CN107078651A - 转换器 - Google Patents

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Abstract

一种电感功率接收器(3)包括连接至谐振电路(802)两端的至少两个开关S1、S2，所述谐振电路包括电感和电容，其中，至少两个开关中的第一开关S1被配置成基于取决于接收器变量的第一个事件而切换至第一状态；以及第一开关被配置为基于与接收器变量无关的第二事件而切换到第二状态。

Description

转换器
技术领域
本发明总体而言涉及一种转换器，特别但不排它地，涉及一种用于感应功率传输系统的转换器。
背景技术
电转换器是本领域公知的，并且可应用在各种应用的许多配置中。一般来说，转换器将一种类型的电能转换为不同类型的输出。这种转换可以包括DC-DC电转换、AC-AC电转换和DC-AC电转换。在一些配置中，转换器可以具有任意数量的DC“部件”和AC“部件”，例如DC-DC转换器可以包括AC-AC变压器转换器部分。
更具体地，“逆变器”是可以用于描述DC-AC转换器的术语。逆变器可以单独存在或者作为较大转换器的部分而存在(如上述示例中，其必须在AC-AC变压器之前将DC逆变到AC)。因此，“转换器”应被解释为涵盖逆变器本身和包括逆变器的转换器。为了清楚起见，本说明书的剩余部分将仅指“转换器”，而不排除在某些情况下“逆变器”可能是合适的替代术语的可能性。
存在实现DC-AC转换的转换器的许多配置。主要地，这是通过借助于协调切换使电流沿交替方向流过组件的开关的合适布置。这些开关可以由控制电路控制，以实现期望的AC输出波形。
可以包括另外的电路组件来形成输出波形。受限于特定的电路拓扑，输出波形将取决于开关的频率、占空比和工作相互关系。
使用转换器的一个示例是在感应功率传输(IPT)系统的环境中。这些系统是已建立技术(例如，电动牙刷的无线充电)和发展中技术(例如，“充电垫”上的手持设备的无线充电)的公知领域。通常，初级侧从发射线圈或多个发射线圈产生时变磁场。该磁场在合适的接收线圈中感应出交流电流，然后感应出的交流电流可以用于对电池充电，或对设备或其他负载供电。在一些情况下，可以在发射器线圈周围添加电容器以创建谐振电路。类似地，可以在接收器线圈周围添加电容器以产生谐振电路。使用谐振电路可以在相应的谐振频率处增加功率吞吐量和效率。
通常，发射线圈由转换器驱动。驱动电流的特性(诸如频率、相位和幅度)将与特定的IPT系统有关。在一些情况下，可以期望转换器的驱动频率与谐振发射线圈和/或谐振接收线圈的谐振频率相匹配。所述幅度可以被改变以对应于次级侧的负载要求。在一些系统中，负载要求可以通过适当的手段传递到初级侧。
所有的这些控制层增加了IPT系统设计的复杂性和成本。因此，期望具有控制转换器的简单方法。
与IPT系统相关联的另一个问题是，对于谐振系统，发射器的谐振频率不是固定的，而是根据接收器上的负载而变化。负载的变化通过互感耦合而反映回发射器，这进而影响发射器的谐振频率。因此，如果转换器以不再等于发射器的谐振频率的频率向发射器线圈供应输出，则功率吞吐量减小，并且系统变得效率较低。
与IPT系统相关联的另一个问题在于，诸如发射器线圈或接收器线圈和谐振电容器的谐振组件的值可能由于制造公差、年限、温度、功率传输距离变化、附近的金属或磁性材料的存在以及其他因素而变化。这些变化影响发射器的谐振频率，其可能会与接收器失去谐振，从而导致功率吞吐量减小，并且系统变得效率较低。
