JP2016158035A - 位相シフタ - Google Patents

Abstract

【課題】移相特性を連続的に可変することができ、広い周波数帯域で良好な移相特性が得られるシンプルな構造の位相シフタを提供する。【解決手段】絶縁体で成る基板１６の表面に信号線１８及びグランド面２２が形成された平面伝送線路１２を備える。平面伝送線路１２に対して信号線１８を覆うように対向する導体板１４を備える。平面伝送線路１２と導体板１４との離間距離ｄを可変制御するアクチュエータを備える。平面伝送線路１２は、信号線１８が発生する磁束が導体板１４に妨げられてインダクタンス成分Ｌが低下する作用により、導体板１４との離間距離ｄと信号伝搬速度とに負の相関関係を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波信号の位相をシフトさせる位相シフタに関し、特に、移相特性を可変できる位相シフタに関する。

従来、例えば特許文献１に開示されているように、複数の高周波スイッチを応用した移相器があった。高周波スイッチは、導電性を有するエアブリッジの可撓部を静電気力により上下動させ、可撓部を下向きに変位させて導電部分に接触させることによって、回路を開放から短絡に切り替えるスイッチである。移相器は、平面伝送線路の途中の複数箇所に高周波スイッチが設けられ、各高周波スイッチの状態（短絡又は開放）を個々に切り替えることによって移相特性を変化させることができる。

その他の移相器として、伝送線路上に複数段のＭＥＭＳブリッジを備えたＭＥＭＳ位相シフタも提案されている。このＭＥＭＳ位相シフタは、ＭＥＭＳブリッジの可撓部を変位させて可撓部と導電部分との間の静電容量を小さい値から大きい値に切り替えることによって、移相特性を変化させている。

特開平１１−２７４８０５号公報

特許文献１などの従来の移相器は、各高周波スイッチの状態を切り替えたときの移相特性の変化が不連続であり、移相特性を連続的に変化させて微調整することができないものである。

さらに、ＭＥＭＳブリッジを複数段に用いて構成した位相シフタの場合、複数のＭＥＭＳブリッジが伝送線路上に離散的に配置される構造なので、各ＭＥＭＳブリッジの間隔によって規定されるブラッグ周波数により、信号の周波数がこのブラッグ周波数に近づくと、反射が増大して適切な位相シフトができない。つまり、ブラッグ周波数付近では良好な移相特性が得られず、ブラッグ周波数を高くするには、ＭＥＭＳブリッジを微細化して数を増やさなければならず、広い周波数帯域に対応した位相シフタを実現することが難しいものである。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、移相特性を連続的に可変することができ、広い周波数帯域で良好な移相特性が得られるシンプルな構造の位相シフタを提供することを目的とする。

本発明は、絶縁体で成る基板の表面に信号線及びグランド面が形成された平面伝送線路と、前記平面伝送線路に対して前記信号線を覆うように対向する導体板と、前記平面伝送線路と前記導体板との離間距離を可変制御するアクチュエータとを備え、前記平面伝送線路は、前記信号線が発生する磁束が前記導体板に妨げられてインダクタンス成分が低下する作用により、前記導体板との離間距離と信号伝搬速度とに負の相関関係を有する位相シフタである。

前記平面伝送線路は、直線状の前記信号線の両側に一対の前記グランド面が形成されたコプレーナ線路であるとよい。この場合、前記信号線は、前記基板の表面に設けた溝条の底面に形成され、前記一対のグランド面よりも前記基板の内側に位置していることが好ましい。さらに、前記導体板は、前記溝条に対向する位置に前記溝条よりも幅狭の突条が形成されていてもよい。

あるいは、前記平面伝送線路は、前記基板の片方の表面に直線状の前記信号線が形成され、他方の表面に前記グランド面が形成されたマイクロストリップ線路であってもよい。

また、前記導体板は、前記信号の伝送方向の両端部に傾斜面が設けられ、この傾斜面により、前記平面伝送線路と前記導体板との離間距離が、前記平面伝送線路の入力側及び出力側の端部に近くなるほど長くなっていることが好ましい。

さらに、前記信号線及びグランド面の出力端同士を電気接続することにより、共振器として使用することができるものである。前記基板は、GaAs基板等の半導体材料や、高誘電率セラミック基板により構成することができる。

本発明の位相シフタは、コプレーナ線路やマイクロストリップ線路等の汎用性の高い平面伝送線路を用いて構成することができ、その移相特性を広い範囲で連続的に可変することができるものである。また、全体の構造が非常にシンプルで安価に製作することができ、上記のブラッグ周波数のような特異点も発生しないので、広い周波数帯域で良好な移相特性を得ることができる。

