JP2016019321A

JP2016019321A - 直流変換装置

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Publication number: JP2016019321A
Application number: JP2014139518A
Authority: JP
Inventors: 真央川村; Masahisa Kawamura
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-07-07
Filing date: 2014-07-07
Publication date: 2016-02-01
Anticipated expiration: 2034-07-07
Also published as: JP5813184B1

Abstract

【課題】入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い場合であっても、安定した電圧を高効率で出力することができる直流変換装置を得る。【解決手段】絶縁型共振コンバータ１４は、１次巻線および２次巻線を有するトランス９と、トランス９の１次側に接続された共振コンデンサ７および共振リアクトル８と、共振コンデンサ７および共振リアクトル８への通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子５および第３スイッチング素子６と、トランス９の２次側に接続された整流回路１０、１１とを有し、共振リアクトル８は、トランス９のリーケージインダクタンスで形成されている。【選択図】図１

Description

この発明は、２段構成のコンバータを有する直流変換装置に関する。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）やＨＥＶ（ＨｙｂｒｉｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎＨｙｂｒｉｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。

このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。また、このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、燃費を向上させるために、電動パワートレインコンポーネントの低損失化、高効率化が望まれている。

ここで、走行用の電動モータに電力を供給する駆動用電池から、補機用電池の充電を行うために必要な直流変換装置として、降圧用のコンバータ（以下、「降圧コンバータ」と称する）がある。このような降圧コンバータとして、一般的にフルブリッジのコンバータ回路が使用され、位相シフト制御により、高効率な降圧コンバータを実現している。

しかしながら、フルブリッジのコンバータ回路では、軽負荷動作時にトランス１次側のスイッチ素子におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ：ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）の成立が困難になるので、軽負荷動作時の効率が低下するという問題があった。

なお、フルブリッジのコンバータ回路において、軽負荷動作時にＺＶＳを成立させるためには、共振リアクトルのインダクタンス値を増加させる必要があるが、その結果、共振リアクトルのサイズやコストが増加する。また、降圧コンバータは、高電圧を低電圧に電力変換するために、トランスの１次巻線が２次巻線よりも多い。そのため、トランス１次側に流れる電流が小さく、共振リアクトルを用いても、全範囲でのＺＶＳを成立させることは、極めて困難である。

一方、軽負荷動作時においてもＺＶＳが成立するコンバータ回路として、一般的にＬＬＣ（ｔｗｏｉｎｄｕｃｔｏｒｓ（ＬＬ）ａｎｄａｃａｐａｃｉｔｏｒ（Ｃ））共振コンバータが知られている。このコンバータ回路は、ブリッジ回路の上下に対向するスイッチング素子のオンとオフとを交互に切り替えて、正弦波状の共振電流を生成させることで電力伝送を行う。

ＬＬＣ共振コンバータの特徴は、軽負荷動作時においてもＺＶＳが成立することで、フルブリッジのコンバータ回路に比べて軽負荷動作時における効率が高いことはもちろん、電力伝送経路にコンデンサが直列接続されているので、トランスの偏磁が発生せず、偏磁対策用の回路を別途設ける必要がないことである。また、トランス２次側の整流回路後段に平滑用リアクトルを設ける必要がないので安価である。

なお、トランス２次側に平滑用リアクトルを設ける必要がないのは、フルブリッジのコンバータ回路が、スイッチング周波数を固定した上で、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、デューティを増減させることで、平滑用リアクトルにかかる電圧を制御し、電流を調整しているのに対して、ＬＬＣ共振コンバータは、デューティをほぼ５０％とした上で、周波数制御により、スイッチング周波数を増減させることで、共振コンデンサ、共振用インダクタンスのインピーダンスを調整し、トランス１次側に印加する電圧を制御するためである。

また、ＬＬＣ共振コンバータでは、共振リアクトルと共振コンデンサとで構成される直列共振回路の直列共振周波数と、スイッチング周波数とが近い場合に、整流回路に流れる共振電流が０Ａ付近でオフされることになるので、サージ電圧が抑制されるという特徴を有する。

しかしながら、ＬＬＣ共振コンバータは、出力側の負荷によってゲイン特性が変化し、一般的に、軽負荷動作時にはゲインが低下しづらく、また、重負荷動作時にはゲインが１以上にならないという問題があった。そのため、ＬＬＣ共振コンバータは、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲の広い対象については適していない。

さらに、ＬＬＣ共振コンバータは、重負荷動作時には、ゲインを増加させることが困難なので、トランスの巻数比を大きくとることができない。そのため、重負荷動作時には、トランス１次側に流れる電流が大きく、スイッチング素子や共振リアクトル、共振コンデンサ、トランスのサイズが大型化し、大電力を出力する場合には、フルブリッジのコンバータ回路よりも大型化することがある。

ここで、一般的に、駆動用電池は電圧範囲が広く、また、アクセサリの状況、すなわちユーザの使用状況によって、降圧コンバータから補機用電池に流す充電電流が変わるので、降圧コンバータは、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い。そのため、全範囲において高効率で充電することは、上述した２つのコンバータでは、実現が困難であるという問題があった。

そこで、上記の問題を解決するために、降圧コンバータの前段に昇圧チョッパを設け、コンバータを２段構成とすることが考えられる。また、このような２段構成のコンバータとして、昇圧チョッパおよび降圧コンバータの構成を、１つのハーフブリッジコンバータにまとめたスイッチング電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２６２２６３号公報

ＦｅｎｇＬｉｎ，外１名，"ＲｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙＥＭＩＥｍｉｓｓｉｏｎｂｙＳｗｉｔｃｈｉｎｇＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ"，ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ，ＶＯＬ．９，ＮＯ．Ｉ，ＪＡＮＵＡＲＹ１９９４

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
すなわち、特許文献１のスイッチング電源装置に示された、昇圧チョッパを兼ねたハーフブリッジコンバータでは、このハーフブリッジコンバータがハードスイッチング動作を行うので、高周波化するとスイッチングロスおよびノイズが増加するという問題がある。一方、周波数を低く設定すると、リアクトルが大きくなるという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い場合であっても、安定した電圧を高効率で出力することができる直流変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る直流変換装置は、入力電圧を昇圧して直流電圧を出力する昇圧コンバータと、昇圧コンバータから出力された直流電圧を降圧して直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、昇圧コンバータおよび絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、昇圧コンバータは、昇圧リアクトル、ダイオードおよびコンデンサと、昇圧リアクトルへの通電を制御する第１スイッチング素子と、を有し、絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子および第３スイッチング素子と、トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、共振リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスで形成されるものである。

この発明に係る直流変換装置によれば、絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子および第３スイッチング素子と、トランスの２次側に接続された整流回路とを有し、共振リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスで形成されている。
そのため、入力電圧範囲が広く、かつ負荷電流範囲が広い場合であっても、安定した電圧を高効率で出力することができる。

この発明の実施の形態１に係る直流変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、制御部が昇圧コンバータ回路の半導体スイッチング素子をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路のスイッチング周波数とゲインとの関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。（ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子がオンオフしているときの電流経路を、図４の各時刻と対応して示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を直列共振回路の直列共振周波数よりも十分に低くした場合の各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を直列共振回路の直列共振周波数よりも十分に高くした場合の各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の変形例を示す概略構成図である。（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態３に係る直流変換装置において、制御部が昇圧コンバータ回路および共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。この発明の実施の形態４に係る直流変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態４に係る直流変換装置の変形例を示す概略構成図である。この発明の実施の形態５に係る直流変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態５に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態５に係る直流変換装置の変形例を示す概略構成図である。この発明の実施の形態６に係る直流変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態６に係る直流変換装置において、経年変化による劣化や温度変化により、直列共振周波数が変化した場合の各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態６に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。この発明の実施の形態８に係る直流変換装置におけるノイズスペクトルの拡散方法を示す説明図である。（ａ）〜（ｃ）は、この発明の実施の形態８に係る直流変換装置において、スペクトル拡散指数の変化によるスペクトル拡散効果を示す説明図である。この発明の実施の形態８に係る直流変換装置におけるノイズスペクトルの拡散方法の別の例を示す説明図である。