可以适应这种谐振频率变化的一种方法是在经过发射线圈的电压达到零时使控制开关关断和接通。因此，切换频率将自动对应于发射线圈的谐振频率。这种解决方案的缺点在于：发射的磁场的频率将随着取决于发射线圈的谐振频率的范围而变化。这是有问题的，原因有二：首先，接收器必须自适应地重新调谐至发射频率的变化或者损耗功率；其次，由于可用带宽可能太窄，使系统在一系列频率内工作是不可取的。
本发明的目的是为公众提供有用的选择。
发明内容
根据一个示例实施例，提供一种感应功率接收器，其包括连接在振电路两端的至少两个开关，所述谐振电路包括电感和电容，其中：
所述至少两个开关中的第一开关被配置为基于取决于接收器变量的第一事件而切换到第一状态；以及
第一开关被配置为基于与接收器变量无关的第二事件而切换到第二状态。
承认“包括”、“包括了”和“包括有”可以在不同的管辖范围内被归属排他性含义或包含性含义。出于本说明书的目的，除非另有说明，否则这些术语旨在具有包含性含义，即它们将意味着包括所使用的直接引用的所列组件，以及可能还包括其它非特定组件或元件。
在本说明书中对任何现有技术的引用不构成对这种现有技术形成公知常识的一部分的承认。
附图说明
结合在说明书中并构成说明书的部分的附图示出了本发明的实施例，并且与上面给出的本发明的一般性描述以及下面给出的实施例的具体描述一起用于解释本发明的原理。
图1是感应功率传输系统的示意图；
图2是根据实施例的转换器拓扑的电路图；
图3是与转换器的典型控制有关的一系列图；
图4是与根据实施例的转换器的控制有关的一系列图；
图5是与根据又一实施例的转换器的控制有关的一系列图；
图6示出了根据另一实施例的与转换器的控制相关的波形；
图7示出了根据另一实施例的转换器拓扑；
图8是具有分离的接收器线圈L1和L2的接收器配置的电路图；
图9是示出改变延迟脉冲如何导致DC输出的变化的一系列图；
图10是图8的接收器配置的控制器实施例的电路图；以及
图11是具有独立的接收器线圈L5的接收器配置的电路图。
具体实施方式
在图1中总体上示出了感应功率传输(IPT)系统1。IPT系统包括感应功率发射器2和感应功率接收器3。感应功率发射器连接到适当的电源4(诸如市电功率)。感应功率发射器可以包括连接到逆变器6的AC-DC转换器5。逆变器为发射线圈或多个发射线圈7提供AC电流，使得发射线圈或多个发射线圈产生交变磁场。在一些配置中，也可以认为发射线圈与逆变器分离。发射线圈或多个发射线圈可以与电容器(未示出)并联或串联连接，以创建谐振电路。
图1还示出了感应功率发射器2内的控制器8。控制器可以连接到感应功率发射器的每个部分。控制器可以适用于从感应功率发射器的每个部分接收输入，并且产生控制每个部件的操作的输出。控制器可以实现为单个单元或独立的单元，其适用于根据其能力来控制感应功率发射器的各个方面，包括例如：功率流、调谐、选择性地为发射线圈供电、感应功率接收器检测和/或通信。
感应功率接收器3包括连接到接收电路10的接收线圈或多个接收线圈9，该接收电路10进而向负载11供电。当感应功率发射器2与感应功率接收器适当耦合时，由发射线圈或多个发射线圈7产生的交变磁场在接收线圈或多个接收线圈9中感应出交流电流。接收电路10被配置为将感应电流转换成适合于负载11的形式。接收线圈或多个接收线圈9可以与电容器(未示出)并联或串联地连接以创建谐振电路。在一些感应功率接收器中，接收器可以包括控制器12，控制器12可以控制接收线圈或多个接收线圈9的调谐或者由接收电路10提供给负载11的功率。
图2示出了逆变器6的示例。逆变器6包括DC电源202、DC电感器203、输出电感器204(发射线圈7)、谐振电容器205、控制开关(为了清楚起见其应被称为开关一206和开关二207)和控制电路208。图2中还示出了寄生电容器209和寄生体二极管210，寄生电容器209和寄生体二极管210为控制开关的特征。
