JP4908596B2 - マイクロ波結合器 - Google Patents

Description

本発明は、マイクロ波信号の方向性結合器、とくに、ミリメートル波長で使用するコムライン方向性結合器（combline directional coupler）に関する。

電力分割器を含む方向性結合器は、無線技術の分野で使用されている受動装置である。これらは、多くの場合に、一方の伝送線路を通ったエネルギが他方に結合されるように共に十分に近付けて置かれた２本の伝送線路を使用することによって、別のポートから出た伝送線路中の伝送電力の一部を既知量分結合する。方向性結合器は多くの形態をとる。ハイブリッド結合器または３ｄＢ方向性結合器と称される幾つかの結合器は、１つの入力を受取って、等しい振幅を有し一定の位相関係を備えた２つの出力を与える。２つの出力における振幅が等しくない結合器を設計することも可能である。

２つの出力において可変位相遅延を有する結合器は、従来、実現するのが困難であった。空間が制約でない場合および同軸構成要素を使用することができる場合の周波数において、すべり接触技術（sliding contact technique）は、直列構成または折畳み構成で効果的である。これらの手動または電動型の両者は、試験で回路に対して任意の位置に測定「基準面」を動かすために実験室の試験装置で使用され得る。

マイクロ波帯域において、電子スイッチ型移相器は、１組の一定の線路長とピンスイッチ（p-i-n switch）との組合せによって得られた。電子スイッチの使用は、常に望ましくない損失を取り込み、一方でこのようなアプローチの実施は、損失が一層増加するより高い周波数でより困難になる。さらに、量子化された結果の位相遅延は、構成要素の有用性を制限する。結合器のポートに可変インピーダンスを提供するバラクタの使用に基づいて、連続可変移相器を生成したが、これらは３０ＧＨｚ未満の周波数で最も効率的である。

電子移相器の重要な応用は、操縦アンテナアレイ（steerable antenna array）の分野にある。例えば自動車レーダ車両誘導の応用において、ミリメートルの帯域(例えば、４０乃至１００ＧＨｚ)で動作するアンテナでビーム方向の制御を達成する必要が増大している。この帯域では、スイッチ型のオプションは損失が多く、態様は、この帯域で電力を生成する難しさと犠牲とによって一層重要になった。

本発明によれば、コムラインマイクロ波方向性結合器であって、
第１の伝送線路および第２の伝送線路を備え、各伝送線路はその長さに沿って一連のスタブを含み、第１および第２の伝送線路のスタブは互いにコムラインパターンの向きにされ、使用時に一方の伝送線路を通るマイクロ波エネルギは他方と結合され、伝送線路はコムラインパターンの第１の端部とコムラインパターンの反対側の第２の端部との間に延在しており、
前記伝送線路へまたは前記伝送線路からのマイクロ波信号を結合するために前記伝送線路の各端部に１つずつ、４つのポートを備え、コムラインパターンの第１の端部に第１の伝送線路に対する第１の入力ポートおよび第２の伝送線路に対する第２の入力ポートを含み、コムラインパターンの第２の端部に第１の伝送線路に対する第３の出力ポートおよび第２の伝送線路に対する第４の出力ポートを含み、
出力ポートに現われる信号間の位相差は、２本の結合された伝送線路内のマイクロ波エネルギの伝搬特性の差に関連する前記伝送線路の対称パラメータの特性であり、
コムラインマイクロ波方向性結合器は、前記対称パラメータを変更する手段をさらに備え、マイクロ波信号がコムライン構造の前記第１の端部のポートの一方に結合されるときに、コムライン構造の前記第２の端部の２つのポートからの結合されるマイクロ波信号の相対位相を制御する、
コムラインマイクロ波方向性結合器が提供される。

一般に、出力ポートからの結合されるマイクロ波信号の相対振幅も、対称パラメータの変化にしたがって変化する。

方向性結合器は、入力信号に対して本質的に線形に動作し、信号が両入力ポートに印加されたときに検出される出力は、各入力信号が個々に印加されたときに得られる出力のベクトル和によって得られることに注意すべきである。

しかしながら、入力信号は２つの入力ポートの一方のみに印加される場合が多い。

さらに本発明によれば、マイクロ波エネルギのソースおよびコムラインマイクロ波方向性結合器を備えるマイクロ波回路であって、第１の入力ポートは、前記マイクロ波エネルギのソースからマイクロ波エネルギを受け取るように構成されている、マイクロ波回路が提供される。マイクロ波エネルギのソースは、マイクロ波エネルギのミリメートル帯域のソースであることが好ましい。

本発明は、レーダ信号を送信する少なくとも２つの送信要素と、少なくとも１つのコムラインマイクロ波方向性結合器とを備える、整相列レーダシステムであって、前記送信要素は前記方向性結合器の異なる出力ポートに接続され、前記出力ポートからの結合されたマイクロ波信号の相対位相を制御することによって、使用時に送信要素によって送信されるレーダ信号の方向を制御することができる、整相列レーダシステムをさらに提供する。

一般に、第１および第２の伝送線路の結合度、したがって出力ポートからの結合されるマイクロ波信号の相対位相は、入力マイクロ波エネルギの周波数によって決まる。結合器は、一定の周波数で動作するデバイスに組み込まれるのが最も一般的であるが、動作周波数が一定でないデバイスにも本発明を適用することができる。この状況では、周波数により位相差が変化するかもしれず、出力位相差の周波数依存を実質的に低減するように、結合器の対称を変える手段を提供することができる。