以下、この発明に係る直流変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置を示す概略構成図である。図１において、この直流変換装置は、絶縁型のＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４の前段に昇圧コンバータ回路１３を設けた２段構成のコンバータである。昇圧コンバータ回路１３および共振コンバータ回路１４の動作は、制御部１２によって制御される。

この直流変換装置は、入力電圧Ｖ_ｉを昇圧コンバータ回路１３によって任意の直流電圧に昇圧し、共振コンバータ回路１４から出力電圧Ｖ_ｏを出力する。ここで、この直流変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、入力側に駆動用電池が接続され、出力側に補機用電池が接続される。

昇圧コンバータ回路１３は、昇圧リアクトル１、ダイオード２、第１スイッチング素子である半導体スイッチング素子３および平滑コンデンサ４から構成されている。昇圧コンバータ回路１３において、ダイオード２のアノード端子は昇圧リアクトル１に接続され、ダイオード２のカソード端子は、昇圧コンバータ回路１３の出力部である平滑コンデンサ４に接続されている。

また、昇圧コンバータ回路１３において、半導体スイッチング素子３は、ドレイン端子が昇圧リアクトル１とダイオード２との接続点に接続され、ソース端子が入力電圧Ｖ_ｉの負側と平滑コンデンサ４の負極側との接続点に接続されている。ここで、制御部１２は、半導体スイッチング素子３をオンオフ制御し、平滑コンデンサ４の電圧を任意の値に調整する。

共振コンバータ回路１４は、昇圧コンバータ回路１３の後段に接続されている。また、共振コンバータ回路１４は、それぞれ第２スイッチング素子および第３スイッチング素子である半導体スイッチング素子５、６、共振コンデンサ７、並びにトランス９のリーケージインダクタンスで形成される共振リアクトル８を、１次巻線および２次巻線を有するトランス９の１次側に備え、整流回路であるダイオード１０、１１をトランス９の２次側に備えている。

共振コンバータ回路１４において、半導体スイッチング素子５のドレイン端子は平滑コンデンサ４の正極側に接続され、半導体スイッチング素子６のソース端子は平滑コンデンサ４の負極側に接続されている。また、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子とは、互いに接続されている。

また、共振コンバータ回路１４において、共振コンデンサ７、共振リアクトル８およびトランス９は、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子との接続点と、半導体スイッチング素子６のソース端子との間に直列に接続されている。

なお、図１の直流変換装置では、半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子６のドレイン端子との接続点から順に共振コンデンサ７、共振リアクトル８、トランス９の順に接続されているが、これに限定されず、共振コンデンサ７は、トランス９と半導体スイッチング素子６のソース端子との間に接続されてもよい。

また、共振コンバータ回路１４において、トランス９の２次巻線は中間タップを有し、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続されている。また、トランス９の２次巻線の両端には、それぞれダイオード１０、１１のアノード端子が接続されている。また、ダイオード１０のカソード端子とダイオード１１のカソード端子とは、互いに接続されており、この接続点が出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続されている。

また、入力電圧Ｖ_ｉの電圧値を検出するために、入力電圧Ｖ_ｉと並列に入力電圧検出回路２１が接続され、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧値を検出するために、平滑コンデンサ４と並列に平滑コンデンサ電圧検出回路２２が接続され、出力電圧Ｖ_ｏの電圧値を検出するために、出力電圧Ｖ_ｏと並列に出力電圧検出回路２３が接続されている。

ここで、制御部１２は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃにより、半導体スイッチング素子３、５、６をそれぞれオンオフ制御するとともに、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃにより、入力電圧検出回路２１、平滑コンデンサ電圧検出回路２２および出力電圧検出回路２３からの電圧検出値をそれぞれ取得する。

以下、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の昇圧コンバータ回路１３の動作原理について説明する。図２は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、制御部１２が昇圧コンバータ回路１３の半導体スイッチング素子３をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。

図２において、制御部１２は、昇圧コンバータ回路１３の半導体スイッチング素子３をオンオフさせることにより、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を制御し、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏが目標値に近づくように調整する。

次に、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置の共振コンバータ回路１４の動作原理について説明する。制御部１２は、共振コンバータ回路１４の半導体スイッチング素子５、６をそれぞれオンオフ制御する。

具体的には、半導体スイッチング素子５、６は、デッドタイムを挟んでほぼ５０％のデューティ比で、かつ共振コンデンサ７と共振リアクトル８とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆ_ｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆ_ｓｗで交互にオンされる。

ここで、周波数とゲインとの関係について説明する。ＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４は、スイッチング周波数を制御し、直列共振回路のインピーダンスを調整することで、トランス９に印加される電圧を決定する。ここで、ゲインとは、ＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４の入出力電圧比のことである。

また、トランス９の励磁インダクタンスＬｍと共振リアクトル８のインダクタンスＬｒとによって決まるインダクタンス比Ｌｎ（＝Ｌｍ／Ｌｒ）によって、同じ負荷状態におけるゲインの値が変わる。図３は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路１４のスイッチング周波数とゲインとの関係を示す説明図である。

図３において、Ｌｎ比が大きくなるほどゲインが変化しにくいことが分かる。つまり、図３より、ＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４の出力負荷が急激に変化し、例えば重負荷から軽負荷になっても、出力電圧の変動幅が小さい。そのため、共振リアクトル８にトランス９の漏れインダクタンスを用いることで、Ｌｎ比を大きくして、急激な負荷変動に対しても、安定した出力電圧Ｖ_ｏを得ることができる。

以上から、一般的に、共振リアクトル８にトランス９のリーケージインダクタンスを用いる場合、リーケージインダクタンスとして励磁インダクタンスを用いると、Ｌｎ比が大きくなり、ゲインが変化しづらい。そのため、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を調整し、平滑コンデンサ４の電圧とほぼ等しい共振コンバータ回路１４の入力電圧を固定することで、一般的に、共振リアクトル８を外付け部品で使用する場合に生じる鉄損や銅損をなくし、高効率化を実現することができる。

また、通常、ＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング周波数を制御してゲインを調整するので、例えば、共振コンデンサ７の選定においては、周波数毎に変化するｔａｎδが高周波で悪化することに伴う発熱を考慮して、大型化するという問題があった。これに対して、スイッチング周波数を固定することで、共振コンデンサ７のリプル電流耐量を一意に決めることができ、この問題を解決することができる。

また、スイッチング周波数が固定されていることから、負荷状況によっては出力電圧Ｖ_ｏが変化するが、制御部１２が昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を調整することにより、出力電圧Ｖ_ｏが目標値に近づくように制御する。すなわち、制御部１２は、信号線３１ｃを介して取得した出力電圧検出回路２３の電圧値が目標値に近づくように、昇圧コンバータ回路１３の電圧を調整する。

以下、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧の制御方法について説明する。まず、昇圧コンバータ回路１３の出力部の平滑コンデンサ４の電圧をＶ_ｃ、トランス９の巻数比をＮ：１：１とすると、次式（１）が成り立つ。

式（１）において、出力電圧Ｖ_ｏの目標値をＶ_ｏ ^＊とすると、昇圧コンバータ回路１３の出力部の平滑コンデンサ４の電圧の制御目標値Ｖ_ｃ ^＊は、次式（２）のようになる。