在逆变器6的典型操作下，开关一206和开关二207以50％的占空比交替地接通和关断。开关的频率如此与输出电感器204和谐振电容器205的固有谐振频率相匹配。这将产生如图3所示的波形。为了实现该切换模式，现有系统可以采用被编程以根据输出电感器电压的过零点来交替地激活开关的控制器。
控制转换器的方法可以如下：在发生取决于转换器变量的第一切换事件时，将每个开关切换到第一状态；以及在发生与转换器变量无关的第二切换事件时，将每个开关切换到第二状态。
以下将第一状态称为接通状态，而将第二状态称为关断状态。然而，第一状态也可以是关断状态，而第二状态也可以是接通状态。
第一切换事件
第一切换事件是当开关一206或开关二207两端的电压达到或接近零时。也就是说，当开关一两端的电压达到或接近零时，开关一接通，以及当开关二两端的电压达到或接近零时，开关二接通。由于开关一6或开关二207两端的电压取决于输出电感器4两端的电压，因此可以说其与转换器的因变量有关。以这种方式，由于第一切换事件的发生可能随着系统的变化而改变，因此开关接通可以适应系统的变化。
以这种方式，第一事件取决于转换器变量；转换器变量是电压过零点。
可以检测电压，且当电压达到特定值时，会成为触发事件。例如，当谐振发射器线圈两端的电压低于定义的阈值时，比较器电路可以输出状态的变化。这种控制可以被包含在控制电路208中。
使用开关一206或开关二207两端的电压达到或接近零作为第一切换事件的一个好处可以是零电压切换。也就是说，当开关两端的电压为零时，开关接通，这使能量损耗最小化，提高效率，并防止由于过电流而损坏开关。
在另一个实施例中，第一切换事件是经过开关一或开关二的电流的过零。也就是说，当通过开关一的电流达到或接近零时，开关一接通，以及当通过开关二的电流达到或接近零时，开关二接通。系统1中的其它变量特性可以适用于作为第一切换事件的依据。
第二切换事件
第二切换事件是另一开关关断后的固定时间间隔(α)的到期。也就是说，在开关二关断之后的固定时间间隔(α)，开关一206关断，以及在开关一关断之后的固定时间间隔(α)，开关二207关断。由于开关一或开关二的关断与系统的因变量无关(即，它是预设并且不变)，因此其将保持相同，而不管系统中的任何变化。此外，由于开关在固定时间间隔之后持续关断，因此开关的频率也与系统的因变量无关。转换器的频率可以根据等式1计算
可以包括电路以检测切换到关断状态的开关，并且在固定延迟之后触发另一开关关断。替代地，控制器可以被编程为在内部控制该过程，而不需要实际检测开关状态的变化。这种控制可以包含在控制电路208中，并且时间间隔α可以由用户来改变或根据查找表来改变。
以这种方式，第二事件与转换器变量无关；延迟α独立于转换器的操作变量(例如：基于电压或电流的变量)而设置，第二个事件是延迟的结束。
替代地，第二切换事件可以是从同一开关的状态改变开始的时间间隔的到期，或者可以使用时钟信号来触发开关关断，而与另一开关的状态无关。
图4示出了开关一和开关二的状态、每个开关两端的电压和输出电感器两端的电压。在时间t1处，开关一关断，而开关二接通。因为开关二两端的电压达到零，所以该开关接通。由于开关一关断，因此电感器两端的电压开始增加，然后减小(导致了所观察到的波形)。从开关一关断起经过了时间α之后，在时间t2处，开关二关断。由于α已经被预设为等于输出电感器和输出电容器的固有谐振周期(tR)的一半，因此t2对应于开关一两端的电压达到零的时间，因此开关一接通。该循环重复并导致具有与50％占空比相同效果和先前所述固定频率的切换模式。