コムラインパターンは、マイクロ波周波数または動作周波数帯域、結合器の２つの出力ポート間における望ましい相対的な電力分割、および出力ポートにおける望ましい範囲の位相シフトのような種々の要因に応じて、種々の異なる形をとり得る。コムラインパターンの１つのタイプにおいて、スタブの少なくとも幾つかは、一方の伝送線路から他方の伝送線路へ向かって延在している。一般に、各伝送線路は、コムラインパターンの両端部間に延在している細長い導電性要素を有する。したがって、スタブは、細長い要素の長さに対して横方向に突出する。このようなスタブは、交互配置になるように突出し、対向する伝送線路から対向方向に延在している他方のスタブと好ましくは互い違いに交互配置され得る。

しかしながら、スタブの幾つかまたは全ては他の形態をとることもあり、例えば、当技術においてヘリングボーンコムラインパターン（herringbone combline pattern）と称されるものを形成するように、伝送線路の少なくとも一方から、他方の伝送線路から離れる方向に延在することもある。

コムラインマイクロ波方向性結合器は、使用時に、前記伝送線路の一方または両方のマイクロ波エネルギを電磁的に結合する少なくとも１つの可動構成要素をさらに含むことが好ましい。したがって、対称パラメータを変更する手段は、前記または各可動構成要素を動かす機械的手段であり、第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、出力されたマイクロ波信号の相対位相を制御する。

概して、可動手段は、伝送線路の一方または両方に関連する様々な導電性または誘電性構成要素間の幾何学的形状、向き、または間隔を変えることによって、相対的な結合を制御することができる。

ミリメートル帯域のマイクロ波は、一般に３０乃至３００ＧＨｚの周波数領域にわたる。この周波数領域の中で、例示的におよそ６０ＧＨｚで動作するように設計されたコムライン結合器の寸法は、一般に、コムラインパターンの両端部間の長さはほぼ５ｍｍであり、コムラインパターンの幅は約１ｍｍであり得る。さらに、結合器が形成される基板材料の誘電率の典型的な値に対して、スタブを含むパターンを形成する導電性トラックの幅は、通常約０．３ｍｍ幅である。発明者は、このようなコムラインパターンがプリント回路技術を使用して簡便に形成され得ること、さらに、可動構成要素が微小電気機械システム(ＭＥＭＳ)の一部であるとき、このようなデバイスにとってそれがとくに好都合であることを認識した。このようなＭＥＭＳシステムは、１つ以上の方向性結合器を組み込んだコンパクトで、信頼でき、丈夫なマイクロ波デバイスを形成する可能性を提供する。２つ以上の結合器があるとき、これらは並列または直列に配置され得る。一方の出力レベルを他方に対して高めるまたは制御することが必要である場合に、このようなデバイスは増幅器をさらに組み込んでもよい。このようにして、相対位相が電子的に制御され得る複数のマイクロ波出力を有する本質的に固体のマイクロ波デバイスを形成することができる。

コムラインデバイスは、マイクロストリップとして知られている一方の表面が開いている構成、およびストリップ線路として知られている結合器の両面に誘電層を有する構成で形成され得る。対称を望ましく変化させるために行われる結合器の要素の機械的な動きは、使用されているマイクロストリップまたはストリップ線路の幾何学的形状に対応していなければならない。

相対位相は２つのみの異なる位相値を切り替えることによって制御可能であり得るが、ある特定の位相範囲にわたって連続的または半連続的に位相を制御できるように、位相が制御されるならば、本発明はとくに有益である。半連続的が意味することは、調節の範囲にわたって少なくとも５、好ましくは少なくとも１０、最も好ましくは少なくとも１００の異なる段階で、位相を変えることができるということである。

可動構成要素が、動かされたときに、第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更するために、少なくとも１つのスタブの寸法を変えるように作用する場合、半連続的調節が行われ得る。さらに詳しく次に説明するように、第１および第２の伝送線路中のマイクロ波信号は、伝送線路の偶モードまたは奇モードと称されるものの重ね合わせ（superposition）として表現することができ、このような重ね合わせは、入力ポートに印加された信号の組み合わせに対応するものとして定義される。したがって、第１のポートに信号が入力され、第２のポートに信号が入力されないとき、これは、第２のポートにおいてゼロに相殺されることになる偶モードと奇モードとの重ね合せによって表わすことができる。偶モードおよび奇モードは、通常、それらがコムラインパターンに沿って動くときに異なる位相速度を有し、したがって一般に各伝送線路上の信号間の相対位相が変わる。結合器の有益性にとって重要なことは、２つの出力ポートにおける相対位相である。例えば１つのスタブの寸法を変えることによる結合の局部的な変化に基づく２本の伝送線路間の電気的性質の変化は、偶モードおよび奇モードの平均位相速度、したがって出力における位相差に影響を与える。制御可能な寸法を有するスタブが多くなると、出力ポートの相対位相差に対する制御がより細かくなる。

しかしながら、動かしたときに第１および第２の伝送線路間の結合の連続的変化をもたらす可動構成要素を提供することによって、位相差に対する本質的に連続的な制御を提供することが可能である。例えば、第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、それによって前記マイクロ波信号の相対位相を制御するために、２本の伝送線路間の間隔を変えるように、可動構成要素を構成することができる。

その代わりに、各スタブが平面に延在している場合、可動構成要素は、動かされたときに、例えば、第１の伝送線路内の１つ以上のスタブを、対向する伝送線路内の近くのまたは隣り合うスタブに対して、相対的に上または下に動かすことによって、隣り合う、スタブの平面の相対的な向き（relative orientation）を変えるように作用することができる。

結合を変える別のやり方は、方向性結合器に組み込まれる誘電材料のバリエーションによる。例えば、コムラインマイクロ波方向性結合器は、一般に、電導性接地平面、絶縁性誘電層、および電導性パターン層を含み、コムラインパターンは、パターン層と、接地平面とパターン層との間に位置する誘電層とによって形成される。したがって、対称パラメータを変更する手段は、第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更してそれによって前記マイクロ波信号の相対位相を制御するために、電導性パターン層とコムラインパターンとの誘電結合を変更するように作用し得る。