本発明の位相シフタの第一の実施形態の概略構成を示す斜視図である。 図１の平面伝送線路及び導電板の外形と相対的な位置関係を示す正面図（ａ）、側面図（ｂ）である。 第一の実施形態の位相シフタの、離間距離ｄとインピーダンス（インダクタンス成分Ｌ、キャパシタンス成分Ｃ）の関係を測定したグラフ（ａ）、離間距離ｄと信号伝搬速度Ｖの関係を測定したグラフ（ｂ）である。 信号線が発生する磁束が導電板によって打ち消される動作を説明する図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である。 本発明の位相シフタの第二の実施形態を構成する平面伝送線路及び導電板の外形と相対的な位置関係を示す正面図（ａ）、側面図（ｂ）である。 本発明の位相シフタの第三の実施形態を構成する平面伝送線路及び導電板の外形と相対的な位置関係を示す正面図（ａ）、側面図（ｂ）である。 本発明の位相シフタの第四の実施形態の概略構成を示す斜視図である。

以下、本発明の位相シフタの第一の実施形態について、図１〜図４に基づいて説明する。この実施形態の位相シフタ１０は、入力された高周波信号の位相をシフトさせて出力するものであり、図１に示すように、平面伝送線路１２、導電板１４、及び図示しないアクチュエータで構成されている。

平面伝送線路１２は、いわゆるコプレーナ線路であり、略長方形の絶縁体で成る基板１６の上面に、基板１６の２つの短辺の中央部同士を結ぶように直線状の信号線１８が形成され、信号線１８の両側に、隙間２０を空けて幅広のグランド面２２が一対に形成されている。例えば、基板１６としてGaAs基板を使用し、その上面にレジストパターンを施してAuを蒸着し、レジストパターンを除去することにより、Au層で成る信号線１８及びグランド面２２が形成される。平面伝送線路１２のサイズは、図２において長辺の長さがａ、短辺の長さがｂとする。

導電板１４は、平面伝送線路１２とほぼ同じサイズの長方形の板で、長辺の長さがa、短辺の長さがbであり、図２に示すように、平面伝送線路１２に対して、信号線１８及びグランド面２２を覆うように互いに平行に対向している。

平面伝送線路１２と導電板１４との離間距離ｄは、図示しないアクチュエータによって可変制御される。このアクチュエータは、例えば公知の櫛歯型アクチュエータ等が好適であり、導電板１４を櫛歯型アクチュエータの可動部に取り付けて上下に移動させることによって、固定された平面伝送線路１２との離間距離ｄを連続的に変化させることができる。

次に、離間距離ｄと位相シフタ１０の移相特性の関係について説明する。移相特性は、平面伝送線路１２の信号伝搬速度Ｖを用いて評価することができ、信号伝搬速度Ｖは、式（１）のように、平面伝送線路１２における単位長さ当たりのインダクタンス成分Ｌと、単位長さ当たりのキャパシタンス成分Ｃとで表すことができる。

インダクタンス成分Ｌは、一例の素子の測定結果を示す図３（ａ）のグラフに示すように、離間距離ｄが短くなると、小さくなる。これは、信号線１８により発生する磁束が、導体板１４の渦電流により打ち消されるためと説明することができる。例えば、信号線１８が発生する磁束φについて見ると、図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）から分かるように、離間距離ｄが長いときは磁束φが大きいが、離間距離ｄが短くなると磁束φが小さくなる。つまり、導体板１４が信号線１８及びグランド面２２に近づくほど、磁束φを打ち消す効果が強くなって、インダクタンス成分Ｌが小さくなる。一方、キャパシタンス成分Ｃは、図３（ａ）のグラフに示すように、離間距離ｄが短くなると大きくなる。

ここで特徴的なのは、離間距離ｄにおける、インダクタンス成分Ｌの傾きの絶対値が、キャパシタンス成分Ｃの傾きの絶対値よりも大きいという点である。これは、平面伝送線路１２に対向する導電板１４が信号線１８及びグランド面２２ｂを広く覆っているため、平面伝送線路１２の各部のインダクタンス成分Ｌが全体として小さくなるためである。したがって、キャパシタンス成分Ｃとインダクタンス成分Ｌの２つの成分の積（Ｌ×Ｃ）は、離間距離ｄが短くなるほど小さくなり、式（１）から分かるように、離間距離ｄが短くなるほど信号伝搬速度Ｖが速くなる。

この実施形態の一例の素子により位相シフタ１０の離間距離ｄと信号伝搬速度Ｖの関係を測定すると、図３（ｂ）に示すように、離間距離ｄが短くなるほど信号伝搬速度Ｖが速くなり、シミュレーション結果とほぼ一致した。