以上から、昇圧コンバータ回路１３の出力部の平滑コンデンサ４の電圧Ｖ_ｃを、式（２）で求めた制御目標値Ｖ_ｃ ^＊に近づくように制御する。ここで、平滑コンデンサ電圧検出回路２２によって取得した電圧値をＶ_{ｃ＿ｍｏｎ}とすると、平滑コンデンサ４の電圧Ｖ_ｃの制御目標値までの差分ΔＶ_ｃは、次式（３）で表される。

また、平滑コンデンサ４の容量をＣとすると、電圧ΔＶ_ｃを増加または低下させるために必要な平滑コンデンサ４の充電電流値ΔＩ_ｃは、オームの法則から次式（４）で表わされる。

以上から、昇圧リアクトル１に必要な電流値ΔＩ_Ｌは、電力の関係から、次式（５）で表される。

ここで、インダクタンスの関係式である次式（６）より、昇圧リアクトル１にかかる電圧ＶＬを求めることができる。この電圧ＶＬは、誘導起電力に相当する。なお、式（６）において、ＶＬは誘導起電力を示し、Ｉ_Ｌは電流を示し、Ｌはインダクタンスを示している。

次に、図２に示した各電流経路における電圧の関係式は、次式（７）で表すことができる。式（７）において、ｄｕｔｙは、スイッチングのデューティ比（０〜１）を示している。

また、昇圧コンバータ回路１３は、半導体スイッチング素子３の前段にかかる電圧（＝Ｖ_ｉ−Ｖ_Ｌ）をＶ_ｃへ昇圧するよう動作するので、スイッチングのオフデューティをｄｕｔｙ（ＯＦＦ）（＝１−ｄｕｔｙ）とすると、このときの昇圧比は、次式（８）により求められる。

すなわち、式（３）からスイッチング素子３をスイッチング動作させる際のオフデューティｄｕｔｙ（ＯＦＦ）を決定することにより、次式（９）で表されるように、オンデューティｄｕｔｙを演算することができる。このオンデューティｄｕｔｙで操作することで、昇圧リアクトル電流を制御する。

以上から、制御部１２は、出力電圧Ｖ_ｏが目標値Ｖ_ｏ ^＊に追従するように、半導体スイッチング素子３のデューティを制御し、平滑コンデンサ４の電圧とほぼ等しい昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を調整する。

上述した内容が、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧の制御方法である。実際には、共振コンバータ回路１４の各回路素子の電圧降下や各電圧検出回路２１〜２３のセンサ誤差等により、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を制御しても、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏが目標値Ｖ_ｏ ^＊よりも低くなるか、または高くなる場合がある。

このときは、出力電圧Ｖ_ｏの目標値をＶ_ｏ ^＊、出力電圧検出回路２３によって取得した電圧値をＶ_{ｏ＿ｍｏｎ}とすると、次式（１０）によって決まる出力電圧Ｖ_ｏの目標値までの差分ΔＶ_ｏに対して、比例ゲインや積分ゲインを加えたものを、昇圧コンバータ回路１３の制御目標値Ｖ_ｃ ^＊に加えることで、最終的に共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏが目標値Ｖ_ｏ ^＊となるように制御する。

次に、共振コンバータ回路１４の基本的な動作について、波形を用いて説明する。図４は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路１４の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。

図４において、横軸は時間軸を示している。また、図４の縦軸は、半導体スイッチング素子５、６のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖ_ｇｓ５、Ｖ_ｇｓ６、半導体スイッチング素子５、６のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖ_ｄｓ５、Ｖ_ｄｓ６、トランス９の１次側に印加される電圧Ｖ_ｔｒ１、共振コンデンサ７や共振リアクトル８に流れる電流（以下、「共振電流」と称する）Ｉ_Ｌｒ、トランス９の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉ_Ｌｍ、およびトランス２次側の整流用ダイオード１０、１１に流れる電流Ｉ_Ｄ１０、Ｉ_Ｄ１１の波形をそれぞれ示している。

また、図４において、時刻ｔ_２、ｔ_６は、半導体スイッチング素子５がターンオン、時刻ｔ_３、ｔ_７は、半導体スイッチング素子５がターンオフするタイミングを示している。また、時刻ｔ_１、ｔ_５は、半導体スイッチング素子６がターンオフ、時刻ｔ_４、ｔ_８は、半導体スイッチング素子６がターンオンするタイミングを示している。なお、半導体スイッチング素子５、６がそれぞれターンオフ、ターンオンする間には、デッドタイム（ｔ_ｄ）が設けられている。また、１次側に流れる電流は、共振コンデンサ７からトランス９に流れる方向を正としている。

図５（ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路１４の半導体スイッチング素子５、６がオンオフしているときの電流経路を、図４の各時刻と対応して示す説明図である。

図５（ａ）に示した時刻ｔ_１〜ｔ_２において、半導体スイッチング素子６がターンオフした直後は、共振電流Ｉ_Ｌｒは、トランス９（共振リアクトル８を含む）→共振コンデンサ７→半導体スイッチング素子５のボディダイオードの経路で流れる。

また、図５（ｂ）に示した時刻ｔ_２〜ｔ_３において、半導体スイッチング素子５のボディダイオードには、直前まで電流が流れているので、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ｄｓはゼロである。そのため、半導体スイッチング素子５は、ＺＶＳが成立する。なお、図中の実線は時刻ｔ_２〜ｔ_３のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流Ｉ_Ｌｒの電流経路である。

また、図５（ｃ）に示した時刻ｔ_３〜ｔ_４において、半導体スイッチング素子５がターンオフした直後は、共振電流Ｉ_Ｌｒは、共振コンデンサ７→トランス９（共振リアクトル８を含む）→半導体スイッチング素子６のボディダイオードの経路で流れる。

また、図５（ｄ）で示した時刻ｔ_４〜ｔ_５において、半導体スイッチング素子６のボディダイオードには、直前まで電流が流れているので、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ｄｓはゼロである。そのため、半導体スイッチング素子６は、ＺＶＳが成立する。なお、図中の実線は時刻ｔ_４〜ｔ_５のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流Ｉ_Ｌｒの電流経路である。

また、図５には示していないが、共振電流Ｉ_Ｌｒと励磁電流Ｉ_Ｌｍとの差分電流がトランス９の２次側に流れ、Ｉ_Ｌｒ＞Ｉ_Ｌｍの場合にダイオード１０に電流Ｉ_Ｄ１０が流れ、Ｉ_Ｌｍ＞Ｉ_Ｌｒの場合にダイオード１１に電流Ｉ_Ｄ１１が流れる。

この実施の形態１では、スイッチング周波数ｆ_ｓｗと、共振コンデンサ７と共振リアクトル８とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆ_ｓｒにデッドタイムを加えた周波数とが等しくなるように制御している。一般的に、スイッチング周波数ｆ_ｓｗと直列共振周波数ｆ_ｓｒとが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際には、デッドタイム分だけ先に半導体スイッチング素子がターンオフするので、ターンオフ損失が発生する。

そこで、この実施の形態１では、次式（１１）で表されるように、スイッチング周波数の半周期と、直列共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間とが等しくなるように、スイッチング周波数を決定する。これは、後述するが、２次側整流回路が同期整流の場合に最も効果を発揮する。

以下、対比のために、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数ｆ_ｓｗを直列共振周波数ｆ_ｓｒよりも十分に低くした場合の各電圧電流波形を図６に示し、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数ｆ_ｓｗを直列共振周波数ｆ_ｓｒよりも十分に高くした場合の各電圧電流波形を図７に示す。

以上が、制御部１２による昇圧コンバータ回路１３および共振コンバータ回路１４の制御方法である。この実施の形態１で説明した直流変換装置は、共振コンバータ回路１４がほぼ一定のゲインで出力できるように、昇圧コンバータ回路１３により、入力電圧Ｖ_ｉをあらかじめ定められた電圧まで昇圧させる。そのため、一般的に、昇圧率が小さい場合ほど効率がよくなる。