在一些情况下，输出电感器和输出电容器的谐振频率可能由于以下而改变，例如：由于电路部件的劣化；影响IPT系统中初级线圈与次级线圈之间的耦合的负载变化等等。图5示出了一半谐振时间段(tR')小于α的情况，或者α被固定为大于tR'的值的情况。在时间t1处，开关一关断，导致电感器两端的电压增加，然后减小，从而导致所观察到的波形。由于tR'小于α，因此在α过去之前，开关一两端的电压达到零。因此，在t2处，开关一接通。这在开关二关断之前发生，使得两个开关同时接通。然后在t3处，自开关一关断起经过了时间α之后，开关二关断。该循环重复并导致具有大于50％的占空比的切换模式，但是具有与图3所示的示例相同的频率(即1/(2α))。
图6显示了tR‘’大于α(或等效地，其中α被设置为小于tR”)。在本实施例中，不是两个开关同时接通持续每个周期的一部分(如图4中给出的示例)，而是两个开关同时关断。
为了避免由于存储在电感器203中的能量而导致的高电压尖峰在断开的开关一206或断开的开关二207两端发展，可以使用大的缓冲网络。例如，可以在开关一206和开关二207中的每一个开关两端设置额外的分立电容器作为缓冲器(snubber)，并且与输出电感器204一起形成谐振网络的部分。
图7示出了这种替代的转换器拓扑711，所述转换器拓扑711包括这种额外的电容器712。转换器711包括DC电源713、DC电感器714、输出电感器715、具有寄生电容器718和寄生体二极管719的控制开关716以及控制电路717。
在替代实施例中，可以期望防止图6中所示的波形出现(例如，由于缓冲网络不是所期望的)。这可以通过控制α不小于tR‘’来实现，或者在这些情况下使用另一种方法。
例如，可以调整控制方法，使得以下内容的最后一个发生时，开关关断：
·在另一开关关断之后的固定时间间隔(α)的到期(即如上所述的第二切换事件)；
·另一开关接通。
因此，由于每个开关只有在另一开关接通时才会关断；防止两个开关同时关断，因此图6中所示的波形不会发生。这导致：每当谐振周期小于或等于2α(即1/(2α))时，具有固定频率，但是每当谐振周期大于2α时，将具有可变频率。
一个或更多个实施例允许频率保持固定(由α确定)，同时允许频率仍然响应诸如电感值和电容值的变化以及(通过开关的占空比改变而导致的)负载或耦合的变化的参数变化。
在现有技术的IPT系统中，接收器的输出端上的负载增加将导致发射电感器(即线圈或多个线圈)和电容器的谐振频率增加。然而，一个或更多个实施例确保发射器的工作频率保持恒定(由α确定)。这可以通过比较图4和图5来证明。
例如，如果在第一负载下将α设置为tR，则产生图4中的波形。然而，如果接收器的输出端上的负载增加，则发射线圈和电容器的谐振频率将增加，这相当于一半谐振周期(即tR'，其中tR'<tR)减小。由于tR'小于α，因此产生图5中的波形。尽管负载变化影响发射线圈和电容器的谐振频率，但发射器的频率保持恒定。一个或更多个实施例可以能够基本立即适应负载的变化，而不需要复杂的控制电路。
在IPT系统的环境中的另一个好处可以是，如果发射器频率恒定，则不需要重新调谐接收器。因此，接收器可以被调谐到设定频率，这可以导致更有效的无线能量传输。
接收器
上述控制逆变器6的方法也可以适用于接收电路10。通常，接收电路10包括功率拾取级、整流级和功率控制级。
在现有技术的接收器中，接收电路10中的损耗可能是有问题的。例如，功率控制级包括带来损耗的一些开关装置。整流器级由于二极管传导损耗而增加了损耗，尽管该损耗可以通过使用同步整流器来减少。根据应用，传输到接收器的功率量可能已经很低，例如，几瓦到几十瓦的数量级，因此可能期望减少接收电路10中的任何损耗。
其中热量考虑也是设计因素，这可以增加最小化接收器损耗的有利条件。还可以期望减少组件数量，其中PCB尺寸很重要。