一方、従来のＭＥＭＳブリッジを複数用いて構成した移相器は、この実施形態の位相シフタ１０とは反対の特性になる。この従来の移相器の場合、ＭＥＭＳブリッジと信号線との離間距離が短くなると、この部分の線路のインダクタンスが局所的に小さくなるものの、線路全体のインダクタンス成分Ｌの低下はごく僅かなので、キャパシタンス成分Ｃの変化量の方が、相反するインダクタンス成分Ｌの変化量よりも大きくなる。したがって、２つの成分の積（Ｌ×Ｃ）は、離間距離ｄが短くなるほど小さくなり、位相シフタ１０とは全く異なる特性となる。

このことは、マックスウェルの方程式から導かれる、伝送路を伝搬する電磁波の位相速度を示す下記式（２）からも説明できる。

μは平面伝送線路１２の透磁率、εは誘電率である。この実施形態においては、距離ｄが小さくなると、信号線１８を通る信号の電界が、導体板１４側に強くなり、平面伝送線路１２と導体板１４における見かけ上の平均誘電率ε_aveの値は小さくなる。これにより、式（２）の誘電率εを平均誘電率ε_aveに置き換えることにより、平均誘電率ε_aveが小さくなると、位相速度Ｖは大きくなることが分かる。この式（２）は、式（１）と物理的に等価なものである。

なお、位相シフタ１０は、導体板１４が信号線１８及びグランド面２２の全体を覆っているが、導体板１４が覆う範囲をもっと狭くしても良い。導体板１４が覆う範囲を狭くすると、信号線１８及びグランド面２２が発生する磁束が打ち消される効果が弱くなるため、式（１）で説明されるインダクタンス成分Ｌによる影響が相対的に小さくなるが、相反するキャパシタンス成分Ｃの変化分よりも大きな値であれば、本発明が意図する移相特性を得ることができる。例えば、導体板１４の短辺の長さａをａ/３〜ａ/２程度まで短くし、信号線１８を覆うように対向させれば、上記のような良好な移相特性を実現しつつ、導体板１４を小型化することができる。

基板１６は、GaAs基板等の半導体材料を用いることにより集積回路上に構成することができる。またこれ以外の絶縁材料を使用してもよく、特に比誘電率が高い高誘電率セラミック基板が好適である。GaAs基板は比誘電率が約10〜12であるが、例えば、比誘電率が数10〜100以上の高誘電率セラミック基板を使用すれば、キャパシタンス成分Ｃに対する導体板１４の影響度が小さくなるので、図３（ａ）のグラフの、キャパシタンス成分Ｃの傾きを相対的に小さくすることができる。その結果、図３（ｂ）の信号伝搬速度Ｖの傾きの値を大きくすることができ、移相特性の可変範囲を広くすることができる。

以上説明したように、位相シフタ１０は、コプレーナ線路である平面伝送線路１２の移相特性を広い範囲で連続的に可変することができるものである。さらに、全体の構造が非常にシンプルで安価に製作することができ、背景技術で説明したブラッグ周波数のような特異点が発生しないので、広い周波数帯域で良好な移相特性を得ることができる。

次に、本発明の位相シフタの第二の実施形態について、図５に基づいて説明する。ここで、上記の位相シフタ１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態の位相シフタ２４は、図５に示すように、平面伝送線路２６、導電板２８、及び図示しないアクチュエータで構成されている。

平面伝送線路２６は、上記の平面伝送線路１２とほぼ同様の構成であるが、信号線１８が基板１６の表面に設けた溝条３０の底面に形成され、信号線１８がグランド面２２よりも基板１６の内側（低い位置）に配置されているという特徴がある。

導体板２８は、上記の導体板１４とほぼ同様の外形であるが、平面伝送線路２６の溝条３０と対向する位置に、溝条３０よりも幅狭の突条３２が形成されているという特徴があり、溝条３０を設けても導体板２８と信号線１８との離間距離が長くならないようになっている。

信号線１８が基板１６の内側に配置されることにより、キャパシタンス成分Ｃに対する基板１６の影響度が相対的に強くなり、導体板２８の影響度が弱くなるので、図３（ａ）のグラフのキャパシタンス成分Ｃの傾きの絶対値をより小さくすることができる。

また、導体板１４に突条３２がない場合、導体板１４と信号線１８との離間距離が長くなって、信号線１８が発生する磁束φが打ち消される効果が弱くなり、インダクタンス成分Ｌの傾きがやや緩慢になるところ、突条３２を形成することにより、その傾きの値がより大きくなるように調整することができる。

このように、位相シフタ２４は、上記の位相シフタ１０と同様の作用効果を得ることができ、しかも、インダクタンス成分Ｌによる影響をキャパシタンス成分Ｃによる影響よりも大きくすることができる、本発明が意図する移相特性をさらに容易に実現することができる。

次に、本発明の位相シフタの第三の実施形態について、図６に基づいて説明する。ここで、上記の位相シフタ１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態の位相シフタ３４は、図６に示すように、平面伝送線路１２、導電板３６、及び図示しないアクチュエータで構成されている。