また、高効率化のために、制御部１２は、入力電圧Ｖ_ｉと昇圧コンバータ回路１３が出力する電圧とが近く、入力電圧Ｖ_ｉがあらかじめ定められた第１電圧よりも高い場合には、半導体スイッチング素子３のスイッチングを停止、すなわち、昇圧コンバータ回路１３の昇圧動作を停止して、共振コンバータ回路１４のみを動作させる。これにより、余計なスイッチング損失を防ぐことができ、高効率化を実現することができる。

また、制御部１２は、入力電圧Ｖ_ｉが第１電圧よりも高い第２電圧よりも高く、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧が制御目標値を超える場合には、昇圧コンバータ回路１３は降圧できないので、半導体スイッチング素子３のスイッチングを停止、すなわち、昇圧コンバータ回路１３の昇圧動作を停止する。

しかしながら、このままでは、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏも入力電圧Ｖ_ｉに合わせて上昇するので、共振コンバータ回路１４のゲインを下げる必要がある。そのため、制御部１２は、半導体スイッチング素子５、６のオンオフ間に設けられているデッドタイムを増加させるように制御する。デッドタイムを増加させることにより、同じ周期において、トランス９による電力伝送の時間を短縮させることができ、出力電圧Ｖ_ｏが低下する。

ここまで、この実施の形態１における直流変換装置の基本的な動作について説明した。次に、動作中の負荷変動時における制御方法について説明する。動作中の負荷電流が過電流閾値に達した場合、直流変換装置は、垂下特性等の保護動作（フェールセーフ）を行う必要がある。

この実施の形態１では、共振コンバータ回路１４の出力電流値を取得する図示しないセンサ回路を備え、共振コンバータ回路１４の出力部の電流値があらかじめ定められた値を超えた場合に、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を低下させる。これにより、共振コンバータ回路１４の出力電圧も低下する。

また、この実施の形態１における直流変換装置の保護動作としては、上述した方法の他に、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを低下させる方法として、共振コンバータ回路１４の出力部の電流値があらかじめ定められた値を超えた場合に、制御部１２が、半導体スイッチング素子５、６のオンオフ間に設けられているデッドタイムを増加させるように制御する。これにより、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを低下させてもよい。

以上のように、実施の形態１によれば、直流変換装置は、入力電圧を昇圧して直流電圧を出力する昇圧コンバータと、昇圧コンバータから出力された直流電圧を降圧して直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、昇圧コンバータおよび絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、昇圧コンバータは、昇圧リアクトル、ダイオードおよびコンデンサと、昇圧リアクトルへの通電を制御する第１スイッチング素子と、を有し、絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子および第３スイッチング素子と、トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、共振リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスで形成されるものである。

すなわち、ＬＬＣ共振コンバータの特徴を活かすために、ＬＬＣ共振コンバータの前段に昇圧コンバータを備えた回路構成とし、前段の昇圧コンバータをスイッチング制御することで、後段のコンバータへの入力電圧変動を制御できるので、入力電圧の範囲を大きく設定しても、ＬＬＣ共振コンバータは、ゲイン一定で動作することができ、定常時での高効率な電圧変換を実現することができる。

また、ＬＬＣ共振コンバータの共振リアクトルをトランスのリーケージインダクタンスとすることで、リアクトルを削減することができ、小型化、低コスト化を実現することができる。また、共振リアクトルにトランスのリーケージインダクタンスを使用することで、急激な負荷変動に対しても、安定した電圧を出力することができる。

なお、上記実施の形態１では、図１に示したように、トランス９の２次巻線の中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続され、トランス９の２次巻線の両側には、それぞれダイオード１０、１１のアノード端子が接続されていた。しかしながら、これに限定されず、図８に示されるように、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続され、トランス９の２次巻線の両端に、それぞれダイオード１０、１１のカソード端子が接続されていてもよい。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る直流変換装置は、上記実施の形態１で説明した直流変換装置と同じ回路構成を有している。この実施の形態２では、トランス９のリーケージインダクタンスで形成される共振リアクトル８のインダクタンスＬｒが大きく、トランス９の励磁インダクタンスＬｍが小さいことによって、Ｌｎ比（＝Ｌｍ／Ｌｒ）が小さくなった場合について説明する。

図３に示されるように、Ｌｎ比が小さくなると、共振コンバータ回路１４のゲイン特性が、周波数によってある程度変動する。このとき、制御部１２は、上記実施の形態１とは異なる方法で、各半導体スイッチング素子を制御し、ＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路１４のゲインを調整する。

上記実施の形態１で示した共振コンバータ回路１４は、Ｌｎ比が大きいので、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を増減してもゲインの変化幅は小さい。そこで、制御部１２は、デッドタイムを増減することで、トランス９への電圧印加時間を調整してゲインを調整した。これに対して、この実施の形態２では、Ｌｎ比がそれほど高くないので、制御部１２は、スイッチング周波数を増減させることにより、共振コンバータ回路１４のゲインを調整する。

また、高効率化のために、制御部１２は、上記実施の形態１と同様に、入力電圧Ｖ_ｉと昇圧コンバータ回路１３が出力する電圧とが近く、あらかじめ定められた範囲内にある場合には、半導体スイッチング素子３のスイッチングを停止、すなわち、昇圧コンバータ回路１３の昇圧動作を停止して、共振コンバータ回路１４のみを動作させる。これにより、余計なスイッチング損失を防ぐことができ、高効率化を実現することができる。

また、制御部１２は、入力電圧Ｖ_ｉが高く、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧が制御目標値を超える場合には、昇圧コンバータ回路１３は降圧できないので、半導体スイッチング素子３のスイッチングを停止、すなわち、昇圧コンバータ回路１３の昇圧動作を停止する。

しかしながら、このままでは、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏも入力電圧Ｖ_ｉに合わせて上昇するので、共振コンバータ回路１４のゲインを下げる必要がある。そのため、制御部１２は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を増加させて、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを低下させる。

ここまで、この実施の形態２における直流変換装置の基本的な動作について説明した。次に、動作中の負荷変動時における制御方法について説明する。動作中の負荷電流が過電流閾値に達した場合、直流変換装置は、垂下特性等の保護動作（フェールセーフ）を行う必要がある。

この実施の形態２では、共振コンバータ回路１４の出力電流値を取得する図示しないセンサ回路を備え、共振コンバータ回路１４の出力部の電流値があらかじめ定められた値を超えた場合に、制御部１２が、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を増加させて、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを低下させる。

なお、上記実施の形態２では、共振コンバータ回路１４のスイッチング周波数を固定とし、平滑コンデンサ４の電圧とほぼ等しい昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を制御することで、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを調整するように、制御部１２が各スイッチング素子のオンオフ制御を行うと説明した。

しかしながら、この制御を行うためにマイコンが高価となる場合には、昇圧コンバータ回路１３と共振コンバータ回路１４とをそれぞれ別々に動作させるような安価なＩＣを２つ使用し、１つのＩＣが、昇圧コンバータ回路１３の出力電圧を一定となるように制御し、もう１つのＩＣが、共振コンバータ回路１４のスイッチング周波数を制御することで、共振コンバータ回路１４の出力電圧Ｖ_ｏを調整してもよい。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る直流変換装置は、上記実施の形態１で説明した直流変換装置と同じ回路構成を有している。この実施の形態３では、制御部１２が半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６とのオンまたはオフタイミングを同期させることで、平滑コンデンサ４に流れる電流量を減らすことができる。

図９（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態３に係る直流変換装置において、制御部が昇圧コンバータ回路および共振コンバータ回路の半導体スイッチング素子をオンオフさせたときの電流経路を示す説明図である。図９（ａ）、（ｂ）では、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６とのスイッチングタイミングが完全に同期している。

