するにつれて短絡時間が減少し、負荷によって要求される電力が減少すると、負荷へ供給されるエネルギーが低減されるように、並列共振タンクを短絡するために短絡時間が増加する。

図１４は、スイッチからの九ランピング動作が、等価開放回路電圧とキャパシタ電圧波形との間の位相シフトをどのように生成するかを示している。伝送される電力は、以下の式（１）によって近似されうる。

ここで、θ_vは、結合コイルの開放回路電圧（Ｖ_oc2）と、Ｃ_S2の両端電圧の基本波（Ｖ_c1）との間の角度である。これは、所与の振幅及び既知の位相差を有する２つの電圧源間で伝送される電力の量を表現している。伝送される電力は、電圧の振幅及び２つの電圧源間の位相に依存する。位相遅延が０である場合、Ｖ_oc2とＶ_c1との間の位相θ_vは０°であり、最大の電力が負荷へ伝送される。また、Ｖ_oc2とＶ_c1との間の位相θ_vが０°より大きい場合、式（１）によって与えられるように、より少ない電力が伝送される。結果的に、この位相遅延を調節することによって、負荷へ送られる電力が制御されうる。

図１５は、結合回路の４つの異なる動作モード（モード１から４）に対応する等価回路を示している。以下ではこれらについて説明する。

モード１（Ｍ１）：ｔ＝０における正の共振モード（０＜ｔ＜ｔ₁）であり、Ｓ₁はオフにされ、Ｓ₂はオンにされる。このモードの期間中には、Ｓ₁のボディダイオードＤ₁は、流れる電流が０まで減少する間に、端子Ｋの電圧が、Ｓ₁の両端電圧をゆっくりと正の方向に増加させる正（Ｖ_a＞０）であるため、反転バイアスされる。実際、キャパシタ電圧Ｖ_S2は、正のピーク電圧まで並列共振タンクのようにL_S2と共振し、０に戻る。このモードの動作の期間中、２次の支配方程式は式（２）に示される。

モード２（Ｍ２）：ｔ＝ｔ₁における短絡モード（ｔ₁＜ｔ＜ｔ₂）であり、キャパシタ電圧が必然的に０とクロスする。このとき、Ｓ₁は、ＰＩＤコントローラの出力とランプ信号との比較から生成された信号によって、オンに切り替わる。Ｓ₂がオンのままであるため、共振周期が打ち切られ、キャパシタ電圧が負の方向に増大することが防止され、その結果として、Ｃ_S2の両端電圧が０にクランプされる。これにより、Ｖ_s2が正の電圧から負の電圧に変化するポイントにおいて、時間Ｔ_shの間、Ｓ₁及びＳ₂がＶ_s2をクランプする。このモードでは、共振タンクが短絡され、短絡回路電流がＳ₁及びＳ₂を流れる。ボディダイオードＤ₁及びＤ₂は、このモードの期間中は短絡される。

このモードの動作の期間中、１次の支配方程式は式（３）に示される。

結合コイルを流れる短絡回路電流がｉ_sc2(ｔ)＝Ｉ_sc2ｓｉｎωｔである場合、式（４）に置き換えられる。

回路を流れる最大電流は、式（５）によって与えられる短絡回路電流である。

モード３（Ｍ３）：ｔ＝ｔ₂における負の共振モード（ｔ₂＜ｔ＜ｔ₃）であり、Ｓ₁はオンにされ、Ｓ₂はオフにされる。Ｍ１と同様、負のピーク電圧まで並列共振タンクのように回路が動作し、０に戻る。このモードの期間中には、Ｄ₂は、流れる電流が０まで減少する間に、端子Ｋの電圧が、Ｓ₂の両端電圧をゆっくりと負の方向に増加させる正（Ｖ_b＞０）であるため、反転バイアスされる。

モード４（Ｍ４）：ｔ＝ｔ₃における短絡モード（ｔ₃＜ｔ＜ｔ₄）であり、Ｍ２と同様、キャパシタ電圧が必然的に０とクロスする。このとき、Ｓ₂は、ＰＩＤコントローラの出力とランプ信号との比較から生成された信号によって、オンに切り替わる。Ｓ₁がオンのままであるため、共振周期が打ち切られ、キャパシタ電圧が正の方向に増大することが防止され、その結果として、Ｃ_S2の両端電圧が０にクランプされる。これにより、Ｖ_s2が負の電圧から正の電圧に変化するポイントにおいて、時間Ｔ_shの間、Ｓ₁及びＳ₂がＶ_s2をクランプする。共振タンクが短絡され、短絡回路電流がＳ₁及びＳ₂を流れる。ボディダイオードは、このモードの期間中は短絡される。このモードの後、回路はＭ１に戻り、スイッチングプロセスが繰り返される。

この実施形態は、低いスイッチング損失、低いスイッチングストレス、及び低減されたＥＭＩ（電磁妨害）レベルを可能にするソフトスイッチングを実現できる。低いスイッチング損失によって、高い動作効率を提供できる。更に、低いＥＭＩによって、近くのピックアップ及び外部システムの制御回路に対する干渉の低減を提供できる。

当業者は、本明細書に記載され、添付の請求項で請求されている種々の実施形態が、利用可能な発明を提供するとともに、有用な選択肢を少なくとも公に提供することを理解する。

発明の実施形態の記述によって本発明を説明してきたが、また、実施形態を詳細に説明してきたが、添付の請求項の範囲を多少なりともそのような詳細に限定することは、出願人の意図ではない。更なる利点及び変更が、当業者には容易に見てとれることになる。したがって、より広い態様の発明が、図示及び記述されている具体的な詳細、代表的な装置及び方法、並びに例示的な例に限定されることはない。このため、出願人の全体的な発明概念の精神または範囲から逸脱することなく、そのような詳細からの逸脱がなされてもよい。