在另一实施例中，输出功率控制级与整流器级和/或功率拾取级组合。这样可以使损耗和电路尺寸最小化。
图8示出了根据实施例的接收电路拓扑800，其可以应用为接收器3的功率整流和调节电路。分离的接收器线圈L1、L2与调谐电容器C1并联连接。线圈L1、L2和电容器C1的组合形成谐振回路802，该谐振回路802针对基本类似于发射器2的频率来调谐。分离的接收器线圈L1、L2一起用作接收线圈9，然而这通过确保线圈L1和L2之间的互相耦合的程度最小化来实现，使得对利用接收器的IPT系统的发射器传输的功率的接收被优化。理想地，没有互相耦合，但是实际上，高达约30％的互相耦合对于商业IPT系统中所需的功率接收效率来说是可以容忍的。这可以通过以相反方向缠绕线圈L1和L2来实现，例如，顺时针缠绕L1，而逆时针缠绕L2。此外，可以通过将线圈缠绕或定位在例如导磁材料(诸如铁氧体)的共通核芯(mutual core)上来提高接收线圈的效率，以提供对其中感应出的磁场的控制。
线圈L1、L2的大致中点抽头或大致中心抽头804连接到与DC平滑电容器C2并联连接的负载R9。线圈L1、L2的端部以推挽式或倍流整流器(current doubling rectifier)配置连接到两个开关S1S2。由控制器806向每个开关提供控制信号，以将谐振回路802两端感应出的谐振电压整流为接收器3的负载11(R9)所要求的电压。具体地，分别位于每个线圈L1、L2的谐振电路处的电压808a、808b和来自谐振回路802的输出电压810(具有相关相位)被输入到控制器806，该控制器806对这些输出进行比较，以提供控制信号。
图9示出了接收器中控制信号的示例。总而言之，每个开关类似于发射器2中的逆变器6的上述切换来切换。即，每个开关基于第一事件而接通，以及基于第二个事件而关断。
每个开关与接收器线圈两端的一侧电压相关。通常在同步整流时，开关在相反侧线圈的电压开始上升时而接通。在一个实施例中，在相反线圈电压上升时间与开关接通时间之间插入延迟。实际上，开关用于将线圈两端的电压“保持”在0V一段时间。通过调整线圈电压保持在0V的时间段，接收电路800的DC输出可以被控制为高于或低于另外的同步整流的DC输出电压。这意味着接收器3具有降压和升压能力。
换句话说，当谐振调谐电容器C1一侧的电压下降到零时，该侧的相应开关接通(第一事件)并且保持接通一半谐振周期的持续时间(当谐振电容器一侧上的电压下降到零时)，以及在此之后保持接通设置延迟α(第二个事件；这是延迟的结束)。
类似于发射器2的控制，在接收器3中，第一事件取决于接收器本身的变量，例如：接收器变量是电压过零点，而第二个事件与接收器的变量无关，例如，延迟α独立于接收器的操作变量(例如基于电压或电流的变量)而设置，使得第二事件设置延迟的结束。
控制器806可以使用用于固定输出电压的分立的模拟组件(运算放大器、比较器等)来实现，并且开关可以被实现为场效应晶体管Q1、Q2(或其他类似的开关配置)，如图10中所示。图10中所示的示例性实施例中，谐振回路802两端的电压由比较器U2测量。方波输出被提供给斜坡发生器812。DC输出电压被转换为将其与1.25V DC信号进行比较的误差信号。比较器U3将斜坡电压与DC误差信号进行比较，且输出被提供给Q2的栅极。类似地，谐振回路802两端的相反极性的电压由比较器U4测量。斜坡发生器814和比较器U4产生Q1的栅极信号。以这种方式，可以实现闭环控制，以根据Vref信号将输出DC电压保持在预定值。实际上，延迟α被调整直到输出电压为1.25V为止。这是因为输出阶段处的输出电压被直接馈送入U6。可选地，可以通过(通过分压器)将一部分输出电压馈送到U6来设置目标输出电压。例如，为了将输出调节为2.5V，输出电压可以除以2，该信号与1.25Vref被馈送入U6。