図９（ａ）に示したように、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６とがオンしている場合には、昇圧コンバータ回路１３において、入力電圧Ｖ_ｉによる入力電流は、昇圧リアクトル１→半導体スイッチング素子３の経路で流れる。また、共振コンバータ回路１４の共振電流は、半導体スイッチング素子６→トランス９（共振リアクトル８を含む）→共振コンデンサ７の経路で流れる。このとき、平滑コンデンサ４には、電流が流れない。

一方、図９（ｂ）に示したように、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６とがターンオフし、半導体スイッチング素子６と対となる半導体スイッチング素子５がオンしている場合には、入力電流は、昇圧リアクトル１→ダイオード２の経路で流れ、平滑コンデンサ４に向かう。また、共振電流は、平滑コンデンサ４から、半導体スイッチング素子５→共振コンデンサ７→トランス９（共振リアクトル８を含む）の経路で流れる。このとき、入力電流と共振電流とが等しければ、図９（ｂ）に示されるように、平滑コンデンサ４には、電流が流れないか、または流れにくくなる。

これにより、平滑コンデンサ４のリプル電流を低減することができる。すなわち、制御部１２が、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６とのオンオフのタイミングを同期させて制御することで、平滑コンデンサ４のリプル電流を低減できる。そのため、直流変換装置の小型化および長寿命化を実現することができる。

実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４に係る直流変換装置を示す概略構成図である。この発明の実施の形態４に係る直流変換装置は、昇圧コンバータ回路１３と共振コンバータ回路１４とを備え、制御部１２による各スイッチング素子のオンオフ制御は、上記実施の形態１と同じである。

図１０において、共振コンバータ回路１４は、互いに直列に接続された２個のトランス９−ａ、９−ｂから構成されている。トランス９−ａ、９−ｂの２次巻線の中間タップは、それぞれ出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続されている。また、トランス９−ａ、９−ｂの２次巻線の両端には、それぞれダイオード１０−ａ、１１−ａ、１０−ｂ、１１−ｂのアノード端子が接続されている。また、各ダイオードのカソード端子は、出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続されている。これにより、トランス９−ａ、９−ｂに流れる電流は分散され、発熱が分散されるので、冷却構造の簡素化を図ることができる。

また、それぞれトランス９−ａ、９−ｂのリーケージインダクタンスで形成される共振リアクトル８−ａ、８−ｂと、共振コンデンサ７とで決まる直列共振周波数について、直列共振周波数を決めるインダクタンス値は、共振リアクトル８−ａと８−ｂとの各インダクタンスの合成値なので、インダクタンス値も分散することができる。

これにより、トランス９−ａ、９−ｂの高周波抵抗を下げることができ、トランス９−ａ、９−ｂの２次側に発生するサージ電圧（＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）を抑制することができ、また、ダイオード１０−ａ、１０−ｂ、１１−ａ、１１−ｂとして、低耐圧素子が使用することができる。また、電流を分散させることで、バスバーや基板パターンで発生する導通損失（＝Ｉ^２×Ｒ）を大幅に抑制することができる。そのため、大電力を取り扱う直流変換装置において、トランス９を複数使用することにより、冷却構造を簡素化するとともに、全体的な小型化を実現することができる。

なお、上記実施の形態４では、図１０に示したように、トランス９−ａ、９−ｂの２次巻線の中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続され、トランス９−ａ、９−ｂの２次巻線の両端には、それぞれダイオード１０−ａ、１１−ａ、１０−ｂ、１１−ｂのアノード端子が接続されていた。しかしながら、これに限定されず、図１１に示されるように、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続され、トランス９−ａ、９−ｂの２次巻線の両端に、それぞれダイオード１０−ａ、１１−ａ、１０−ｂ、１１−ｂのカソード端子が接続されていてもよい。

実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５に係る直流変換装置を示す概略構成図である。図１２において、この直流変換装置は、昇圧コンバータ回路１３と共振コンバータ回路１４とを備え、昇圧コンバータ回路１３は、上記実施の形態１と同じ回路構成である。一方、共振コンバータ回路１４のトランス９の２次側整流回路は、半導体スイッチング素子１０、１１を用いた同期整流の回路構成を有している。

これにより、軽負荷動作時における直流変換装置の変換効率を高めることができる。これは、ダイオード整流回路では、ダイオードに流れる電流が小さくてもＶ_ｆ分の損失が発生している（Ｗ＝Ｖ_ｆ×Ｉ_ｏ）のに対して、同期整流回路では、ＭＯＳＦＥＴの損失が電流の２乗に比例するので（Ｗ＝Ｒ_ｏｎ×Ｉ_ｏ ^２）、導通損失を抑制することができるためである。

次に、この実施の形態５における共振コンバータ回路１４の基本的な動作について、波形を用いて説明する。図１３は、この発明の実施の形態５に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路１４の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。

図１３において、縦軸は、半導体スイッチング素子５、６のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖ_ｇｓ５、Ｖ_ｇｓ６、半導体スイッチング素子５、６のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖ_ｄｓ５、Ｖ_ｄｓ６、トランス９の１次側に印加される電圧Ｖ_ｔｒ１、共振コンデンサ７や共振リアクトル８に流れる共振電流Ｉ_Ｌｒ、トランス９の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流Ｉ_Ｌｍ、半導体スイッチング素子１０、１１のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖ_ｇｓ１０、Ｖ_ｇｓ１１、および半導体スイッチング素子１０、１１に流れる電流Ｉ_Ｄ１０、Ｉ_Ｄ１１の波形をそれぞれ示している。なお、１次側に流れる電流は、共振コンデンサ７からトランス９に流れる方向を正としている。

ここで、制御部１２は、半導体スイッチング素子５と半導体スイッチング素子１０とのオンオフ制御の同期をとっており、半導体スイッチング素子６と半導体スイッチング素子１１とのオンオフ制御の同期をとっている。また、この実施の形態５では、上述したように、スイッチング周波数ｆ_ｓｗの半周期（Ｔ_ｓｗ／２）と、共振コンデンサ７と共振リアクトル８とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆ_ｓｒの半周期（Ｔ_ｓｒ／２）にデッドタイムを加えた時間とが等しくなるように制御している。

一般的に、スイッチング周波数ｆ_ｓｗと直列共振周波数ｆ_ｓｒとが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際には、デッドタイム分だけ先に半導体スイッチング素子がターンオフするので、ターンオフ損失が発生する。これは、効率が悪化する原因となる。

そこで、この実施の形態５の共振コンバータ回路１４では、制御部１２がデットタイムを考慮したスイッチング周波数とすることにより、２次側整流回路の半導体スイッチング素子１０、１１をほぼ０Ａでターンオフすることができ、ターンオフ損失を低減できるだけでなく、ターンオフ時に発生するサージを抑制できるので、サージ抑制スナバ回路を削減することができる。

また、図１３に示されるように、導体スイッチング素子１０、１１のボディダイオードには、直前まで電流が流れているので、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ｄｓはゼロである。そのため、半導体スイッチング素子１０、１１は、ＺＶＳが成立する。

次に、この実施の形態５における直流変換装置において、負荷電圧が増加した場合の制御部１２の保護動作について説明する。この実施の形態５における直流変換装置では、共振コンバータ回路１４が同期整流の回路構成を有している。そのため、出力電圧Ｖ_ｏの電圧が増加した場合に、半導体スイッチング素子１０、１１のスイッチングよってトランス９の１次側に発生する電圧が昇圧コンバータ回路１３の出力電圧より大きくなるので、出力側から入力側に電流が流れる逆流現象が発生する。

そこで、この逆流現象を防止するために、制御部１２は、負荷電圧が増加した場合、すなわち、共振コンバータ回路１４の出力電圧があらかじめ定められた値を超えた場合に、昇圧コンバータ回路１３の出力電力が増加するように制御する。これにより、出力電圧Ｖ_ｏ側から入力電圧Ｖ_ｉ側に電流が逆流することを防止することができる。