導体板３６は、上記の導体板１４とほぼ同様の外形であるが、信号の伝送方向の両端部（長手方向の両端部）に傾斜面３８が設けられ、この傾斜面３８により、平面伝送線路１２の入力側及び出力側の端部に近くなるほど、平面伝送線路１２と導体板３６との離間距離が徐々に長くなるという特徴がある。

なお、傾斜面３８は平面の他、曲面にしても良い。この場合、内側に行くに従って傾きが小さくなるような曲面の方が反射を抑える効果が大きく好ましい。

位相シフタ３４によれば、上記の位相シフタ１０と同様の作用効果を得ることができ、さらに、傾斜面３８の形状を調節することによって、平面伝送線路１２の入出力側の端部におけるインピーダンスの急激な変化を緩和することができ、この端部付近での伝送信号の反射を抑制し、伝搬損失を小さく抑えることができる。

次に、本発明の位相シフタの第四の実施形態について、図７に基づいて説明する。ここで、上記の位相シフタ１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態の位相シフタ４０は、図７に示すように、平面伝送線路４２、導電板１４、及び図示しないアクチュエータで構成されている。

平面伝送線路４２は、いわゆるマイクロストリップ線路であり、基板１６の片方の表面に信号線１８が形成され、他方の表面全体を覆うようにグランド面４４が設けられている。導体板１４は、平面伝送線路４２に対して信号線１８を覆うように対向する。

位相シフタ４０によれば、位相シフタ１０（コプレーナ線路）の場合と同様に、マイクロストリップ線路である平面伝送線路４２の移相特性を広い範囲で連続的に可変することができる。また、全体の構造が非常にシンプルであり、背景技術で説明したブラッグ周波数のような特異点も発生しないので、広い周波数帯域で良好な移相特性を実現することができる。

なお、本発明の位相シフタは、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図５に示す導体板２４の溝条３０と突条３２は、狙いの移相特性が得られるように、どちらか一方を省略してもよい。また、図６に示す導体板２８の傾斜面３２を、図５に示す導体板２４にも設けることができる。

また、平面伝送線路は、コプレーナ線路やマイクロストリップ線路以外の伝送線路にしてもよい。また、基板、信号線、グランド面、導電板の各素材は、本発明の意図する作用効果が得られる範囲で変更可能であり、狙いの移相特性を得ること、製作の容易さ、コストなどを考慮して適宜選択することができる。

また、本発明の位相シフタは、信号線とグランド面の出力端同士を電気接続することにより、共振周波数を連続可変できる共振器として使用してもよい。

１０，２４，３４，４０ 位相シフタ
１２，２６，４２ 平面伝送線路
１４，２８，３６ 導体板
１６ 基板
１８ 信号線
２２，４４ グランド面
３０ 溝条
３２ 突条
３８ 傾斜面

Claims (9)

1. 絶縁体で成る基板の表面に信号線及びグランド面が形成された平面伝送線路と、前記平面伝送線路に対して前記信号線を覆うように対向する導体板と、前記平面伝送線路と前記導体板との離間距離を可変制御するアクチュエータとを備え、
   前記平面伝送線路は、前記信号線が発生する磁束が前記導体板に妨げられてインダクタンス成分が低下する作用により、前記導体板との離間距離と信号伝搬速度とに負の相関関係を有することを特徴とする位相シフタ。
2. 前記平面伝送線路は、直線状の前記信号線の両側に一対の前記グランド面が形成されたコプレーナ線路である請求項１記載の位相シフタ。
3. 前記信号線は、前記基板の表面に設けた溝条の底面に形成され、前記一対のグランド面よりも前記基板の内側に位置している請求項１または２記載の位相シフタ。
4. 前記導体板は、前記溝条に対向する位置に前記溝条よりも幅狭の突条が形成されている請求項３記載の位相シフタ。
5. 前記平面伝送線路は、前記基板の片方の表面に直線状の前記信号線が形成され、他方の表面に前記グランド面が形成されたマイクロストリップ線路である請求項１または３記載の位相シフタ。
6. 前記導体板は、前記信号の伝送方向の両端部に傾斜面が設けられ、この傾斜面により、前記平面伝送線路と前記導体板との離間距離が、前記平面伝送線路の入力側及び出力側の端部に近くなるほど長くなっている請求項１乃至５のいずれか記載の位相シフタ。
7. 前記信号線及びグランド面の出力端同士を電気接続することにより、共振器として使用することができる請求項１乃至６のいずれか記載の位相シフタ。
8. 前記基板は、半導体材料基板で成る請求項１乃至７のいずれか記載の位相シフタ。
9. 前記基板は、高誘電率セラミック基板で成る請求項１乃至７のいずれか記載の位相シフタ。

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