次に本発明をさらに例示的に添付の図面を参照して説明する。

１対の入力ポート、１対の出力ポート、および１組の交互配置されたスタブを備えた２本の伝送線路を有する対称のコムライン方向性結合器の模式図である。 伝送線路間に１つのスタブ対の前方向波および逆方向波の生成を示す図である。 非対称のコムライン方向性結合器の模式図である。 一定の物理的な長さを有する非対称のコムライン構造における周波数についての２つの出力ポートにおける出力結合のバリエーションを示す図である。 非対称のコムライン結合器の偶モードおよび奇モードを構成する２本の結合された伝送線路の電圧の模式図である。 非対称のコムライン結合器の２つの入力ポートの入力に対応する偶モードおよび奇モードの組合せの模式図である。 異なる対称パラメータ、およびビート波長のパーセンテージで表された様々な全体的な結合器の長さに対して、スタブの対間の結合因子（coupling factor）を変える効果を示すグラフである。 異なる対称パラメータ、およびビート波長のパーセンテージで表された様々な全体的な結合器の長さに対して、スタブの対間の結合因子を変える効果を示すグラフである。 異なる対称パラメータ、およびビート波長のパーセンテージで表された様々な全体的な結合器の長さに対して、スタブの対間の結合因子を変える効果を示すグラフである。 ゼロ乃至２分の１ビート波長の結合器の長さの範囲に対してグラフにされた結合因子の様々な値に対する２つの方向性結合器の出力の相対位相を示す一群の曲線を示すグラフである。 一定の対称値についてグラフにされたゼロ乃至２分の１ビート波長の様々な結合器長に対して、２つの方向性結合器の出力の相対位相を示す一群の曲線を示すグラフである。 ＭＥＭＳ片持ち梁アクチュエータが２本の伝送線路間の個々のスタブの電気的長さを変更するために使用される、本発明の第１の好ましい実施形態にしたがうコムライン方向性結合器の模式図である。 ＭＥＭＳ片持ち梁アクチュエータが２本の伝送線路間の個々のスタブの電気的長さを変更するために使用される、本発明の第１の好ましい実施形態にしたがうコムライン方向性結合器の模式図である。 図１１のＭＥＭＳ片持ち梁アクチュエータの拡大斜視図である。 １組のＭＥＭＳリフティングアクチュエータが、交互配置されたスタブの上の１組の接地平面要素を上げたり下げたりするのに使用される、本発明の第２の好ましい実施形態にしたがうコムライン方向性結合器の模式図である。

図１は、対称のコムライン方向性結合器１を模式的に示している。これは、１対の平行のマイクロストリップ伝送線路２、３から成る。各伝送線路は、一般に各部分の幅の数倍の距離分離された、狭くて細長い導電部４、５を含む。これらの部分４、５は、短くて互い違いに交互配置されたスタブ６、７を追加することによって結合されて、コムラインパターン10を形成する。スタブの交互配置は、伝送線路２、３間でマイクロ波エネルギを結合する結合領域を形成する。

各伝送線路２、３は、コムラインパターン10の第１および第２の対向する端部８、９の間に延在している。伝送線路へまたは伝送線路からのマイクロ波信号を結合するために伝送線路２、３の各端部８、９に１つずつ、４つのポート11、12、13、14がある。コムラインパターンの第１の端部８には、第１の伝送線路２に対する第１の入力ポート11および第２の伝送線路３に対する第２の入力ポート12がある。典型的な応用では、入力信号は１つの入力ポートにのみ印加される。コムラインパターン10の第２の端部９には、第２の伝送線路２に対する第３の出力ポート13および第１の伝送線路３に対する第４の出力ポート14がある。

曲線の矢印15によって表わされているマイクロ波信号が、ポート11に入力されるとき、方向性結合器１から出て来る電力16、17は、出力ポート13、14間でほぼ完全に分割され、ポート12において電力はほとんど出て来ない。出力ポート13および14間の電力分割比は、波長におけるデバイスの長さによって決まる。したがって、周波数がゼロから増加するとき、出力ポート13の電力は、正弦関数のようにゼロから最大値に増加し、ゼロまで低減し、再び上昇する、等である。他方の出力ポート14における出力は、この逆である。

方向性結合器１が対称であるとき、ポート13および14から出て来る信号間の位相差は、常に９０°である。これが非対称である(例えば、結合領域におけるスタブ長が、２本の伝送線路２、３において異なる)場合、位相差は周波数に応じて変わる。出力信号16、17間の出力位相差は、結合領域の対称性によって決まる。

１．動作原理
コムライン結合器は、最初にＧｕｎｔｏｎおよびＰａｉｇｅによって１９７５年に文献[D J Gunton and E G S Paige:‘Directional coupler for gigahertz frequencies based on the coupling properties of two planar comb transmission lines（２本のプレーナコムラインの結合特性に基づくギガヘルツ周波数のための方向性結合器）’, Elec. Lett., 1975, 11, pp 406-8.]において、近い導体間隔を必要としない構成で高レベルの結合（ほぼ０ｄＢ）を得るやり方として提案された。この点で、これは従来の「エッジ結合器」から一歩前進した。従来の「エッジ結合器」では、高い結合レベルは、非常に近い導体の間隔が必要であり、原理的に０ｄＢは不可能であり、一方で−３ｄＢの結合レベルは技術的課題があった。一般論[D J Gunton and E G S Paige: ‘An analysis of the general asymmetric directional coupler with non-mode-converting terminations（非モード変換成端によるほぼ非対称の方向性結合器の解析）’, IEE J Micr., Opt, and Acoust., 1978, 2,1, pp31-6]および超広帯域動作の説明[D J Gunton: ‘The design of wideband codirectional couplers and their realisation at microwave frequencies using coupled comblines（結合コムラインを使用したマイクロ波周波数における広帯域方向性結合器の設計およびその実現）’, IEE J Micr., Opt, and Acoust., 1978, 2,1, pp19-30]も提案された。