Claims (23)

1. 誘導電力伝送デバイスであって、
   電力伝送コイル及び電力伝送キャパシタを有する共振回路と、
   前記電力伝送コイルに磁気結合された結合コイルと、
   可変インピーダンスと、
   予め定められた基準に基づいて前記可変インピーダンスのインピーダンス値を決定するように構成されたコントローラと、
   を備え、前記予め定められた基準は、
   負荷へ供給される電力を実質的に調整すること、
   前記共振回路の共振周波数を予め定められた周波数へ実質的にチューニングすること、
   前記電力伝送コイルに関連する磁界の周波数を調節すること、及び／または
   対応する結合電力伝送コイルへ前記電力伝送コイルが反射させるインピーダンスを調節すること、を含む
   ことを特徴とするデバイス。
2. 前記デバイスは誘導電力伝送システムのための誘導受電器であり、前記共振回路は受信共振回路であり、前記電力伝送コイルは受信コイルであり、前記電力伝送キャパシタは受信キャパシタであり、
   前記受信共振回路から負荷へ電力を供給するための受信回路を更に備える
   ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
3. 前記デバイスは誘導電力伝送システムのための誘導送電器であり、前記共振回路は送信共振回路であり、前記電力伝送コイルは送信コイルであり、前記電力伝送キャパシタは送信キャパシタであり、
   電源から前記送信共振回路へ電力を供給するための送信回路を更に備える
   ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
4. 前記結合コイル及び前記可変インピーダンスは、非共振回路を形成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
5. 前記電力伝送コイルは、前記電力伝送キャパシタと直列に接続される
   ことを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
6. 前記受信回路は、前記負荷へＤＣ電力を供給するための整流器を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載のデバイス。
7. 前記コントローラは、前記負荷の電力需要に基づいて前記インピーダンス値を決定するように構成される
   ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
8. 前記コントローラは、前記負荷へ供給される前記電力を調整するために、前記結合コイルを流れる電流を前記可変インピーダンスが変化させる時間の比率を決定するように構成される
   ことを特徴とする請求項７に記載のデバイス。
9. 前記コントローラは、パルス幅変調を使用して、前記結合コイルを流れる前記電流を前記可変インピーダンスが変化させる時間の前記比率を制御するように構成される
   ことを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
10. 前記可変インピーダンスはＡＣスイッチを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
11. 前記電力伝送コイルに関連する透磁性コアを更に備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
12. 前記電力伝送コイル及び前記結合コイルは、前記透磁性コア上で絡み合わされている
    ことを特徴とする請求項１１に記載のデバイス。
13. 前記結合コイルは、前記電力伝送コイル全体にわたって磁気結合がほぼ一様となるように、前記電力伝送コイルと絡み合わされている
    ことを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
14. 前記絡み合わされた電力伝送コイルと結合コイルとの結合係数ｋは約０．８より大きい
    ことを特徴とする請求項１３に記載のデバイス。
15. 前記透磁性コアの飽和に作用するように構成された飽和コイルに接続されたＤＣソースを更に備える
    ことを特徴とする請求項１１に記載のデバイス。
16. 前記ＤＣソースは、前記負荷へ供給される前記電力を調整するように制御される
    ことを特徴とする請求項１５に記載のデバイス。
17. 前記可変インピーダンスは、前記負荷へ供給される前記電力を粗調整するように制御され、前記ＤＣソースは、前記負荷へ供給される前記電力を微調整するように制御される
    ことを特徴とする請求項１６に記載のデバイス。
18. 前記電力伝送コイルが反射させる前記インピーダンスの変化が、前記電力伝送コイルから前記対応する結合電力伝送コイルへデータを伝達するために使用される
    ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
19. 前記磁界の前記周波数の変化が、前記電力伝送コイルから前記対応する結合電力伝送コイルへデータを伝達するために使用される
    ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
20. 前記結合コイルと並列のチューニングキャパシタを更に備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
21. 前記コントローラは、前記負荷へ供給される電力を、前記チューニングキャパシタの両端電圧と、等価開放回路電圧との間の位相差に基づいて調整するように構成される
    ことを特徴とする請求項２０に記載のデバイス。
22. 前記コントローラは、スイッチング周期の一部であって、かつ、前記負荷へ供給される前記電力を決定する前記一部の間に、前記チューニングキャパシタをクランプするように構成される
    ことを特徴とする請求項２１に記載のデバイス。
23. 誘導受電器を制御するための方法であって、
    結合コイルを通る電流が、第２の方向または第１の方向に流れる状態から０になってから第１の期間の後に、第１のスイッチをオンにすること、
    前記結合コイルを通る前記電流が、前記第１の方向または前記第２の方向に流れる状態から０になってから第２の期間の後に、第２のスイッチをオンにすること、
    前記第２のスイッチがオンになった際に、または、前記第２のスイッチのオンへの切り替えと、前記結合コイルを通る前記電流の前記第２の方向に流れる状態から０への移行との間のある時点に、前記第１のスイッチをオフにすること、
    前記第１のスイッチがオンになった際に、または、前記第１のスイッチのオンへの切り替えと、前記結合コイルを通る前記電流の前記第１の方向に流れる状態から０への移行との間のある時点に、前記第２のスイッチをオフにすること、及び
    負荷へ供給される電力を調整するために前記第１の期間及び前記第２の期間の継続時間を制御すること、
    を含むことを特徴とする方法。

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