なお、上記実施の形態５では、図１２に示したように、トランス９の２次巻線の中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続され、トランス９の２次巻線の両端には、それぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子が接続されていた。しかしながら、これに限定されず、図１４に示されるように、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続され、トランス９の２次巻線の両端に、それぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン端子が接続されていてもよい。

実施の形態６．
図１５は、この発明の実施の形態６に係る直流変換装置を示す概略構成図である。図１５において、この直流変換装置は、図１２に示した直流変換装置に加えて、トランス９の２次巻線に流れる電流値を取得する出力電流検出回路２４を有している。

上記実施の形態１〜５に示した制御方法により、入力電圧範囲が広い場合であっても、安定した電圧を高効率で出力することができる。しかしながら、経年変化による劣化や温度変化により、共振コンデンサ７の容量や、トランス９のリーケージインダクタンスである共振リアクトル８のインダクタンスが変化し、直列共振周波数ｆ_ｓｒは変化する。

そのため、図１３に示した動作波形は、図１６のように変化する。図１６は、この発明の実施の形態６に係る直流変換装置において、経年変化による劣化や温度変化により、直列共振周波数が変化した場合の各電圧電流波形を示す説明図であり、半導体スイッチング素子１０、１１のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖ_ｇｓ１０、Ｖ_ｇｓ１１、および半導体スイッチング素子１０、１１に流れる電流Ｉ_Ｄ１０、Ｉ_Ｄ１１の波形を示している。

図１６は、例えば共振コンデンサ７の容量の低下、共振リアクトル８のインダクタンスの低下、またはその両方により、直列共振周波数ｆ_ｓｒが増加した場合を示している。図１６のＩ_Ｄ１０、Ｉ_Ｄ１１より、同期整流においては、直列共振周波数ｆ_ｓｒが増加すると、共振電流が反転、すなわちドレインからソースに流れることが分かる。これにより、ターンオフ時では、スイッチング損失が発生するだけでなく、サージが増大する。

そこで、この実施の形態６では、制御部１２が、半導体スイッチング素子１０、１１のオンオフタイミングを半導体スイッチング素子５、６のオンオフタイミングとそれぞれ同期させるだけでなく、出力電流検出回路２４で検出された電流値が０Ａをクロスした瞬間に、半導体スイッチング素子１０または半導体スイッチング素子１１をターンオフするように制御する。

これにより、半導体スイッチング素子１０、１１は、０Ａでターンオフできるので、スイッチング損失が発生せず、サージも抑制することができる。図１６に示した動作波形に対して、上述した制御を適用した場合の動作波形を図１７に示す。図１７は、この発明の実施の形態６に係る直流変換装置において、共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。

図１７において、実線は、この実施の形態６において、制御部１２が、出力電流検出回路２４で検出された電流値が０Ａをクロスしたタイミングで、半導体スイッチング素子１０、１１をターンオフした場合の動作波形を示している。一方、図１７において、点線は、図１６に示した動作波形である。

なお、上記実施の形態６では、出力電流検出回路２４の電流値をモニタして、制御部１２が半導体スイッチング素子１０、１１をターンオフすると説明した。しかしながら、これに限定されず、例えばコンパレータを用いて、出力電流検出回路２４の電流値が正→負に変換された瞬間に、半導体スイッチング素子１０、１１をターンオフするようにハードウェアで制御してもよい。

また、上記実施の形態６では、半導体スイッチング素子１０、１１に流れる電流をモニタするために、出力電流検出回路２４である電流センサをトランス９の２次側に配置した。しかしながら、これに限定されず、例えばトランス９の１次側に電流センサを配置し、トランス１次側に流れる共振電流から、トランス９の２次側電流を推定してもよい。

また、上記実施の形態６では、図１５に示したように、トランス９の２次巻線の中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの負側に接続され、トランス９の２次巻線の両端には、それぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子が接続されていた。しかしながら、これに限定されず、例えば、中間タップが出力電圧Ｖ_ｏの正側に接続され、トランス９の２次巻線の両端に、それぞれ半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン端子が接続されていてもよい。

また、上記実施の形態６では、トランス９の２次巻線の中間タップの位置に出力電流検出回路２４を設けた。しかしながら、これに限定されず、半導体スイッチング素子１０、１１と直列に、それぞれ電流センサを設けてもよい。

また、上記実施の形態６では、トランス９が１個で構成されていた。しかしながら、これに限定されず、上述した実施の形態４のように、複数個のトランス９を用いてもよく、電力に応じて適切なサイズや冷却能力を実現することができる。

実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係る直流変換装置は、上記実施の形態６で説明した直流変換装置と同じ回路構成を有している。この実施の形態７では、上記実施の形態６と同様に、経年変化による劣化や温度変化により、共振コンデンサ７の容量や、トランス９のリーケージインダクタンスである共振リアクトル８のインダクタンスが変化し、直列共振周波数ｆ_ｓｒが変化した場合に、半導体スイッチング素子１０、１１のターンオフ時に発生するスイッチング損失の発生およびサージの増大に対する課題を対象とする。

上記実施の形態６では、出力電流検出回路２４で検出された電流値が０Ａをクロスした瞬間に、半導体スイッチング素子１０、１１がターンオフするように制御したが、この実施の形態７では、共振コンバータ回路１４の半導体スイッチング素子１０、１１のスイッチング周波数を増減することで、半導体スイッチング素子１０、１１が０Ａ付近でターンオフするように制御する。

ここで、直列共振周波数ｆ_ｓｒが変化することによって、直流変換装置の動作波形は、図１６に示されたように変化する。制御部１２は、半導体スイッチング素子１０、１１がターンオフするタイミングで出力電流検出回路２４の値を取得する。このとき、制御部１２は、取得された電流値が０Ａからあらかじめ定められた範囲を逸脱している場合に、スイッチング周波数を増減させる。

例えば、図１６に示された電流波形の場合には、制御部１２は、スイッチング周波数を増加させる。これにより、スイッチング周波数ｆ_ｓｗが直列共振周波数ｆ_ｓｒに近づくので、０Ａ付近で半導体スイッチング素子１０、１１をターンオフすることができる。また、反対に、半導体スイッチング素子１０、１１の電流が０Ａに達する前にターンオフした場合には、制御部１２は、スイッチング周波数を低下させる。これにより、上記実施の形態６と同様の効果を得ることができる。

なお、上記実施の形態７では、半導体スイッチング素子１０、１１のスイッチング損失を低減させ、サージを抑制するために、出力電流検出回路２４を設け、スイッチング周波数を増減させることにより、半導体スイッチング素子１０、１１が０Ａ付近でオフするような回路とした。

しかしながら、これに限定されず、例えば、直流変換装置が内部に図示しない温度センサを備え、制御部１２が、温度変化によって変化する直列共振周波数ｆ_ｓｒの値を関数として記憶しておき、温度センサのモニタ値によって、スイッチング周波数ｆ_ｓｗを変化させてもよい。

実施の形態８．
一般的に、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御を行う場合には、一定の周波数に起因した高いスイッチングノイズが発生することがあり、そのときには、ノイズ発生源として、他の電子機器に対し、誤動作や機能停止等といった弊害を招く恐れがある。

上記各実施の形態１〜７で示した直流変換装置では、コンバータを２段構成としているので、一般的に、昇圧コンバータ回路１３および共振コンバータ回路１４のスイッチングに起因するノイズについて、１段構成のコンバータ回路と比べて、より考慮する必要がある。

実際に、こういったスイッチングノイズについて、特に各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際規格ＣＩＳＰＲが各分野の電子機器や自動車のＥＭＣ（ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）規格を制定、発行している。