コムライン結合器は、エッジ結合器とは異なる動作原理を有する。図２に示されている、基本的な結合要素、すなわちスタブの対は、双方向結合をもたらす。ポート11に入射する信号の大半はポート14に運ばれ、一方で隣り合う伝送線路に結合される僅かな部分は、ポート12および13間で等分割される。結合は主として電界により、したがって方向性情報は運ばれず、一続きの電界は、前方向波および逆方向波の両者が隣り合う伝送線路で生成されることを必要とする。

コムライン結合器の場合、一連の結合要素(スタブの対)により、（連続するスタブの対からの寄与が位相に加わるので)結合された信号はデバイスの長さに沿ってポート13へ向かって次第に大きくなり、一方で(ポート12へ向かう)逆方向の信号は小さいままである。この信号は、結合領域に沿って小さい値とゼロとの間で正弦関数のように変化する。このようなデバイスは、前方向結合器と称される。

既に記載したように、ポート13へ向かう結合信号は距離と共に大きくなり(すなわち、言い換えると、ポート13における出力は周波数の増加と共に大きくなる)。しかしながら、その出力は正弦関数のように次第に最大値に達し、次にゼロまで低減し、その後で再び上昇する。ポート14へ向かう信号は、入力値から始まり、次に最小値まで低減し、その後で再び上昇する。

結合器の幾何学的形状が対称であるとき、結合信号は、ポート12に現れる少量の電力および結合器材料における損失は別として、入力レベルの１００％まで上昇する。例えば図３に示されているように、結合器101が非対称であるとき、その最大値は１００％未満であり、ポート14に進む信号における対応する最小値は、ゼロよりも大きい。図３では便宜上、図１の特徴と同様の特徴を示すために同じ参照番号を使用している。第３の出力ポート13における出力信号17の電力18と、第４の出力ポート14における出力信号16の電力19とが、図４に示されている。

動作の説明に対するより詳しいアプローチは、結合器の正規モード(または固有ベクトル)を検討することによって得られる。任意の結合されたシステムに関して、結合された要素間で正味のエネルギ伝送がないように、それを励起する特定のやり方がある。次に、任意の励起は、これらのモードの一次結合へ分解され、その後のシステムの動作は、それらが伝搬するモードのベクトル和を評価することによって得られる。

次の記載は、結合器が無損失であり、(ポート11における)入力電力の全てがポート13および14に現われるという仮定に基づく。これは、次の記載を説明するための合理的調整である。

１．１ 対称結合器
等しい同相信号が対称結合器１のポート11および12に印加されると、これらの信号は特性速度ｖ_ｅを有しかつその振幅および位相関係を維持して、結合領域に沿って伝搬することを実験的および理論的に示すことができる。この励起モードは偶モードと称され、その速度は偶モード速度と称される。等しい振幅であるが反対位相の入力がポート11および12に印加されると、これらもその関係性を変えることなく伝搬する。これらは共に、特性速度ｖ_ｏを有する奇モードを構成する。奇モード速度と偶モード速度とは異なるので、両者が存在するとき、モード間の位相関係が変わるので、２本の結合線のエネルギは距離と共に変化する。

ポート11のみに印加される入力は、等しく存在する偶モードと奇モードとの組合せによって表わすことができることが明らかであるので、ポート12における電圧の和はゼロになる。モードが伝搬するとき、(結合領域が十分に長い場合に)結合領域に沿ってモード間の相対位相が１８０°増加する位置がある。この点において、線路２は相殺され、線路３は強化される。全エネルギは線路３に移される。さらに長くプロセスを続けると、エネルギは線路２に戻る。周波数が高くなるほど、全てが移る距離は短くなり、既に記載したように、結合の長さを一定に維持して、周波数を変えることによって、対応する動作を説明することができる。

「ビート波長」λ_ｂ、すなわち結合電力が第１の最大値まで上昇し、その後ゼロまで戻る距離を定義することは、有益である。これは、モード間の位相差が３６０°であるときに見られ、したがって周波数ｆで、
λ_ｂ＝ｖ_ｅ．ｖ_ｏ／ｆ（ｖ_ｅ−ｖ_ｏ） （１）
である。

結合電力のピークは、ビート波長の半分で現れる。

従って、所与の長さの結合された線路ｌにおいて、結合電力の第１の最大値に対応する周波数ｆ_ｃは次のように与えられる。

ｆ_ｃは、結合器の中心周波数と称される。

モードのベクトル和を考慮することによって、結合器に沿った距離ｌおよび周波数ｆにおける結合電力は、単位入力電力に対して、ｓｉｎ^２θと示すことができる。なお、θ、すなわちモード間の位相差は、２πｆｌ（ｖ_ｅ−ｖ_ｏ）／ｖ_ｅ．ｖ_ｏによって与えられる。入力線路の電力は、ｃｏｓ^２θとして変化する。

変数ｆｌの正弦関数の動きは直ぐに分かる。変数θをより便利に表現したものは、Δβｌである。なお、Δβはモードの位相定数の差β_ｅ−β_ｏ、β_ｅ＝２πｆ／ｖ_ｅ、β_ｏ＝２πｆ／ｖ_ｏである。この表記により、対称性および幾何学的形状の変化の結果として、２つの伝搬モードが変わるとき、結合器の動作を容易に理解することができる。

対称結合器の場合、出力間の位相差は、θの全ての値に対して９０°である。

１．２ 非対称結合器
偶モードおよび奇モードはここでも異なる速度を有するが、それらのモードを構成している電圧ベクトルは、対称結合器で見られた＋１および−１の関係を最早有していない。

電圧比を偶モードに対してｍ_ｅ、奇モードに対してｍ_ｏとする。エネルギ保存のために、ｍ_ｅ．ｍ_ｏ＝−１であると示すことができる。これらのモードは、図５に概略的に示されている。