可选地，控制器可以利用用于可调输出电压的微控制器来实现。在一个示例中，微控制器可以感测输出电压，然后可以逐步增加或减小延迟α，以改变闭合反馈回路中的输出。算法步骤可以被编程到微控制器中以包括与控制策略相关的预定标准。
在另一个实施例中，提供了图11中所示的接收器电路1000，其中接收器电路1000具有与调谐电容器C3并联连接以形成谐振回路1002的单个(环路)线圈L5。两个(分离的)DC电感器L4、L8将谐振回路1002连接到DC电压输出节点1004，该输出节点1004连接至接收器3的与平滑电容器C2并联示出的(DC)负载R9(11)。如图8所示，两个开关Q1、Q2以推挽式或倍流整流器配置连接到谐振回路1002并且以相同的方式操作。
例如，在存在发射线圈与接收线圈之间的固定耦合系数的情况下，或者当电路尺寸和复杂度优于输出电压纹波时，图10中的电路可能比图11的电路更有用。这是因为图11中的电路包含大DC电感器。这些电感器为系统提供稳定性并且用于平滑DC输出电流，使得DC输出纹波可以在该配置下较低，但是与图10的实施例相比，电路尺寸较大。此外，可以使用传统的单个电感器接收器线圈，因此接收器线圈的制造可以更简单和更便宜。
虽然已经通过对本发明实施例的描述来说明了本发明，并且虽然已经详细描述了实施例，但是申请人的意图并不是将所附权利要求的范围限制或以任何方式限制于这样的细节。额外的优点和修改对本领域技术人员来说将容易显而易见。因此，本发明在其更广泛的方面不限于具体细节，代表性的装置和方法以及示出和描述的说明性示例。因此，可以在不偏离申请人的总体发明构思的精神或范围的情况下，从这些细节进行偏离。

Claims (12)

1.一种感应功率接收器，包括连接至谐振电路两端的至少两个开关，所述谐振电路包括电感和电容，其中：
所述至少两个开关中的第一开关被配置为基于取决于接收器变量的第一事件而切换到第一状态；以及
第一开关被配置为基于与接收器变量无关的第二事件而切换到第二状态。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中，第一事件是第一开关两端的电压或第一开关中的电流达到零、过零或从零上升。
3.根据权利要求2所述的接收器，其中，第二事件是延迟的结束。
4.根据权利要求3所述的接收器，其中，延迟从所述至少两个开关中的第二开关切换到第二状态时开始。
5.根据权利要求3所述的接收器，其中，延迟基于预定的DC输出电压来确定。
6.根据权利要求5所述的接收器，其中，预定的DC输出电压选自降压电压和升压电压。
7.根据权利要求3所述的接收器，其中，延迟基于预定标准来确定。
8.根据权利要求3所述的接收器，还包括闭环控制器，所述闭环控制器被配置为将切换信号提供至所述至少两个开关，以将DC输出电压控制在实质预定的电平。
9.根据权利要求1所述的接收器，其中，谐振电路包括串联的接收线圈对或与电容器并联的分离的接收线圈，以及其中，线圈之间的公共点连接到DC负载。
10.根据权利要求1所述的接收器，其中，谐振电路包括与电容器并联的接收线圈，并且接收器还包括两个电感器，每个电感器连接在相应的开关与DC负载之间。
11.根据权利要求1所述的接收器，其中，连接至谐振电路两端的所述至少两个开关的组合是改进的推挽式转换器或改进的倍流整流器电路。
12.根据权利要求1所述的接收器，其中，第一状态是接通状态，而第二状态是关断状态。
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