このようなスイッチングノイズを抑制するために、一般的には、スナバ回路やノイズフィルタ等の部品やノイズ対策部品を備えることも考えられるが、コストアップや装置の大型化が避けられない。そこで、この実施の形態８では、制御部１２が電力変換中の共振コンバータ回路１４のスイッチング周波数を変化させ続けることで、スイッチングノイズのスペクトル拡散を図り、所望の帯域におけるスイッチングノイズのピーク値を低減する。

一般的に、ＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング周波数が変動するとゲインも変化することから、スイッチング周波数を変化させながらスイッチングノイズのスペクトル拡散を図ると、併せて出力電圧Ｖ_ｏも変化する。しかしながら、この実施の形態８における直流変換装置の共振コンバータ回路１４は、共振リアクトル８にトランス９の漏れインダクタンスを使用しているので、図３に示されるように、周波数を変動させてもゲイン特性は一定である。そのため、制御部１２は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を変化させても、共振コンバータ回路１４は、一定の電圧を出力することができる。

一方、スイッチング周波数を変化させることによるスイッチングノイズのスペクトル拡散効果は、非特許文献１に示されている。すなわち、次式（１２）で示されるように、スイッチング周波数が繰り返し性をもって変化する際の、繰り返し周波数ｆ_ｍが低いほど、また、スイッチング周波数を変化させる際の最大周波数と最小周波数との差Δｆが大きいほど、スペクトル拡散指数βが大きく、好適にスイッチングノイズのピーク値が低減される。

上述したノイズスペクトルの拡散方法について、図１８を用いて説明する。図１８は、この発明の実施の形態８に係る直流変換装置におけるノイズスペクトルの拡散方法を示す説明図であり、制御部１２が、共振コンバータ回路１４の半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を、時間によって変化させている様子を示している。図１８において、制御部１２は、一定の周期Ｔ_ｍの間に周波数をｆ_１（第１スイッチング周波数）〜ｆ_２（第２スイッチング周波数）まで変化させている。また、上述した繰り返し周波数ｆ_ｍは１／Ｔ_ｍであり、Δｆはｆ_２−ｆ_１である。

すなわち、式（１２）より、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得るためには、周波数変換の周期Ｔ_ｍが大きく、つまり繰り返し周波数ｆ_ｍが小さく、スイッチング周波数の変化幅Δｆが大きいほどよいことがわかる。

ここで、スイッチング周波数を変化させることによるスペクトル拡散効果は、上記式（１２）で表されたスペクトル拡散指数βの値によって確認することができる。図１９（ａ）〜（ｃ）は、この発明の実施の形態８に係る直流変換装置において、スペクトル拡散指数βの変化によるスペクトル拡散効果を示す説明図である。

図１９（ａ）は、β＝０の場合を示し、図１９（ｂ）は、β＝１の場合を示し、図１９（ｃ）は、β＝５の場合を示している。図１９から、スイッチング周波数を一定値ｆｃとしてスイッチング制御する場合に比べて、スペクトル拡散指数βを大きくするほど、本来のノイズピークが低減し、広帯域にスペクトルを拡散することができることが分かる。

すなわち、処理負荷の増加を最低限に抑えるために、スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差Δｆを制限した場合に、スペクトル拡散指数βを大きくするためには、繰り返し周波数ｆ_ｍを小さくする必要がある。

しかしながら、上述したＥＭＣ規格では、装置が発生させるノイズをスペクトルアナライザで測定する際のＲＢＷ（ＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＢａｎｄＷｉｄｔｈ：分解能帯域幅）が規定されている。また、非特許文献１によれば、スイッチングノイズのスペクトルは、繰り返し周波数ｆ_ｍ毎にピークをもって分散する。

そのため、スペクトルアナライザでスイッチングノイズのスペクトルを測定した場合に、上述したスペクトル拡散効果を得るためには、繰り返し周波数ｆ_ｍを、スペクトルアナライザのＲＢＷ以上の値に設定する必要がある。

そのため、この発明の実施の形態８に係る直流変換装置の共振コンバータ回路１４において、制御部１２は、半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数の繰り返し周波数ｆ_ｍを、スペクトルアナライザのＲＢＷ以上の値に設定する。

また、上記式（１２）より、スイッチング周波数の変化幅Δｆはが大きいほど、ノイズ拡散効果がある。そのため、ｆ_１は小さく、ｆ_２は大きくする必要がある。しかしながら、一般的に、これらの値は、ハードウェアの要素で決まる。

すなわち、ｆ_２は大きいほどよいが、一般的には、これらを制御するマイコンやＩＣのスペックで決まる。一方、ｆ_１は小さいほどよいが、ｆ_１が小さいほど、トランス９の電圧印加時間が大きくなり、磁束飽和が起こってしまう。なお、磁束飽和が起こると、トランス９に流れる電流が急激に増加する。また、この急激な電流増加は、ノイズが増加する原因となる。そのため、トランス９の磁束飽和が起こらないように、周波数変化パターンの最小周波数を設定する必要がある。

ここで、スイッチング周波数とトランス９の磁束密度の変化ΔＢは、次式（１３）で与えられる。なお、式（１３）において、Ｖはトランス９の１次側端子間電圧を示し、ｄｔは電圧印加時間（スイッチング周波数ｆ_ｓｗに反比例）を示し、Ｎはトランス１次側巻数を示し、Ａｅはトランスコアの有効断面積を示し、ｄはスイッチングのオン比を示し、ｆ_ｓｗはスイッチング周波数を示している。

また、トランス９の磁束密度の変化ΔＢは、トランス９の飽和磁束密度Ｂｓによって規定した値以下となる必要があり、この実施の形態８の共振コンバータ回路１４では、ΔＢ≦２Ｂｓを満たす必要がある。すなわち、ΔＢ≦２Ｂｓを満たすスイッチング周波数ｆ_ｓｗを周波数変化パターンの最小周波数とする。これにより、トランス９の磁束飽和に起因するノイズの発生を抑制することができ、所望の帯域におけるスイッチングノイズのピーク値を低減することができる。

なお、上記実施の形態８で説明したノイズスペクトルの拡散方法について、図１８を参照して説明したが、制御部１２のマイコンやＩＣによっては、図１８のようにスイッチング周波数をスイープさせる機能を有していない場合がある。この場合には、制御部１２は、スイッチング周波数としていくつかのパターンｆ（１）、ｆ（２）・・・ｆ（ｋ）を用意し、スイッチング周波数を順次切り替えていくことで同様の効果を得ることができる。

以下、図２０を参照しながら、この場合における制御方法について説明する。図２０は、この発明の実施の形態８に係る直流変換装置におけるノイズスペクトルの拡散方法の別の例を示す説明図であり、制御部１２が制御する半導体スイッチング素子５、６のスイッチング周波数を示している。

この実施の形態８においては、図２０に示されるように、制御部１２は、一定の周期Ｔ_ｍの間に、周波数値ｆ（１）からｋ回目に出力する周波数値ｆ（ｋ）までのスイッチング周波数を、ｆ（１）→ｆ（２）→・・・・・→ｆ（ｋ）の順に出力するとき、このｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を、ｆ（１）≦ｆ（２）≦・・・≦ｆ（ｋ）またはｆ（１）≧ｆ（２）≧・・・≧ｆ（ｋ）が満たされるように設定する。

また、制御部１２は、ｆ（１）からｆ（ｋ）までのスイッチング周波数でスイッチング制御するときの合計時間（１／ｆ（１））＋（１／ｆ（２））＋・・・・・＋（１／ｆ（ｋ））が、演算周期Ｔｃと一致するように、ｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を設定する。

なお、上記実施の形態８では、半導体スイッチング素子５、６の制御方法について説明したが、ここで、共振コンバータ回路１４の２次側整流回路は、ダイオード整流方式であっても同期整流方式であってもよく、また、トランス９は、上述した実施の形態４のように、複数であってもよい。