（線路ａの各端部にポート11および13を有する）結合された線路をａおよびｂと称するとき、偶モードは電圧比Ｖ_ａｅ／Ｖ_ｂｅ、奇モードは電圧比Ｖ_ａｏ／Ｖ_ｂｏと書くことができる。したがって、上述の関係に基づいて、Ｖ_ａｅ／Ｖ_ｂｅ＝ｍ_ｅおよびＶ_ａｏ／Ｖ_ｂｏ＝−１／ｍ_ｅである。モードの電圧比を説明するために、１つのパラメータｒ（なお、ｒ＝ｍ_ｅ）を使用することが好都合である。

この表記により、ポート１のみへの入力は、Ｖ_ａｅ＝ｒ、Ｖ_ｂｅ＝１、およびＶ_ａｏ＝１／ｒ、Ｖ_ｂｏ＝−１、または１×（偶モード）−１×（奇モード）として表わすことができる。その結果、Ｖ_ａ＝ｒ＋１／ｒおよびＶ_ｂ＝０である。

ポート２のみへの入力は、Ｖ_ａｅ＝ｒ、Ｖ_ｂｅ＝１、およびＶ_ａｏ＝−ｒ、Ｖ_ｂｏ＝ｒ^２、または１×（偶モード）＋ｒ×（奇モード）によって表わすことができる。その結果、Ｖ_ａ＝０およびＶ_ｂ＝１＋ｒ^２である。これらの２つの場合は、図６に示されている。

上述のモードの説明に基づいて、適切なベクトル和を行って、結合電力のバリエーションおよび出力位相差の式を提供することができる。

次の説明は、第１乃至第４のポート11乃至14が下付きの数字１、２、３、および４によってそれぞれ識別されるＳパラメータ表記を使用する。したがって、単位入力に対して、Ｓ_２１は、入力が第１のポート11であるときの第２のポート12の出力であり、Ｓ_１１は、入力が第１のポート11であるときの第１のポート11の出力、すなわち反映して戻される量である。

第１のポート11において単位入力電力を正規化した後、第３のポート13における出力電力は、次のように与えられる。

｜Ｓ_３１｜^２＝４ｒ^２ｓｉｎ^２θ／２／（１＋ｒ^２）^２ （３）
(第１のポート11における単位入力電力に対して、無損失状態であり逆方向結合はないと仮定して）第４のポート14の出力電力を次に示す。

｜Ｓ_４１｜^２＝１−｜Ｓ_３１｜^２ （４）
代わりに式（４）を次のように書いてもよい。

｜Ｓ_４１｜^２＝[（１−ｒ^２）／（１＋ｒ^２）]^２＋４ｒ^２ｃｏｓ^２θ／２／（１＋ｒ^２）^２
これは変数のｃｏｓ^２θの性質を示している。

次に示すように、最大結合電力を、ゼロ乃至１の範囲にある結合因子Ｃとして示すことが有益である。

Ｃ＝４ｒ^２／（１＋ｒ^２）^２ （５）
逆に、Ｃの所与の値に対して、対称パラメータｒは次のように与えられる。

出力間の位相差は、次のように与えられる。

Δφ_１＝ｔａｎ^−１［ｓｉｎθ／（ｒ^２＋ｃｏｓθ）］＋９０°−θ／２ （７）
（この式は、ｒ＝１の特別な場合にΔφ_１＝９０°に低減する。）
第２のポート12における単位入力電力に対して、電力分配の式は同じである(すなわち、｜Ｓ_４２｜^２＝｜Ｓ_３１｜^２および｜Ｓ_３２｜^２＝｜Ｓ_４１｜^２）が、位相差は１８０°異なる。

Δφ_２＝１８０°−Δφ_１ （８）
結合器の出力１３、１４における位相差について式（７）および（８）は、θ、ｒ、およびＣに依存し、これらは次にセクション２においてさらに詳しく検討する。

１．３ 結合器の対称
コムライン結合器の対称を示す主な特徴は、その幾何学形状、とくに、スタブの相対的な長さである。２本の結合伝送線路の結合位相速度を厳密に比較しなければならない。

結合位相速度はモード速度と同じではない。分離した(または結合されていない)伝送線路は、それに関連する位相速度を有する。同形のマイクロストリップ線路にスタブを追加して、追加の負荷（主として、容量性）を取り込むことによって、それに沿う伝搬速度を変える。結合されていない位相定数β_ｕを定義する。線路が第２の伝送線路に結合されると、位相定数は結合係数ｋの大きさによって変わり、結合された位相定数は、次のように、ｋに関連付けられる。

β_ｃ＝β_ｕ＋ｋ
一般的な結合器において、β_ｃ１およびβ_ｃ２は、２本の結合伝送線路の結合された位相定数であり、モード対称パラメータｍはこれらによって決まる。β_ｃ１＝β_ｃ２であるとき、結合器は対称であり、ｒ＝１である。

β_ｃ１およびβ_ｃ２が異なり得る様々な様式がある。例を次に示す。

・相違したスタブ寸法
・伝送線路の細長い部分の異なる幅
・各伝送線路の下の異なる誘電特性
・細長い部分の外側へのスタブの付加（へリングボーンパターン)
・湾曲部周りの結合器の形成
・特定の周波数における共振または長さに応じた効果
これらの幾つかは、他よりも、動的な変化に対してより修正可能であることは明らかである。

２．計算および実際の動作オプション
伝送線路に沿った様々な点における各線路の電力レベルに対する結合の結果は、図７Ａ、７Ｂ、および７Ｃに示されており、これらは、ビート波長λ_ｂのパーセンテージで表わされた様々な結合器の全長に対して、スタブ対間の結合因子を変えた結果を示している。

対称パラメータｒ＝１．０において、図７Ａは、電力比が２本の線路において同時に１００％およびゼロに達することを示しており、この電力比は２本の線路間でビート波長の半分になるたびに交番する。図７Ｂは、対称パラメータｒ＝０．５で、ピーク電力が入力の６４％であることを示し、一方で図７Ｃは、対称パラメータｒ＝０．４１で、等しい電力分割を達成できることを示している。

図８は、ゼロから２分の１ビート波長までの結合器の長さの範囲に対してグラフにされた結合因子の様々な値に対する２つの出力の相対位相を表わした一群の曲線を示している。図８の縦軸は出力ポート13、14における位相差を示し、水平軸は、０．０１５ｍのビート波長を有する結合器の伝送線路の長さを示している。Δθの下付きの数字（numerical suffix）は結合因子をパーセンテージとして示している。もちろん、これらの結果は、多数の２分の１波長の任意のスパンに適用される。

図８は、結合器が対称であり(太い点曲線)、完全な電力伝送があると、位相差は、２分の１のビート波長よりも短い長さで−９０°であり、それを越えると＋９０°であることを示している。遷移は急であり、入力線路上の電力がゼロであることに対応する。電力が再び上昇し始めると、位相は前と１８０°異なる。線路が相当に非対称であって、結合された電力のレベルが非常に低い(実線曲線)とき、出力間の位相差は線形に変化する。対称の中間値では、−９０°と＋９０°との遷移が非線形に行われる。この研究に重要なことは、対称の位相差の変化は、均一(unity)の対称値に素早く近付き、中心周波数に近付くことができることである。これは、中心周波数からより遠い周波数、および均一からより遠い対称において低減する。

しかしながら、対称が均一に近いとき、結合電力レベルと直接電力レベルとの差は、中心周波数の近くで非常に大きく、したがって、曲線のこの領域は、電子移相器の応用に対して効果が限定される。

しかしながら、０．９乃至０．４５間の対称パラメータの変化が４５°の出力位相の変化をもたらす場合、より期待のもてる領域を中心周波数の８０％あたりで見付けることができる。

この結果は、位相の計算を別の表現で提示した図９からも導き出すことができる。ここでは、ゼロから２分の１ビート波長までの様々な結合器の長さについて、対称パラメータｒに対して出力位相差の変化をグラフで示している。ここでも、対称結合器では、位相差が常に９０°であることが分かる。８０％の点(図８のビート波長の４０％に相当する)において、０．４５乃至０．９の対称の変化は、４５°の位相変化を与える。

これらの曲線については、特定の応用で要求される位相変化量に応じて、および結合器の出力で要求される相対電力に応じて、動作により望ましい幾つかの領域があることが分かる。

例えば、ほぼ等しい電力分割が要求されると仮定し、すなわち、その動作は結合器の特性上およそ−３ｄＢの点である。これは２つのやり方で達成することができる。１つのやり方は、ほぼ対称の結合器を用いて実行し、急傾斜で交差する曲線に対応する長さ／周波数の組合せを選択することである。このアプローチでは、動作帯域幅は制限され得るが、１０％が適切である。これは、図８のＩ＝０．０４または０．１２あたりの、図の右上および左下近くの領域に対応し、ｒの値はおよそ０．９である。

別の可能性は、ほぼ等しい電力分割を与えるように選択された対称性を用いて、中心周波数のあたりで動作させることである。これは、より大きな帯域幅（例えば、３０％）の恩恵を有する。図８では、これはＩ＝０．０８の付近であり、図の中心に比較的に近く、ｒの値はおよそ０．５である。

これは、デバイスのスタブの幾つかを動かすことによって対称性を変えるとき、例えば微小電気機械システム(microelectromechanical system, MEMS)技術を使用するとき、追加の検討事項を理解することに関連する。幾何学形状を変えることによって対称性を変える行為は、２本の伝送線路の結合を低減する可能性が高い。その結果、中心周波数は高くなる。この明らかな影響は、電力分割を劣悪にすることである。しかしながら、２つの候補領域の上方(図８においてｌ＝０．１２あたり)を選択すると、ある程度補償されるが、この範囲はデバイスの実際のパラメータによって決まる。

上述の２つのアプローチは、０．２乃至０．４の対称パラメータの変化に対して、およそ２０°の出力位相差の変化をもたらすことが分かる。当業者は、位相変化の正確な値が構成技術によって決まること、およびＭＥＭＳ制御によってもたらされ得る物理的変化がどれくらい大きいかが分かるであろう。

より大きな位相変化が要求される場合の、設計に対する代わりのアプローチを次に示す。対称パラメータが１（unity）に近い(例えば、ｒ＝０．９)デバイスの中心周波数近くの動作は、対称の僅かな変化に対して比較的に大きな位相変化をもたらすことができる。図８は、およそ６０°以上が可能であることを示している。これについての潜在的な欠点は、２つの出力の電力レベルが恐らく１０ｄＢ程度異なることである。したがって、等しい電力分割が要求されるとき、一方の出力において増幅器(または減衰器)を使用することが必要であり得る。

当業者に分かるように、所定の応用において、位相変化、帯域幅、および電力分割の兼ね合いをとった最適動作領域がある。

３．ＭＥＭＳ技術を使用した実施
様々な結合を様々なやり方で実施することができ、次に３つの例を与える。最初に結合器の全体的な動作が分散作用に基づくことは注目に値する。したがって、局部レベルで、２値の変化を有することのみが可能であるとき、パラメータの全中間値(例えば、対称)は、二極状態の適切に分散した局部の組合せによって得ることができる。

３．１ スタブの長さのＭＥＭＳアクチュエータ
別の技術は、コムライン上のスタブの長さを伸ばして、伝送線路間の結合を変更するために、ＭＥＭＳスイッチを使用する。図１１および１２に概略的に示されているように、これはマイクロストリップ回路に最も適している。