また、上記各実施の形態１〜８では、半導体スイッチング素子がＭＯＳＥＴとした。しかしながら、これに限定されず、半導体スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴであってもよい。

また、上記各実施の形態１〜８では、トランス２次側の整流回路後段から出力電圧Ｖ_ｏまでの間に平滑用のコンデンサが並列接続されていない。しかしながら、これに限定されず、例えば、フィルムコンデンサやアルミ電解コンデンサ等のコンデンサが、整流回路後段に接続されてもよく、また、共振コンバータ回路１４の出力部に鉛バッテリ等の大きな容量成分となるものが接続されている場合には、コンデンサを接続しなくてもよい。

また、上記各実施の形態１〜８では、共振コンバータ回路１４は、半導体スイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ構成とした。しかしながら、これに限定されず、共振コンバータ回路１４は、例えばフルブリッジ構成であってもよい。

また、上記各実施の形態１〜８において、直流変換装置に使用する半導体スイッチング素子は、シリコン（Ｓｉ）半導体からなる半導体スイッチング素子に限定されず、例えば、半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体よりもバンドギャップが広い非Ｓｉ半導体材料からなるものであってもよい。なお、非Ｓｉ半導体材料であるワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドがある。

ここで、ワイドバンドギャップ半導体からなる半導体スイッチング素子は、Ｓｉ半導体では、ユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用することができ、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減するとともに、電力損失を大きく低減することができる。また、電力損失が小さく、耐熱性も高いので、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合には、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であり、半導体モジュールの一層の小型化を実現することができる。

また、ワイドバンドギャップ半導体からなる半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作に適しており、高周波化の要求が大きいコンバータ回路に適用すると、スイッチング周波数の高周波化によって、コンバータ回路に接続されるリアクトルやコンデンサ等を小型化することができる。よって、上記各実施の形態１〜８における半導体スイッチング素子は、炭化珪素等ワイドギャップ半導体からなる半導体スイッチング素子となる場合にも、同様の効果を得ることができる。

１昇圧リアクトル、２ダイオード、３半導体スイッチング素子、４平滑コンデンサ、５、６半導体スイッチング素子、７共振コンデンサ、８共振リアクトル、９トランス、１０、１１整流用ダイオードまたは半導体スイッチング素子、１２制御部、１３昇圧コンバータ回路（昇圧コンバータ）、１４共振コンバータ回路（絶縁型共振コンバータ）、２２平滑コンデンサ電圧検出回路、２３出力電圧検出回路、２４出力電流検出回路、３０ａ〜３０ｅ制御線、３１ａ〜３１ｃ信号線、Ｖ_ｉ入力電圧、Ｖ_ｏ出力電圧。

この発明に係る直流変換装置は、入力電圧を昇圧して直流電圧を出力する昇圧コンバータと、昇圧コンバータから出力された直流電圧を降圧して直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、昇圧コンバータおよび絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、昇圧コンバータは、昇圧リアクトル、ダイオードおよびコンデンサと、昇圧リアクトルへの通電を制御する第１スイッチング素子と、を有し、絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子および第３スイッチング素子と、トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、共振リアクトルは、トランスのリーケージインダクタンスで形成され、制御部は、スイッチング周波数の半周期と、共振コンデンサと共振リアクトルとで構成される直列共振回路の直列共振周波数の半周期に、デッドタイムを加えた時間とが等しくなるように制御するものである。

Claims

入力電圧を昇圧して直流電圧を出力する昇圧コンバータと、
前記昇圧コンバータから出力された直流電圧を降圧して直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
前記昇圧コンバータおよび前記絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
前記昇圧コンバータは、昇圧リアクトル、ダイオードおよびコンデンサと、前記昇圧リアクトルへの通電を制御する第１スイッチング素子と、を有し、
前記絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、前記共振コンデンサおよび前記共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第２スイッチング素子および第３スイッチング素子と、前記トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、
前記共振リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスで形成される
直流変換装置。
前記制御部は、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子を、デッドタイムを挟んで、固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数で交互にオンオフ制御する
請求項１に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記固定オンデューティ比をほぼ５０％として、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子をオンオフ制御する
請求項２に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記第１スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記絶縁型共振コンバータから出力される直流電圧が目標値に近づくように、前記昇圧コンバータから出力される直流電圧を制御する
請求項１から請求項３までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記入力電圧があらかじめ定められた第１電圧よりも高い場合には、前記第１スイッチング素子のスイッチングを停止する
請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記入力電圧が前記第１電圧よりも高い第２電圧よりも高い場合には、前記第１スイッチング素子のスイッチングを停止するとともに、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のデッドタイムを増加させて、前記絶縁型共振コンバータの出力電圧を低下させる
請求項５に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記入力電圧が前記第１電圧よりも高い第２電圧よりも高い場合には、前記第１スイッチング素子のスイッチングを停止するとともに、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のスイッチング周波数を増加させて、前記絶縁型共振コンバータの出力電圧を低下させる
請求項５に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記昇圧コンバータから出力される前記直流電圧が一定となるように、前記第１スイッチング素子を制御し、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のスイッチング周波数を制御して、前記絶縁型共振コンバータの出力電圧を調整する
請求項１から請求項７までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電流があらかじめ定められた値を超えた場合に、前記昇圧コンバータから出力される直流電圧を低下させる
請求項１から請求項８までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電流があらかじめ定められた値を超えた場合に、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のデッドタイムを増加させる
請求項１から請求項９までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電流があらかじめ定められた値を超えた場合に、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のスイッチング周波数を増加させる
請求項１から請求項１０までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記第１スイッチング素子と前記昇圧コンバータから出力される直流電圧の負側に接続されている前記第３スイッチング素子とのオンオフタイミングを同期させる
請求項１から請求項１１までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記絶縁型共振コンバータのトランスは複数設けられ、複数のトランスのそれぞれの１次巻線は、互いに直列に接続されている
請求項１から請求項１２までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記整流回路は、同期整流回路である
請求項１から請求項１３までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、スイッチング周波数の半周期と、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとで構成される直列共振回路の直列共振周波数の半周期に、デッドタイムを加えた時間とが等しくなるように制御する
請求項１４に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電圧があらかじめ定められた値を超えた場合に、前記昇圧コンバータから出力される直流電圧を増加させる
請求項１４に記載の直流変換装置。
前記絶縁型共振コンバータは、前記トランスの２次巻線に流れる電流値を取得する出力電流検出回路をさらに有し、
前記制御部は、前記出力電流検出回路から取得した電流値が０Ａとなるタイミングで、前記同期整流回路のスイッチング素子をオフする
請求項１４に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記出力電流検出回路から取得した電流値に応じて、前記絶縁型共振コンバータのスイッチング周波数を制御する
請求項１７に記載の直流変換装置。
前記直流変換装置は、温度センサをさらに備え、
前記制御部は、前記温度センサで検出された温度に応じて、前記絶縁型共振コンバータのスイッチング周波数を制御する
請求項１４に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のスイッチング周波数を、第１スイッチング周波数から前記第１スイッチング周波数よりも高い第２スイッチング周波数の間まで、あらかじめ定められた周期で増減させ、この周期毎にスイッチング周波数の増減を繰り返す
請求項１から請求項１４までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記あらかじめ定められた周期の逆数が、前記スイッチング素子のオンオフにより発生するノイズを測定する受信機の分解能帯域幅以上となるように、前記あらかじめ定められた周期を設定する
請求項２０に記載の直流変換装置。
前記制御部は、前記第１スイッチング周波数を、前記トランスが磁束飽和に至らない周波数となるように設定する
請求項２０に記載の直流変換装置。
前記直流変換装置の各スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成される素子である
請求項１から請求項２２までの何れか１項に記載の直流変換装置。
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドを用いた半導体である
請求項２３に記載の直流変換装置。