図１０は、非対称の伝送線路202、203の対を有するコムライン方向性結合器301の単純化された模式図を示しており、その一方202は、伝送線路202の細長い導電部204から延在している複数のスタブ206の１つずつに個々のＭＥＭＳスイッチアクチュエータ30を有する。図１１に示されているように、細長い部分204に最も近い対応するスタブ206の第１の部分と、細長い部分204から最も遠く、対向する伝送線路203の細長い部分205に最も近い同じスタブ206の第２の部分36との間の電気接続32を閉じるために、各アクチュエータ30を制御することができる。したがって、各スタブ206は第１のスタブ部分34、およびオプションでさらに第２のスタブ部分36をアクチュエータ30の状態に応じて備える。したがって、電気接続32を閉じることによって、スタブ206の電気的に接触した長さが増加する。既に説明したように、これは伝送線路間の平均的な結合に影響を与え、したがって、方向性結合器の出力における相対位相を変化させる。

図１２は、コムラインパターン210の１つのスタブ206と、ＭＥＭＳスイッチアクチュエータ30の１つとをさらに詳しく示している。コムラインパターンは誘電性基板31上に形成される。基板の反対側は金属接地平面33でめっきされている。

ＭＥＭＳスイッチアクチュエータ30は、可撓性の平面片持ち梁ビーム38を組み込んでおり、各ビーム38は固定されていない方向で、ビーム38の固定端43におけるスペーシング要素41によって置かれたギャップ39によって対応するスタブ206から離されている。作動させられると、ビーム38の反対側の自由端45は、ここでは金属接触パッドである電気接続32を閉じるために、スタブ206を相対的に上下に動かす。各ビーム38は、中央誘電層46、上位金属層47、および下位金属層48（仮想的な輪郭で示されている）によって形成される対称三層構造として構成されている。対称構造は、温度または湿度の変化に因る歪みを最小化するかまたは無くす。

ビームは、主な可撓領域の役割をするウエスト49を有し、自由端45近くの上位層および下位層にブレーク（break）52を有し、スイッチを作動したときに、第１および第２のスタブ34、36を電気的につなぐ接触パッド32を自由端45近くの下位層46に定める。ブレーク52は、さらに、接触パッド32に整列した上位パッド40を上位層46に定め、ブレーク52とウエスト49との間の上位および下位層46、47に上位および下位のアクチュエータパッド51、53を定める。上位および下位のアクチュエータパッド51、53は、互いに電気的に接続される。これは様々なやり方で達成され得る。この例では、アクチュエータパッド51、53は、上位および下位の電気回路のトレース55、57にそれぞれ接続され、対応する上位および下位の金属層47、48にも形成されている。電気接続は、誘電層46のエッジ59において互いに接続される。示されていないが、これらのアクチュエータパッドを接続する別のやり方は、誘電層46内の１つ以上のホールを通るめっきされたバイア（via）による。

ＤＣ作動電圧は、上位および下位の電気回路のトレース55、57への接続（図示されていない）によって、各アクチュエータの上位および下位のアクチュエータパッド51、53に必要に応じて個々に印加され、一方で共通帰線は金属の第１のスタブ34および線路204を通る。したがって、ビームは、第１のスタブ34と下位のアクチュエータパッド53との間の静電引力を受けて曲がる。既知の技術を使用して、ＲＦチョークを与え、ＤＣ回路からマイクロ波エネルギを切り離すことが望ましい。

したがって結局、第１のスタブは、スイッチ30の動作によって電気的に伸ばされる。

３．２ 接地平面引込みＭＥＭＳアクチュエータ
この実施形態では、結合は、図１３に示されているようにスタブの端部において接地平面を引込める（retract）ことによって変えられる。この技術の特定の長所は、様々な構成要素が回路の外部にあるときに、ストリップ線路の実施が可能であることである。

この実施形態は、上位および下位の接地平面を有するストリップ線路の方向性結合器回路401を使用する。上位接地平面のほとんどが中央の細長いストリップから離れるように、下位接地平面は固定され、その位置は、各伝送線路302、303の細長い部分304、305の間に平行に位置している点線52によって示されている。中央の上位接地平面のストリップは、上位接地平面の残りに常に電気的に接続されているが、それが部分的に重なっている交互に配置されたスタブ306、307に向かって、またはこれらから離れるように動かされ得る。この動きは、中央ストリップ52の両端部57の圧電アクチュエータ55によって提供される。

したがって、アクチュエータは、図１３のように圧電アクチュエータか、または図１２のように静電アクチュエータである。上位接地平面が全ストリップを取り除かれておらず、フィンガのオーバーラップ領域の近くに一連のホール(例えば、長方形)を有し、１組の個々に制御されるアクチュエータが、選択したホールを金属板でカバーするときは、より大きな変化が可能である。図１２のように、金属板はアクチュエータの一部であり得る。

上述の２つの実施形態は、２つの結合器の出力において有益な位相変化をさせるために修正または変更するのにＭＥＭＳアクチュエータに最適な寸法を備えた構成要素を有する結合器になるので、ミリメートルのマイクロ波帯域で使用するのに最も適している。

したがって、本発明は、１対の出力ポートにおいて可変位相遅延を有する便利なマイクロ波方向性結合器を提供する。

１、101、301・・・結合器、２、３、202、203、302、303・・・伝送線路、４、５・・・導電部、６、７、206、207、306、307・・・スタブ、８、９・・・端部、10、210・・・コムラインパターン、11、12・・・入力ポート、13、14・・・出力ポート、15・・・曲線矢印、16、17、18、19・・・電力、30・・・アクチュエータ、31・・・誘電性基板、32・・・電気接続、33・・・金属接地平面、38・・・ビーム、41・・・スペーシング要素、43・・・固定端、45・・・自由端、46・・・誘電層、47、48・・・金属層、49・・・ウエスト、51、53・・・アクチュエータパッド、52・・・ブレーク、55、57・・・トレース、59・・・エッジ、204、205・・・細長い部分。

Claims (14)

1. 第１の伝送線路および第２の伝送線路と、
   ４つのポートと、
   を備えたコムラインマイクロ波方向性結合器であって、
   前記第１および第２の伝送線路の各々はその長さに沿って一連のスタブを含み、前記第１および第２の伝送線路の前記スタブは互いにコムラインパターンの向きにされ、使用時に前記第１および第２の伝送線路のうちの一方の伝送線路を通るマイクロ波エネルギは他方の伝送線路を通るマイクロ波エネルギと結合され、前記第１および第２の伝送線路は前記コムラインパターンの第１の端部と前記コムラインパターンの反対側の第２の端部との間に延在しており、
   前記４つのポートは、前記第１および第２の伝送線路へのまたは前記第１および第２の伝送線路からのマイクロ波信号を結合するために前記第１および第２の伝送線路の各端部に１つずつ備えられていて、前記コムラインパターンの前記第１の端部に前記第１の伝送線路に対する第１の入力ポートおよび前記第２の伝送線路に対する第２の入力ポートを含み、前記コムラインパターンの前記第２の端部に前記第１の伝送線路に対する第３の出力ポートおよび前記第２の伝送線路に対する第４の出力ポートを含み、
   前記第３および第４の出力ポートに現われる信号間の位相差は、２本の結合された前記第１および第２の伝送線路内のマイクロ波エネルギの伝搬特性の差に関連する前記第１および第２の伝送線路の対称パラメータの特性であり、
   前記コムラインマイクロ波方向性結合器は、前記対称パラメータを変更する手段をさらに備え、マイクロ波信号が前記コムラインパターンの前記第１の端部の前記第１と第２の入力ポートの一方に結合されるときに、前記コムラインパターンの前記第２の端部の前記第３と第４の出力ポートからの結合されるマイクロ波信号の相対位相を制御する、
   コムラインマイクロ波方向性結合器。
2. 前記スタブの少なくとも幾つかは、前記第１および第２の伝送線路のうちの一方の伝送線路から他方の伝送線路へ向かって延在している、請求項１記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
3. 前記第１の伝送線路から前記第２の伝送線路へ向かって延在している前記スタブの少なくとも幾つかは、前記第２の伝送線路から前記第１の伝送線路へ向かって延在している他のスタブと交互配置されて、交互配置されたコムラインパターンを形成している、請求項２記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
4. 前記交互配置されたスタブは、互い違いに交互配置されている、請求項３記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
5. 前記スタブの少なくとも幾つかは、前記第１および第２の伝送線路の少なくとも一方の伝送線路から、他方の伝送線路から離れる方向に延在して、ヘリングボーンコムラインパターンを形成している、請求項１乃至４の何れか１項記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
6. 前記コムラインマイクロ波方向性結合器は、使用時に前記第１および第２の伝送線路の一方または両方におけるマイクロ波エネルギを電磁的に結合する少なくとも1つの可動構成要素をさらに備え、
   前記対称パラメータを変更する手段は、前記可動構成要素を動かす機械的手段であり、前記第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、それによって前記マイクロ波信号の前記相対位相を制御する、請求項１乃至５の何れか１項記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
7. 前記可動構成要素は、微小電気機械システム(microelectromechanical system, MEMS)の一部である、請求項６記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
8. 前記可動構成要素は、動かされたときに、少なくとも１つのスタブの寸法を変えるように作用して、前記第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、それによって前記マイクロ波信号の前記相対位相を制御する、請求項６または７記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
9. 各スタブは平面に延在していて、
   前記可動構成要素は、動かされたときに、隣り合う、スタブの平面の相対的な向きを変えるように作用する、請求項６または７記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
10. 前記可動構成要素は、動かされたときに、前記第１および第２の伝送線路間の間隔を変えるように作用して、前記第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、それによって前記マイクロ波信号の前記相対位相を制御する、請求項６または７記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
11. 前記コムラインマイクロ波方向性結合器は、導電性接地平面、絶縁性誘電層、および導電性パターン層を更に備え、
    前記コムラインパターンは、前記導電性パターン層によって形成され、
    前記絶縁性誘電層は、前記導電性接地平面と前記導電性パターン層との間に位置しており、
    前記対称パラメータを変更する手段は、前記導電性パターン層と前記コムラインパターンとの間の誘電結合を変更するように作用して、前記第１および第２の伝送線路間のマイクロ波エネルギの相対的な結合を変更して、それによって前記マイクロ波信号の前記相対位相を制御する、請求項１乃至６の何れか１項記載のコムラインマイクロ波方向性結合器。
12. マイクロ波エネルギのソースおよびコムラインマイクロ波方向性結合器を備えるマイクロ波回路であって、
    前記コムラインマイクロ波方向性結合器は、請求項１乃至１１の何れか１項に記載されており、
    前記第１のポートは、前記マイクロ波エネルギのソースからマイクロ波エネルギを受け取るように構成されている、マイクロ波回路。
13. 前記マイクロ波エネルギのソースは、マイクロ波エネルギのミリメートル帯域のソースである、請求項１２記載のマイクロ波回路。
14. レーダ信号を送信する少なくとも２つの送信要素と、少なくとも１つのコムラインマイクロ波方向性結合器とを備える、整相列レーダシステムであって、
    前記コムラインマイクロ波方向性結合器は、請求項１乃至１１の何れか１項に記載されており、
    前記送信要素は前記コムラインマイクロ波方向性結合器の異なる出力ポートに接続され、前記出力ポートからの結合されるマイクロ波信号の相対位相を制御することによって、使用時に前記送信要素によって送信されるレーダ信号の方向を制御することができる、整相列レーダシステム。

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